Elektor
1/99
16
Entwurf von G. Baars, PE1GIC
AM/FM/SSB-
Empfänger
Teil 1: Schaltungsbeschreibung
Der AM/FM/SSB-
Empfänger wird in
zwei aufeinanderfol-
genden
Beiträgen
beschrie-
ben. Er hat
einen Fre-
quenzbereich
von 150 kHz bis
30 MHz und ver-
fügt über eine von
einem Mikroprozes-
sor gesteuerte PLL-
Syntheseabstim-
mung. Bei der Ent-
wicklung wurde vor
allem darauf geachtet,
die für Elektroniker
ohne HF-Erfahrung
beim Nachbau häufig
auftretenden Pro-
bleme von vorne her-
ein zu eliminieren.
Spezifikationen
➧ Doppelsuper, 1. ZF 45 MHz, 2. ZF 455 kHz
➧ AM-, FM- und SSB-Empfang
➧ Mikroprozessorsteuerung der Syntheseabstimmung und ande-
rer Empfängerfunktionen
➧ Empfangsfrequenzbereich 150 kHz bis 32 MHz, Abstimmung in
1-kHz-Schritten
➧ Umschaltbare ZF-Bandbreite: 3 kHz (schmal) oder 12 kHz
(breit)
➧ Interner 6-Band-Preselektor mit automatischer Umschaltung
➧ 12er-Tastatur für Frequenzeingabe, Bandbreiten- und Betriebs-
artumschaltung
➧ Stationsspeicher für 21 Frequenzen inklusive Bandbreiten- und
Betriebsarteinstellung
➧ Unterdrückung unerwünschter Mischprodukte >50 dB
➧ NF-Ausgangsleistung ca. 1 W/8 Ω
➧ Stromaufnahme max. 400 mA bei 15 V (90 mA weniger ohne NF
und LC-Displaybeleuchtung)
HOCHFREQUENZ
Die Vereinfachung des Nachbaus war
für den Entwickler natürlich keine Ver-
einfachung. An vielen Stellen mußten
Lösungen gefunden werden, um den
Schwierigkeitsgrad bei Aufbau und
Abgleich zu verringern. Vor allem soll-
ten selbst zu wickelnde Spulen mög-
lichst ganz außen vor bleiben, ebenso
waren spezielle HF-Meßgeräte für den
Abgleich nicht zugelassen.
Bis auf eine einzige Spule werden
daher nur fertig erhältliche Indukti-
vitäten und Filter eingesetzt. Die Schal-
tung wurde schließlich so weit opti-
miert, daß sie bei einwandfreier
Bestückung der Platine auf Anhieb
funktioniert. Für den Abgleich des
Empfängers benötigt man außer einem
Multimeter keine weiteren Meßgeräte,
und für den eigentlichen (HF-)Abgleich
noch nicht einmal das, weil das einge-
baute S-Meter verwendet wird.
D
A S
K
O N Z E P T
Das Blockschaltbild des Empfängers ist
in Bild 1 dargestellt. Vom Konzept her
handelt es sich um einen Doppelsuper,
also um einen Überlagerungsempfän-
ger mit zwei Oszillatoren, zwei
Mischern und zwei Zwischenfre-
quenzverstärkern. Dabei wird für die
erste Zwischenfrequenz eine “hohe”
ZF verwendet, die deutlich über der
höchsten zu empfangenden Signalfre-
quenz liegt.
Das Antennensignal wird zuerst durch
einen Vorkreis (Preselector) geführt, um
die Gefahr von Interferenzen und
Kreuzmodulation durch sehr starke
Signale außerhalb des Empfangsbe-
reichs zu verringern. Der Vorkreis wird
von Hand abgestimmt, um eine mög-
lichst gute Vorselektion zu erreichen.
