185
10 WZMACNIACZE TRANZYSTOROWE W RÓ NYCH
Å»
KONFIGURACJACH
10.1. WPROWADZENIE
Najbardziej oczywistą funkcją tranzystorów w układach
analogowych jest wzmacnianie sygnałów.
W celu zapewnienia właściwości aktywnych tranzystora należy go
odpowiednio spolaryzować i ustalić punkt pracy dostosowany do
amplitudy wzmacnianego sygnału. y
ródło sygnału i obciążenie powinny
być dołączone do tranzystora przez odpowiednie obwody sprzęgające,
zapewniające kontrolowany wpływ na jego punkt pracy i zapewniające
najkorzystniejszy przepływ sygnałów. Sygnał wyjściowy w obciążeniu
powinien być niezniekształcony, a jego moc powinna być większa niż
sygnału ze z
ródła sterującego.
Właściwości wzmacniacza można ocenić na podstawie jego parametrów
roboczych, tj. funkcji układowych wyznaczonych w warunkach pracy
układu.
Na rys.10.1 przedstawiono schemat blokowy wzmacniacza sterowanego
ze z
ródła napięciowego Eg o impedancji wewnętrznej Zg , lub
równoważnego z
ródła prądowego Ig , Yg i równoważnej admitancji
obciążenia YL . Wielkości te łączą znane związki:
Eg
11
Ig = ; Yg = ; YL =
Zg Zg ZL
(10.1)
1 1
Y = G + jB = =
Z R + jX
a)
b)
Zg I1 I2 Ig I1 I2
Yg
U1
U1
U2
ZL Ig U2 YL
Eg
> >
Z Z Yin Yo
in o
Rys.10.1. Schemat blokowy wzmacniacza sterowanego z generatora:
a) napięciowego, b) prądowego
186
Zgodnie z oznaczeniami na rys.10.1 definiuje się następujące parametry
robocze wzmacniacza:
- skuteczne wzmocnienie napięciowe
U2 U2
kus = = Yg (10.2)
Eg Ig
- wzmocnienie napięciowe
U2
ku = = lim0kus (10.3)
U1 Zg
- skuteczne wzmocnienie prÄ…dowe
I2 U2
kis = - = YL = kusZgYL (10.4)
Ig EgYg
- wzmocnienie prÄ…dowe
I2 U2
ki =- = ZinYL (10.5)
I1 U1
- impedancję (admitancję) wejściową
1 U1
Zin = = (10.6)
Yin I1
- impedancję (admitancję) wyjściową
1 U
Z = = (10.7)
Y I =
- wzmocnienie mocy
U2 2 GL 2 I2 2 RL
GL RL
kp == ku == ki 2 (10.8)
Gin I1 2 Rin Rin
U1 2 Gin
Wzmocnienie bardzo często podaje się w jednostkach logarytmicznych
P2
kp dB = 10 log = 10log kp
[ ]
P1
(10.9)
U2
ku dB = 20 log = 20 log ku
[ ]
U1
187
10.2. KLASYFIKACJA WZMACNIACZY
Na rys.10.2 dokonano podziału wzmacniaczy zależnie od
zachodzących relacji pomiędzy impedancją wejściową wzmacniacza Zin ,
a impedancjÄ… z
ródła sterującego Zg oraz pomiędzy impedancją
wyjściowa wzmacniacza Zo , a impedancją obciążenia ZL .
a) Wzmacniacz napięciowy
Idealny wzmacniacz napięciowy dostarcza napięcia wyjściowego
o wartości wprost proporcjonalnej do napięcia wejściowego,
a współczynnik proporcjonalności (nazywany wzmocnieniem
napięciowym) jest niezależny od wartości impedancji z
ródła
i obciążenia.
Na rys 10.2a przedstawiono układ zastępczy wzmacniacza ze z
ródłami
Thevenina.
a) b)
Z
g Zo I2
I2
I1 I1
Zin
Yo
U1 U1 U2 YL
Yin
kuU1 U2 ZL
Yg
E
Ig
k1I1
g
c) d)
Z
g Zo I2
I2
I1
I1
Yo
Zin
U1 U1
Yin
U2 ZL
U2 YL
E Ig Yg
zmI1
g
ymU1
Rys.10.2. Podział wzmacniaczy ze względu na własności obwodu wejściowego i
wyjściowego. Wzmacniacze: a) napięciowy, b) prądowy, c) transadmitancyjny, d)
transimpedancyjny
W idealnym wzmacniaczu napięciowym spełnione są warunki
Zin ", Zo = 0, U2 = kuU1 = kuEg (10.10)
Praktycznie, z
ródło sterujące i obciążenie spełniają warunki
Zin >> Zg , Zo << ZL (10.11)
b) Wzmacniacz prÄ…dowy
188
Idealny wzmacniacz prądowy dostarcza prądu wyjściowego o wartości
proporcjonalnej do wartości prądu sygnału, a współczynnik
proporcjonalności (nazywany wzmocnieniem prądowym) jest niezależny
od Zg i ZL . Układ zastępczy wzmacniacza ze z
ródłami Nortona
przedstawiono na rys.10.2b.
W idealnym wzmacniaczu prÄ…dowym
Yin ", Yo = 0, I2 = ki I1 = ki Ig , (10.12)
zaÅ› praktycznie
Yin >> Yg , Yo << YL (10.13)
c) Wzmacniacz transadmitancyjny
Idealny wzmacniacz transadmitancyjny dostarcza prądu wyjściowego
o wartości wprost proporcjonalnej do napięcia sygnału, niezależnie od
wartości Zg i ZL . Współczynnik proporcjonalności nazywamy
transadmitancjÄ…. Wzmacniacz transadmitancyjny przedstawiono na
rys.10.2c za pomocą układu zastępczego Thevenina na wejściu i układu
Nortona na wyjściu. Idealny wzmacniacz transadmitancyjny
otrzymujemy, gdy
Zin ", Yo = 0 (10.14)
zaÅ› praktycznie
Zin >> Zg , Yo << YL (10.15)
d) Wzmacniacz transimpedancyjny
Idealny wzmacniacz transimpedancyjny dostarcza napięcia wyjściowego
o wartości proporcjonalnej do wartości prądu sygnału niezależnie od Zg
i ZL . Współczynnik proporcjonalności nazywamy transimpedancją.
Wzmacniacz transimpedancyjny przedstawiono na rys.10.2d za pomocÄ…
układu zastępczego Nortona na wejściu i układu zastępczego Thevenina
na wyjściu. W idealnym wzmacniaczu transimpedancyjnym
Yin ", Zo = 0, U2 = zmI1 = zmIg (10.16)
zaÅ› praktycznie
Yin << Yg , Zo << ZL (10.17)
189
10.3. TWORZENIE SCHEMATÓW ZAST
PCZYCH WZMACNIACZY
Na rys.10.3 przedstawiono, dla przykładu, dwa schematy ideowe
prostych wzmacniaczy RC, przy czym pierwszy jest układem
o wspólnym emiterze (OE), zaś drugi układem o wspólnym z
ródle (OS).
UCC +U
DD
a)
b)
R1 RC R1 RD
C2
C2
Rg C1
Rg C1
T
U2
U2
Eg
CS
U1 U1
R2 RE RL RL
CE R2 RS
Eg
Rys.10.3. Schematy ideowe wzmacniaczy RC: a) z tranzystorem bipolarnym,
b) z tranzystorem polowym.
