str. 1

Politechnika Wrocławska

Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki

i Akustyki

Zakład Układów Elektronicznych

PROJEKT Z UKŁADÓW ELEKTRONICZNYCH

Temat:

Wzmacniacz klasy D

Wykonał:

Arkadiusz Kocowicz
nr albumu 148660

Prowadzący zajęcia:

dr inż. Rafał Zdunek

Termin zajęć:

Piątek 15:15

str. 2

Zasada działania wzmacniacza klasy D

Wzmacniacze klasy D ( a także T ) osiągają bardzo wysoką sprawność, ponieważ w przeciwieństwie do

klas A, AB, B, pracuje on impulsowo, stopnie wyjściowe są naprzemiennie otwierane i zamykane

sygnałem prostokątnym o zmiennym wypełnieniu. Taka modulacja powszechnie znana jest w

literaturze jako modulacja szerokości impulsu - PWM ( Pulse Width Modulation ).

Rysunek 1 – poglądowa struktura wzmacniacza klasy D z pojedynczym przeciwsobnym stopniem mocy

Sygnał audio z wejścia liniowego trafia na jedno z wejść komparatora, gdzie jest porównywany z

sygnałem trójkątnym. Sygnał trójkątny musi mieć częstotliwość znacznie większą niż górny zakres

przenoszonych przez wzmacniacz częstotliwości. Na wyjściu komparatora otrzymujemy sygnał

prostokątny PWM, którego wypełnienie jest proporcjonalne do chwilowej wartości sygnału audio.

Wyjście komparatora jest połączone do sterownika tranzystorów wyjściowych. Sterownik

tranzystorów końcowych przyjęło nazywać się angielskim zapożyczeniem driver. Driver ma za zadanie

zwiększyć amplitudę sygnału z komparatora, tak aby była ona wystarczająca do szybkiego i zatkania i

odetkania tranzystorów MOSFET mocy. W punkcie pomiędzy tranzystorami końcowymi napięcie

zmienia się impulsowo, i jest w nim zawarta informacja o sygnale analogowym z wejścia. Aby

odzyskać kształt, i zachować wierność przetwarzania należy odfiltrować wyższe harmoniczne,

dokonuje się tego w najprostszym filtrze dolnoprzepustowym LC ( jest to rozwiązanie optymalne,

pomiędzy tródnością wykonania a parametrami ), następnie pojemność C

OUT

odcina składową stałą.

Interesującym i jakże ważnym problemem jest nie ujęty na schemacie ideowym blok odpowiedzialny

za czas martwy (dead time) pomiędzy wyłączeniem górnego tranzystora mocy a załączeniem

dolnego. Czas martwy jest konieczny ponieważ tranzystory mocy wykazują się pewną bezwładnością,

bez czasu martwego istnieje ryzyko załączenia obydwóch tranzystorów w tym samym czasie, a to

grozi eksplozją stopnia końcowego. Typowa wartość opóźnienia mierzona jest w pojedynczych

nanosekundach.

Rysunek 2 obrazuje porównywanie sygnału trójkątnego z sygnałem analogowym na wyjściu, jak łatwo

zauważyć pożądany jest jak najszybszy sygnał trójkątny, widać także że każda nieliniowość zboczy

str. 3

daje o sobie znać w postaci nieliniowości wzmacniacza. Typowe częstotliwości sygnału trójkątnego

dla wzmacniacza audio ( do 20KHz ) są rzędu 300KHz do około 600KHz

Rysunek 2 – idea zamiany poziomu sygnału na współczynnik wypełnienia

Schematy typowych rozwiązań

Ze względu na duży komercyjny potencjał tkwiący w klasie D, większość schematów chroniona jest

prawem patentowym i nieraz bardzo trudno dowiedzieć się czegoś o strukturze gotowych rozwiązań.

Zmuszony jestem więc prezentować rozwiązania amatorskie, siłą rzeczy słabiej dopracowane.

