Międzynarodowy magazyn elektronik** hobbbtow I
2/97 � luty � 5 zł 30 gr
PGDZU UKLA
Sfó
KM ni
KODU ZIVIIL\NLC'U I IHIW
TOG
1IERNI
IIILINIOWYCH
INDEKS 357677 ISSN 123CV3626
ŚWIAT HOBBY
EVERYDAY WITH PRACTICAL ELECTRONICS 11/96
1. DC to DC coiwerters, 6str.
Jest to przeglądowy artykuł poświęcony omówieniu różnych konstrukcji przetwornic impulsowych Największy nacisk autor położył na proste w realizacji przetwornice na układach scalonych TL497, LM2575, LM2577
2. Central heating control-ler, 9 str.
W artykule przedstawiono kon-Śstrukcję Termostatu sterującego pracą pompy ciepłej wody i jej elektrycznego podgrzewacza "Inteligencję" sterownika wbudowano w program sterujący pracą mikroprocesora AT89C2051, który współpracuje z szeregowym przetwornikiem A/C Typu ADC0831 i 16-znakowym wyświetlaczem LCD Czteroprzycis-kowa klawiatura pozwala rnodyti-kowaó nastawy pracy Termostatu
Urządzenie może być zasilane z siecilubw Trybie awaryjnym-z batem 9V Rolę przełącznika ustalającego źródło zasilania spełnia układ ICL7673
3. EPE elysian theremin with MIDI box, parł 1,
8 str.
Kolejna wersja instrumentu muzycznego Theremin Jest To konstrukcja bardzo dojrzała - pozwa-
la bowiem regulować zarówno wysokość generowanego dźwięku, a Także jego naTęzenie (głośność)
KonsTrukcja układu jesT sTosun-kowo prosTa, auTor zasTosował w niej Typowe elernenTy (m m
BC182, LM741, CA2080), dzięki
czemu naweT na naszym rynku nie wysTąpią kłopoTy z ich zdobyciem
W sTyczniowym numerze EwPE zapowiedziany zosTał interfejs, który umożliwi podłączenie instrumentu do sieci MIDI
4. Tuneable scratch filter, 6 str.
Pomimo szybkiego rozpowszechnienia się cytrowej płyty CD stare "winyle" nadal mają wie-luzwolenników Cechą charakterystyczną Tych płyt jest dokuczliwe Trzeszczenie, kTórego naTęzenie zwiększa się wraz z używaniem płyty
Z pomocą użytkownikom gra-motonów analogowych przyszedł autor Tego projekTu - opracował bowiem strojony filtr dolno-przepustowy, przy pomocy kTórego będzie można ograniczyć poziom zakłóceń Dobre para-rneTry filtrowania (dużą sTromość charakTerysTyki Tłumienia) udało się uzyskać dzięki zasTosowaniu scalonych filtrów z przełączanymi pojemnościami LT1063 Układy Te wspomagane są przez sześć wzmacniaczy operacyjnych LF351 i generaTor sTrojony napięciem 4046 Zadaniem Tego układu jesT usTalenie częstotliwości przepustowej filtru
ARADIO PRAKTICKA ELEKRONIKA 11/96
5. 4.5 mistny voltmetr, 4 str.
Opis konstrukcji 5-zakresowego woltomierza DC, wykonanego na układzie ICI7135 Zastosowanie Tego układu umożliwiło wyświeT-Ianiewynikunapolu4 i 1/2cyfry, co predesTynuje Ten miernik do zasTosowań laboraToryjnych Rozszerzenie zakresu pomiarowego do 20mV auTor uzyskał dzięki zasTosowaniu prosTego
sTopnia wzmacniającego wykonanego na układzie ICL7650, który jest buforowany przez wtórnik OP07 Rolę źródła napięcia odniesienia spełnia popularny TL431
6. Stereofonny zosilnovac selektronickymi korekcia-mi, 3 str.
W artykule przedstawiono opis konstrukcji prosTego wzmacniacza sTereofonicznego wykonanego na układach TDA2030 z przedwzmacniaczem na układzie TDA1524
JesT To bardzo klasyczna kon-sTrukcja, łaTwa w monTazu
1 uruchomieniu
7. Indikator sledu fazi,
2 str.
Cyfrowy wskaźnik kolejności faz przyda się każdemu elekTrykowi w codziennej pracy KonsTrukTorTego układu osiągnął doskonałą stabilność I pewność pomiaru dzięki zasTosowaniu nowoczesnego procesora z rodziny PIC16 Rolę wskaźnika kolejności faz spełniają Trzy dwukolo-rowe diody świecące Urządzenie jesT bezpieczne w uzyTko-waniu, ponieważ wszysTkie połą-czeniaz siecią energeTyczną są separowane przy pomocy Trans-formaTorów
8. Modulator so syntezou PLL, 3 str.
W artykule opisano konsTrukcję
modulaTora w cz dla sygnałów audio i video JesT To opracowanie bardzo nowoczesne, ponieważ wykorzysTano w nim układ TDA8720 firmy Philips i rnikro-konTroler oznaczony MO20 Zakres częsToThwości wyjściowych To 48 860MHz Urządzenie jest zasilane napięciem 12V
9. Moderni predzesilovac pro pasmo 144MHz s Ga-AsFET, 3 str.
Opis konstrukcji nowoczesnego przedwzmacniaczaw cz napas-mo 144MHz, wykonanego na Tranzystorze polowym wykonanym z arsenku galu, nosi on oznaczenie MGF1302 Ponieważ w konsTrukcjach przysTosowanych do pracy w zakresie bardzo wysokich częsToThwości duże znaczenie ma jakość wykonania monTazu mechanicznego auTor bardzo dokładnie przedsTawił kszTatt i wygląd obudowy i sposób rozmieszczenia w niej elemenTów
ELV JOURNAL 6/96
10. l2C-echtzeituhr board, 4 str.
Opis konstrukcji modułu prosTego zegara czasu rzeczywisTego, który wykonano w oparciu o popularny układ firmy Philips PCF8583 Układ Ten jest wyposażony w interfejs I2C i może współpracować z innymi układami zgodnymi z Tym sTandar-dem
Świat Hobby to przegląd najnowszych numerów popularnych na świecie pism dla elektroników
hobbistów. Podajemy krótkie streszczenia najciekawszych artykułów zamieszczanych wtych
pismach. W pojedynczych przypadkach Czytelnikom zainteresowanym poszczególnymi artykułami
przesyłamy po kosztach własnych odbitki kserograficzne (bez tłumaczenia).
Koszt odbitki wynosi 2,- zł za pierwszą stronę, 20 grza każdą następną.