Na podstawie tych schematów ideowym możemy utworzyć odpowiednie
schematy zastępcze oddzielne dla prądu stałego i zmiennego. Schematy
zastępcze pozwalają na symulację określonych właściwości układów.
W celu wyznaczenia stałoprądowego modelu układu należy zewrzeć
wszystkie cewki indukcyjne (jeżeli występują w układzie), rozewrzeć
wszystkie pojemności i wprowadzić w miejsce elementów aktywnych
ich nieliniowe, wielkosygnałowe modele.
Postępując zgodnie z opisaną metodą, na rys.10.4 i 10.5 przedstawiono
wyznaczone schematy stałoprądowe i stałoprądowe modele układów
z rys.10.3.
a)
b)
UCC
RC
C
IC
R1
MEM
R1 RC
UCE
Ä…
IC
UCC
IB
IB B
UBE
IE
IC = f UBE ,UBC
( )
Ä…
R2 RE
R2 E
IE
Rys.10.4. Schematy układu z rys.10.3a: a) stałoprądowy, b) zastępczy stałoprądowy
190
a) +UDD b)
I1 ID ()
I1 ID ID = f UGS ,UDS
R1 RD RD
R1
G
D
MEM
D
UDD
G
UGS
UDS
I2
I2
UGS S
S
R2 RS
RS R2
IS
Rys.10.5. Schemat układu z rys.10.3b: a) stałoprądowy, b) model stałoprądowy
Model liniowy układu, prawdziwy tylko dla składowych zmiennych
napięć i prądów o niewielkich amplitudach, otrzymujemy przy zwarciu
zacisków wszystkich z
ródeł zasilania i zastąpieniu elementów
aktywnych ich modelami zmiennoprądowymi. Należy również zewrzeć
te pojemności i rozewrzeć te indukcyjności (jeżeli występują
w układzie), które w rozważanym zakresie częstotliwości charakteryzują
się odpowiednio bardzo małym i bardzo dużym modułem impedancji.
Wykorzystując opisany algorytm postępowania do układów z rys.10.3,
możemy wyznaczyć ich schematy zmiennoprądowe oraz małosygnałowe
schematy zastępcze. Schematy te dla układu z rys.10.3a przedstawiono
na rys.10.6, zaś dla układu z rys.10.3b na rys.10.7.
C2
a)
Rg C1
RB RC U2 RL
Eg
U1
b)
Rg C1 B rbb' Cjc C2
C
U2 GL
Eg U1 GB gbe Ce gce GC
'
gmUb'e
E
Rys.10.6. Schemat zmiennoprądowy (a) i małosygnałowy schemat zastępczy (b)
układu z rys.10.3a.
191
C2
a)
Rg
C1
RD U2 RL
Eg
U1 RG
b)
C1 G Cgd D C2
Ig Gg U1 Ugs GG Cgs GD GL
Cds
U2
gmUgs
S
Rys.10.7 Schemat zmiennoprądowy (a) i małosygnałowy schemat zastępczy (b)
układu z rys.10.3 b.
Na rys.10.6 wielkość RB = 1/ GB jest rezystancją równoległego
połączenia R1 i R2 , GC = 1 / RC , GL = 1 / RL .
Na rys.10.7 wielkość RG = 1/ GG jest rezystancją równoległego
połączenia R1 i R2 , GD = 1/ RD , GL = 1/ RL .
W obu rozpatrywanych przykładach wzmacniaczy RC, kondensatory C1
i C2 separują układ od zewnętrznych napięć stałych oraz umożliwiają
doprowadzenie sygnału do zacisku wejściowego tranzystora
(kondensator C1) i odprowadzenie wzmocnionego sygnału do
obciążenia (kondensator C2 ). W użytecznym zakresie częstotliwości
pracy kondensatory sprzęgające C1 i C2 posiadają pomijalnie małe
reaktancje i w schematach zmiennoprądowych należy je zewrzeć.
Wtedy dla sygnałów zmiennych tranzystory obciążone są wypadkowymi
rezystancjami RLt :
RCRL 1
RLt = = dla tranzystora bipolarnego
RC + RL GC + GL
(10.18)
RDRL 1
RLt = = dla tranzystora polowego
RD + RL GD + GL
Należy jeszcze nadmienić, że przy zmianie sygnału sterującego, np.
prądu bazy ib w układzie na rys.10.3a, chwilowy punkt pracy
tranzystora przesuwa siÄ™ w polu charakterystyk kolektorowych
192
iC = f uCE po linii prostej o nachyleniu zależnym od rezystancji RLt .
( )
Linię tę nazywa się dynamiczną prostą obciążenia (rys.10.8).
iC
nachylenie -1 R
nachylenie -1 R + R
()
UCC
dynamiczna
RC + RE
prosta pracy
statyczna
IBQ
Q
ICQ
prosta pracy
UCC uCE
0
UCEQ = UCC - ICQ (RC + RE )
Rys.10.8. Dynamiczna prosta pracy układu z rys.10.3 a.
Wzmacniacze RC stosowane są najczęściej do wzmacniania sygnałów o
szerokich widmach częstotliwości. Typową charakterystykę
amplitudowÄ… wzmacniacza przedstawiono na rys 10.9.
ku dB
kuo
f log
[ ]
100 101 102 103 104 105 106
Rys.10.9. Typowa charakterystyka amplitudowa wzmacniacza RC
Opadanie charakterystyki amplitudowej przy małych cz ęstotliwościach
jest skutkiem wzrostu reaktancji kondensatorów C1, C2, CE , włączonych
w tor sygnału. Spadek wzmocnienia przy du żych częstotliwościach jest
spowodowany spadkiem wzmocnienia samego tranzystora (wpływ
pojemności międzyelektrodowych) oraz wpływem pojemno ści
pasożytniczych elementów wzmacniacza. W środkowej części
charakterystyki, nazywanej zakresem średnich częstotliwości,
193
wzmocnienie jest praktycznie stałe. W tym zakresie cz ęstotliwości
schemat zastępczy wzmacniacza nie zawiera żadnych elementów
reaktancyjnych i opisywany jest parametrami rzeczywistymi.
10.4. WA
AÅšCIWOÅšCI WZMACNIACZY W ZAKRESIE ÅšREDNICH
CZ
STOTLIWOÅšCI.
10.4.1. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego emitera.
Schemat ideowy jednostopniowego wzmacniacza RC
z tranzystorem w konfiguracji wspólnego emitera (OE), przedstawiono
na rys.10.3a. W układzie zastosowano potencjometryczne zasilanie bazy
(rezystory R1 i R2 ) i sprzężenie emiterowe (rezystor RE ) zapewniające
dobrą stałość punktu pracy. Dla sygnałów zmiennych kondensator CE
stanowi zwarcie, powodując, że emiter jest na zerowym potencjale
zmiennym względem masy i stanowi wspólną elektrodę, przez którą
płyną składowe zmienne prądu obwodu wejściowego i wyjściowego.
Schemat zastępczy wzmacniacza OE w zakresie średnich częstotliwości,
wyznaczony zgodnie z zasadami opisanymi w rozdz. 10.3,
przedstawiono na rys.10.10.
Rg I1
Ib I2
U1 RB gbe gec
RC U2 RL
'
Eg Ub'e
gmUb'e = ²0Ib
R R R
in int o
Rys.10.10.Uproszczony model wzmacniacza OE dla zakresu średnich częstotliwości.