Der Vorkreis dient aber auch dazu, die
Abhängigkeit von der verwendeten
Antenne zu verringern. Tatsächlich
kann man so ziemlich alles an Anten-
nen anschließen, von der einfachen
Teleskopantenne über die Lang-
drahtantenne bis hin zu einem ausge-
wachsenen “Beam” mit 50 Ω Kabelim-
pedanz. Als Zimmerantenne kann man
natürlich auch die in Elektor September
veröffentlichten magnetischen Schlei-
fenantennen in Erwägung ziehen.
Auf den Preselector folgt ein Vorver-
stärker mit manuell einstellbarer Ver-
stärkung. Auch hier gilt die Devise,
starke Signale von der nächsten Stufe,
dem Mischer, fernzuhalten. Wer sich
mit dem Kurzwellenempfang noch
nicht näher befaßt hat, dem sei gesagt,
daß es viel wichtiger ist, starke Störsig-
nale vom Empfänger fernzuhalten, als
im Rauschen nach schwachen Signa-
len zu lauschen.
Das Oszillatorsignal für den ersten
Mischer wird von einem Synthesizer
geliefert, der in 1-kHz-Schritten zwi-
schen 45,150 MHz und 77,000 MHz
abgestimmt werden kann. Der Syn-
thesizer besteht aus den bekannten
Zutaten: einem VCO (spannungsge-
steuerten Oszillator), einem Vorteiler
und einem Schleifenfilter zur Unter-
drückung der Referenzfrequenz (hier
1 kHz). Zusammen mit anderen Teil-
schaltungen des Empfängers wird
auch der Synthesizer durch einen zen-
tralen Mikrocontroller gesteuert.
Das Ausgangssignal des ersten
Mischers durchläuft ein 45-MHz-Filter
mit einer Bandbreite von etwa 15 kHz.
Das Filter hat in erster Linie die Auf-
gabe, die Spiegelfrequenz des zweiten
Mischers von 44,090 MHz (44,545-
0,455) zu unterdrücken.
Das erste ZF-Signal (45 MHz) wird
durch den zweiten Mischer mit dem
Signal des zweiten Oszillators auf 455
kHz heruntergemischt. Der zweite
Oszillator ist ein Quarzoszillator mit
einer Frequenz von 44,545 MHz. Am
Ausgang des zweiten Mischers liegen
zwei Bandpaßfilter, ein schmales mit
einer Bandbreite von 3 kHz für den SSB-
Empfang und ein breites mit 12 kHz
Bandbreite für AM- und FM-Empfang.
Die Verstärkung beider ZF-Verstärker
(45 MHz und 455 kHz) wird über eine
AGC (automatic gain control) geregelt.
Da die AGC-Spannung von der emp-
fangenen Signalstärke abhängt, kann
sie auch für die S-Meter-Anzeige ver-
wendet werden.
Der letzte 455-kHz-Verstärker ist mit
den beiden Demodulatoren für AM
und FM und einem Produkdetektor
für SSB verbunden. Der Oszillator des
Produktdetektors kann etwas gezogen
werden, um zwischen unterem und
oberem Seitenband (USB/LSB) wählen
zu können. Das entsprechende Poti ist
mit BFO (für beat frequency oscillator)
bezeichnet. Die Auswahl des verwen-
deten Demodulators erfolgt durch
Analogschalter an den jeweiligen Aus-
gängen, genauso sind auch an den
Ausgängen der 455-kHz-Filter Analog-
schalter für die Filterwahl angeordnet.
Bevor das demodulierte Signal zum
NF-Verstärker gelangt, durchläuft es
noch ein NF-Bandpaßfilter als “Sprach-
filter” mit Eckfrequenzen von 450 Hz
und 3,3 kHz.
Der Mikroprozessor steuert nicht nur
die Syntheseabstimmung, sondern
auch den Preselector, die Auswahl der
Filterbreite (breit/schmal) und der
Demodulation (FM/AM/SSB) und die
17
Elektor
1/99
Keyboard
LCD
Preselector
HF-
Verstärkung
S meter
Lautstärke
BFO
Abstimmung
Band-
Wahl
VCO
Mischer 1
ZF 1
Mischer 2
Synthesizer
FM
DEM.