Zamówienia na odbitki kserograficzne przyjmujemy tylko na przedpłaty, które należy składać na blankiecie przelewu (str. 103). W pustym prostokącie, przeznaczonym na przedpłatę, należy
wpisać: SH poz. (nr) EP (nr) - kwota zł
Elektronika Praktyczna 2/97
11
ŚWIAT HOBBY
11. Mini roulette, 3 str.
W artykule przedstawiono sposób wykonania elektroniczne] ruletki, które] konstrukcia opartazo-stała na standardowych układach CMOS Matryca 37 diod LED spełnia rolę pola syrnulują-cego Toczącą się kulkę, a jej jest dodatkowo potwierdzany przez miniaturowy sygnalizator piezoelektryczny
12. Spike generator, 2 str.
Opis łatwego w wykonaniu generatora krótkich impulsów, który można wykorzystać do Testowania dopasowania kabli w cz Jednym z bardzie] spektakularnych przykładów zastosowania Tego urządzenia jest konTrola dopasowania kabla z sondą pomiarową oscyloskopu Urządzeniewy-konano na dwóch układach CMOS 4069i 74HC02orazjed-nym TranzysTorze BC548
13. Model I ba u sirenenge-nerator, 2 str.
Tego Typu urządzenia lascynuią
nie Tylko począTkuiących elektroników - w artykule opisano bowiem konstrukcję syreny alarmowej, która generuje sygnały dostosowane do potrzeb użytkownika Zmieniać można częstotliwości rodzaj modulacji dźwięku oraz zakres częstotliwości wyjściowych
Urządzenie zostało wyposażone w jednotranzystorowy wzmacniacz mocy (BD680), rolę generatorów spełnia układ 556, a jako butor separujący pracuje połówka wzmacniacza LM358
14. SMD weihnachts be-leuchtung, 3 str.
Urządzenie przedstawione w artykule nie należy z pewnością do awangardy elektroniki, może jednak zapewnić dużo radości w czasie świąt Bożego Narodzenia Jesttobowiemelektroniczna wersja gwiazdy betlejemskiej lub choinki noworocznej Prostymultiwibratorz dzielnikami częstotliwości (wszystkie Te elemenTyzinTegrowane zosTa-
ły w jednym układzie CMOS 4060) sTeruje świeceniem 10 diod LED WszysTkie elemenTy z wy-jąTkiem diod świecących monTo-wane są powierzchniowo, co znacznie podnosi esTeTykę całego układu
SwięTa co prawda juz minęły, musimy jednak pamięTać, ze juz niedługo znowu będą święTa
15. Flash mikrocontroller programmer FP51, 6 str.
Opis konstrukcji programatora mikrokontrolerów rodziny MCS-51 z pamięcią Flash Programator współpracuje z komputerem PC poprzez port równoległy, a pracą całego systemu steruje oprogramowanie wymagające Windows
Dużą zaletą Tego układu jesT ogromna prosToTa konstrukcji i stosunkowo niewielka ilość zastosowanych Tanich i Typowych elemenTów (głównie układy TTL HC) Nie zosTał niesTeTy opisany algoryTm działania programu sTe-rującego pracą prograrnaTora
ELRAD 12/96
W; AD
urn
16. Volltanken, bitte! 8 str.
Bardzo ciekawy artykuł poświęcony omówieniu zasad optymalnego ładowania akumulatorów li-Towo-jonowych oraz prezentacji nowoczesnych układów scalonych opracowanych z myślą o Tej grupie akurnulaTorów
12
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY ZAGRANICZNE
Lampy elektronowe, część 1
Lampy elektronowe
narodziły się dawno, ale są
używane do dziś, zwłaszcza
lampy obrazowe. Wielu
współczesnych elektroników
uważa, że lampy są
absolutnym przeżytkiem,
je dn ak s ta tys tyki h an dlowe
wykazują ciągły wzrost
obrotów na "lampowym"
rynku. Dlaczego? Odpowiedź
zn ajdziecie w artykule....
Lampy elektronowe są do dzisiaj stosowane w wielu dziedzinach. W porównaniu do mikroprocesorów, zawierających setki tysięcy tranzystorów, lampy nie reprezentują najświeższych osiągnięć technologicznych, ale zajmują ciągle swoje miejsce we współczesnej technice. Wystarczy usiąść przed telewizorem, aby skorzystać z jednego z przyrządów termoelektrono-wych. Kineskop (lampa elektronopromieniowa) dzięki niskiemu kosztowi i wysokiej jakości jest do dzisiaj najbardziej rozpowszechnionym ekranem telewizyjnym. Lampy używane są także w innych dziedzinach, zwłaszcza w zakresie wielkich mocy. Na przykład lampy elektronowe stosuje się we wzmacniaczach antenowych dużych mocy w nadajnikach radiowych.
Poza tym wielu entuzjastów audio woli wzmacniacze lampowe twierdząc, że dźwięk z nich uzyskiwany jest naturalniejszy od "dźwięku półprzewodnikowego". Zainteresowanie sprzętem lampowym rzeczywiście wzrasta, i w ofercie handlowej można znaleźć szereg nowych produktów, zarówno gotowych, jak i do własnego monta-
żu.
Odkrycie Edisona
Fundamenty pod odkrycie lamp elektronowych zostały położone na wiele lat przed opatentowaniem pierwszych wynalazków z tej dziedziny. Wszystko zaczęło się od obserwacji, jakiej dokonał sławny wynalazca amerykański - Thomas Edison.
Około 1880 r. pracował nad sposobem przedłużenia żywotności żarówek. Szybkie ich przepalanie się było głównym ograniczeniem ekspansji oświetlenia elektrycznego. Jednym z efektów, który temu towarzyszył, było ciemnienie szkła wewnątrz balonika żarówki już po kilku godzinach jej świecenia. Rozumując , że ciemnienie to jest wywoływane przez cząsteczki emitowane przez żarnik, Edison umieścił w baloniku żarówki dru-
gą elektrodę i nadał jej potencjał odpychający te cząsteczki. Przy tej okazji odkrył, że pomiędzy tą elektrodą a żarnikiem może przepływać prąd elektryczny, ale tylko w jednym kierunku. Ciekawe, że Edison nie próbował wykorzystać tego efektu, nadał mu tylko nazwę efektu Edisona. Dopiero Anglik, profesor John Ambrose Fleming wynalazł zastosowanie tego odkrycia.