W oparciu o schemat zastępczy zostaną wyznaczone następujące
parametry robocze wzmacniacza:
- Rezystancja wejściowa
U1 1
Rin = = RB ||rb'e H" rb'e = (10.19)
I1 gb'e
przy RB =R1|| R2 >>rb'e , gdzie: R1||R2 - skrócony zapis zależności
reprezentującej równoległe połączenie rezystancji RR2 / ( R1 + R2 ).
1
194
- Rezystancja wyjściowa
U2 1 RC
Ro == RC || = H" RC (10.20)
I2 Eg =0 gec 1+ RC gec
1
gdy RC << .
gec
- Wzmocnienie napięciowe
U2 RLt
'
ku0 = = -gmRLt H" -gmRLt = -² (10.21)
0
U1 rb'e
gdzie:
1 ²0
'
RLt = RLt|| , RLt = RC || RL, gm = geb' = ²0gb'e =
gce rb'e
Znak minus we wzorze (10.21) oznacza, że faza napięcia
wyjściowego jest odwrócona względem fazy sygnału wejściowego
o 180 . Wzmocnienie napięciowe jest tym większe im większa jest
rezystancja RLt = RC RL . Celowym jest zatem stosowanie obciążenia
dynamicznego w postaci z
ródeł prądowych.
- Skuteczne wzmocnienie napięciowe wyznaczamy na podstawie
znanej już wartości ku (10.21) oraz Rin (10.19)
Rin RLt Rin
kus0 = ku0 =-²0 (10.22)
Rg + Rin rb'e Rg + Rin
- Skuteczne wzmocnienie prądowe kis można wyznaczyć na podstawie
znanej wartości kus , gdyż
I2 U2GL
kis0 =- = = kus0RgYL (10.23)
Ig EgYg
Na podstawie zależności (10.21, 10.22 i 10.23) otrzymujemy
RLt Rin Rg
kis0 =-² =
0
rb'e Rg + Rin RL
(10.24)
Rg
RLt Rin Rg
=-² = ki0
0
RL rbe Rg + Rin Rg + Rin
'
gdzie ki0 jest wzmocnieniem prÄ…dowym wzmacniacza
I2 RLt Rin RLt RB
ki0 = - = -²0 = -²0 (10.25)
I1 RL rb'e RL RB + rb'e
Wzmocnienie prądowe jest mniejsze od największej możliwej wartości
wzmocnienia tranzystora, tj. ²0 , na skutek wystÄ…pienia podziaÅ‚u prÄ…du
w obwodzie wyjściowym (czynnik RLt / RL ) oraz w obwodzie
195
wejściowym (czynnik RB / (RB + rb'e) ). Duże wartości wzmocnienia
prądowego uzyskuje się przy dużych rezystancjach kolektorowych RC
i dużych rezystancjach polaryzujących bazę R1 i R2 . Zwiększenie
rezystancji R1 i R2 prowadzi jednak do pogorszenia stałości punktu
pracy tranzystora.
Jak przedstawiono w rozdz. 9, w realnych układach stosuje się inny
sposób zasilania i stabilizacji punktu pracy tranzystora, a rezystor RC
możemy zastąpić dynamiczna rezystancją z
ródła prądowego. Na
rys.10.11 przedstawiono schemat ideowy scalonego wzmacniacza OE, w
którym zamiast rezystancji RC występuje dynamiczna rezystancja
wyjściowa z
ródła prądowego na tranzystorach T , T , równa w
przybliżeniu rce3 .
+
T2 T3
Rg
T1
Eg
Rys.10.11. Schemat ideowy
wzmacniacza OE z dynamicznym
-UEE
obciążeniem w kolektorze
10.4.2. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnej bazy.
Schemat ideowy wzmacniacza RC w konfiguracji wspólnej bazy
(OB) przedstawiono na rys.10.12a. Jego schemat zast ępczy w zakresie
średnich częstotliwości przedstawiono ma rys.10.12b, a kolejne
uproszczenie tego schematu na rys.10.12c.
Sposób analizy układu jest identyczny jak dla wzmacniacza
w konfiguracji OE, dlatego niżej podano tylko wzory określające
podstawowe parametry robocze wzmacniacza
geb'RCRL
ku0 = Ä…0 = gmRLt (10.26)
RC + RL
196
a)
C1 I1 C2 I2
Rg
U1 RL U2
RE CB R2 R1
RC
Eg
+UCC
b)
Rg
Ie geb' Ä… Ie
0
Eg U2
RC RL
U1 RE rbb'
R R
in o
c)
Rg
Ie
Eg U1 RE geb' RC RL U2
Ä… Ie
0
R R
in o
Rys.10.12. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnej bazy: a) schemat ideowy, b)
schemat zastępczy, c) uproszczony schemat zastępczy
RC
ki0 = Ä… < 1 (10.27)
0
RC + RL
11
Rin = H" H" reb' (10.28)
GE + geb' gm
Ro = RC (10.29)
reb' geb'RCRL RLt
kus0 H" Ä… H" Ä… (10.30)
0
Rg + reb' RC + RL 0 Rg
Rg RC
kis0 H" Ä… (10.31)
0
Rg + reb' RC + RL
Z zależności (10.26 - 10.31) wynika, że wzmacniacz o wspólnej bazie:
- nie odwraca fazy napięcia wyjściowego,
- wzmocnienie jest nieco większe niż w układzie wspólnego emitera,
- rezystancja wejściowa jest mała, w przybliżeniu 1/ gm ,
197
- rezystancja wyjściowa jest w przybliżeniu taka sama jak w układzie
OE i wynosi RC .
10.4.3. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego kolektora
- wtórnik emiterowy.
Na rys.10.13a przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza
w konfiguracji wspólnego kolektora (OC), na rys.10.13b jego
małosygnałowy schemat zastępczy dla średnich częstotliwości, a na
rys.10.13c ten sam schemat zastępczy ale w dogodniejszej do analizy
postaci.
Dla obwodu z rys.10.13c możemy napisać następujące równania
'
U2 = (gmUb'e + Ib) RLt
Ib = gb'eUb'e
(10.32)
U1 = Ibrbb' + Ub'e + U2
gm = ²0gb'e
a)
b)
+UCC
Rg
Ib rbb' B'
B
R1
Rg
C1
gec
rb'e Ub'e
C2
gmUb'e
U1 RB
Eg
U1
R2 RE
RL
Eg
GLt U2
U2
RB = R1 ||R2 GLt = GE + GL
c)
Rg B Ib rbb' B' gb'e
E
' '
RLt = 1/ GLt
U1 RB Ub'e U2
'
Eg
gmUb'e GLt = GLt + gec
C
R R
in int
Rys.10.13. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego kolektora: a) schemat ideowy, b)
schemat zastępczy, c) przekształcony schemat zastępczy.
Rozwiązując układ równań (10.32) możemy wyznaczyć wzmocnienie
napięciowe układu OC
'
U2 (² + 1)gb'eRLt
0
ku0 = = d" 1 (10.33)
U1 1 + gb'erbb' + (²0 + 1)gb'eR'Lt
198
Jak widać ze wzoru (10.33), wzmacniacz w konfiguracji OC nie
'
odwraca fazy. Jeżeli (² + 1)gb'eRLt >>1 + gb'erbb' , to wzmocnienie ku0
0
jest bliskie, ale mniejsze od jedności. Stąd nazwa układu - wtórnik
emiterowy.