AM
DEM.
SSB DET.
÷ 64
÷ 65
45 MHz
ZF 2
455 kHz
455 kHz
12 kHz
44,545 MHz
455 kHz
3 kHz
weit
980084 - 11
AGC
FM
AM
SSB
schmal
Dreh-
enkoder
Bild 1. Blockschaltbild des Empfängers, der als Doppelsuper mit hoher
erster Zwischenfrequenz von 45 MHz ausgelegt ist. Die Steuerung des
Abstimm-Synthesizers und vieler anderer Funktionen erfolgt durch
einen PIC-Mikrocontroller.
1
Anzeige mit
dem LC-Dis-
play. Die Ein-
gabe erfolgt durch einen Drehknopf
mit Drehenkoder für die Abstimmung
und durch eine kleine Tastatur für die
direkte Frequenzeingabe und ver-
schiedene andere Funktionen wie die
Speicherfunktionen und die manuelle
Bandbreitenumschaltung.
E
M P F Ä N G E R S C H A L T U N G
Ein Blockschaltbild ist schnell gezeich-
net, bis zu einer vollständig ausgear-
beiteten Schaltung, die alle Spezifika-
tionen erfüllt, ist es hingegen ein ziem-
lich langer und manchmal mühsamer
Weg. Vom Umfang der Schaltung sollte
man sich nicht abschrecken lassen, die
Struktur entspricht tatsächlich weitge-
hend dem Blockschaltbild, dessen Teile
im Schaltplan kurz besprochen werden
sollen:
Preselector
Das aktive
Element ist der Dual-gate-MOSFET
BF961 (T1), der eine minimale
Bedämpfung der Induktivitäten im
Preselector garantiert. Die Umschal-
tung erfolgt durch Pin-Dioden, die mit
den Ausgängen eines Dezimalzählers
verbunden sind, der wiederum vom
Mikroprozessor angesteuert wird. Die
Reproduzierbarkeit der Ergebnisse in
diesem Schaltungsteil ist durch die Ver-
wendung von Festinduktivitäten der
E-12-Reihe gegeben, deren Güte dank
der geringen kapazitiven Belastung
von seiten des MOSFETs nicht beein-
trächtigt wird. Der Preselector hat
sechs Bereiche:
1:
150 bis 370 kHz
2:
370 bis 900 kHz
3:
900 bis 2200 kHz
4:
2200 bis 5400 kHz
5:
5400 bis 13200 kHz
6:
13200 bis 32000 kHz
Der induktive Teil des Preselectors bil-
det in Verbindung mit einem Kapa-
zitätsdiodenpaar (D13/D14) den abge-
stimmten Resonanzkreis. Die
Abstimmspannung der Dioden wird
durch das Poti P1 im Bereich zwischen
0 und 9 V variiert.
Die Verstärkung des MOSFETs wird
ganz konventionell durch die Gleich-
spannung am zweiten Gate mittels P2
eingestellt. Obwohl der Preselector
eine gute Vorselektion bewirkt, folgt
auf die MOSFET-Stufe noch ein
zusätzlicher Bandpaß mit zwei Saug-
kreisen L9-C17 und L11-C18, so daß
Spiegelfrequenzen und außerhalb des
Empfangsbereichs liegende Mischpro-
dukte mit -50 dB praktisch ganz elimi-
niert werden.
