od P
Piotra
Fundamenty Elektroniki
Przetwornice impulsowe
Podstawowe k
konfiguracje − p
przetwornica p
przepustowa
część 5
W poprzednim o
odcinku zzadałem p
pyta−
nie, czy współczynnik wypełnienia im−
pulsów s
sterujących zzależy o
od p
prądu, c
czy
od n
napięcia? C
Czy p
przeprowadzone rrozu−
mowanie doprowadziło do sprzeczno−
ści? Wyjaśniam tym, którzy jeszcze nie
wiedzą: żżadnej s
sprzeczności n
nie m
ma!
Rysunki 6a, b, c (w poprzednim nu−
merze) wskazują, że przy małych prą−
dach wypełnienie będzie zależeć od prą−
du obciążenia. Sytuacja taka ma miej−
sce, gdy w części okresu prąd spada do
zera, czyli gdy cewka w części okresu
jest wolna od energii (bezczynna). Moż−
Rys. 7
7.
na powiedzieć, że układ automatycznej
regulacji (rys. 2) tak dobiera współczyn−
nik wypełnienia, by przenieść na wyj−
ście potrzebną moc (U2*IL).
Natomiast przy większym obciąże−
niu, gdy przez cewkę cały czas płynie
prąd (rysunki 6d, e), współczynnik wy−
pełnienia ustala jedynie napięcie wyj−
ściowe, a (średni) prąd rośnie lub male−
je w zależności od obciążenia.
Istnieją przetwornice, które nie mają
żadnej automatyki i pracują przy stałym
współczynniku wypełnienia impulsów
sterujących. Nie zapominaj jednak, że
taka praca jest możliwa tylko przy więk−
szych prądach. Właśnie dlatego w nie−
których źródłach znajdziesz wzmianki
Rys. 8
8.
o minimalnym prądzie obciążenia (lub
minimalnej indukcyjności). Nie prze−
strasz się tym! Chodzi o to, by prąd
cewki nie malał do zera − wtedy układ
zachowuje się jak “transformator prądu
stałego”. Gdy prąd obciążenia jest
mniejszy, niedociążona przetwornica
przestaje być “transformatorem prądu
stałego” i napięcie wyjściowe wzrasta.
W praktyce wystarczy zastosować
układ automatyki wg rysunku 2, zmienia−
jący wypełnienie impulsów od zera do
100% i wtedy nie ma takich ograniczeń
na prąd minimalny i napięcie wyjściowe.
Jeśli to zrozumiałeś, idziemy dalej.
Przypuszczam, że jeszcze masz pew−
ne wątpliwości odnośnie napięć wyjścio−
wych. Trochę Cię niepokoi fakt, że zmia−
na napięcia wyjściowego U2 zmienia
Rys. 9
9.
też napięcie “ładowania” cewki równe
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99
41
od P
Piotra
U1−U2. Nie dziwię Ci się, że o tym my−
Z kolei średni prąd rozładowania wynosi
się nie uszkodził, także w przetwornicy
ślisz. Intuicyjne przyswojenie sobie wy−
I2 = Ip (toff/T)
przepustowej nie powinniśmy pracować
stępujących tu zależności jest rzeczywi−
Czyli w fazie rozładowania do obcią−
przy prądach większych od prądu nasy−
ście trochę trudniejsze, ale poradzimy so−
żenia jest dostarczana moc
cenia cewki Ip, a moc maksymalna nie
bie i z tym.
P2=U2 * I2 = U2 * Ip (toff/T)
przekroczy
Na rysunkach 7
7, 8
8 i 9 znajdziesz prze−
Moc całkowita
P = U2 * Ip
biegi napięcia i prądu przy różnych
P = P1+P2 = U2 * Ip [(ton+toff) / T]
Czy jednak nie zgubiłeś się w po−
napięciach wyjściowych. Co istotne,
P =
= U
U2 *
* IIp
wyższych rozważaniach? Co to za moc?
w każdym przypadku napięcie wejścio−
I co, jesteś zdziwiony?
Jest to teoretyczna moc maksymal−
we U1 jest takie samo. W sytuacji z ry−
Tu również okazuje się, że czym
na, jaką można “wydusić” z przetworni−
sunku 7 napięcie wyjściowe U2 jest pię−
większe napięcie wyjściowe, tym więk−
cy przy następujących założeniach:
ciokrotnie mniejsze od wejściowego.