Na podstawie układu równań (10.32) możemy wyznaczyć
U1
'
Rint = = rbb' + rb'e + (²0 + 1)RLt H" rb'e + (²0 + 1)RLt (10.34)
Ib
Rezystancja wejściowa Rin jest równoległym połączeniem Rint i RB
U1
Rin = = RB||Rint (10.35)
I1
Na uwagę zasługuje bardzo duża wartość rezystancji wejściowej
wtórnika emiterowego, która w przypadku pomijalnie małego wpływu
obwodu polaryzujÄ…cego bazÄ™ (rezystancja RB ), wynosi
Rin H" rb'e + (² + 1)RLt . Z tego też wzglÄ™du, skuteczne wzmocnienie
0
napięciowe niewiele różni się od wzmocnienia napięciowego, nawet
w przypadku dość dużej rezystancji wewnętrznej z
ródła sygnału
wejściowego
Rin
kus0 = ku0 H" ku0 (10.36)
Rg + Rin
Rezystancję wyjściową układu ze wspólnym kolektorem
wyznaczymy w oparciu o schemat zastępczy, przedstawiony na
rys.10.14.
Dla obwodu z rys.10.14 możemy zapisać następujące równania
Ib = gb'eUb'e
U2rb'e
Ub'e = -
R'g +rbb' + rb'e
'
I2 = -gmUb'e - Ib (10.37)
'
I2 = I2 +U2(GE + gec )
gm = ²0gb'e
'
B E
B'
Ib rbb' gb'e I2 I2
1
Ub'e
Rg
RB U2
gec GE = RE
gmUb'e
'
Rg = Rg||RB C rot R ot R o
Rys.10.14. Schemat zastępczy do wyznaczania rezystancji wyjściowej układu OC.
199
Na podstawie układu równań (10.37) możemy wyznaczyć rezystancję
wyjściową rot
'
U2 Rg + rbb' + rb'e
rot = = (10.38)
'
I20
² + 1
1
Rot = rot || H" rot (10.39)
gec
Po uwzględnieniu, zwykle spełnionej nierówności RB >> Rg oraz
pominięciu gec , rezystancję wyjściową można wyrazić następująco
RE (rbb' + rb'e + Rg )
rot RE
Ro = H" (10.40)
rot + RE rbb' + rb'e + Rg + (²0 + 1)RE
Na ogół rbb' + rb'e + Rg <<(² + 1)RE i zależność (10.39) upraszcza siÄ™
0
do postaci
rbb' + rb'e + Rg
Ro E" (10.41)
² + 1
0
Jak widać ze wzoru (10.40), rezystancja wyjściowa wtórnika
emiterowego jest bardzo mała, co przy jego bardzo du żej rezystancji
wejściowej. czyni go bardzo użytecznym układem w praktycznych
zastosowaniach dla transformacji impedancji.
Praktyczne rozwiązanie układu wtórnika emiterowego w technice
scalonej przedstawiono na rys.10.15.
+UCC
+UCC
T1
Ip
R
ui
io
T1
I
I D1
io
RL uo
T3 T2
D2
RL uo
ui T2
-UEE
Ip
-UEE
Rys.10.15. Wtórnik emiterowy Rys.10.16. Symetryczny wtórnik
ze z
ródłem stałoprądowym emiterowy
W układzie tym w miejsce rezystora RE zastosowano z
ródło prądowe z
tranzystorami T2, T3. Pomimo, że w układzie zastosowano sprzężenia
200
galwaniczne, to przez rezystancje obciążenia RL nie p łynie p rąd
zasilania, ponieważ rezystancja ta włączona jest między zacisk
o zerowym potencjale względem masy, a masą. Zasilanie tranzystora T1
z
ródłem prądowym od strony emitera powoduje, że nie wymaga on
układu polaryzującego w obwodzie bazy (rezystora RB ). Parametry
robocze wtórnika emiterowego z rys.10.15 mo żemy wyznaczyć w
oparciu o wzory (10.33  10.39) przyjmujÄ…c RB =", RE = rce2 .
(Praktycznie wszystkie podane uproszczenia staj ą się dokładnymi
zależnościami dla tego układu).
Na rys.10.16 przedstawiono układ symetrycznego wtórnika
emiterowego z tranzystorami przeciwstawnymi n-p-n i p-n-p. Poniewa ż
charakterystyka wejściowa tranzystora IB = f (UBE ) posiada próg
przewodzenia, wynoszący około 0,5 V, w układzie zastosowano
wstępną polaryzację tranzystorów za pomocą spadków napięć na
diodach D1 i D2 , przez które płynie niewielki prąd ze z
ródeł
stałoprądowych Ip . W przenoszeniu sygnału wejściowego w zakresie
dodatnich napięć bierze udział tranzystor n-p-n, zaś w przenoszeniu
napięć ujemnych - tranzystor p-n-p. Zaletą układu jest to, że może on
pracować przy prawie zerowych składowych stałych pr ądów
kolektorów, przenosząc napięcie zarówno dodatnie jak i ujemne. Przez
rezystancję RL nie p łynie p rąd zasilania, ponieważ jest on włączony
między zacisk o zerowym potencjale względem masy i masą.
10.4.4. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego z
ródła
Schemat ideowy wzmacniacza RC na tranzystorze polowym
w konfiguracji wspólnego z
ródła (OS) został przedstawiony na
rys.10.3b. Na rys.10.17 przedstawiono jego małosygnałowy schemat
zmiennoprądowy oraz schemat zastępczy w zakresie średnich
częstotliwości.
a) b)
D
Rg I1 G
D
Rg I1
G
M
RG
U2
RL
Ugs
gds
U1 RG S RD
GLt U2
Eg
Eg gmUgs
S
GLt = GD + GL
Rys.10.17. Małosygnałowe schematy zastępcze wzmacniacza o wspólnym z
ródle:
a) zmiennoprądowy, b) zastępczy
201
Prosta postać schematu zastępczego na rys 10.17b pozwala na
bezpośrednie wyznaczenie parametrów roboczych. Ze wzgl ędu na
bardzo dużą impedancję wejściową układów unipolarnych nie określa
się dla nich wzmocnień p rądowych ani wzmocnień mocy, gdyż
ki ", kp " . Rezystancja wejściowa określona jest przez obwód
polaryzacji
U1
Rin = = RG (10.41)
I1
Wzmocnienie napięciowe wynosi
ku =-gmR' (10.42)
Lt
gdzie:
11 1
= gds + +
R' RD RL
Lt
Skuteczne wzmocnienie napięciowe determinuje obwód polaryzacji
RG
kus0 = ku0 (10.43)
Rg + RG
Rezystancja wyjściowa układu wynosi
U 1
Ro == = rds||RD (10.44)
Eg =
I GD + gds
Jak wynika z przeprowadzonej analizy, wzmacniacz w konfiguracji OS
odwraca fazę sygnału wejściowego a wzmocnienie jest tym większa, im
większe są gm i R' = rds||RD||RL .
Lt
Należy również nadmienić, że transkonduktancja gm tranzystora
polowego jest mniejsza niż tranzystora bipolarnego, przez co możliwe
do uzyskania maksymalne wzmocnienie w przypadku zastosowania
tranzystora polowego jest dużo mniejsze niż przy zastosowaniu
tranzystora bipolarnego.
Wzmacniacze z tranzystorami polowymi realizowane s ą głownie
w wersji scalonej, przy zastosowaniu obciążenia aktywnego. Trzy
podstawowe układy wzmacniaczy w konfiguracji OS w wersji scalonej,
wykorzystujących tranzystory z kanałem wzbogacanym, przedstawiono
na rys.10.18.