18
Elektor
1/99
C4
10n
C5
100n
L3
0mH82
D3
D4
R2
330
Ω
C2
10n
C3
100n
L1
1mH5
D1
D2
R1
330
Ω
L2
1mH5
C6
10n
C7
100n
L4
120
µ
H
D5
D6
R3
330
Ω
C8
10n
C9
100n
L5
18
µ
H
D7
D8
R4
330
Ω
C10
10n
C11
100n
L6
3
µ
H3
D9
D10
R5
330
Ω
C12
10n
C13
100n
L7
0
µ
H68
D11
D12
R6
330
Ω
C1
6p8
Q0
Q1
Q2
Q3
Q4
Q5
D14
BB112
D13
BB112
R7
1 M
R8
100k
P1
50k
C14
100n
C15
100n
P2
50k
R9
100k
R10
330k
C16
100n
R12
680
Ω
R67
47k
R13
15k
R15
68k
R14
33k
R16
180
Ω
R17
3k3
C17
10p
C18
10p
C20
100n
C104
100n
C22
100n
C19
220p
C23
15p
R11
33k
C21
22p
R18
1k
L9
0
µ
H33
L11
0
µ
H22
L8
4
µ
H7
L10
4
µ
H7
T1
BF961
C83
220p
T2
BF961
L12
L13
1
3
2
45M15AU
MB501-L
IC4
OUT
MC
IN
IN
4
6
2
5
1
8
L15
1
4
2
3
5
SFR455J
L16
1
4
2
3
5
A55GGP
R20
2K2
R19
2K2
C26
10n
C28
10n
L14
LMC4101
1
2
4
5
3
C25
100n
R23
5k6
R24
5k6
R68
3k3
R44
270
Ω
R47
560
Ω
R45
33k
R50
47k
R51
56
Ω
R21
10k
R25
10k
R22
10k
R26
10k
R48
47k
R49
12k
R43
47k
C27
10n
C29
10n
D15
BA182
D17
BA182
D16
D18
C31
100n
C32
100n
C30
10n
T5
BF245C
C67
100n
C64
150p
D24
BB509
C66
100n
D25
BAT82
L21
MC33171
IC3
2
3
6
7
4
1
5
C72
10n
C68
5p6
T6
BFR91
R46
15k
C70
100n
C71
100n
C76
100n
C77
1n
C79
100n
C82
100n
C74
220n
C69
100n
C75
1n
C24
56p
C65
220n
R52
33k
R55
2k2
C73
1
µ
16V
R54
82k
R53
47
Ω
C78
1n
C100
10
µ
63V
L23
100
µ
H
C80
100p
C81
40p
X3
1MHz
SCLK
SDATA
SENABLE
C33
100n
C34
100n
C35
100n
R27
5k6
C39
1n
C37
100n
C41 1n
C46
3n3
C38
100n
X1
44.545MHz
C40
4p7
TCA440
IFOUT
RFIN
IFDEC
MULIN MULIN
IC1
MIXO
IFIN
MIXO
IFIN
RFIN
MOUT
OSC
AGC
AGC
14
15
12
16
13
11
10
8
7
1
6
5
9
2
4
3
L17
0
µ
H56
C42
22p
C36
100n
C44
4
µ
7
16V
C45
2
µ
2
16V
R29
39k
R28
8k2
R30
12k
R31
220k
R32
2k2
R33
2k2
R34
82k
R36
47k
R35
82k
R37
22k
R42
22k
R59
10k
R60
47k
R63
1k
D20
BAT85
D19
BAT
L18
C47
47p
C48
100n
C50
10n
C51
100p
C52
2n2
T3
BF245C
C49
100p
L19
YMCS17105R2
D21
BAT85
D22
BAT85
NE612
IC2
OUTA
OUTB
INA
INB
OSC
OSC
1
2
5
6
7
4
8
3
T4
BS170
R38
22k
C58
100n
C60
10n
C61
22n
C62
3n3
C63
100n
C57
100n
C59
470p
C55
100n
R39
22k
C54
100n
X2
CSB455A
R40
15k
R41