Fleming był doradcą Marconie-go i to on zaprojektował nadajnik, za pomocą którego w roku 1901 wysłano pierwszą depeszę przez Atlantyk. Fleming zrozumiał wtedy, że najsłabszym ogniwem ówczesnych urządzeń radiowych był sposób detekcji sygnałów. Używano wówczas urządzeń o bardzo niskiej czułości, zwanych kohere-rami. Fleming zmagał się z tym zagadnieniem przez szereg lat, aż w końcu - jak napisał - szczęśliwy pomysł wpadł mu do głowy pewnego ranka, gdy szedł przez Gower Street w centrum Londynu. Polecił swojemu asystentowi w laboratorium przygotowanie żarówki z efektem Edisona i sprawdzenie, czy może ona posłużyć do detekcji fal radiowych. Wynik okazał się pozytywny i w roku 1904 Fleming opatentował swój pomysł, nazywając go zaworem (ang. valve) oscylacji, z powodu jednokierunkowego, jak gdyby zaworowego, oddziaływania na sygnały radiowe.
Za Atlantykiem inny wynalazca, Lee de Forest, do "zaworu" Fleminga dodał dalszy stopień, umieszczając w szklanym baloniku trzecią elektrodę. Może się dzisiaj wydawać zastanawiające, dlaczego de Forest używał tej lampy tylko jako detektora, nie zdając sobie sprawy z tego, że może ona posłużyć do wzmacniania sygnałów.
Zjawisko wzmacniania odkryto dopiero około roku 1911. Dostrzeżono wtedy kryjące się za tym możliwości i szybko zabrano się do ich wykorzystywania. Sam Lee de Forest zbudował wzmacniak telefoniczny i chociaż jego osiągi
Elektronika Praktyczna 2/97
13
PROJEKTY
ZAGRANICZNE
Próżnia
Bańka szklana
Podgrzany przewodnik
Wiele elektronów , wraca do katody
. Chmura elektronów
Rys. 1.
były bardzo mizerne, to przedsiębiorstwo telefoniczne AT&T dostrzegło jego potencjalne możliwości.
Udoskonalenia
Jakość pierwszych lamp była kiepska. Początkowo uważano, że pewna ilość gazu wewnątrz bańki jest im potrzebna do działania. Ale w roku 1915 Amerykanin Irvin Langmuir wykazał, że całkowita próżnia poprawia ich działanie. W wyniku tego wprowadzono do użytku nowe, znacznie lepsze lampy próżniowe.
Pomimo tych usprawnień, stosowanie pierwszych lamp napotykało na trudności. Największym problemem było ograniczenie ich skłonności do oscylacji. Na różny sposób próbowano zmniejszyć pojemność pomiędzy anodą i siatką. Jeden z inżynierów, H. J. Round, wprowadził w roku 1926 istotne udoskonalenie: czwartą elektrodę w postaci siatki ekranującej, umieszczonej pomiędzy siatką sterującą a anodą. Zredukowała ona szkodliwą pojemność niemal do zera. Nie było to jednak jeszcze rozwiązanie ostateczne. Konstrukcję tę udoskonalono w roku 1929 dodając jeszcze jedną elektrodę, siatkę hamującą. Poprawiła ona kształt charakterystyki lampy, zawracając elektrony emitowane z anody na skutek zjawiska emisji wtórnej.
Żarzenie pośrednie
Następne ważne udoskonalenie wiązało się z działaniem żarników. Początkowo żarnik był równocześnie katodą. Odkryto jednak, że rozdzielenie funkcji żarzenia od funkcji emisji elektronów jest korzystne i wprowadzono katody żarzone pośrednio. Umożliwiło to
także rozdzielenie dwóch źródeł zasilania: niskiego napięcia żarzenia i wysokiego napięcia anodowego. Dotychczas trzeba było żarzyć każdą lampę z osobnej baterii, aby zapewnić jej właściwe warunki działania. Było to rozwiązanie bardzo kosztowne.
Wzrost i spadek
Po przezwyciężeniu podstawowych trudności, w latach trzydziestych zastosowanie lamp elektronowych zaczęło szybko wzrastać. Radioodbiorniki znalazły się w dużej części gospodarstw domowych, a produkcja lamp wzrosła do milionów sztuk rocznie. Druga wojna światowa jeszcze bardziej przyczyniła się do ich unowocześniania i do wzrostu produkcji. W latach pięćdziesiątych wprowadzono tzw. lampy miniaturowe. Ale wkrótce lampy elektronowe napotkały konkurencję półprzewodników. Tranzystor został wynaleziony w roku 1948, ale trzeba było dwudziestu lat, aby w pełni dojrzał. Lampy zostały prześcignięte przez wydajniejsze i bardziej niezawodne tranzystory.
Okres lamp przeminął bardzo szybko, a przyrządy termoelektro-nowe zostały odsunięte do kilku wyspecjalizowanych dziedzin, chociaż produkcja lamp elektronopromieniowych nadal rośnie. Wydaje się jednak, że wraz z rozwojem nowych rodzajów wyświetlaczy, prawdopodobnie i z tego obszaru zastosowania lampy elektronowe zostaną wkrótce wyrugowane.
Zasada działania
Działanie wszystkich lamp elektronowych opiera się na zjawisku zwanym termiczną emisją elektronów. Prąd elektryczny jest to przepływ elektronów w przewodniku. Do jego przepływu w strukturze metalu są konieczne wolne elektrony. Prawie zawsze pozostają one wewnątrz przewodnika. Jeżeli jednak przewodnik zostanie rozgrzany, to energia elektronów wzrasta i niektóre z nich nabierają energii wystarczającej do pokonania zatrzymujących je sił i uciekają na zewnątrz.
Z chwilą ucieczki elektronu ładunek przewodnika staje się dodatni. Ale ładunek elektronu jest ujemny, a więc powstaje siła
przyciągająca elektrony z powrotem. Gdy zachodzi emisja termiczna, wokół emitującej je powierzchni formuje się chmura elektronów, jak to pokazuje rys. 1, która hamuje emisję dalszych elektronów. Podobnie dzieje się w żarówce, gdy jej rozżarzone włókno promieniuje światło.
Pod wielu względami emisja termoelektronowa bardzo przypomina parowanie z powierzchni cieczy. Cząsteczki normalnie pozostają w cieczy, ale gdy nabędą dostatecznej energii, to przezwyciężają powściągające je siły i opuszczają ciecz.
Wysokie temperatury
Aby emisja termiczna mogła zajść katoda musi osiągnąć temperaturę powyżej 900�C. Temperatury topnienia metali zwykle używanych jako przewodniki jest niższa, albo niewiele przewyższa 900�C, nie nadają się więc one na katody. Do tego celu jest potrzebny metal o znacznie wyższej temperaturze topnienia i możliwie wysokiej temperaturze parowania Takim metalem jest wolfram. Torowanie wolframu (wiązanie toru w jego warstwach powierzchniowych) ułatwia emisję z niego elektronów i umożliwia obniżenie temperatury katody. Pokrywanie katody warstwą tlenków niektórych metali (tzw. katoda tlenkowa) jeszcze bardziej ułatwia emisję elektronów i pozwala obniżyć temperaturę. Wolfram jest jednakże bardziej wytrzymały i odporniejszy na silne pola elektryczne, które występują w lampach wysokonapięciowych. Właściwości poszczególnych rodzajów katod są zilustrowane na rys. 2.