Rys.10.18a przedstawia wzmacniacz w konfiguracji OS
z obciążeniem aktywnym w postaci tranzystora nMOS z kanałem
wzbogacanym, w  połączeniu diodowym . Ponieważ z
ródło tranzystora
M2 jest na zmiennym potencjale, zatem w tranzystorze tym wyst ępuje
efekt podłoża.
Małosygnałowy schemat zastępczy tego układu i jego
przekształcenie przedstawiono na rys.10.19.
202
+UDD
+UDD
a) b) +UDD
c)
M2
M2
io io io
M1
Iref
M1 uo
RL RL uo ui RL uo
M1
ui
ui
-USS -USS
-USS
Rys.10.18. Wzmacniacze w konfiguracji OS w wersji scalonej: a) z obciążeniem
aktywnym na tranzystorze nMOS z kanałem wzbogaconym w  połączeniu
diodowym , b) z obciążeniem aktywnym ze z
ródłem stałoprądowym na
tranzystorach pMOS z kanałem wzbogacanym, c) inwerter CMOS.
gm2 + gmb2 + gds2
Ugs2
Ubs2
gds2
gm2Ugs2
gmb2Ubs2
gds1 Uo gds1 Uo
RL GL
Ui Ugs1
gm1Ui
gm1Ugs1
Rys.10.19. Małosygnałowy schemat zastępczy układu z rys.10.18a
Wzmocnienie napięciowe oraz rezystancja wyjściowa układu wynoszą
Uo gm1 gm1
ku0 = = - H" - (10.45)
Ui gm2 + gmb2 + gds2 + gds1 + GL gm2 + gmb2 + GL
11
Ro = H" (10.46)
gm2 + gmb2 + gds2 + gds1 gm2 + gmb2
Układ charakteryzuje się małym wzmocnieniem i dużą konduktancją
wyjściową. Ten typ wzmacniacza jest stosowany z uwagi na jego
szerokie pasmo i stosunkowo dobrą liniowość charakterystyki
przejściowej.
Na rys.10.18b przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza OS
z obciążeniem aktywnym w postaci z
ródła stałoprądowego na
tranzystorach pMOS z kanałem wzbogacanym, a jego małosygnałowy
schemat zastępczy przedstawiono na rys.10.20a.
203
a) b)
gds2
Ugs1 = Ui Ugs1 = Ugs2 = Ui
gds1 gds1 Uo
RL Uo gds2 GL
gm1Ugs1
gm1Ugs1
gm2Ugs2
Rys.10.20. Małosygnałowy schemat zastępczy układu: a) z rys.10.18b,
b) z rys.10.18c
Wzmocnienie napięciowe oraz rezystancja wyjściowa układu wynoszą
gm1
ku0 =- (10.47)
gds1 + gds2 + GL
1
Ro = (10.48)
gds1 + gds2
Przy GL = 0, wzmocnienie układu jest określone stosunkiem
transkonduktancji do sumy konduktancji wyj ściowych tranzystorów -
wzmacniającego i obciążającego. Maksymalne wzmocnienie tego
układu jest dużo mniejsze (typowo 10-40 razy) niż jego odpowiednika w
technice bipolarnej, dla typowych geometrii tranzystorów i pr ądów
zasilania.
Na rys.10.18c przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza
w postaci inwertera CMOS. Wzmocnienie napi ęciowe i rezystancja
wyjściowa, wyznaczone w oparciu o schemat zast ępczy przedstawiony
na rys.10.20b, wynoszÄ… odpowiednio
gm1 + gm2
ku0 = - (10.49)
gds1 + gds2 + GL
1
Ro = (10.50)
gds1 + gds2
Układ ten pozwala na uzyskanie dużej amplitudy napięcia wyjściowego
oraz charakteryzuje się dość dobrą liniowością. Z tego też względu jest
powszechnie stosowany w stopniach ko Å„cowych wielostopniowych
wzmacniaczy CMOS.
10.4.5. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnej bramki
Na rys.10.21a przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza
w konfiguracji wspólnej bramki (OG) z tranzystorem nMOS z kanałem
204
wzbogacanym, a na rys 10.21b jego małosygnałowy schemat zast ępczy
dla średnich częstotliwości.
a)
b)
gds
C1 I1 S D C2
I1 S D I2
Rg G
U2
gmUgs
U1 RS CG R2 R1 RD RL
Gg U1 GS GD GL U2
Eg
Ig
R R
in o
+UDD
Rys.10.21. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnej bramki: a) schemat ideowy,
b) schemat zastępczy dla średnich częstotliwości
Ponieważ bramka tranzystora jest uziemiona dla składowej zmiennej,
zatem
Ugs =-U1 (10.51)
Suma prądów w węz
le wyjściowym D wynosi
U2(GD + GL) + gmUgs - gds(U1 - U2) = 0 (10.52)
Z równań (10.51 - 10.52) otrzymujemy
U2 gm + gds
ku0 = = H" gmRLt (10.53)
U1 GLt + gds
gdzie:
1
RLt = = RD||RL
GD + GL
Dla węzła wejściowego S suma prądów wynosi
I1 - U1GS - gmU1 -gds(U1 - U2) = 0 (10.54)
Pomijając prąd płynący przez gds ( gmU1 >> gds(U1 - U2) ), z równania
(10.54) możemy wyznaczyć rezystancję wejściową
U 1
Rin = = (10.55)
I GS + gm
W oparciu o zależności (10.53, 10.55) wyznaczamy skuteczne
wzmocnienie napięciowe
Gg gm + gds Gg
Rin
kus = ku = ku = H"
Rin + Rg Gin + Gg GLt + gds Gg + GS + gm
Gg
H" gmRLt (10.56)
Gg + GS + gm
205
Rezystancję wyjściowa wyznaczamy na podstawie schematu
zastępczego z rys.10.21b, przy Ig = 0. Wtedy możemy napisać
następujące równanie obwodu
'
I2 = I2 + GDU2
'
I2 = gmU + gds (U2 - U1)
gs
(10.57)
Ugs = -U1
'
I2
U1 =
Gg + GS
Rozwiązując układ równań (10.57) otrzymujemy
U2 Gg + GS + gds + gm
Rot = =
'
I2
Gg + GS gds
()
U2
Ro = = Rot||RD = (10.58)
I2
Gg + GS + gds + gm
1
= H" = RD
GD
GD Gg + GS + gds + gm + gds Gg + GS
() ( )
Na podstawie przeprowadzonej analizy mo żemy stwierdzić, że
wzmacniacz o wspólnej bramce nie odwraca fazy, wzmocnienie jest
nieco większe niż wzmacniacza o wspólnym z
ródle, a jego rezystancja
wejściowa jest mała, bowiem stanowi równoległe poł ączenie 1/ gm i RS .
Wzmacniacz w konfiguracji OG znajduje najczęściej zastosowanie
w tzw. układach kaskodowych.
Na rys.10.22a przedstawiono uproszczony schemat ideowy
kaskody OS-OG w wersji scalonej. Bramka tranzystora M2 jest na
stałym potencjale UGG2 , zatem dla przebiegów zmiennych jest
uziemiona i tranzystor M2 pracuje w konfiguracji OG. Jest on sterowany
z wyjścia tranzystora M1 , pracującego w konfiguracji OS. Obciążeniem
stopnia OG jest z
ródło prądowe zrealizowane na tranzystorze M3 z
kanałem typu p. Tranzystor M3 pracuje w obszarze nasycenia, przy
stałym napięciu UGS = UGG1 - UDD .