Thunderball http://users.rsise.anu.edu.au/%7Efelix/iar/Projects/Thunderball

Główne cechy wzmacniacza (według autora)

•  Praca w klasie D
•  Wysoka sprawność
•  Częstotliwość przełączania 250 [KHz]
•  Mostkowy stopień wyjściowy
•  Moc wyjściowa: 75 [W] RMS @ 8 [Ω], 150 [W] RMS @ 4 [Ω] przy pojedynczym

napięciu zasilania 35[V]

• Pasmo wzmacniacza: 5[Hz] – 21[kHz]

Schemat umieszczony został na osobnej kartce, rozwiązanie układowe opiera się na generatorze

sygnału trójkątnego zbudowanym z wzmacniacza operacyjnego LF347N, dwóch komparatorach

KA319, driverach IR2112 i tranzystorach końcowych BUZ11. Wzmacniacz pracuje w układzie H-

mostkowym, i jak twierdzi konstruktor – świetnie sprawdza się jako wzmacniacz do głośnika

niskotonowego.

Układ z czasopisma Praktyczny Elektronik 1/2001

Schemat również został umieszczony na osobnej kartce, Wzmacniacz również zbudowany jest z

przeznaczeniem do zasilania głośnika niskotonowego. Schemat nie jest pozbawiony błędów, ale daje

ogólne pojęcie o realizacji wzmacniacza klasy D bez specjalizowanych układów scalonych.

str. 4

Gotowe układy scalone

Do typowych układów należą: TDA8924 lub TDA7490,TDA7449 i AT89. Parametry jakie deklaruje

producent dla układu TDA8924 (2 * 120 [W]):

· Wysoka sprawność dochodząca do 90 %
· Napięcie zasilania ±12.5 [V] do ±30 [V]
· Bardzo mały prąd spoczynkowy
· Mała zawartość zniekształceń
· możliwość pracy stereo, lub (SE) mono (BTL)
· Duża moc wyjściowa
· Odporność na wahania napięcia zasilania
· Możliwość zewnętrznego doprowadzenia sygnału trójkątnego
· Wewnętrzny układ eliminujący stuk w głośniku przy włączaniu zasilania wzmacniacza
· Pełne zabezpieczenie przeciwzwarciowe
· Zabezpieczenie przez ładunkami statycznymi
· Zabezpieczenie termiczne

Poszczególne podzespoły opracowanego wzmacniacza

Generator sygnału trójkątnego

Schemat generatora przedstawiony jest na rysunku 3

Rysunek 3 – schemat generatora sygnału trójkątnego

U100A jest przerzutnikiem Schmitta, U100B pracuje jako integrator Teoretyczna wartość

częstotliwości generowanego przebiegu dana jest wzorem

A amplituda wyjściowa z wzmacniacza U21

str. 5

to amplituda wyjściowa sygnału z przerzutnika Schmitta. Generator sygnału zasilany jest

napięciem symetrycznym + - 12V, dlatego U

przyjęto jako 10[V] Założona żądania amplituda

wyjściowa wynosi 1.2V. Jako że za maksymalne wysterowanie wzmacniacza uznano sygnał o

amplitudzie 1V, zachowano więc pewien margines bezpieczeństwa. Mając założoną amplitudę

wyznaczamy stosunek wartości R

do R

0.12

Zakładamy że R

wyniesie 1,2kΩ, R

ma więc wartość 10kΩ. C wyznaczono przy założeniu że

częstotliwość sygnału trójkątnego powinna wynosić około 400KHz, oraz zakładając że R=1kΩ,

wyznaczona wartość C wynosi 5,5nF.

Rysunek 4 – sygnał wyjściowy generatora przebiegu trójkątnego

Na rysunku 4 przedstawiony jest wykres sygnału wyjściowego generatora. Rysunek 5 przedstawia

wykres napięcia wyjściowego generatora oraz prostokątny przebieg wyjściowy z przerzutnika

Schmitta U20. Jak widać wybór wzmacniacza operacyjnego o bardzo dużym slew rate ( 8000V/µs )

skutkuje bardzo stromymi zboczami i szybkim przełączaniem. Jakoś uzyskanego sygnału jest bardzo

dobra. Rynkowa cena Ad8001 wynosi około 40 zł w handlu detalicznym, ale stosunek jakości do ceny

tego układu jest bardzo korzystny. Uzyskany układ ma częstotliwość zależną głównie od stałej RC, w

praktycznej realizacji należałoby więc zastosować stabilne elementy z szeregu 1%, chociaż

częstotliwość tego generatora nie jest krytyczna. Odchylenie rzędu 10…20% najprawdopodobniej nie

pociągnie za sobą zauważalnych konsekwencji.