1000
1500 2000
Temperatura �C
2500
Rys. 2.
14
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY
ZAGRANICZNE
Cylindryczna anoda
Powszechnie używane są katody tlenkowe, wykonywane przez pokrycie podkładu niklowego mieszaniną węglanów baru i strontu. W trakcie procesu produkcyjnego węglany zostają przetworzone w tlenki, a dwutlenek węgla jest odprowadzony. Wydajność katod tlenkowych jest bardzo wysoka, są one jednak bardziej wrażliwe na różne czynniki. Łatwiej na przykład ulegają "zatruciu" śladowymi ilościami gazów (które mogą być uwolnione ze struktur lampy przy ich nadmiernym rozgrzaniu) lub uszkodzeniu bombardowaniem jonowym tego samego pochodzenia.
Najprostsza lampa
Najprostszą lampą elektronową jest dioda. Składa się ona z dwóch elektrod (i stąd jej nazwa): katody i anody. Jej struktura (elementy znajdują się w opróżnionej szklanej bańce), jest pokazana na rys. 3. W czasie działania katoda jest podgrzewana prądem, który przez nią przepływa, a z jej powierzchni są emitowane w próżnię elektrony. Anoda będąca pod dodatnim potencjałem względem katody przyciąga elektrony. Na drodze do
Napięcie anodowe
Rys. 4.
anody elektrony powinny napotykać na możliwie najmniejszą liczbę jonów gazu. Kolizje z jonami eliminują je i rozpraszają, zmniejszając prąd w lampie. Anoda nie jest podgrzewana, jej potencjał jest dodatni, a więc elektrony
- - , Wyprowadzani
nie mogą jej opuszczać, anody Przepływ elektronów może odbywać się zatem tylko k*dy od katody do anody. Ina- ^Si czej mówiąc, dioda termoelektro-nowa działa jak mechanizm przepuszczający prąd elektryczny w jednym tylko kierunku. Może być używana do wielu zadań, od prostowania prądu zasilającego do detekcji i demodulacji sygnałów radiowych.
Charakterystyki diody
Gdy elektrony opuszczą katodę, tworzą tzw. chmurę elektronową, czyli ładunek przestrzenny, który nie dopuszcza do emisji dalszych elektronów. Pod wpływem dodatniego potencjału anody docierają do niej elektrony z ładunku przestrzennego, który uzupełnia ubytek dopuszczając dopływ elektronów z katody. Gdy wzrasta napięcie anody, rośnie także strumień dopływających do niej elektronów. Pole elektryczne pomiędzy katodą a ładunkiem przestrzennym automatycznie reguluje strumień uzupełniających go elektronów.
Wzrost prądu anodowego pod wpływem coraz większego napięcia anodowego może w końcu doprowadzić do zaniku ładunku przestrzennego, gdy zdolność emisyjna katody zostanie w całości wykorzystana. Dalszy wzrost prądu anodowego jest wtedy możliwy tylko przez podwyższenie temperatury katody. Ilustrują to krzywe na rys. 4.
W pierwszych lampach katoda była równocześnie żarnikiem. Rozwiązanie takie narzucało różne ograniczenia układowe i zazwyczaj wymagało stosowania dużych baterii do żarzenia katod.
Wprowadzono więc katody podgrzewane pośrednio, w formie rurek zamkniętych czasem od góry. Wewnątrz rurki jest umieszczony żarnik, podgrzewający katodę przez promieniowanie. Konstrukcję tę przedstawia rys. 5. Żarnik znajduje się w bezpośredniej bliskości
KOncdwH grzejnika
katody i sprawnie przekazuje jej dostateczną ilość ciepła, równocześnie będąc od niej izolowany elektrycznie. Dzięki temu katody różnych lamp mogą być pod różnymi napięciami, a szereg lamp może być zasilany ze wspólnego źródła, nie wywołując żadnych konfliktów. Jest to szczególnie ważne w układach, w których na katodach poszczególnych lamp występują różne dodatnie względem masy napięcia, o czym będzie później mowa.
Drugą zaletą pośrednio żarzonych katod jest możliwość stosowania napięcia zmiennego do ich podgrzewania. Nie było to możliwe w przypadku katod żarzonych bezpośrednio.
Trioda
Zastosowania diod termoelek-tronowych były wielorakie. Jednak dopiero pojawienie się triody nierozerwalnie związało lampy termo-elektronowe z technologią radiową i zapoczątkowało nową erę elektroniki.
Trioda powstała z diody przez dodanie trzeciej elektrody. Została ona umieszczona pomiędzy katodą a anodą i nazwana siatką. Jej zadaniem jest sterowanie liczbą elektronów płynących od katody do anody i dlatego została nazwana siatką sterującą. Siatka musi odpowiednio kształtować pole elektryczne pomiędzy katodą a anodą, nie może jednak działać jak ekran i elektrony muszą przez nią przepływać. Może ona przybrać formę cienkiej siatki drucianej, ale zazwyczaj jest zwojem cienkiego molibdenowego lub niklowego drutu w kształcie sprężyny, przyspawa-nej do dwóch lub kilku wsporników. W różnych lampach siatka może różnić się kształtem, zawsze jednak otacza katodę, jak to ilustruje rys. 6.
Elektronika Praktyczna 2/97
15
PROJEKTY
ZAGRANICZNE
Anoda
Siatka sterująca
Katoda
Grzejnik
Wyprowadzenie anody
Wyprowadzenia siatki sterującej
Wyprowadzenia
grzejnika
katody
Rys. 6.
Potencjał siatki w podobny sposób wpływa na ładunek przestrzenny wokół katody jak potencjał anody w diodzie. Prawie zawsze siatka otrzymuje napięcie ujemne względem katody, nie przyciąga więc elektronów. Im bardziej siatka staje się ujemna, tym więcej elektronów odpycha w stronę katody i tym mniejszy jest prąd anodowy. Jeżeli natomiast napięcie siatki względem katody wzrośnie do zera, to prąd w obwodzie anodowym lampy także wzrośnie.
\4=300V \4=250V \&=200V
-1D -5
Napięcie sladd (V)
Rys. 7.
100 200 300
Napięcie anodowe (V)
Rys. 8.