330k
L20
1mH
L22
1mH
P4
50k
D23
BB509
85
10k
P3
M 1
0 m A 1 . . . 1 m A 5
T7
BS170
LMC4101
C84
100n
R56
47k
C87
100n
T8
BS170
C85
100n
R57
47k
C88
100n
T9
BS170
C86
100n
R58
47k
C89
100n
C90
22n
C91
4n7
R61
560k
R62
3k9
T6
BC549C
C92
10n
C93
3n9
C94
1n
C98
100n
R64
12k
R65
47k
C95
10n
P5
50k
LM386-3
IC6
2
3
5
6
4
1
7
8
C99
220
µ
16V
8
Ω
LS1
1W
C97
1
µ
5
16V
C96
220
µ
16V
78L05
IC7
78L09
IC8
C103
10
µ
63V
C101
10
µ
63V
C102
10
µ
63V
S
+
9V
5V
9V
9V
9V
9V
5V
9V
9V
12V
12V
9V
5V
+12V
LS1
AM
SSB
FM
MIXER
3kHz
12kHz
WIDE
NARROW
VFO
*
SYNTHESIZER
9V
WIDE
NARROW
UAM
UAM
USSB
UFM
SSB
USSB
UFM
2x
2x
980084 - 12
*
0...9V
0...2V8
0V
2V1
2V1
2V9
1V8
9V
*
0V2
1V7
0V7
0V2
1V
0...8V
0V
0V
5V5
4V6
1V2
0V5
2V3
2V4
2V5
0V/5V
2V4
2V
0V2/4V8
9V
1V5
1V5
2V
1V5
2V
2V
8V
2V
0...0V5
0...0V6
*
0...0V3
SIGNAL
0V
0V
1V4
1V4
C56
1n
4V3
3V3
4V3
4V9
0V
BFO
0V
0V
0V
0V/5V
0V/5V
5V/0V
0V
2V
3V5
1V4
0V
1V4
1V4
6V
6V
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1
st
C43
100n
5V8
C53
10p
AN
5V
0V
D1...D12 = BA479S
0
µ
H56
PRESELECTOR
RF-GAIN
4T
3T
4V8/0V2
MC145156-2
PDOUT
IC5
DATA
FIN
CLK
SW2
SW1
OUT
RA1
OSC
MC
10
11
12
13
EN
15
14
19
IN
18
6
8
5
7
1
R66
1
Ω
BS170
D
G
S
BF245
G
D
S
BF961
G2
G1
D
S
2
Bild 2. Die Schaltung der eigentlichen
Empfängerplatine, in der sich die Funkti-
onsgruppen des Blockschaltbilds leicht
wiederfinden lassen.
Erster Mischer und Synthesizer
In Kurzwellenempfängern der geho-
benen Klasse wird im ersten Mischer
ein doppelt symmetrischer Mischer
(double balance mixer DBM) verwen-
det, um sehr
gutes Großsig-
nalverhalten
zu garantieren. Der Nachteil eines pas-
siven DBM liegt in der benötigten
hohen Oszillatorspannung (typisch 7
dBm) und in dem ebenfalls hohen
Mischverlust (Pegelverlust beim
Mischen) von
etwa -7 dB. Bei
dem hier vor-
gestellten Empfänger wurde für den
ersten Mischer ein Dual-Gate-MOS-
FET gewählt, der im Gegensatz zum
passiven Mischer eine Mischverstär-
kung von 10 dB liefert und mit einem
relativ kleinen Oszillatorsignal aus-
kommt.
