1
V. Tranzystory polowe/unipolowe
FET  zasada działania
gate
VG
  
i
kanał typu n
i
w
S D
nn >> pn
h
nn H" pn
l
E = UDS
Rys. 5.1
" PrÄ…d w obwodzie
E
i = (5.1)
Ro
l 1 l 1 l
Ro = Á Å" = Å" = Å"
(5.2)
h Å" w à h Å" w q Å" µn Å" N h Å" w
stÄ…d
1
Ro ~ (5.3)
w
"
VG = 0 VG = -1V VG = -3V
D
S D
S
S
D
Rys 5.2
 2
Klasyfikacja
" Klasyfikacja 3- warstwowa
FET
z izolowanÄ…
I złącze
bramkÄ…
JFET
IGFET
sposób
izolacji
ze złączem p-n ciekowarstwowy
ze złączem m-s MIS, MISFET
PNFET TFT
MESFET MOS, MOSFET
GaAs
II
kanał  n kanał  p kanał n kanał p
rodzaj
kanału
kanał
kanał
zaindukowany
wbudowany
III
(SCMOS)
(BCMOS)
technologia
kanału
praca z kanałem
praca z kanałem
zubożanym
wzbogacanym
(DMOS)
(EMOS)
Rys. 5.3
" Typ tranzystora a rodzaj izolacji
izolacja
typ tranzystora
MOS, MIS dielektryk
złącze p-n
JFET
MESFET złącze m-s
 3
MOS
- kanał indukowany
- normalnie wyłączony
- pracujÄ…cy ze wzbogaceniem
VG > 0
iD
G VG = 0
S
S
D
D
n+ n+
n+ n+
EMOS
L < 1µm
kanał
Si02
p
p
(stan inwersji)
D
(substrate)
B
B
G
B
S
Rys. 5.4
MOS
- kanał wbudowany
- normalnie załączony
- pracujący ze zubożaniem
iD
VG < 0
G
S S
D D
DMOS
n+ n+
n+ n+
kanał
p
p
D
G
B
B
B
S
Rys. 5.5
 Elektryczna regulacja wartości napięcia
progowego
Up(uBS )= Up(0)+ A Å" uBS
(5.4)
6
Charakterystyki statyczne idealnego MOS
" Zakresy pracy i zależności analityczne
uGS < Up
zakres odcięcia
iD = 0 (5.5)
zakres przewodzenia uGS e" Up
zakres triodowy
uGS e" uGS - Up
uGS < uGS - Up zakres pentodowy
(nienasycenia)
îÅ‚
uDS2 Å‚Å‚
B
2
iD(uGS , uDS)= B (uGS - Up) uDS - śł iD(uGS )= (uGS - Up) (5.7)
ïÅ‚
(5.6)
2 2
ïÅ‚ śł
ðÅ‚ ûÅ‚
" Parametr materiałowy B
µo Å" W Å" Cox µo Å" W Å" µo Å" µox
B = =
L L Å" tox
(5.8)
tzn.
W
B ~ B ~ µo
L
" Postać graficzna modelu
Charakterystyki wyjściowe iD(uDS)
7
Rys. 5.6
Charakterystyki przejściowe
Rys. 5.7
" Kształt kanału dla różnych zakresów pracy
Zał: uGS = const
uDS = var
" Zakres triodowy: małe wartości uDS
Rys. 5.8a
" Zakres triodowy: większe wartości uDS.
Rys. 5.8b
8
" Granica zakresu triodowego i pentodowego
Rys. 5.8c
Charakterystyki statyczne rzeczywistego
MOS
" Modulacja ruchliwości nośników
µo
µ =
(5.9)
1+ Åš Å"(uGS - Up)
gdzie:
Åš - parametr modelu
StÄ…d modyfikacja parametrem B w którym µ0 należy
zastÄ…pić przez µ
" Modulacja długości kanału (zakres pentodowy)
B
2
iD(uGS , uDS)= (uGS - Up) Å"[1 + Å‚(uDS - uDSSAT)] (5.10)
2
gdzie:
Å‚
- parametr modelu
1
- sens analogiczny jak napięcie Early ego w BJT
Å‚
9
" Praca w zakresie podprogowym (odcięcia)
G
D
S
iD = ig
uGS H" Up
dla
n+
n+
uGS < Up
iD ~ exp uDS
składowa dyfuzyjna !