sza moc. Ponieważ w przetwornicy
− pomijamy wszelkie straty (spadek
W drugim przypadku (rysunek 8) napię−
przepustowej napięcie wyjściowe nie
napięcia na diodzie D, rezystancji cewki
cie U2 jest równe połowie U1, nato−
może być większe od wejściowego,
i napięcie nasycenia tranzystora);
miast w sytuacji z rysunku 9 napięcie
ostatecznie moc będzie największa, gdy
− zakładamy, że średni prąd płynący
U2 to 5/6 napięcia wejściowego U1. Na
napięcie wyjściowe będzie (niemal) rów−
przez cewkę jest równy Ip (co jest bli−
rysunkach 7a, 8a, 9a pokazałem Ci sytu−
ne wejściowemu − moc wyniesie wtedy
skie prawdy tylko przy bardzo dużej czę−
ację w układzie z pewną indukcyjnością
Pmax = U1 * Ip
stotliwości pracy albo przy bardzo dużej
przy jakimś niewielkim prądzie. Na ry−
I wszystko zgadza się z intuicją: jeśli
indukcyjności − przebieg prądu wygląda
sunkach 7b, 8b i 9b znajdziesz przebiegi
przetwornicę przepustową “otworzymy
wtedy mniej więcej jak na rysunku 10a).
w układzie z tą samą indukcyjnością, ale
na stałe”, napięcie wyjściowe będzie
W
praktyce
nie
zwiększamy
przy prądzie szczytowym zbliżonym do
równe wejściowemu i rzeczywiście
nadmiernie indukcyjności i nie pracuje−
prądu nasycenia Ip. I wreszcie na rysun−
moc dostarczana do obciążenia będzie
my przy bardzo dużych częstotliwo−
kach 7c, 8c i 9c znajdziesz przebiegi
równa U1 * Ip.
ściach. Wtedy oczywiście moc jest
w układzie z cewką o znacznie większej
A może więcej? Co nam szkodzi zwięk−
mniejsza. W granicznym przypadku,
indukcyjności − zauważ, że zmiany prą−
szyć wtedy prad powyżej Ip? Że rdzeń się
jak na rysunku 10b, gdy prąd chwilowo
du są mniejsze, ale nachylenie w czasie
nasyci? A co nas to obchodzi − przecież
spada do zera, przenoszona moc jest
ładowania i rozładowania nadal jest pro−
tranzystor−klucz jest na stałe otwarty!
o połowę mniejsza od wcześniej wyli−
porcjonalne do napięć ładowania (U1−
Stop! Nie przesadzaj! W praktyce
czonej (i dodatkowo pomniejszona
U2) i rozładowania (U2).
Twoja przetwornica nigdy nie będzie
o straty w elementach przetwornicy).
Przeanalizuj teraz bardzo starannie
“na stałe otwarta”, bo zechcesz praco−
Patrząc na rysunek 10 nie zastanawiaj
rysunki 7....9. Powinny one rozjaśnić Ci
wać przy napięciach wyjściowych
się, jakiej konkretnie częstotliwości
całkowicie obraz sprawy.
mniejszych niż wejściowe. Dlatego nie
odpowiada ta sytuacja, lub jaka jest in−
A my zajmiemy się jeszcze jedną
ma sensu rozpatrywać sytuacji, gdy
dukcyjność (indukcyjności) − to nie ma
kwestią. Czy na podstawie rysunków
tranzystor−klucz stale przewodzi.
znaczenia (podobnie, jak wartości na−
7...9 potrafiłbyś coś powiedzieć o mocy
No tak, ale może nawet gdy
pięć). Chodzi tylko o kształt prądu,
przenoszonej (czyli po prostu o mocy
U2<U1uda się coś “zarobić”, zwiększając
a ściślej o jego wartość średnią − nie
naszej przetwornicy)? Czy ta moc zależy
prąd powyżej Ip? Wcześniej prosiłem, byś
masz wątpliwości, że przy tej samej
jakoś od napięcia wyjściowego?
się zastanowił, czym to grozi. Ponieważ
wartości Ip średnia wartość prądu z ry−
W poprzednich listach wykazałem,
obciążenie RL jest włączone w szereg
sunku 10a jest niemal dwukrotnie
że moc przetwornicy zaporowej silnie
z cewką, więc sytuacja jest inna niż prze−
większa niż tego z rysunku 1
10b.
zależy od stosunku napięć wyjściowego
twornicy zaporowej i nie można powie−
Przypuśćmy teraz, że chcemy zbu−
i wejściowego. Okazało się, że prze−
dzieć, że “prąd będzie się marnował”.
dować przetwornicę zaporową, a wła−
twornicy zaporowej nie warto stosować
Jednak przetwornica przestanie być
ściwie zasilacz impulsowy o regulowa−
przy małych napięciach wyjściowych.