Die Kombination eines Synthesizers
19
Elektor
1/99
IC4b
SRG4
C1/
10
1D
7
6
9
3
4
5
R
IC4a
SRG4
C1/
2
1D
15
14
1
11
12
13
R
IC3b
SRG4
C1/
10
1D
7
6
9
3
4
5
R
IC3a
SRG4
C1/
2
1D
15
14
1
11
12
13
R
K1
K2
K4
K3
K5
S0
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S7
S8
S9
S10
S11
S6
S1
S0
S5
S4
S8
S10
S9
S11
S7
S3
S2
S0
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S7
S8
PIC16
IC1
OSC1
MCLR
OSC2
F84-
04/P
RA4
RA1
RA0
RA2
RA3
RB0
RB1
RB2
RB3
RB4
RB5
RB6
RB7
17
18
13
12
11
10
16
14
15
1
3
9
8
7
6
2
4
5
R1
4k7
R2
15k
R4
15k
R3
15k
R8
22k
R9
10k
C2
100n
C1
27p
C3
100n
C4
100n
C5
100n
C14
100n
C9
100p
C8
100n
C10
100n
C12
100n
C13
100n
C6
100n
C7
100n
D1
1N4148
CTRDIV10/
IC2
CT=0
CT
≥
5
74HCT4017
DEC
14
13
15
12
11
10
4
9
6
5
1
7
3
2
&
+
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
T1
BS170
R6
100
Ω
500mW
R7
150
Ω
D2
S2
D3
S3
D4
S4
D5
S5
D6
S6
D7
S7
D8
S8
D9
S9
D10
S10
D11
S11
D12
S12
D13
S13
S6'
S1'
S0'
S5'
S4'
S8'
S10'
S9'
S11'
S7'
S3'
S2'
KEYB'
10k
P1
S0'
S1'
S2'
S3'
S4'
S5'
S6'
S7'
S8'
S9'
S10'
S11'
KEYB'
ENCODER
S1
2
3
1
+ M
– M
+ B
– B
M1
BACKLIGHT
7812
IC5
78L05
IC6
D14
1N4001
C11
470
µ
25V
IC3
16
8
IC4
16
8
IC2
16
8
R5
10k
SERCLK
SERRES
A
B
PRESET
PCLK
KEYB
SCLK
SDATA
SENABLE
SCLK
SDATA
SENABLE
FM
SSB
AM
FM
SSB
AM
+15V
400mA
KEYB
Q0
Q1
Q2
Q3
Q4
Q5
Q0
Q1
Q2
Q3
Q4
Q5
LC DISPLAY
5V
5V
12V
5V
12V
5V
5V
5V
5V
DEN
DEN
IC3, IC4 = 4015
5V
980084 - 13
+12V
"7"
"3"
"6"
"9"
"#"
"2"
"5"
"8"
"0"
"1"
"4"
" "
3
Bild 3. Der digitale Teil des Empfän-
gers besteht im wesentlichen aus
dem Mikrocontroller PIC16F84 und
vier 4015-Schieberegistern.
mit dem MC1456-2 von Motorola und
dem speziellen Teiler MB501L von
Fujitsu ergibt eine PLL mit einer Schritt-
weite in der Größe der Referenzfre-
quenz von 1 kHz, die von der Quarz-
frequenz (X3 = 1 MHz) durch einen
Teiler auf dem PLL-Chip abgeleitet
wird. Der MC14156-2 wird vom Mikro-
controller seriell gesteuert. Das vom
Phasenvergleicher des PLL-ICs gelie-
ferte Fehlersignal wird vom Schleifen-
filter mit dem Opamp IC3 (MC33171)
gefiltert. Da die 1-kHz-Komponente
durch das Filter minimiert werden
muß, ergibt sich eine relativ lange Ein-
schwingzeit der PLL. Bei der größt-
möglichen Frequenzänderung des
VCOs von 45,150 auf 77,000 MHz
beträgt die Änderungszeit etwa 100 ms.
Durch Verwendung des PDOUT-Aus-
gangs des Synthesizer-ICs kann das
Schleifenfilter einfach gehalten werden.
Der MC33171 wird vor allem deshalb
verwendet, weil er einen Ausgangs-
spannungsbereich “rail-to-rail” auf-
weist, das heißt, von Masse (0 V) bis zur
vollen Höhe der Betriebsspannung.
Das ist auch erforderlich, damit der
über die Kapazitätsdiode abgestimmte
VCO ohne Aussetzer den gesamten
Frequenzbereich überstreicht. Tatsäch-
lich ist der Frequenzbereich des VCOs
etwas überdimensioniert, er reicht bei
einer Steuerspannung zwischen 0 und
9 V von 37 bis 85 MHz.
Das Ausgangssignal des VCOs wird
kapazitiv ausgekoppelt und gelangt
weiter zum Mischer (T2) und über die
Pufferstufe mit T6 auch zum ECL-Ein-
gang des Teilers MB501L (IC4).
