Maciej Fimiarz

7.06.2007 r.

Nr indeksu: 192607

Projekt 1 – WZIM

Generator astabilny

o regulowanym czasie trwania impulsów

i współczynniku wypełnienia

Cel projektu:

Celem niniejszego projektu jest wykonanie generatora powtarzalnych

impulsów prostokątnych z możliwością osobnej regulacji czasu trwania stanu

wysokiego i niskiego

Założenia:

•

Szybkość zboczy porównywalna w uzyskiwaną na wyjściu bramki AC (<=

1ns).

•

Jak największa częstotliwość powtarzania impulsów.

•

Zakres regulacji czasów trwania stanów wysokiego i niskiego ~ 10x.

Możliwie liniowa regulacja tychże czasów.

•

Jak najmniejsze zafalowania impulsu, umożliwiające wykorzystanie

generatora do jako źródło sygnału do badania układów (zniekształcenia,

częstotliwość graniczna).

•

Wyjście dopasowane do obciążenia 50Ω.

•

Zasilanie: +/- 12V.

Przełącznik
prądowy 1

Przełącznik
prądowy 2

Przerzutnik

Schmitta

Układ
kształtowania
zbocza +
wzmacniacz

Wyjście

I

1

I

2

Koncepcja układu:

Rys. 1

Powyższy rysunek przedstawia typowy schemat poglądowy generatora

astabilnego. Dzięki takiej konfiguracji, możliwe jest niezależne ustawianie czasu

trwania stanu wysokiego i niskiego przebiegu prostokątnego. Ponadto za czasy

narastania odpowiedzialny jest osobny układ, co stwarza szansę ewentualnego

„przyśpieszenia” zboczy. Zastosowanie odpowiednich elementów potencjalnie

umożliwia spełnienie wszystkich założeń projektowych.

Schemat układu

Rys. 2

Przełącznik
prądowy 1

Przerzutnik

Schmitta

Układ
kształtowania
zbocza +
wzmacniacz

Wyjście

I

1

I

2

Zasada działania

Układ zasilany jest z napięcia +/- 12V. Źródło prądowe 1 jest wykonane w

standardowym układzie ze wzmacniaczem operacyjnym. W tej konfiguracji uzyskuję

liniową zależność prądu od kąta przekręcenia gałki potencjometru. W układzie

testowym, rezystancja R10 wynosi 1kΩ, zaś rezystancja R38 – 100kΩ, co pozwala

regulować prąd źródła w zakresie od 1.3mA, do 14.5mA. Dioda DZ1 jest niezbędna

w przypadku wykorzystania wzmacniacza LM358 – obniża napięcie występujące na

wejściu i konieczne do uzyskania na wyjściu wzmacniacza zapewniając jego

poprawną pracę. Ponieważ wystarczy obniżenie o około 2V, użyto tutaj włączonej w

kierunku przewodzenie diody LED. Kondensator C3 zmniejsza impedancję

wyjściową wzmacniacza dla prądów zmiennych. Z kolei rezystory R40 i R34

zapewniają stabilną pracę tranzystora.

Źródło prądowe 2 wykonane jest w analogicznej konfiguracji. Z racji

poprawnej pracy wzmacniacza dla napięć bliskich ujemnemu biegunowi zasilania,

dioda Zenera nie jest konieczna. Zakres regulacji źródła jest porównywalny z

zakresem regulacji źródła 1. Rezystory R37 i R36 zwiększają impedancję źródeł dla

skoków napięcia.

W układzie postanowiłem wykorzystać dwa klucze prądowe do sterowania

źródeł. Wykorzystanie tego układu zamiast takiej koncepcji:

Rys. 3

powodowane było mniej wygodną regulacją (kondensator rozładowywany jest

prądem I

2

, zaś ładowany prądem I

1

– I

2

), oraz zaobserwowanym w „Spice” brakiem

uzysku częstotliwości generacji w stosunku do niniejszego rozwiązania.

Przełącznik prądowe zostały zrealizowane jako tranzystorowe klucze

prądowe. Przełączane są jednocześnie za pomocą wtórnika z tranzystorem T7 i

diody Zenera. Górne źródło prądowe zasiane jest napięciem o około 2V niższym niż

dodatnie napięcie zasilania, chcąc zachować porównywalne warunki pracy kluczy i

źródeł prądowych, założyłem, że napięcie na kondensatorze C8 będzie się zmieniać

w okolicach -1V (nie standardowo – masy układu). Oznacza to, że próg przełączenia

klucza prądowego 1 powinien wynosić około 4V, zaś klucza prądowego 2: -6V (z

racji użycia diody DZ2 o U

Z

= 10V, różnica tych napięć powinna również wynosić

10V). Rezystory regulowane PR1 i PR2 pozwalają dokładnie ustalić progi, pod kątem

maksymalnej częstotliwości generacji.