str. 6

Rysunek 5 – przebieg na wejściu i wyjściu integratora w generatorze sygnału trójkątnego

Układ wejściowy oraz modulator PWM z czasem martwym

Ideą działania układu PWM jest porównywanie sygnału trójkątnego z napięciem stałym lub

wolnozmiennym, do którego proporcjonalne będzie wypełnienie sygnału prostokątnego na wyjściu

modulatora. W prezentowanym rozwiązaniu napięcia: wejściowe wzmacniacza i napięcie wejściowe

wzmacniacza z dodaną składową stałą są porównywane z przebiegiem z generatora sygnału

trójkątnego. Poglądowo koncepcję przedstawia rysunek 6. .

Rysunek 6 – poglądowa struktura układu czasu martwego

str. 7

W ten sposób uzyskuje się dwa sygnały prostokątne których poszczególne zbocza opóźnione są o czas

dany wzorem

Gdzie U

to dodana ( lub ogólniej odjęta składowa stała ), T

to okres sygnału trójkątnego a U

jego amplituda. W zależności od konfiguracji kluczy to znaczy od tego czy na wejście odwracający czy

nie podamy sygnał trójkątny możemy uzyskać czas martwy dla układów dla których stanem pracy

jest H lub L lub dowolna ich kombinacja. W Rozwiązaniu z Rysunku 7 konfiguracja wejść

komparatorów jest podyktowana poziomami sterowania tranzystorów końcowych. Sygnał wejściowy

z generatora podawany jest na wejście komparatora U26 oraz na wejście wzmacniacza

odwracającego U24A o wzmocnieniu K = -1[V/V]. Z wyjścia wzmacniacza U24A sygnał doprowadzany

jest do sumatora odwracającego U27A. Do drugiego wejścia sumatora doprowadzone jest napięcie

stałe z dzielnika R22, R23. Na wyjściu sumatora uzyskujemy przebieg wejściowy ale przesunięty o

wspomnianą wcześniej składową stałą U

. Ten przesunięty sygnał podawany jest na wejście

komparatora U23. Na wyjściach komparatorów otrzymujemy przebiegi o zmiennym wypełnieniu,

proporcjonalnym do poziomu sygnału wejściowego, ze zboczami

opóźnionymi o T

. Komparator EL2018 zastosowano ze względu na

szybkość działania, jego czas odpowiedzi wynosi 20ns. Nic nie stoi na

przeszkodzie żeby zastosować dowolny inny szybki komparator.

Obydwa układu EL2018 pracują w konfiguracji zalecanej przez

producenta. Rezystory na wyjściach komparatorów zostały dodane

tylko dla wygody symulacji. Czas opóźnienia dany może być też

wzorem

Gdzie POS i NEG to odpowiednio dodatnie i ujemne napięcie zasilania.

str. 10

Na rysunku 9 widoczne są przebiegi na wejściach i na wyjściach generatora. R23 i R22 mają wartości

bardzo krytyczne dla pracy układu. Zamiana ich kolejności może skutkować ustawieniem „ujemnego”

czasu martwego a to spowoduje jednoczesne załączenie górnego i dolnego tranzystora mocy. Co

bardziej doświadczenie użytkownicy z forum

www.elektroda.pl

przestrzegają przed tym błędem,

ponieważ jest to fizyczne zagrożenie eksplozją stopnia mocy.

Alternatywne rozwiązanie układu czasu martwego

Na rysunku 10 przedstawiono inną możliwość rozwiązania problemu czasu martwego, ten układ nie

zawiera w sobie modulatora PWM, sygnał PWM należy podać do niego z zewnątrz. Jego zaletą jest

fakt że istnieje możliwość ustawienia niesymetrycznych czasów. Teoretycznie może pracować bardzo

szybko ( szybkość zależna od zastosowanych bramek ), ale mogą w nim wystąpić problemy związane

ze stanami nieustalonymi w układzie, ponieważ zastosowane tu bramki pracują w bardzo

nietypowym zastosowaniu, na wejściu pojawia się sygnał narastający. Podsumowując – układ wiele

obiecujący ale ryzykowny ze względu na zastosowanie układów cyfrowych niezgodnie z

przeznaczeniem.