ZF-Verstärker, AM/FM-Demodulator
und SBB-Detektor
Alle Funktionen, die im Blockschaltbild
zwischen dem ersten ZF-Filter und
dem Ausgang des letzten ZF-Verstär-
kers angesiedelt sind, werden durch
ein einziges IC realisiert, den TCA440.
Dieser alte Bekannte aus dem Hause
Siemens enthält einen Vorverstärker,
einen Oszillator, einen ZF-Verstärker
und eine AGC mit einem Dynamikbe-
reich von 100 dB (letzteres ist für KW
nicht unbedingt erforderlich). Die bei-
den 455-kHz-ZF-Filter für “schmal” (3
kHz Bandbreite) und “weit” (12 kHz
Bandbreite) sind mit dem TCA440 über
PIN-Dioden verbunden, die vom
Mikrocontroller aus geschaltet werden.
Es können auch andere Filter als die
angegebenen Toko-Typen verwendet
werden, solange die Eingangsimpe-
danz 2,2 kΩ beträgt und die 3-dB-
Bandbreiten etwa vergleichbar sind.
Der TCA440 steuert das S-Meter direkt
über seinen AGC-Ausgang. Mit P3
kann man unterschiedlich empfindli-
che Drehspulinstrumente anpassen.
Das Oszillatorsignal für den zweiten
Mischer liefert ebenfalls der TCA440
mit seinem internen Oszillator, der mit
einem externen Quarz und ein paar
passiven Bauteilen eine stabile Fre-
quenz von 44,545 MHz bereitstellt.
Der SSB-Demodulator ist mit dem
bekannten NE612 (alternativ: N602)
bestückt, der einen symmetrischen
Mischer und einen Oszillator enthält.
Letzterer ist mit einem preiswerten
455-kHz-Keramikfilter verbunden, das
über eine Kapazitätsdiode (D23) “gezo-
gen” wird. Der erzielte Variationsbe-
reich von ±2 kHz reicht für die
Abstimmung auf USB oder LSB (obe-
res oder unteres Seitenband) mit dem
BFO-Poti aus.
Der FM-Demodulator ist ein klassischer
Ratio-Detektor mit einem eingangssei-
tigen FET-Verstärker. Der Detektor ist
empfindlich genug, um auch bei einem
Schmalband-FM-Signal (FM-CB-Funk
auf 27 MHz) eine ausreichende Aus-
gangsamplitude zu erzielen.
Der AM-Demodulator besteht nur aus
einer einzigen Diode, D20, die über
R29/C45 auch das AGC-Steuersignal an
den AGC-Eingang des TCA440 liefert.
Die drei abgleichbaren Kreise in diesem
Schaltungsteil sind 455-kHz-Fertigspulen
von Toko mit eingebauten Kondensato-
ren. Man kann auch andere 455-kHz-
Kreise einsetzen, solange das Verhältnis
zwischen Primär- und Sekundärwick-
lung 20:1 beträgt (bei L14 und L18) und
wenn die Anzapfung genau in der Mitte
der Primärwicklung liegt (bei L19).
NF-Teil
Als Analogschalter werden drei Klein-
signal-FETs vom Typ BS170 verwendet,
die entweder das AM-, FM- oder SSB-
Signal zum NF-Filter mit T10 weiterge-
ben. Die Gate-Anschlüsse der FETs
werden vom Mikroprozessor aus
gesteuert. Mit Eckfrequenzen von 450
Hz und 3,3 kHz läßt das Filter nur den
Sprachfrequenzbereich passieren, so
daß außerhalb liegende Störsignale
abgeschwächt werden, bei SSB-Emp-
fang auch das Signal der benachbarten
Station. Als NF-Endstufe ist der altbe-
währte LM386 mit 1 W Ausgangslei-
stung an 8 Ω gut ausreichend sowohl
für Stationslautsprecher als auch für
niederohmige Kopfhörer.
R
U N D U M D E N
M
I K R O C O N T R O L L E R
Der Schaltplan der digitalen Abteilung
des Empfängers ist in Bild 3 zu sehen.