Rezystor R5 pozwala spolaryzować DZ1 i T7 prądem około 12mA

optymalnym pod kątem f

T

tranzystora.

Przy założonym średnim poziomie napięcia na C8 = -1V, Prąd płynący przez

R11 oraz przez wynosi 12V – U

BE

– |-1V| = 6.8mA. Taki sam prąd średni płynie

przez R13. Przez R8 i R12 płynie prąd około 15mA, i to on warunkuje histerezę

przerzutnika oraz zakres skoku napięcia na wyjściu. Przy wartościach elementów jak

na schemacie, histereza oraz zakres zmian napięcia na wyjściu wynoszą 1.5V.

Napięcie na emiterze tranzystora T7 zmienia się w zakresie 5V do 3.5V, co jest bliskie

optimum (napięcie progowe klucza 1 należało będzie ustawić na około 4.25V, zaś

dolnego, na 5.75V). Z kolei napięcie na kondensatorze C8 zmieniać się będzie w

zakresie -0.5V do -2V, co też jest bliskie optimum pracy tranzystorów klucza i źródeł.

Rozrzuty wartości elementów nie powinny spowodować zaniku generacji.

Celem zastosowania przerzutnika Schmitta z poszerzoną strefą przejściową

była chęć uzyskania pracy tranzystorów T8 i T9 bez zatykania się, oraz uniknięcie

wpływu nieliniowości pracy tranzystora T8 na zmiany napięcia na C8. Dokonano

również prób przy zwarciu diod Schottky’ego i pracy klasycznej przerzutnika.

Napięcie na bazie tranzystora T10 zmienia się w zakresie 6V…4.5V, co dla

elementów jak na schemacie da zmianę napięcie na wyjściu układu w zakresie

0.27V…1V. Po obciążeniu 50Ω, zmiana ta wyniesie 0.13V… – 0.5V, czyli ΔV = 370mV.

Poszerzenie strefy przejściowej wzmacniacza wyjściowego powodowane było

chęcią uzyskania jak największej stromości zboczy. W ogólności użyłem diod

Schottky’ego, ponieważ jestem w ich posiadaniu i chciałem zweryfikować

skuteczność ich użycia do przyśpieszania układu.

Do wyjaśnienia pozostała jest kwestia zastosowania dosyć szerokiej pętli

histerezy.

Rys. 3 Wykres zmian napięcia na kondensatorze C8 (trójkąt), oraz napięcia na

drugim wejściu przerzutnika Schmitta (teoretycznie histereza).

Jak można zauważyć na wykresie ze „Spice”, przerzuty następują dla napięć

300mV mniejszych niż wynoszą progi histerezy, czyli dla histerezy 1.5V, zakres

zmian napięcia na kondensatorze wynosi 900mV. Jest to spowodowane łagodnym

przechodzeniem tranzystorów ze stanu zatkania do otwarcia i odwrotnie z racji

nieliniowej charakterystyki przejściowej. Dla przerzutnika Schmitta bez diod

Schottky’ego różnica napięć wynosi około 100…150mV, co przy histerezie 1.5V, da

zakres zmian napięcia na kondensatorze rzędu 1.2V.

Wyniki badań

„Spice”:

Układ z poszerzoną strefą przejściową

Rys. 4 – średnia częstotliwość

Rys. 5 - wysoka częstotliwość

Na pierwszym z powyższych rysunków przedstawione są istotne przebiegi

napięć w układzie dla prądów źródeł równych 3mA. Częstotliwość oscylacji wynosi

około 70MHz, napięcie na kondensatorze zmienia się w zakresie około 1V.

Na kolejnym widoczne są analogiczne przebiegi, lecz dla prądów źródeł

równych 15mA. Częstotliwość oscylacji wynosi 250MHz, zaś zakres zmian napięcia

na C8 wynosi 1.5V. Zauważalne jest zwiększenie zakresu zmian, na skutek opóźnień

wnoszonych przez klucze i przerzutnik Schmitta i płynąca z tego nieliniowość

wpływu prądu źródeł na czas trwania stanu wysokiego i niskiego na wyjściu

generatora. Pojemność C8 wynosi 15pF. Zmniejszenie jej poniżej tego poziomu nie

powoduje znaczącego przyrostu częstotliwości oscylacji, zwiększa się za natomiast

wpływ pojemności złączowych tranzystorów i nieliniowość zmian czasów t

H

i t

L

w

funkcji prądów źródeł prądowych.