przetwornicą indukcyjną według rysun−
nym napięciu wyjściowym. Mając ja−
Podałem Ci wzór na teoretyczną moc
ku 1 czy 3b, a stanie się przetwornicą
kąś cewkę o prądzie nasycenia Ip oraz
maksymalną przetwornicy zaporowej
pojemnościową według rysunku 3a. Ro−
indukcyjności L musimy dobrać czę−
(przy bardzo dużej częstotliwości)
lę rezystancji ograniczającej prąd łado−
stotliwość pracy tak, by w najgorszych
Pmax = U1*Ip * [U2 / (U2+U1)]
wania będzie pełnić (niewielka) rezy−
warunkach prąd nie przekroczył warto−
A jak to wygląda w przetwornicy
stancja uzwoje−
przepustowej?
nia
cewki,
Odpowiedź znajdziesz analizując ry−
a
sprawność
sunki 7c, 8c i 9c. Przy dużej indukcyjno−
znacznie
spa−
ści (lub dużej częstotliwości pracy) wa−
dnie. W skrajnym
hania prądu są minimalne − możemy je
przypadku duży
pominąć i założyć, że średni prąd na ry−
prąd ładowania
sunkach c jest równy Ip. Skoncentruj
( o g r a n i c z o n y
się! Patrząc na rysunku 7c, 8c, 9c bez
niewielką rezys−
trudu zauważysz, że w każdym przypad−
tancją cewki) mo−
ku średni prąd ładowania wynosi
że
uszkodzić
I1 = Ip (ton/T)
tranzystor−klucz.
W czasie ładowania cewki, do obcią−
Z a m y k a m y
żenia jest już dostarczana moc
sprawę:
nawet
P1=U2 *I1 = U2 * Ip (ton/T)
gdyby tranzystor
Rys. 1
10.
42
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99
od P
Piotra
ści Ip. Chyba już zauważyłeś, że prąd
f (częstotliwość) i zbadać go w funkcji
4LIp
rośnie tym szybciej, im większe jest
U2/U1. Jeśli ktoś chce, niech to zrobi −
i wybrać częstotliwość pracy więk−
napięcie ładowania (równe U1−U2) −
po przekształceniach trzeba będzie
szą niż tak wyliczona.
zobacz rysunki 4 i 7...9. Gdy napięcie
zbadać funkcję
Jak wykazano wcześniej, przy czę−
wyjściowe U2 jest bardzo małe, napię−
y=−x2 + x
stotliwości minimalnej moc przetwor−
cie ładowania jest zbliżone do U1 (rys
Okaże się, że najgorszy przypadek
nicy nie przekroczy
7). Znając Ip, L oraz U1 możesz już
występuje przy U2 = 0,5 U1. Poniekąd
P = 0,5 U2 * Ip
obliczyć maksymalny czas włączenia
potwierdza to rysunek 8b, ale ten rysu−
Oczywiście częstotliwość może,
tranzystora (ton) przy bardzo małych
nek to żaden dowód. W każdym razie
i w miarę możliwości powinna być
napięciach wyjściowych. Przekształca−
dla
tego
najgorszego
przypadku
większa − wtedy zmiany prądu będą
jąc znany Ci dobrze wzór otrzymasz:
(U2=0,5U1) minimalna częstotliwość
mniejsze, przebiegi będą podobne jak
tonmax = L * Ip / U1
przetwornicy wynosi
na rysunkach 7c, 8c, 9c, 10a i moc
I co to jest za czas? Czas ten doty−
U1
przenoszona będzie o kilkadziesiąt
fmin =
czy tylko przypadku, gdy U2 jest bli−
4 LIp
procent większa niż przy częstotliwo−
skie zeru. Sytuacja wygląda wtedy
Gdyby częstotliwość była mniejsza
ści
minimalnej
(teoretycznie
mniej więcej tak, jak na rysunku 7.
(czasy dłuższe), prąd nadmiernie wzro−
P=U2*Ip).
Przypuśćmy, że obliczyłbyś czas ton.
śnie i rdzeń cewki się nasyci.
Mam nadzieję, że cały czas nadążasz
Niewiele to daje. Gdy czas ton jest
Gdyby przetwornica miała praco−
za mną. Jeśli jednak masz jakiekolwiek
krótki, na pewno (bardzo) długi będzie
wać przy stałym napięciu wyjściowym
kłopoty ze zrozumieniem całości mate−
czas toff, bo napięcie U2 jest bardzo
U2, innym niż 0,5U1, wtedy minimalna
riału, przeanalizuj dokładnie ten i po−
małe. Przy większym napięciu wyj−
częstotliwość mogłaby być mniejsza.
przednie odcinki, a jeśli i to nie pomo−
ściowym U2 (a tym samym mniejszym
W praktyce i tak należy pracować
że, napisz do mnie (na adres redakcji).
napięciu ładowania U1−U2) czas ton
z możliwie dużą częstotliwością (ogra−
W razie potrzeby wrócimy do tematu.
mógłby być znacznie dłuższy, za to
niczoną przez straty histerezy rdzenia
Tyle na temat przetwornicy przepu−
krótszy będzie czas toff.