Schemat zmiennoprÄ…dowy stopnia OG przedstawiono na rys.10.22b.
Stanowi on uproszczenie rozważanego wcześniej układu z rys.10.21
przy ( RS =",GLt = gds3 , Eg = gm1U1,Cg = gds1).
206
a)
+UDD
M
3
UGG1
b)
D
M2
S
UGG2
USS uo
M2
uo
gds1 gds3
gm1ui
M1
ui
-USS
Rys.10.22. Kaskoda OS-OG: a) schemat ideowy, b) schemat zmiennoprÄ…dowy
stopnia OG
10.4.6. Wzmacniacz w konfiguracji wspolnego drenu - wtórnik
z
rodłowy
Schemat ideowy układu w konfiguracji wspólnego drenu
przedstawiono na rys.10.23a, a jego schemat zast ępczy dla średnich
częstotliwości na rys.10.23b.
a) +UDD
b)
Rg = RG1 || RG 2
RG1
Rg C1 D
Rg
G '
S
U I2
gs
G
C2
S
U1 RG U1 gds RS U2
RL
Eg
RG2 RL
RS U2
Eg gmUgs gmbUbs
R
R
D
Rin o
ot
Rys.10.23. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego drenu: a) schemat ideowy, b)
schemat zastępczy
Ponieważ potencjał z
ródła zmienia się względem podłoża, dlatego
w tranzystorze występuje efekt podłoża, co uwzględnia z
ródło
sterowane gmUbs w schemacie zastępczym.
Korzystając z równań Kirchhoffa w układzie na rys.10.23
207
U = U1 - U2
gs
Ubs = -U2
RG
U1 = Eg (10.59)
Rg + RG
gmU + gmbUbs
gs
'
U2 = = (gmU + gmbUbs )RLt
gs
gds + GS + GL
'
gds + GS + GL = gds + GLt = GLt
otrzymujemy
gm gm gm
ku0 = H" H" (10.60)
'
gm + gmb + GLt gm + gmb + GLt gm + GLt
Ostatnie przybliżenie jest słuszne, gdy gm >> gmb .
Jak wynika ze wzoru (10.60), wtórnik z
ródłowy nie odwraca fazy
napięcia wejściowego. Jego wzmocnienie ku0 jest mniejsze od jedności
i to nawet znacząco, ze względu na wpływ transkonduktancji podłoża
gmb i konduktancji obciążenia GLt .
Rezystancja wejściowa układu determinowana jest obwodem polaryzacji
Rin = RG (10.61)
Skuteczne wzmocnienie napięciowe wynosi
RG gm RG
kus0 = ku0 H" (10.62)
Rg + RG gm + gmb + GLt Rg + RG
Rezystancję wyjściową układu otrzymujemy ze schematu
zastępczego, przy Eg = 0 . Wtedy Ugs =-U2 i obydwa sterowane z
ródła
prądowe: -gmU2 oraz - gmbU2 na których napięcie jest równe U2 ,
zmieniajÄ… siÄ™ w konduktancje odpowiednio gm, gmb .
U2 11
Ro = = H" H"
'
I2 gm + gmb + gds + GS gm + gmb + GS
(10.63)
1 RS
H" E"
gm + GS 1 + gmRS
Wtórnik z
ródłowy posiada bardzo dużą rezystancję wejściową, równą
rezystancji dzielnika polaryzującego, oraz stosunkowo małą rezystancję
wyjściową, równa w przybliżeniu równoległemu połączeniu rezystancji
RS i 1/ gm .
Na rys.10.24a przedstawiono schemat ideowy rozwa żanego
wtórnika z
ródłowego w wersji scalonej, w którym w miejsce rezystora
RS zastosowano obciążenie aktywne w postaci z
ródła prądowego.
208
c)
a) b)
+UDD
+UDD +UDD
M1
M1 -USS
M3
-USS
UB
ui
io io
M4 M1
-USS
-USS
ui
RL uo
UB M2 RL uo
io
-UGG M2
+UDD
M5 M2
+UDD RL uo
+
UGS2
-USS -USS
M6
ui
-USS
Rys.10.24. Wtórniki z
ródłowe w wersji scalonej: a) zastąpienie rezystancji R
z
ródłem prądowym, b) schemat ideowy symetrycznego wtórnika z
ródłowego,
c) praktyczna realizacja układu z rys.10.24b
RolÄ™ z
ródła prądowego spełnia tranzystor M2 pracujący w obszarze
nasycenia i posiadający stałe napięcie UGS = USS -|UGG|.
Na rys.10.24b przedstawiono symetryczny wtórnik z
ródłowy na
tranzystorach M1 z kanałem typu n i M2 z kanałem typu p. Ze względu
na napięcie progowe przewodzenia tranzystorów, wynosz ące
odpowiednio UTn i UTp konieczna jest wstępna polaryzacja bramek
napięciem 2UB e" UTn +|UTp|. Układ ten stanowi odpowiednik
symetrycznego wtórnika emiterowego opisanego w rozdz. 10.4.3.
PraktycznÄ… implementacjÄ™ schematu ideowego z rys.10.24b
przedstawiono na rys.10.24c.
10.5. WA
AŚCIWOŚCI WZMACNIACZY W ZAKRESIE DUŻYCH
CZ
STOTLIWOÅšCI
10.5.1. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego emitera i
wspólnego z
ródła
Jak już pokazano wcześniej na rys.10.9, wzmocnienie
wzmacniacza maleje w zakresie dużych częstotliwości. Rozważmy
najpierw wzmacniacz w konfiguracji wspólnego emitera, w którym
opadanie charakterystyki amplitudowej w zakresie du żych
częstotliwości spowodowane jest spadkiem wzmocnienia tranzystora
209
oraz istnieniem pojemności złączowych i różnych pojemności
rozproszonych między elementami układu.
Schemat zastępczy wzmacniacza OE dla zakresu dużych częstotliwości
przedstawiono na rys.10.25a.
Częstotliwości graniczne tranzystora są związane z elementami
schematu zastępczego z rys.10.25a następującymi zależnościami
gb'e
É = 2Ä„ f² = (10.64)
²
Cde + Cje + Cje
Ä…0geb'
ÉT = 2Ä„ fT = (10.65)
Cde + Cje + Cje
a)
Cjc
Rg B
rbb' B'
I
A D
f
RB RL
U Ub'e gb'e Cde Cje gce RC U2
1
Eg
gmUb'e
A' D'
ëÅ‚ öÅ‚
1
Cjc 1- ÷Å‚
b) ìÅ‚
Rg B rbb' B'
ku0
íÅ‚ Å‚Å‚
A D
' '
RB Ub'e
U gb'e
Ce Cjc 1+ gmRLt RLt U2
1 ()
Eg
gmUb'e
D'
Z
Ce = Cde + Cje A'
in
c)
R
B'
'
RLt U2
Ub'e
C
E
gmUb'e
Rys.10.25. a) Schemat zastępczy wzmacniacza OE w zakresie dużych częstotliwości,
b) unilateralny schemat zastępczy wzmacniacza w zakresie dużych częstotliwości,
c) przekształcony obwód dla wyznaczania charakterystyki częstotliwościowej
Schemat zastępczy z rys.10.25a można przekształcić do łatwiejszego do
analizy, tzw. unilateralnego schematy zast ępczego (rys.10.25b),
w którym pojemność Cjc sp rzęgająca obwód wyjściowy (kolektor)
z obwodem wejściowym (bazą) jest zastąpiona odpowiednimi
'
pojemnościami włączonymi równolegle do gbe i do RLt . Wielkość tych
'
pojemności wyznaczamy z warunku, aby admitancje widziane
z zacisków A-A i D-D były jednakowe dla obydwu schematów
zastępczych. Admitancja widziana na prawo od zacisków A-A wynosi:
210
I jÉ Cjc (Ub'e - U2 )
f
y = = H" jÉ Cjc (1 - ku0 ) (10.66)
Ube Ub'e
'
'
gdzie: ku0 =-gmRLt H"-gmRLt jest wzmocnieniem napięciowym. Zatem
w unilateralnym schemacie zastępczym, równolegle do gbe należy
'
'
dołączyć równoważna pojemność o wartości Cjc(1+ gmRLt ) .