Rysunek 10 – alternatywna wersja układu czasu martwego

Sygnał PWM ( na rysunku ze źródła V2 ) podany jest na bramkę U6A i U6B. Ze względu na podłączenie

jednego wejścia do dodatniej szyny zasilania bramka U6A działa jak inwerter, natomiast U7A przenosi

poziomy logicznie bez zmiany. Zbocze narastające na wyjściu bramki U6A za pośrednictwem diody

Schottkiego przeładowuje pojemność C4, natomiast opadające przeładowuje pojemność C4 przez

rezystancje R6. Efektem tego jest opóźnienie zbocza opadającego. Analogiczna sytuacja ma miejsce w

dwóch dolnych bramkach. Rysunek 9 przedstawia stany wyjściowe przy wartościach R=1KΩ i C =1nF,

czas opóźnienia wynosi około 20 ns, ale już dla C = 5n ( Rysunek 11 ) widać wyraźnie utrzymujące się

str. 11

stany nieustalone. W związku ze stanami ustalonymi ten układ nie został wykorzystany do

ostatecznej wersji schematu wzmacniacza.

Rysunek 11 – przebiegi wyjściowe dla małego czasu martwego

Rysunek 12 – przebiegi wyjściowe przy większym czasie martwym – widoczne stany zabronione

Filtr końcowy

Teoretycznie można podłączyć sygnał PWM ze stopnia końcowego wprost do głośnika. I taki zestaw

będzie przetwarzał dźwięk, bo częstotliwości oscylacji generatora sygnału trójkątnego są daleko poza

pasmem przenoszenia głośnika. Ale w takim przypadku energia harmonicznych ultradźwiękowych

byłaby wypromieniowana przez głośnik, najprawdopodobniej moc strat w cewce głośnika

uszkodziłaby go. Prawidłowo zaprojektowany filtr końcowy jest elementem który umożliwia

osiągnięcie wysokiej sprawności wzmacniacza. Dlatego należy stosować filtr, biorąc pod uwagę prądy

wyjściowe najlepiej jak najprostszy. Filtr wejściowy odcinający składową stałą sygnału i filtr wyjściowy

to jedyna dwa nieuniknione elementy wnoszące przesunięcie fazowe. Aby uniknąć zniekształceń

sygnału częstotliwość graniczna dolnoprzepustowego filtru wyjściowego LC powinna być jak najniższa

w stosunku do częstotliwości sygnału trójkątnego użytego do modulacji. Jak widać, częstotliwość

graniczna jest więc efektem kompromisu pomiędzy pasmem przenoszenia wzmacniacz. Filtr

wyjściowy został zaprojektowany zgodnie z notą aplikacyjna MAXIM APPLICATION NOTE 624 Class D

Audio Amplifier Output Filter Optimization.

str. 12

Rysunek 13 – struktura filtra wyjściowego

Rysunek 12 przedstawia zastosowaną strukturę, jest to zrównoważony filtr dwubiegunowy, korzystny

ze względu na małą moc generowanych zakłóceń EMI. Dla wygody obliczeń można posługiwać się

jeszcze prostszym modelem filtru wyjściowego

Rysunek 14 – uproszczona struktura filtra wyjściowego

Założona, typowa wartość induktancji wynosi 33µH, dla częstotliwości 400KHz taka cewka

przedstawia sobą impedancje o module wartości równym 82,932Ω (Z

=2πfL). Co jest wartością

zadowalającą z punktu widzenia potencjalnych strat mocy spowodowanych przenikaniem wysokich

częstotliwości do obciążenia. Wartość C wyliczamy ze wzoru

C = L/(4R²ξ²)

Gdzie ξ dla filtru Butterwortha wynosi 0,707, przy założeniu 8 omowego obciążenia C = 180nF.