i straty przełączania tranzystora), dla−
stowej. W następnym odcinku zapo−
Aby znaleźć najgorszy przypadek
tego do wstępnych szacunkowych
znam Cię z przetwornicą podwyższającą.
należałoby napisać wzory na ton i toff,
obliczeń należy wykorzystać wzór
znaleźć wzór na T (okres), potem na
U1
Piotr G
Górecki
fmin =
ciąg dalszy ze strony 40
łaniem tranzystora i potencjometru. Już
ra, mówimy o pracy w klasie A (np. ry−
tranzystorów, więc oba tranzystory są
rysunki d, e sugerują, iż zastępuje on kil−
sunek 16a). Gdy w spoczynku tranzy−
na granicy przewodzenia (płynie przez
ka diod. W samej rzeczy − potencjometr
story są na progu przewodzenia,
nie jakiś maleńki prąd spoczynkowy. Li−
umożliwia płynną regulację “liczby
a prąd pojawia się dopiero po pojawie−
niowość takiego symetrycznego wtórni−
diod”, a tym samym płynną regulację
niu się sygnału, mamy do czynienia
ka jest znacznie lepsza, niż poprzednie−
prądu spoczynkowego. A najważniej−
z klasą B (np. rys. 16c). Gdy w spo−
go układu, jednak też nie jest rewelacyj−
sze, że taka “zwielokrotniona dioda”
czynku prąd nie płynie i nawet przy
na. Ponadto trudno kontrolować drobne
ma charakterystyki termiczne podobne
małych sygnałach tranzystory są zatka−
różnice i (temperaturowe) zmiany napięć
jak zestaw diod. Ten dodatkowy tranzy−
ne, mamy do czynienia z klasą C (np.
diod i napięć UBE tranzystorów, które bę−
stor montuje się blisko tranzystorów
rys. 16b). Klasa A oznacza małe znie−
dą powodować znaczne zmiany prądu
wyjściowych (na radiatorze) i wtedy
kształcenia, ale duże straty mocy.
płynącego przez tranzystory (zwłaszcza
przy zmianach temperatury tranzysto−
Oszczędne klasy B i C wiążą się nie−
przy różnych temperaturach diod i tran−
rów prąd spoczynkowy prawie się nie
stety z dużymi zniekształceniami. Dla−
zystorów). Dlatego w praktyce bywa
zmienia. W stopniach większej mocy
tego w praktyce wyznacza się pracę
czasem stosowany sposób z rysunku d,
spotyka się darlingtony, zwykłe i kom−
stopnia w głębszej lub płytszej pośre−
gdzie dodatkowe rezystory stabilizują
plementarne − zobacz rysunek g, a tak−
dniej klasie AB, stosując układy z ry−
punkt pracy tranzystorów i wyznaczają
że rysunek h, gdzie oba wyjściowe tran−
sunków 16d...i ustalając kompromiso−
prąd spoczynkowy. Oczywiście suma
zystory (mocy) są typu NPN. Tranzystor
wo prąd spoczynkowy. Czym większy
spadków napięcia na tych niewielkich
sterujący może być umieszczony
ten prąd, tym mniejsze zniekształce−
rezystorach jest równa napięciu przewo−
“u góry”, jak na rysunku g, albo “na do−
nia. Oczywiście, są to tylko ogólne za−
dzenia dwóch dodatkowych diod. Zmie−
le”, jak na rysunkach e, f, h. Zamiast re−
sady i w rzeczywistości ustalając war−
niając wartości RE1 i RE2 można ustalić
zystora dość często stosowane bywają
tość prądu spoczynkowego należy
potrzebny w danym zastosowaniu prąd
źródła prądowe, jak na rysunku h.
uwzględnić szereg innych czynników.
spoczynkowy.
W praktyce zwykle dodaje się jeszcze
Takie rozważania wykraczają jednak
W praktycznych układach taki stopień
obwody ograniczania prądu, jak na ry−
poza ramy niniejszego cyklu.
wyjściowy jest sterowany “od dołu”
sunku i. Wtedy nawet przy zwarciu wyj−
W następnym odcinku będą infor−
przez tranzystor NPN. Wtedy zamiast
ścia, prąd maksymalny zostanie ograni−
macje o wzmacniaczu różnicowym
czterech diod, wystarczą trzy wg rysun−
czony do wartości około 0,6V/RE.
oraz...
ku e. A jeszcze częściej do ustalenia
Przy okazji drobna dygresja. Jeśli
duża niespodzianka.
punktu pracy tranzystorów wyjścio−
w spoczynku przez tranzystory płynie
wych, zamiast diod, wykorzystuje się
duży prąd, a w czasie pracy prąd żad−
Piotr G
Górecki
układ z rysunku f. Zastanów się nad dzia−
nego z tranzystorów nie spada do ze−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99
43