B
"
Przebicie lawinowe złącza dren-podłoże
typowo mierzy siÄ™ UDSO tzn. przy uGS = 0
Przebicie bramka  podłoże (warstwy izolatora Si02)
"
UGS max  typowo kilkadziesiąt voltów
Rys. 5.9
Wielkosygnałowy dynamiczny model MOS
" Należy uzupełnić model stałoprądowy o pojemności (rys
5.10)
µoµox
Cox =
tox
G
S  +
tox
D
CGSE Cox CGDE
CG
Cj(u)
iD(uGS, uDS)
CSB CDB
B
 -
Rys. 5.10
8
Trzy grupy pojemności
" Nieliniowe pojemności złączowe (pasożytnicze)
CSB ~ uSB
CDB ~ uDB
typowo kilka pF
Typowo  S zwarte z  B Ò! CSB 0
CDB pojemność wyjściowa
!
" Liniowe pojemności nakładki metalowej elektrody bramki na
obszary z
ródła i drenu (pasożytnicze)
1
CGSE, CGDE ~
tx
szczególnie szkodliwa, jest powodem sprzężenia zwrotnego
między wyjściem (dren) a wejściem (bramka)
9
" Nieliniowa pojemność bramki (rys. 5.10)
CG = f(uGB , fsygn)
założenie
Rozważamy nEMOS (kanał n, normalnie OFF)
Cox
Cj(u)
µo Å" µox
Cox =
tx
Cg
Cox
m. cz.
Cox Å" Cj(u)
Cox + Cj(u)
w. cz.
Up
uG
stan
stan stan
akumulacji
zubożenia inwersji
Dyspersja częstotliwościowa pojemności bramki
!
Rys. 5.11
Uwaga
Pojemność Cox jest pojemnością użyteczną, gdyż
B ~ Cox
10
ma mieć dużą wartość
11
" Postać modelu
CGDE
G D
iD(uGS, uDS)
uGS uDS
CDB
CGS = CG + CGSE
S
Rys. 5.12
Typowe wartości pojemności
CG = 5 ÷ 30 pF
CGDE, CGSE < 1 pF
CDB = 0,2 ÷ 5 pF
12
Model małosygnałowy MOS (m-cz)
" Zasada tworzenia  podana wcześniej (rozdz. I)
" Określa się dla zakresu nasycenia, głównie konfiguracja WS
" Z modelu stałoprądowego (nasycenie)
B
2
iD = (uGS - Up)
2
Można napisać dla małych amplitud
Id = gm Å" Ugs (5.11)
gm
" Transkonduktancja
diD
gm = = B(uGS - Up)= 2BiD (5.12)
duGS
gm = 0.3 ÷ 1 mS
typowo
" Schematy zastępcze
MOS idealny MOS rzeczywisty
Id D Id D
G G
Ugs Uds Ugs Uds
rds
gm Å" Ugs gm Å" Ugs
S S
Rys. 5.13
Dla rzeczywistego MOS
Id = gm Å" Ugs + gds Å" Uds (5.13)
MOS idealny
gdzie
diD
Nachylenie ch-ki
gds = = Å‚ Å" iD (5.14)
wyjściowej (wzór 5.10)
duDS
13
Model małosygnałowy MOS (m.cz.)