Charakterystyka filtru o takich wartościach została przedstawiona na rysunku 14 oraz 15.

str. 14

Filtr wejściowy

Obwód wejściowy wzmacniacza powinien odcinać składową

stałą, ale jednocześnie przenosić wystarczająco niskie

częstotliwości. Dla założonej dolnej częstotliwości 10Hz, i

rezystancji wejściowej w przybliżeniu równej 50[KΩ] wartość C

obliczamy z wzoru

2 · 50" · 10

# 470%&'(

Końcowy stopień mocy

Zamierzeniem konstrukcyjnym było zbudowanie stopnia końcowego pracującego w układzie H, ideę

konstrukcji takiego stopnia przedstawia rysunek 16.

Rysunek 17 – poglądowy schemat stopnia wyjściowego w układzie H

str. 15

Proponowana realizacja stopnia końcowego wraz z układami dopasowującymi amplitudę sygnału

PWM do poziomów napięć sterujących tranzystorami MOSFET jest przedstawiona na rysunku 17.

Układ zamiany poziomów dla potrzeb sterowania tranzystorami mocy nazywany jest dalej driverem.

Układ przedstawiony jest na rysunku 17. Aby uniknąć przenoszenia poziomów napięć, postanowiono

że masa części cyfrowej czyli układu czasu martwego i komparatorów będzie podłączona do ujemnej

szyny zasilania stopnia mocy. W wyniku doświadczeń stwierdzono też że dobrym pomysłem jest

przeładowywanie pojemności bramek tranzystorów mocy napięciami w zakresie szerszym niż

napięcie zasilania samych tranzystorów mocy. Efektem tych założeń jest szybki driver który dostarcza

na wyjściu sygnał prostokątny o amplitudzie około 30 V, przy czym zbocza tego sygnału trwają mniej

niż 30ns. Zwielokrotnione bramki TTL szybkiej rodziny AC zastosowano aby nie obciążać zbytnio wyjść

komparatora, rezystory R65 i R66 ograniczają maksymalny prąd wyjściowy bramek. Dalszy opis

dotyczy sterowania górnego tranzystora z kanałem typu n. Sygnał przez rezystor R65 trafia na bazę

tranzystora Q18, kiedy tranzystor jest zatkany to napięcie na jego kolektorze znajduje się na poziomie

dodatniej szyny zasilania a otwarcie tranzystora powoduje zciągnięcie kolektora do napięcia bliskiego

ujemnej szynie zasilania. Jak widać, tutaj amplituda napięcia została podniesiona z 5 do około 30 [V]

Następnie sygnał kierowany jest przez rezystor R61 na przesterowany wtórnik emiterowy którego

zadaniem jest dopasowanie impedancyjne i przystosowanie układu do przeładowywania dużej (

około 1nF ) pojemności wejściowej tranzystora IRF520. Dolny tranzystor jest sterowany analogicznie.

Cały układ z rysunku 17 stanowi połowę układu H, więc w końcowym układzie pojawia się

dwukrotnie.

Rysunek 18 – schemat stopnia wyjściowego

str. 16

Rysunek 19

Na rys. 19 przedstawione są przebiegi sterujące z wyjść komparatorów oraz przebiegi napięć na

kolektorach Q17 i Q18. Jak widać czas wyłączania tranzystorów jest znacznie większy niż czas

włączania. Rys. 20 przedstawia przebiegi sygnałów z wyjść komparatorów i na bramkach

tranzystorów mocy. Widoczne są pewne zniekształcenia, i niedoskonałość zboczy. W praktycznej

realizacji należałoby zastosować szybsze tranzystory. Okręgami zaznaczone są miejsca w których

sygnały sterujące dla tranzystorów mocy są nieprawidłowe. Czas ich trwania wynosi około 10[ns] i w

tych warunkach tranzystory mocy nie wykraczają poza obszar bezpiecznej pracy, ale układ nie jest

optymalny. Na rys. 21 widoczny jest poziom napięcia wyjściowego pojedynczego stopnia mocy. Na

rysunku 22 przedstawiono napięcie wyjściowe na obciążeniu 8[Ω] przy wysterowaniu wzmacniacza

bliskim 85%, i częstotliwości sygnału 20[KHz]. Wyraźnie widoczne staje się przesunięcie fazowe

wprowadzane przez wzmacniacz, oraz pewien brak symetrii sygnału względem zera. Na rysunku 23

przedstawiono tą samą sytuację co na rysunku 22, ale dodatkowo pokazano prąd płynący przez