Charakterystyki triody można wykreślić podobnie jak diody. Ale w przypadku triody przybywa jeszcze jedna zmienna, napięcie siatki. Rodzina krzywych na rys. 7 pokazuje jak zmienia się prąd anodowy w zależności od napięcia siatki. wyprowadzenia Parametrem tej rodziny jest napięcie anody. Widać jak w miarę wzrostu napięcia siatki (obniżania się wartości bezwzględnej ujemnego napięcia) wzrasta prąd anodowy. Jeżeli małe napięcie zmienne zostanie nałożone na stałe napięcie siatki, wywoła stosunkowo duże zmiany prądu anodowego.
Można także wykreślić rodzinę charakterystyk prądu anodowego w zależności od napięcia anodowego, z napięciem siatki w roli parametru. Taka rodzina jest przedstawiona na rys. 8. Na tych krzywych także wi dać, że im bardziej ujemne jest napięcie siatki, tym mniejszy prąd płynie w obwodzie anodowym.
Zwykle siatka otrzymuje stałe napięcie ujemne, na które nakłada się zmienne napięcie sygnału. Jeżeli jednak z jakiegokolwiek powodu napięcie siatki stanie się dodatnie względem katody, to przestanie odpychać elektrony, zacznie natomiast je przyciągać i w obwodzie siatkowym zacznie płynąć prąd. Zazwyczaj jest to niekorzystne i tak projektuje się układy lampowe, aby do powstawania prądu siatkowego nie dochodziło.
Tetroda
Okazało się, że wprowadzanie dalszych siatek do lamp jest dla ich działania korzystne. Jednym z głównych problemów, na jakie napotkano w układach lampowych, była ich skłonność do samowzbud-nych oscylacji. Przyczyną tego zjawiska była stosunkowo duża pojemność pomiędzy siatką i anodą, ułatwiająca przedostawanie się sygnału z obwodu anodowego do siatkowego. Wprowadzenie drugiej siatki pomiędzy siatkę sterującą a anodę radykalnie zmniejszyło tę pojemność, a zatem i skłonność do oscylacji. Z racji jej roli siatkę tę
nazwano siatką ekranującą.
Napięcie tej siatki, w odróżnieniu od siatki sterującej, jest dodatnie, ale zazwyczaj niższe od napięcia anodowego. Wobec tego w jej obwodzie płynie prąd. Konstrukcja siatki jest tak dobrana, aby udział prądu ekranu w prądzie katodowym był jak najmniejszy, a równocześnie, aby w maksymalnie możliwym stopniu redukowała ona pojemność pomiędzy siatką sterująca a anodą. Współczynnik redukcji tej pojemności daje się doprowadzić do 500, a nawet więcej. W większości wypadków to wystarczało.
Większość elektronów przepływa pomiędzy elementami siatki ekranującej do anody, część ich jednak zostaje przez siatkę przechwycona i składają się one na prąd ekranu. Trzeba dbać, aby prąd ten zbytnio nie wzrósł, może to bowiem doprowadzić do zniszczenia siatki ekranowej. Celem obniżenia jej napięcia zasila się ją często przez odpowiedni rezystor redukcyjny i odblokowuje do masy kondensatorem, który eliminuje składową zmienną napięcia ekranu. Jego działanie ekranujące dzięki temu nie doznaje uszczerbku.
Tetroda umożliwia uzyskanie znacznie większego wzmocnienia niż trioda. Można to prześledzić na charakterystykach tych lamp. Na rys. 7 widać, że prąd anodowy zależy w znacznym stopniu od napięcia anodowego. To znaczy, że jeżeli zmiana napięcia siatki wywoła wzrost prądu anodowego, to oporności w obwodzie anodowym wywołają obniżenie się napięcia anodowego, przeciwdziałające wzrostowi prądu. Natomiast w lampie z siatką ekranującą - jak
100 200 300
Napięcia anodowa (V)
Rys. 9.
16
Elektronika Praktyczna 2/97
^^^^^^^^^^^^^^^^^^^mPROJEKTY ZAGRANICZNE
pokazuje rys. 9 - zależność prądu wej. W tych momentach elektrony docznych na rys. 9 wyraźnych za-
anodowego od napięcia anodowe- "wybijane" z anody na skutek efek- łamań charakterystyk tetrody.
go jest minimalna. tu emisji wtórnej podążają do lan Poole, EwPE
Ale oprócz wyraźnych zalet siatki ekranowej. Na skutek tego
tetroda wykazuje także wadę. Przy zjawiska znacznie wzrasta prąd Artykuł publikujemy na podsta-
dużych sygnałach chwilowe napię- ekranu, a maleje prąd anodowy, wie umowy z redakcją miesięcz-
cie anody może obniżyć się znacz- i rosną zniekształcenia. Efekt ten nika "Everyday with Practical Elec-
nie poniżej napięcia siatki ekrano- jest powodem występowania wi- tronics".
Elektronika Praktyczna 2/97 17
PROJEKTY ZAGRANICZNE
Prosty minutnik fotograficzny
Przedstawiony w artykule
układ pozwala precyzyjnie
odmierzać czas naświetlania
płytek drukowanych i odbitek
fotograficznych w ciemni.
Częstym zadaniem warsztatowym autora jest wykonywanie małych płytek drukowanych. Na tę procedurę składa się sporządzenie rysunku ścieżek, skopiowanie go na przeźroczystą folię i naświetlenie przez nią fotoczułej płytki z folią miedzianą ultrafioletem w naświetlarce. Po wywołaniu i wytrawieniu otrzymuje się płytkę gotową do wiercenia i montażu. Naświetlarka nie jest wyposażona w minutnik, zdecydowano więc wykonać go, aby wyniki stały się bardziej powtarzalne, a nad procesem nie trzeba było ślęczeć ze stoperem w ręku.
Konstrukcji tej można by zarzucić, że jest niebezpieczna z powodu obecności w niej pełnego napięcia sieci. Dlatego układ ten może być montowany tylko przez osoby z dostatecznym doświadczeniem, pozwalającym rozpoznać i uniknąć niebezpieczeństwa. Przed ostatecznym uruchomieniem minutnika wszystkie próby można przeprowadzić przy użyciu bezpiecznego zasilacza niskiego napięcia.
Dobór skali
Rozciągnięcie początku skali okazało się interesującym wyzwaniem dla konstruktora. Liniowy potencjometr zapewnia liniową skalę czasu, ale zastąpienie go logarytmicznym wywołuje zbyt silne jej rozciągnięcie.
Interesujące wyniki przyniosły pomiary i wykreślanie zależności oporności od kąta obrotu potencjometrów logarytmicznych. Okazało się, że zależność ta najczęściej nie jest gładką krzywą, tylko kombinacją dwóch prostych, połączonych dość ostrym "kolanem", które dowodzi, że większość wytwórców produkuje je po prostu z dwóch różnych mas rezystywnych! Istnieją potencjometry o innej krzywej oporności, ale są rzadko dostępne dla konstrukto-rów-amatorów.