Auch die Stromversorgung ist weitge-
hend in diesem Schaltungsteil enthalten.
Als Mikrocontroller wird der bekannte
PIC16F84 von Mikrochip eingesetzt,
der für seine Aufgaben im Empfänger
ein Programm von etwa 1 KByte in sei-
nem internen ROM enthält. Fertig pro-
grammierte PICs sind im Elektor-Soft-
ware-Service erhältlich.
Das EEPROM des PICs wird für die
Speicherung von Frequenzen und Ein-
stellungen verwendet. Da an die Takt-
frequenz des Controllers keine hohen
Ansprüche gestellt werden, kann ein
einfaches RC-Netzwerk (R1/C1) ver-
wendet werden. Der Controller wird
mit etwa 4 MHz getaktet, ist aber nur
aktiv, wenn er gebraucht wird. Um
einen möglichst ungestörten Empfang
zu ermöglichen, ist der Controller die
meiste Zeit im Sleep-Modus.
Drei der vier Schieberegister vom Typ
4015 erweitern die I/O-Funktionalität
des PICs zu einem 12-bit-Schieberegi-
ster, das verwendet wird, um die Tasta-
tur und das LC-Display zu bedienen.
Die Kontakte der Taster sind nicht als
Matrix geschaltet, sondern haben auf
einer Seite einzelne Anschlüsse und lie-
gen auf der anderen Seite an einer
gemeinsamen Leitung. Das Betätigen
eines Tasters verursacht einen Interrupt,
der den schlafenden Prozessor weckt
und seine Dienste anfordert. Die gleiche
Wirkung hat das Drehen am Dreh-
enkoder S1. Der hier verwendete Enko-
der von Bourns liefert 24 Schaltzyklen
bei einer vollen Umdrehung. Mit dem
Drehenkoder läßt sich der gesamte
Empfangsbereich kontinuierlich durch-
stimmen - man muß nur so lange dre-
hen, bis das LC-Display die gewünschte
Frequenz anzeigt und dann den Presel-
ector auf besten Empfang abstimmen.
Alternativ kann man die gewünschte
Frequenz auch direkt über die Tastatur
eingeben und von da aus, wenn
gewünscht, mit dem Drehenkoder in
jede Richtung weiter abstimmen. Die
beiden Kontakte des Drehenkoders
sind direkt mit zwei I/O-Anschlüssen
des PICs verbunden. Die Kontaktent-
prellung erfolgt sowohl durch Hard-
ware (RC-Glieder R4/C4 und R3/C5) als
auch durch die Software. Die übrigen
I/O-Anschlüsse des PICs steuern den
seriellen Synthesizer (RB5, RB6, RB7)
und über den Dezimalzähler IC2 den
Preselector (RB2, RB3).
Die Stromversorgung verwendet kon-
ventionelle dreibeinige Spannungsreg-
ler der 78- und 78L-Reihe, um vier
geregelte Spannungen zu liefern: 12 V,
9 V und zwei mal 5 V. Der 9-V-Regler
und der eine 5-V-Regler sind aus-
schließlich zur Versorgung der “analo-
gen” Empfängerschaltung in Bild 2
zuständig, sie erhalten eingangsseitig
die schon geregelte 12-V-Spannung von
der “digitalen” Mikrocontroller-Platine.
Die größte Belastung bilden für den 12-
V-Regler der NF-Verstärker, die S-Meter-
Beleuchtung und die LCD-Hinter-
grundbeleuchtung (wenn verwendet).
Die unstabilisierte Spannung am Ein-
gang des 12-V-Reglers sollte mindestens
15 V betragen. Als Rohstromversorgung
läßt sich gut ein Steckernetzteils ver-
wenden, das aber für wenigstens 450
mA ausgelegt sein sollte.
980084-1e
Der zweite und letzte Teil in der nächsten
Ausgabe beschreibt den Aufbau, den
Abgleich und die praktische Verwendung
des Empfängers.
20
Elektor
1/99