" Małosygnałowy model m.cz. należy uzupełnić o
pojemności:
Cg
pojemność bramki 
Cdb
pojemność warstwy opróżnionej dren-podłoże 
pojemności pasożytnicze wynikające z nakładki
Cgse, Cgde
powierzchni bramki nad z
ródło i dren 
" Schemat zastępczy
Cgde
widać tylko
Uds
Ugs
Cgs
pojemność !
gm Å" Ugs Cdb
Cgs = Cgse + Cg
Rys. 5.14
" Właściwości częstotliwościowe
def.
fm =
Częstotliwość charakterystyczna częstotliwość przy
której moduł amplitudy prądu wejściowego o charakterze
pojemnościowym jest równy modułowi amplitudy prądu z
ródła
sterowanego w obwodzie wyjściowym, tj.
2Ä„ Å" fm Å" Cgs Å" Ugs = gm Å" Ugs
(5.15)
Po podstawieniu odpowiednich zależności i przekształceniach,
dla dowolnego typu przewodnictwa w kanale otrzymujemy
µ Å" uGS - Up
fm =
(5.16)
2Ä„ Å" L2
gdzie:
L  długość kanału
" Wniosek:
Częstotliwość charakterystyczna jest większa dla
nMOS-ów w porównaniu z pMOS-ami, ze względu
na około trzykrotnie większą wartość ruchliwości
elektronów w porównaniu z dziurami. Także istotny
14
jest wpływ długości kanału  im krótszy kanał, tym
większa fm .
MOS  wpływ temperatury
" Temperatura wpływa na parametry
oraz Up
B
" Zależność B(T) wynika z zależnoÅ›ci µ(T), stÄ…d
B ~ T-º
(5.17)
tutaj º H" 1 (wpÅ‚yw miÄ™dzypowierzchni na mechanizm
rozpraszania nośników)
" Napięcie progowe zależy liniowo od temperatury
dUp
ëÅ‚ öÅ‚
ìÅ‚
Up(T)= Up(T0)Å" + Å" "T÷Å‚ (5.18)
ìÅ‚1 dT ÷Å‚
íÅ‚ Å‚Å‚
gdzie wartość współczynnika termicznego
dUp
= - kilka mV / K
dT
" Wpływ temperatury na statyczną charakterystykę iD(uGS )
T1 T2
iD
!
korzystne
T2 > T1
T to iD
punkt
autokompens.
ID komp.
uGS
Up2
Up1
Rys. 5.15
15
Uwaga ! punkt autokompensacji!
JFET
Budowa
" Elektroda bramki JFET a jest oddzielona od kanału za pomocą
zaporowo spolaryzowanego złącza p-n.
" Szkic przekroju JFET z kanałem n oraz symbole
G
S D
 n
p+
n+ n+
D
G
2a
n
S
 p
L
D
G
p+(dolna bramka)
S
Rys. 5.16
" Przy braku polaryzacji kanał jest przewodzący
" Konduktywność kanału otwartego (uGS = 0)
2 a q µn ND W
w
G0 = ~ µn Å"
(5.19)
L L
gdzie:
ND - koncentracja domieszki donorowej w kanale
µn - ruchliwość elektronów
w - szerokość kanału
16
Stąd dla małej wartości uDS 0
iD = G0 Å" uDS
(5.20)
Charakterystyki statyczne
" Podział na zakresy pracy i wzory opisujące podstawowe
charakterystyki JFET są w przybliżeniu takie jak dla MOS
" Charakterystyki przejściowe w zakresie nasycenia
2
ëÅ‚
uGS öÅ‚ B
2
÷Å‚
iD(uGS)= IDSSìÅ‚1 - = (uGS - Up)
(5.21)
ìÅ‚
Up ÷Å‚ 2
íÅ‚ Å‚Å‚
IDSS - nowy parametr (o innym wymiarze ! )
def.