Można utworzyć oscylator, którego okres jest odwrotnie proporcjonalny do oporności liniowego potencjometru, ale i w tym przypadku rozciągnięcie skali będzie zbyt silne.
Użycie podwójnego potencjometru liniowego, w którym drugi jest połączony z suwakiem pierwszego, umożliwia otrzymanie w przybliżeniu kwadratowej zależności napięcia od kąta obrotu. W ten sposób można uzyskać potrzebny stopień rozciągnięcia skali. Trzeba tylko skonstruować oscylator o okresie proporcjonalnym do napięcia suwaka potencjometru.
Opis układu
Kompletny schemat prostego minutnika fotograficznego jest przedstawiony na rys. 1. W układzie tym wzmacniacz operacyjny IClb i układ czasowy IC2 tworzą oscylator o częstotliwości sterowanej napięciem przy pomocy podwójnego potencjometru VRl.
Potencjometr regulacyjny VRla i VRlb otrzymuje z dzielnika Rl, R2 napięcie równe połowie napięcia zasilającego (12V), buforowane przez wzmacniacz operacyjny ICla. Rezystory R3 oraz R4 i R5 wyznaczają stosunek najwyższego napięcia do najniższego, równy 32,5:1, eliminując równocześnie możliwy wpływ, jaki na niego mogłoby mieć odchylenie oporności potencjometru VRl od nominalnej. Stosunek ten ustala granice zakresu regulacji czasu od 0,4 do 13 minut, co z marginesem zapewnia pokrycie wymaganego zakresu 0,5 do 12 minut. Zależność napięcia od kąta obrotu potencjometru nie jest dokładnie kwadratowa z powodu obciążania potencjometru VRla przez VRlb, w tym jednak przypadku nie ma to znaczenia. Obwód R7, C2 służy do odfiltrowania ewentualnych zakłóceń napięcia sterującego.
Wzmacniacz operacyjny IClb działa jako komparator. Konden-
Elektronika Praktyczna 2/97
19
PROJEKTY ZAGRANICZNE
sator Cl ładuje się wykładniczo przez VR2 i R6, aż napięcie na nim osiągnie wielkość nastawioną przy pomocy VRl. Wyjście IClb przerzuca się wtedy w stan niski i wyzwala przerzutnik IC2, który generuje impuls o długości 2,5ms. Impuls ten z wyjścia 3 IC2, za pośrednictwem tranzystora TRI, rozładowuje Cl. Wyjście IC2 dostarcza zatem ciągu impulsów o częstotliwości sterowanej napięciem z VRlb. Częstotliwość ta jest dosyć niska, mieści się w granicach od l,5Hz do 35Hz, a więc impuls kasujący 2,5ms jest tylko małą częścią każdego cyklu. Jest jednak wystarczająco długi, aby kondensator Cl zdążył się rozładować całkowicie. Potencjometr montażowy VR2 służy do kalibracji czasu.
Impuls wyjściowy IC2 jest doprowadzony przez RIO do wejścia zegarowego licznika dwójkowego IC3. Zlicza on impulsy do momentu, gdy wybrane wyjście przejdzie w stan wysoki i przez diodę Dl zablokuje wejście zegarowe.
Wyprowadzenie 15 IC3 jest jedenastym wyjściem licznika, więc przechodzi w stan wysoki po zliczeniu 1024 impulsów. Zworką na płytce drukowanej można wybrać jeszcze dwa inne wyjścia. Jedno, z wyprowadzenia 12, dla zakresu 2 minut i drugie z wyprowadzenia 4, pomocne przy kalibracji.
Wyjściem minutnika steruje układ czterech bramek NOR, IC4. Dwie z tych bramek, IC4a i IC4b, tworzą przerzutnik. Podczas włączania zasilania przez C5 i D5 do wejścia 1 IC4a zostaje skierowany impuls dodatni, tak przerzucający przerzutnik, że wyjście 3 IC4a pozostaje w stanie niskim, a wyjście 4 IC4b w wysokim. Dzięki temu od momentu włączenia zasilania minutnik pozostaje w stanie wyłączenia.
Wysokie napięcie wyjścia 4 IC4 ładuje kondensator C4 przez R13. Naciśnięcie przycisku Sl START rozładowuje ten kondensator wywołując dodatni impuls, który przez wejście 6 IC4b przerzuca przerzutnik do stanu włączenia, kasując równocześnie licznik IC3 przez wejście 11. Kondensator C4 może zostać ponownie naładowany dopiero po przejściu układu do stanu wyłączenia. Dzięki temu
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY
ZAGRANICZNE
Rys. 2.
dłuższe przytrzymanie przycisku Sl lub jego ponowne przypadkowe naciśnięcie przed upływem nastawionego czasu nie wpłynie na nastawiony czas. Czas ten kończy się z chwilą, gdy wybrane zworką wyjście IC3 przejdzie w stan wysoki, przerzucając przez Rl4 przerzutnik IC4a-IC4b. Równolegle połączone bramki IC4c i IC4d służą jako odwracający bufor do sterowania przez R18 tiiaka CSRl. Użyto w tym celu ujemnego prądu bramek, na który tiiak jest czulszy niż na dodatni.
W bez transformatorowym układzie zasilającym do redukcji napięcia wykorzystano impe danej ę kondensatora szeregowego. Natężenie prądu zmiennego, płynącego przez kondensator C7, zależy od napięcia sieci i reaktancji kondensatora. Jest ono stałe i wynosi około 35mA. W czasie jednego pół okresu prąd ten płynie przez diodę D4, a czasie drugiego przez diodę D5 ładuje kondensator C6 do napięcia ograniczanego przez diodę Zenera D3 do około 12 Vh Poza niewielkim poborem prądu przez układ minutnika, pozostała, większa część prądu pobieranego z sieci jest reaktywna, nie wytwarza ciepła i nie przyczynia się do zwiększenia zużycia rejestrowanego przez licznik energii elektrycznej. Warystor (rezystor o oporności zależnej od napięcia) VDRl
chroni tiiak CSRl i kondensator C7 przed zdarzającymi się czasem w sieci energetycznej impulsowymi pr z epi ęci ami.
Montaż i uruchomienie
Przed omówieniem montażu płytki drukowanej i jej testowania, trzeba kilka słów poświęcić obudowie układu. Jej wybór pozostawia się wykonawcy. Prototyp został wmontowany do naświet-larki do ultrafioletu, chociaż autor zalecałby umieścić docelowo mi-nutnik w osobnym plastykowym pudełku. Sieciowe gniazdko wyjściowe zostało wmontowane w obudowę układu, ale niektórzy czytelnicy mogą woleć gniazdko połączone kablem z obudową. Konstrukcja powiększalników jest przeważnie metalowa i używa się ich w pomieszczeniach z dostępem do wody i chemikaliów, dlatego minutnik musi zapewniać pewne połączenie z uziemieniem, a obudowa powinna być przynajmniej bryzgoszczelna, jeśli nie całkowicie wodoszczelna.