tranzystor mocy w lewej górnej gałęzi układu H. Widoczne impulsy prądowe nie są niebezpieczne dla

tranzystora ponieważ dla IRF520 maksymalny prąd impulsowy wynosi około 40A. Średnia moc

skuteczna wydzielona na pojedynczym tranzystorze nie przekracza 1,2[W], podczas gdy na obciążeniu

moc skuteczna wynosi około 50[W]. Tranzystory mocy są cztery, czyli w tym wypadku sprawność

stopnia mocy (Sprawność wzmacniacza praktycznie jest determinowana przez sprawność stopnia

mocy)

) 1

*+,

-./0ąż340,

4,8

90,4%

Powyższą wartość można uznać za zadowalającą.

str. 19

Dla częstotliwości 5KHz, przy wysterowaniu sygnałem o amplitudzie 0,9[V] średnia moc wydzielona w

pojedynczym tranzystorze nie przekracza 0,7[W]. Sprawność stopnia końcowego wynosi więc

) 1

*+,

-./0ąż340,

2,8

95,1%

Rysunek 24 - przebieg wyjściowy dlaz wysterowania 90% i częstotliwości 5KHz

Dla częstotliwości 1[KHz] sprawność wynosi

) 1

*+,

-./0ąż340,

1,36

97,8%

Przebieg wyjściowy dla tej częstotliwości przedstawiony jest na rysunku 25.

Dla częstotliwości 500[Hz] sprawność wynosi

) 1

*+,

-./0ąż340,

1,35

98,0%

Przeprowadzenie symulacji pracy wzmacniacza dla niższych częstotliwości okazało się niemożliwe,

przy częstotliwości sygnał wejściowego 500[Hz] czas symulacji wynosił około 1,5 godziny, dla 100[Hz]

szacowany czas 7,5 godziny, ale nawet przy minimalizacji pliku .dat w którym zapisywane są

rezultaty, program pspice zawiesza się. Można zaobserwować że sprawność i zawartość zniekształceń

rośnie wraz ze spadkiem częstotliwości przenoszonej przez wzmacniacz.

str. 22

Dalszych pomiarów nie przeprowadzono ze względu na ograniczenia techniczne narzucone przez

producenta oprogramowania.

Uproszczony pomiar pasma przenoszenia wzmacniacza

Ze względu na prace impulsową układu nie da się przeprowadzić prawidłowej analizy AC sweep w

programie Spice. W pierwszym przybliżeniu można jednak poradzić sobie z tym przez zamodelowanie

wzmacniacza impulsowego ( który w idealnym przypadku nie wprowadza przesunięcia fazowego )

wzmacniaczem liniowym, konkretniej źródłem napięciowym sterowanym napięciem, wraz z filtrem

wejściowym i wyjściowym. Tak zamodelowany wzmacniacz przedstawia rysunek 26

Rysunek 26 – model do pomiaru pasma

Uzyskano wykres modułu i fazy funkcji transmitancji jak na rysunkach 27 i 28. W modelu założono

współczynnik wzmocnienia źródła sterowanego jako 10, ale ta wartość nie jest krytyczna. Taką samą

szerokość pasma uzyskano by dla dowolnego innego współczynnika wzmocnienia. Należy jeszcze raz

zaznaczyć ze tak przeprowadzony pomiar pasma jest jak najbardziej orientacyjny, zastosowano go

tutaj tylko ze względu na impulsową pracę układu rzeczywistego.

Niestety taki pomiar wyklucza zbadanie wpływu temperatury i tolerancji użytych elementów na

działanie wzmacniacza.

str. 25

Wnioski

Faktycznie wzmacniacz okazuje się być bardzo sprawnym, jednak nie ma optymalnych właściwości

jeżeli chodzi o wprowadzane zniekształcenia. Co prawda znaczna cześć znajduje się poza pasmem

akustycznym. W czasie symulowania poszczególnych elementów wzmacniacza okazało się że o ile

dostęp do szybkich komparatorów ( czas reakcji około 25 ns ) jest prosty, to jednak brak jest modeli

szybkich sterowników do tranzystorów MOSFET. Konstrukcja szybkiego sterownika nie jest wcale

łatwa, główną przeszkodą są czasy wyłączania tranzystorów bipolarnych. Czasy też rzędu 250ns

zmuszają konstruktora do znacznego wydłużania czasu martwego.