Czas narastania przebiegu wyjściowego wynosi około 400ps, zaś czas

opadania – 330ps i są w zasadzie niezależne od częstotliwości przebiegu

Przebiegi: wyjściowy 2-gie wejście Schmitta na C8

Przebiegi: wyjściowy 2-gie wejście Schmitta na C8

Układ z przerzutnikiem Schmitta bez poszerzonej strefy przejściowej

Rys. 6 – średnia częstotliwość

Rys. 7 – wysoka częstotliwość

Celem przetestowania układu bez poszerzonej strefy przejściowej, obniżono

szerokość pętli histerezy, aby uzyskać porównywalny j. w. zakres zmian napięcia na

C8.

Maksymalna uzyskana częstotliwość generacji wynosi tutaj 189MHz. Użycie

diod Schottky’ego powoduje, że szersza musi być pętla histerezy, ale jednocześnie

linearyzuje układ, zmniejsza czasy propagacji i umożliwia uzyskanie większych

częstotliwości generacji.

Podsumowując wg. „Spice” możliwe jest uzyskanie stabilnej generacji do

około 250MHz, przy zmianie prądów źródeł w zakresie od 0 do 15mA. Dla wielkich

częstotliwości pojawia się znacząca nieliniowość wpływu zmian prądu na czasy

stanu wysokiego i niskiego na wyjściu, jednak nieliniowość ta jest znacznie wyższa

dla układu bez poszerzonej strefy przejściowej.

Realizacja fizyczna układu

Rys. 8

Rys. 9

Rysunek 8 przedstawia szybkość zboczy przebiegu. Zaobserwowane na

oscyloskopie HP, o paśmie 500MHz i własnym czasie narastania 700ps, zbocza mają

czasy narastania i opadania około 1ns. Kształt przebiegu nie wykazuje znaczących

przerostów ani oscylacji, co pozwala sądzić, że generator, zgodnie z założeniem,

może być użyteczny przy badaniu pasma i zniekształceń wzmacniaczy

szerokopasmowych.

Z kolei rysunek 9 prezentuje najszybszy uzyskany stabilny przebieg

wyjściowy, którego częstotliwość wynosi 148MHz.

Układ wykazuje wyraźną nieliniowość i wpływ prądu źródła prądowego

ładującego kondensator na czas stanu niskiego i odwrotnie, dla prądów powyżej

około 8mA. Ponadto, dla pewnych ustawień układu, widoczna jest modulacja

częstotliwości wynikająca z podwzbudzania się układu.

Testowano również rozwiązanie z cewkami powietrznymi włączonymi w

szereg ze źródłami prądowymi. Ich pozytywny wpływ był jednak mało widoczny,

natomiast wspomniane podwzbudzenie było łatwiejsze do uzyskania niż

poprzednio.

Efektywna użyteczna częstotliwość maksymalna generacji jest ograniczona

wzbudzeniami oraz nieliniowością regulacji i wynosi około 100MHz.

Możliwości zmian:

•

Przede wszystkim można podjąć próbę wykonania układu z innego rodzaju

przełącznikiem. Przykładowy kompletny układ z przełącznikiem diodowym

mógłby wyglądać np. tak:

Rys. 10 – układ z przełącznikiem 2-diodowym

Uzyskana częstotliwość generacji w przypadku tego układu dochodziła do

400MHz.

Rys. 11 – średnia częstotliwość

Rys. 12 – wysoka częstotliwość

Jak widać na powyższych wykresach czasowych, występuje tutaj stosunkowo

nieznaczne poszerzenie zmian napięcia na C7 miarę wzrostu częstotliwości, co

pozwala przypuszczać, że znacząco skrócił się czas propagacji sygnału przez układ.

Do rozpatrzenia pozostaje kwestia wykonania źródła napięcia V3, które powinno być

regulowane, celem niwelowania rozrzutu wartości elementów a zarazem zapewniać

minimalne pojemności rozproszone.

Przebiegi: wyjściowy 2-gie wejście Schmitta na C8

Przebiegi: wyjściowy 2-gie wejście Schmitta na C8