Zjawisko zwielokrotniania pojemności (ogólnie - każdej admitancji)
między wejściem i wyjściem wzmacniacza, w stosunku zależnym od
jego wzmocnienia napięciowego, jest nazywane efektem Millera.
Admitancja widziana na lewo od zacisków D - D' wynosi
-I - jÉ Cjc (Ub'e - U2 )
1
f
y0 = = H" jÉ Cjc (1 - ) H" jÉ Cjc (10.67)
U2 U2 ku0
'
W unilateralnym schemacie zastępczym, równolegle do RLt należy
dołączyć pojemność o wartości Cjc (1- 1/ ku0 ) H" Cjc . Ponieważ
É Cjc << RLt , to w dalszych rozważaniach zostanie ona pominiÄ™ta.
Wykorzystując twierdzenie Thevenina, bardzo łatwo mo żemy
przekształcić unilateralny schemat zastępczy z rys.10.25b do prostszej
postaci przedstawionej na rys.10.25c [3], w której
1 Rin
E = Eg (10.68)
1+ rbb'gb'e Rg + Rin
'
rbb'+Rg
R = (10.69)
'
1+ gbe(rbb' + Rg)
'
'
C = Cde + Cje + Cjc(1+ gmRLt ) (10.70)
przy czym
Rin = RB|| rbb' + 1/ gb'e
()
'
Rg = RB||Rg
Schemat zastępczy z rys.10.25c pozwala na bezpośrednie wyznaczenie
wzmocnienia w zakresie dużych częstotliwości
'
-gmRLt
U2( jÉ) = E (10.71)
1+ jÉ RC
Wykorzystując zależności (10.68 - 10.71), otrzymujemy
211
'
-gmRLt Rin 1 kus0
kus( jÉ) = = (10.72)
1+ rbb'gb'e Rg + Rin 1+ jÉ RC 1+ jÉ / É
g
gdzie:
É = 1 / RC jest górnÄ… pulsacjÄ… granicznÄ… wzmacniacza,
g
'
-gmRLt Rin
kus0 = jest skutecznym wzmocnieniem napięciowym
1+ rbb'gb'e Rg + Rin
w zakresie średnich częstotliwości i zostało również wyznaczone
wcześniej (wzór 10.22). Po podstawieniu zależności (10.69, 10.70) do
wyrażenia okreÅ›lajÄ…cego É , oraz wykorzystaniu zależnoÅ›ci (10.64,
g
10.65), otrzymujemy
1
gb'e +
'
rbb' + Rg
1
fg ==
'
2Ä„ RC
2Ä„ Cde + Cje + Cjc(1+ gmRLt )
[]=
(10.73)
ëÅ‚ öÅ‚
f²
1
= ìÅ‚ ÷Å‚
1+
' '
1+ É RLtCjc íÅ‚ gb'e(rbb' + Rg)Å‚Å‚
T
Jak wynika z zależności (10.73), zwiększenie rezystancji generatora, jak
i rezystancji obciążenia powoduje zmniejszenie górnej częstotliwości
'
granicznej. W przypadku RLt = 0 i Rg " otrzymujemy fg = f² , co
jest zgodne z definicjÄ… warunków pomiaru f² .
Wzór (10.73) określa częstotliwość przy której moduł transmitancji
kus jÉ maleje do wartoÅ›ci kus0 / 2 , tj. o -3 dB w skali logarytmicznej.
( )
Na rys.10.26, w oparciu o zależność (10.72), przedstawiono
logarytmiczne wykresy modułu i fazy skutecznego wzmocnienia
napięciowego w zakresie dużych częstotliwości.
a)
b)
Õ = arg kus
01fg fg 10 fg
.
kus dB
[ ]
log f
3dB
kus0
- -Ä„
3
log f
- Ä„
fg
2
Rys.10.26. Logarytmiczne charakterystyki modułu (a) i fazy (b) skutecznego
wzmocnienia napięciowego.
212
Podobne rozważania mogą być przeprowadzone dla wzmacniacza
w konfiguracji wspólnego z
ródła. Schemat zastępczy wzmacniacza OS
dla dużych częstotliwości został przedstawiony na rys.10.27a. Mo że on
być przekształcony do postaci unilateralnej w identyczny sposób jak to
miało miejsce w przypadku wzmacniacza OE. W wyniku efektu Millera
pojemność Cgd , sprzęgająca wyjście z wejściem wzmacniacza, została
'
zastąpiona równoważną pojemnością Cgd (1+ gmRLt ) na wejściu
(rys.10.27b).
a)
Rg G
Cgd D
RG Cgs
U1 Cds Cdb gds RD RL U2
Ugs
Eg
gmUgs
S
C 1+ g R
()
b)
Rg G
Ugs
U1 Cgs Cds Cdb Cgd U2
RG R
gmUgs
Eg
Zin
Rys.10.27. Schemat zastępczy wzmacniacza OS dla dużych częstotliwości (a),
unilateralny schemat zastępczy dla dużych częstotliwości (b).
'
Jeżeli zaÅ‚ożymy, że É (Cds + Cdb + Cdg ) <wyprowadzone dla tranzystora bipolarnego mog Ä… być wykorzystane dla
wzmacniacza OS, przy podstawieniu rbb' = 0, gb'e = 0.
W tym przypadku górna częstotliwość graniczna wzmacniacza wynosi
1
fg = (10.74)
'
2Ä„ RgCin
gdzie:
'
Cin = Cgs + Cgd (1+ gmRLt )
'
Rg = Rg||RG H" Rg
W przypadku sterowania napięciowego, gdy Rg = 0, górną
częstotliwość graniczną wyznacza stała czasowa obwodu wyjściowego
1
fgu = (10.75)
'
2Ä„ RLt (Cds + Cgd + Cdb + CL)
213
gdzie CL oznacza pojemność obciążenia, nie uwzględnioną na
schemacie zastępczym.
10.5.2. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnej bazy i wspólnej
bramki.
Właściwości wzmacniaczy OB i OG w zakresie dużych częstotliwości
rozpatrzymy tylko jakościowo na przykładzie wzmacniacza
w konfiguracji wspólnej bazy. Schemat zast ępczy wzmacniacza dla
dużych częstotliwości przedstawiono na rys.10.28.
Cjc
Ce
Rg
Ie
geb'
U2
RE RC RL
U1 rbb' Ä… Ie
Eg
Ye
Rys.10.28. Schemat zastępczy wzmacniacza OB dla dużych częstotliwości.