Rozkład ścieżek płytki drukowanej i rozmieszczenie na niej elementów pokazuje rys. 2. Przed rozpoczęciem montażu trzeba wybrać wersję układu. W przypadku wersji 12-minutowej załączony wykaz elementów pozostaje aktualny. Dla wersji 2-minutowej oporność VR2 musi zostać zmieniona na 100kLł, a R6 na 680kLł. Dla
zaoszczędzenia czytelnikom wielu godzin przy wyznaczaniu podzia-łek opracowano metodę kalibracji przyrządu w czasie jego montażu przy pomocy woltomierza cyfrowego. W tym celu w pierwszej fazie montaż powinien się ograniczyć do wlutowania rezystorów Rl do R5, R7, kondensatora C2 i wzmacniacza operacyjnego ICl (najlepiej w podstawce).
Kalibrowanie układu
Końcówki 6 i 7 ICl należy prowizorycznie połączyć ze sobą przewodem tak, aby pomiędzy tę zworkę a masę można było włączyć woltomierz cyfrowy. W ten sposób ICl staje się tymczasowym buforem, pozwalającym mierzyć napięcie sterujące bez jakiegokolwiek obciążenia potencjometru. Potencjometr wmontowany w obudowę i wyposażony w skalę gotową do kalibracji należy przyłączyć do płytki w sposób pokazany na rys. 3. Płytkę należy zasilić z zasilacza o napięciu 12V, możliwie jak najbliższym napięciu diody Zenera D3. Można do tego użyć baterii, ale najlepszy byłby zasilacz warsztatowy. Po sprawdzeniu, że na wyjściu 1 ICl jest napięcie 6V, należy włączyć woltomierz cyfrowy pomiędzy wyjście IClb a masę. Teraz na skali potencjometru można oznaczać kolejne pozycje czasu posługując się woltomierzem i odpowiednią, dla 12 lub 2 minut, kolumną tabeli
Tabela 1. Tabela kalibracji czasu.
wersja 12-min wersja 2-rnm
[mm] [V] [sek] [V]
0,4 0,227 4 0,214
0,5 0,290 5 0,277
0,75 0,446 7,5 0,433
1 0,599 10 0,587
1,25 0,751 12,5 0,739
1,5 0,900 15 0,889
2 1,193 20 1,182
2,5 1,478 25 1,468
3 1,756 30 1,747
3,5 2,026 35 2,018
4 2,289 40 2,282
4,5 2,546 45 2,539
5 2,795 50 2,789
6 3,275 60 3,269
7 3,729 70 3,725
8 4,160 80 4,157
9 4,568 90 4,566
10 4,956 100 4,954
11 5,322 110 5,321
12 5,670 120 5,670
13 6,000 130 6,000
Elektronika Praktyczna 2/97
21
PROJEKTY ZAGRANICZNE
VR1
START
ff
Zasilanie 22O..23OVa.c.
Zwora
Przełącznik "bypass"
Rys. 3.
kalibracyjnej (tab. l). Przy obliczaniu tabeli uwzględniono zarówno wykładniczy charakter krzywej ładowania się kondensatora, jak i czas trwania impulsów kasujących 2,5ms. Sprawdzono, że ten sposób kalibracji jest łatwy i dokładny.
Jedna z krańcowych pozycji potencjometru powinna zostać tak zaznaczona, aby po zdjęciu pokrętła można je było ponownie przykręcić w tym samym położeniu. Po zakończeniu kalibracji zwor-ka pomiędzy końcówkami 6 i 7 ICl powinna zostać usunięta.
Teraz należy wmontować pozostałe elementy układu za wyjątkiem diody Zenera D3 i triaka CSRl. Rezystor R15 jest 2-wato-wy. Jego rolą jest ograniczanie impulsu prądowego, który może być znaczny, gdy włączenie nastąpi w momencie szczytowej wartości napięcia sieci.
Współczynnik podziału wybiera się zworką. Dla układu 2-minutowego będzie to wyjście 12 IC3, kończące zliczenie 256 impulsów. Dla układu 12-minutowe-go trzeba najpierw wybrać tymczasowo wyjście 4 IC3, kończące zliczenie 64 impulsów. Po przyłączeniu przycisku Sl, układ należy zasilić z zasilacza 12V i przyłączyć woltomierz do punktu między R18 i wyjścia bramek IC4c i IC4d, a masę. Stan tego wyjścia powinien być wysoki w stanie spoczynkowym i przerzucać się do niskiego po naciśnięciu Sl.
Dla układu 2-minutowego skalę VRl należy nastawić na jedną
Ziemia
Faza Zero fazy
Ziemia
Faza
SK1 Wyściej
Zacisk wyjściowy (widok z tyłu)
J Zero fazy
lub dwie minuty, a za pomocą VR2 doprowadzić czas do nastawionej długości. W przypadku układu 12-minutowego, prowizoryczne połączenie zworki z wyjściem 4 IC3 wymaga podzielenia skali czasowej przez 16, zatem pozycja 12 minut w rzeczywistości oznacza 45 sekund. Przyspiesza to znacznie dobranie pozycji VR2. Po wykalibrowaniu skali zworkę trzeba przełączyć do wyjścia 15 IC3.
Po zakończeniu kalibracji można wmontować diodę Zenera D3 oraz triak CSRl i sprawdzić mi-nutnik z obciążeniem na przykład 100W żarówką. Od tej chwili układ staje się niebezpieczny i trzeba zachować odpowiednie środki ostrożności.
Minutnik powinien zostać zabezpieczony bezpiecznikiem 3 A lub mniejszym (w Wielkiej Brytanii bezpieczniki umieszcza się we wtyczkach sieciowych, dlatego nie został on umieszczony na płytce). Przełączaną moc należy ograniczyć do paru setek watów, ponieważ triak nie został wyposażony w radiator. W razie potrzeby można jednak go wmontować. Jednakże dla większości naświet-larek ultrafioletem i powiększalników nie jest to potrzebne.