IDSS = prąd drenu płynący przy uGS = 0
1
IDSS = - Å" G0 Å" B Å" Up
2
gdzie:
G0 - konduktancja otwartego kanału
" Typowa zależność iD(uGS ) pokazano na rys. 5.17
iD
IDSS
uGS
- Up
Rys. 5.17
17
" Napięcie progowe
q Å"a2 Å" ND
Up = -
(5.21)
2µ Å" µ0
gdzie a oznacza połowę szerokości kanału (mierzoną w głąb
struktury).
" Charakterystyki wejściowe
Są inne niż dla tranzystorów MOS. Charakterystyki iG(uGS )
JFET są analogiczne jak dla złącza p-n spolaryzowanego
zaporowo (prÄ…d generacyjny) stÄ…d
przebicie bramki JFET a Ò! przebicie lawinowe zÅ‚Ä…cza p-n !
typowo
iG rzędu nA
Inne uwagi
" w JFET ach występuje efekt modulacji długości kanału
" w JFET ach nie występuje efekt modulacji ruchliwości
nośników
" model małosygnałowy ma postać identyczną jak dla tranzystora
MOS
18
Porównanie właściwości tranzystorów
bipolarnych i polowych
" W tranzystorach polowych prąd związany jest z ruchem nośników
większościowych, natomiast w tranzystorach bipolarnych główną rolę w
przepływie prądu odgrywają nośniki mniejszościowe wprowadzone z
emitera do bazy i transportowane przez bazę do złącza kolektorowego.
" Dla tej samej wartości prądu polaryzującego transkonduktancja (bo do niej
jest proporcjonalnie wzmocnienie napięciowe stopnia wzmacniającego na
pojedynczym tranzystorze) tranzystora bipolarnego jest do kilkuset razy
większa niż tranzystora polowego.
" Rezystancja wejściowa tranzystorów polowych jest pięć do sześciu
rzędów większe niż dla tranzystorów bipolarnych.
" Przeciętnie tranzystory bipolarne mają częstotliwości graniczne większe
niż przeciętne tranzystory polowe.
" Istotne znaczenie ma zakres napięć, w których tranzystor jest elementem
aktywnym. Minimalnie napięcie na wyjściu tranzystora bipolarnego, przy
którym przechodzi on w obszar nasycenia wynosi od 100 do 200 mV. Dla
tranzystorów polowych przejście w obszar triodowy zachodzi dla napięć
rzędu kilku voltów.
Maksymalne napięcie wyjściowe związane jest ze zjawiskami przebicia i jest większe w tranzystorach bipolarnych.
Reasumując: w tranzystorach bipolarnych użyteczny zakres napięć
odpowiadający pracy w obszarze aktywnym jest zdecydowanie większy.
" Tranzystory polowe wnoszą mniejsze zniekształcenia sygnałów
harmonicznych. Dotyczy to głównie zniekształcenia trzeciego rzędu, gdyż
charakterystyki tranzystorów polowych są bardzo zbliżone do zależności
kwadratowej.
" Przełącznik typu CMOS zapewnia znacznie mniejszy pobór mocy w
stanach ustalonych aniżeli przełącznik na tranzystorze bipolarnym.
Natomiast szybkość działania przełącznika bipolarnego jest nieco większa
niż przełącznika polowego.
19
MOSFET
Rozważa się tranzystory z kanałem n (n-MOS)
tzn. podłoże jest typu p
MOS - kanał indukowany
- normalnie wyłączony EMOS
- pracujÄ…cy ze wzbogacaniem
VG > 0
iD
G VG = 0
S
S
D
D
n+ n+
n+ n+
Si02 p L < 1µm
p
kanał Si02
(stan inwersji)
(substrate) B
D
B
G
B
symbol
Rys. 5.4
S
MOS - kanał wbudowany
- normalnie załączony
DMOS
- pracujący ze zubożaniem
iD
G VG < 0
iD
S
S
D
D
n+ n+
n+ n+
kanał
p
p
B D
B
G
B
symbol
Rys. 5.5
S
Up(uBS )= Up(0)+ A Å" uBS (5.4)
Taka sytuacja ma miejsce w układach scalonych
!
20