Czas martwy powinien być dobierany bardzo rozważnie ponieważ za krótki powoduje fizyczne

uszkodzenie tranzystora, a za długi powoduje znaczne zniekształcenia wprowadzane do sygnału.

W razie braku możliwości symulacyjnego pomiaru pasma przenoszenia można to pasmo przybliżyć

pewnym uproszczonym modelem wzmacniacza, przy założeniu że idealny wzmacniacz klasy D nie

prowadza przesunięć fazowych i ma stałe wzmocnienie. Przy modelowaniu zakładamy że na pasmo

przenoszenia wzmacniacza wpływają tylko stopnie wejściowe i wyjściowe.

Idea wprowadzenia czasu martwego poprzez dodawanie składowej stałej do sygnału jest poprawna

logicznie, niemniej jednak trzeba wziąć pod uwagę że rezystancje w dzielniku z którego pobierane

jest napięcie stałe powinny być jak najbardziej stabilne, idealnym rozwiązaniem byłoby precyzyjne

źródło napięcia odniesienia wraz ze stabilnym potencjometrem wieloobrotowym.

Symulacje układów pracujących impulsowo a wzmacniacza klasy D są szczególnie utrudnione

ponieważ symulacja musi mieć narzucony bardzo mały minimalny czasowy krok obliczeń. Skutkuje to

tym że symulowanie 10ms czasu pracy wzmacniacza przy zapisie tylko oznaczonych napięć trwa

około 10 godzin, a pliki z danymi przekraczają maksymalny obsługiwany przez pakiet PSpice rozmiar.

str. 26

Perspektywy rozwoju projektu

• Można przeprojektować układ czasu martwego – w taki sposób że w stopniu mocy

dodać rezystory pomiarowe, a napięcie na nich odłożone skierować na pewien układ

logiczny, najlepiej jak najszybszej rodziny układów cyfrowych poprzez układ

dopasowania poziomów, w taki sposób żeby po zmianie stanu logicznego który

miałby wyłączyć jeden tranzystor, włączenie drugiego następowało dopiero po

faktycznym wyłączeniu pierwszego. Musiałby to być bliżej jeszcze nieokreślony szybki

układ decyzyjny. Zaletą takiego rozwiązania byłby czas martwy dynamicznie

dostosowywany do warunków pracy tranzystorów.

• W układzie sterownika tranzystorów MOSFET można by zastosować szybkie

transoptory co ułatwiłoby sprawę dopasowania poziomów

• Można również przetestować możliwość dynamicznego dostosowania częstotliwości

sygnału trójkątnego do poziomu i pasma aktualnie przenoszonego sygnału

• Szalenie ciekawą wydaje się perspektywa połączenia wzmacniacza klasy D z

wzmacniaczem klasy A lub AB, w ten sposób że dla cichszych partii sygnału

pracowałby wzmacniacz klasy A lub AB, natomiast dla głośniejszych kiedy potrzeba

więcej mocy, włączałby się wzmacniacz klasy D, można by nawet spróbować

przełączać tranzystory wyjściowe z pracy w klasie AB na pracę w klasie D

• W finalnym rozwiązaniu należałoby zasilić wzmacniacz z przetwornicy impulsowej,

aby jak najbardziej zminiaturyzować urządzenie i uzyskać jak najlepsze parametry

sprawnościowe

str. 27

Bibliografia

http://www.elektroda.pl/rtvforum

http://stud4.tuwien.ac.at/~e0326790/projekte/klassed

http://diyaudio.com

http://users.rsise.anu.edu.au/%7Efelix/iar/Projects/Thunderball

Introduction to Electroacoustics and Audio Amplifier Design, Second Edition - Revised Printing, W.

Marshall Leach, Jr., wydawnictwo Kendall/Hunt, 2001.

Nota aplikacyjna TDA8924

Sztuka elektroniki, Paul Horowitz, Winfield Hill, wydanie drugie, WKiŁ Warszawa 1995

MAXIM APPLICATION NOTE 624 Class D Audio Amplifier Output Filter Optimization