Zakładając, że rbb' = 0, admitancja wejściowa Ye układu wynosi
ëÅ‚ öÅ‚
jÉ
Ye = geb' + jÉ Cde + Cje = geb' 1 + (10.76)
ìÅ‚ ÷Å‚
()
íÅ‚ ÉÄ… Å‚Å‚
przy czym:
1
Ä… = Ä… jÉ
1 +
ÉÄ…
W układzie nie występuje efekt Millera (przy rbb' pojemność Cjc jest
dołączona do masy). Stała czasowa obwodu wej ściowego jest bardzo
mała ( reb'Ce ) i najczęściej górna częstotliwość graniczna wzmacniacza
zależy od stałej czasowej obwodu wyjściowego RLtCjc .
Wzmacniacze OB i OG stosuje się przede wszystkim w układach
szerokopasmowych i w układach wielkiej cz ęstotliwości.
214
10.5.3. Wzmacniacz w konfiguracji wspólnego kolektora
i wspólnego drenu
Ponieważ rezystancje wyjściowe wtórników: emiterowego
i z
ródłowego są małe, a rezystancje wejściowe są bardzo duże, dlatego
należy spodziewać się, że właściwości częstotliwościowe tych układów
w zakresie dużych częstotliwości będą zależeć głównie od parametrów
tranzystorów i rezystancji z
ródła, a w znacznie mniejszym stopniu od
rezystancji obciążenia.
Rozważmy dla przykładu schemat zastępczy wtórnika
emiterowego dla dużych częstotliwości (rys.10.29), który został
utworzony w oparciu o schemat zastępczy dla średnich częstotliwości
z rys.10.13c, uzupełniony pojemnościami wewnętrznymi.
Ce
Rg rbb' gbe E
'
B
B' Ub'e
'
U1 RB Cjc RLt
U2
Eg
gmUb'e
C
Rys.10.29. Schemat zastępczy wtórnika emiterowego w zakresie dużych
częstotliwości
Ze schematu zastępczego można wyznaczyć skuteczne wzmocnienie
napięciowe, które jest wyrażone funkcją zawierającą jedno zero i dwa
bieguny. Jeden z tych elementów jest dominujący i skuteczne
wzmocnienie napięciowe można sprowadzić do jednobiegunowej
transmitancji w postaci
1
kus = kus0 jÉ (10.77)
+
1
É
g
Zazwyczaj spełnione są następujące zależności w układzie
'
rb'e + ²0 + RLt >> Rg
1
( )
²0 + RLt >>rb'e
1
( )
'
gdzie Rg = Rg||RB i w tym przypadku trzydecybelowa górna pulsacja
graniczna wtórnika emiterowego określona jest zależnością
215
1
É H" (10.78)
g
ëÅ‚ Ce öÅ‚
'
Rg Ce +
ìÅ‚ ÷Å‚
íÅ‚ gmRLt Å‚Å‚
Górna częstotliwość graniczna wtórnika emiterowego jest znacznie
większa niż wzmacniacza w konfiguracji OE z takimi samymi
rezystancjami z
ródła sterującego i obciążenia.
Podobny wniosek dotyczy również wtórnika z
ródłowego.
10.6. CHARAKTERYSTYKI CZ
STOTLIWOÅšCIOWE WZMACNIA -
CZY RC W ZAKRESIE MAA
YCH CZ
STOTLIWOÅšCI
Nasze rozważania ograniczymy do bardzo pobieżnego
rozpatrzenia przebiegu charakterystyk cz ęstotliwościowych
wzmacniacza w konfiguracji OE w zakresie małych cz ęstotliwości.
Spadek wzmocnienia przy małych częstotliwościach jest skutkiem
wzrostu reaktancji kondensatorów C1, C2 i CE .
Najczęściej wpływy tych kondensatorów na przebieg charakterystyk
częstotliwościowych bada się oddzielnie, tj. wyznacza się dolne
częstotliwości graniczne wzmacniacza f , f2 , f przy oddzielnym
uwzględnieniu każdego z kondensatorów C1, C2 i CE (gdy analizuje się
wpływ jednego z kondensatorów, to pozostałe s ą zwarte).
Z pewnym przybliżeniem, dolną częstotliwość wzmacniacza wyznacza
się z zależności
fd H" f12 + f22 + f32 (10.79)
Częstotliwości graniczne f1, f2 , f3 można wyznaczyć kolejno ze
schematów zastępczych, przedstawionych na rys.10.30.
Dla układu z rys.10.30a skuteczne wzmocnienie napi ęciowe określone
jest zależnością
U2 jÉÄ1
kus( jÉ ) = = kus0 (10.80)
Eg 1+ jÉÄ1
przy czym Ä1 = C1 Rin + Rg , a kus0 jest skutecznym wzmocnieniem
()
napięciowym dla średnich częstotliwości (zależność 10.22).
Częstotliwość graniczna f1 wynosi
1 1
f1 == (10.81)
2Ä„Ä1
2Ä„ C1 Rin + Rg
()
216
a)
Rg
C1
Ro
Rin RL U2
U1
Eg
gmU1
b)
Rg
Ro C2
Rin RL U2
Eg U1
gmRoU1
'
c)
Rg
RC
Ub'e gce RL
rbe U2
'
'
Eg
gmUb'e
RE CE
Rys.10.30. Schematy zastępcze dla zakresu małych częstotliwości:
a) C2 i CE zwarte, a) C1 i CE zwarte, a) C1 i C2 zwarte,
Podobną zależność otrzymujemy dla układu z rys.10.30b, przy czym
Ä = C2 Ro + RL jest staÅ‚Ä… czasowÄ… obwodu wyjÅ›ciowego.
()
2
Zatem częstotliwość graniczna f jest równa
1 1
f2 == (10.82)
2Ä„Ä 2Ä„ C2 Ro + RL
()
2
Wpływ pojemności CE ma inny charakter niż pojemności C1 i C2 ,
ponieważ impedancja ZE = RE ||1 / jÉC nie roÅ›nie do nieskoÅ„czonoÅ›ci
dla f1 0 , lecz osiąga wartość RE . Z tego powodu wzmocnienie
układu z rys.10.30c nie dąży do zera, lecz osiąga pewną ustaloną
wartość, zależną od rezystancji RE .
217
Skuteczne wzmocnienie napięciowe, wyznaczone ze schematu
zastępczego z rys.10.39c, przy pominięciu gce , określone jest
zależnością
ÉE
1 +
jÉ
kus ( jÉ) = kus0 (10.83)
É3
1 +
jÉ
przy czym:
1
ÉE =
RECE
(10.84)
ëÅ‚
(²0 + 1)RE öÅ‚ ²0
É3 = ÉE ìÅ‚ ' +1÷Å‚ H"
'
ìÅ‚
Rg + rb'e ÷Å‚ CE(Rg + rb'e)
íÅ‚ Å‚Å‚
Jak wynika ze wzoru (10.84) częstotliwość graniczna f3 zależy nie od
stałej czasowej RECE lecz od znacznie mniejszego iloczynu CE
'
i rezystancji wyjÅ›ciowej tranzystora od strony emitera Rg + rb'e / ²0 .
()
Na rys.10.31 przedstawiono asymptotyczn Ä… charakterystykÄ™
amplitudową w zakresie małych częstotliwości.
kus dB
kus0
log f
fE f2 f1 f3
0
+20db / dek
+40db / dek
+60db / dek
+40db / dek
Rys.10.31. Charakterystyka amplitudowa w zakresie małych częstotliwości.