Jeżeli minutnik zostanie przeznaczony do sterowania powiększalnikiem, konieczny będzie przełącznik zwierający triak, ułatwiający regulację ustawienia i ostrości obrazu. Sposób jego połączenia (przełącznik "bypass") pokazuje rys. 3. Andy Flind, EwPE
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
metalizowane 0,5W, 1%
Rl, R2, R7, Rll, R12: lOOkO
R3, R9: 10kO
R4: 2,2kQ
R5: 330O
R6: 1MO (680kQ dla zakresu 2-
mi nutowego)
R8, RIO: 22kO
R13: 470kO
R14: 1MQ
R15: 120O, 2W, metalizowany
Rló, R17: 220kQ
R18: l,2kQ
VR1: 220kQ, podwójny liniowy
potencjometr węglowy
VR2: 220kQ, sub mi ni atu rowy
pionowy potencjometr montażowy
(1MO dla zakresu 2-minutowego)
VDR1: warystor 250V
Kondensatory
Cl: 1 jj,F, poliestrowy
C2: lOOnF, ceramiczny w żywicy
C3: lOOnF, poliestrowy
C4: l|iF/luOV, stojący
C5: 1wjF/50V, stojący
Có: 470^F/35V, stojący
C7: 470nF/250V
Półprzewodniki
DL D2: 1N4148, dioda detekcyjna
D3: BZXÓ1C12VO, dioda Zenera
D4, D5: 1N4007, dioda
prostownicza 1000V/lA
TRI: BC184L npn
CSRl: C20ÓM, triak 600V/4A
ICl: LM358, podwójny
wzmacniacz operacyjny
IC2: ICM7555, timer CMOS
IC3: 4040B, dwójkowy licznik 12-
stopniowy
IC4: 4001B, cztery 2-wejściowe
bramki NOR
Różne
Sl: 1-obwodowy zwiemy przycisk
miniaturowy
płytka drukowana kod 113
2 8-stykowe podstawki 2-rzędowe
14-stykowa podstawka 2-rzędowa
16-stykowa podstawka 2-rzędowa
obudowa 130mm x Ó8mm x 45mm
pokrętło wskaźnikowe
wtyczka sieciowa
gniazdko sieciowe
wyłącznik sieciowy 1-obwodowy
Artykuł publikujemy na podstawie umowy z redakcją miesięcznika "Everyday with Practi-cal Electronics".
Elektronika Praktyczna 2/97
Systemy automatyki
firmy Allen-Bradley, część 9
Komputer w systemach sterowania, część 2
Kończymy cykl artykułów
poświęconych systemom
automatyki oraz zastosowaniom
komputerów w nowocześnie
rozumianej automatyce.
Ze względu na duże
zainteresowanie, jakie wywołał ten
temat wśród Czytelników, już
wkrótce do niego wrócimy.
B (
i 1 1 \
li i \ i i
IUi1|TlH ***
Rys. 6.
�wTfłłfl rv H

Rys. 7.
Opcja OLE umożliwia, po wybraniu obiektu posiadającego taki atrybut, na realizację funkcji wywołania części nowego programu (ang. OLE - Objects Linking and Embed-ding]. W odróżnieniu od mechanizmu DDE udostępniającego jedynie dane, OLE pozwala na uruchomienie innej aplikacji (np. arkusza kalkulacyjnego] jako fragmentu aktualnie działającej aplikacji. Rys. 6 pokazuje arkusz Excel uruchomiony jako OLE jednego z przycisków RSView. Zastosowanie obydwu mechanizmów pozwala na typową pracę w Excelu przy wykorzystaniu danych procesowych (RSView również może byc serverem DDE], dzięki czemu przedstawione wykresy oraz analiza mogą byc na bieżąco aktualizowane. W tym czasie wszystkie dodatkowe czynności RSView, o których będzie mowa w dalszej części artykułu, są wykonywane cyklicznie, bez jakichkolwiek przerw.
Dotąd, przy określaniu opcji obiektu używaliśmy pojęcia etykiety czy zmiennej, nie mówiąc nic o ich związku z danymi w sterownikach. Otóż po stworzeniu rysunków synoptycznych (lub też w trakcie ich budowania] jest konieczne zdefiniowanie do którego rejestru, i w którym sterowniku, odnosi się dana etykieta czy inaczej zmienna. To właśnie przyporządkowanie odbywa się w specjalnej części pakietu zwany Bazą Danych o Etykietach, w której podaje się wszystkie parametry etykiety: / typ (cyfrowa, analogowa: in-teger, zmiennoprzecinkowa itd.]; /rodzaj (bezpośrednia, pochodząca z serwera DDE, wewnętrzna zmieniana przez RSView]; /adres, będący fizycznym adresem w sterowniku uzupełnionym o jego numer (bezpośrednie] lub nazwę usługi DDE; /nazwę oraz jej katalog (katalogowanie zmiennych pozwala na łatwiejszą ich organizację, np. wartość analogowa ar/_l reprezentująca temperaturę z czujnika PtlOO może byc przechowywana jako \PtlOO\Qn_l)\ /poziomy alarmów i rodzaje sygnalizacji;
/sposób zapisu w plikach raportowych.
Zdefiniowane w ten sposób zmienne stają się globalne i mogą byc wykorzystywane w dowolnym miejscu RSView.
Przedstawione powyżej fragmenty RSYiew: drivery, grafika
oraz baza danych stanowią rdzeń każdego pakietu synoptycznego. Aby jednak w pełni zrealizować wymagania stawiane przez przemysł, konieczne stało się uzupełnienie rdzenia o szereg dodatkowych możliwości jak: / obsługa stanów alarmowych; / rejestracja wartości zmiennych, alarmów
oraz interwencji operatorów; / połączenie z bazami typu ODBC; / zabezpieczenie przed dostępem osób niepowołanych;
/ wyliczanie parametrów niemierzalnych; / sygnalizacja wystąpienia zdarzeń.
Pierwsza z wymienionych cech RSView została stworzona w celu sygnalizowania operatorom wystąpienia stanów krytycznych, mogących mieć zasadniczy wpływ na stan procesu. Przy tworzeniu systemu możemy wybrać jedną z dwóch (bądź obydwie] konfiguracji ekranu alarmowego, posiadającego najwyższy priorytet. Standardowo jest to jedna linia u dołu ekranu (rys. 7, dolne okno] pozwalająca na przedstawienie ostatnio wykrytej sytuacji awaryjnej. Dzięki możliwości nadawania różnych kolorów odpowiednim poziomom alarmów, operator może od razu stwierdzić sposób koniecznej interwencji. Zazwyczaj wymagane jest potwierdzenie odczytania, co jest przeprowadzane poprzez specjalne okno alarmowe (rys.7, górne okno] pokazujące historię alarmów oraz udostępniające przyciski potwierdzeń. Ilość i układ prezentowanej informacji zależy oczywiście od twórcy systemu, przy czym ustanowienie detekcji stanów awaryjnych oraz ich wartości jest dokonywane na poziomie bazy etykiet.
Ponieważ wystąpienia alarmów muszą byc rejestrowane, stąd też, choć nie tylko z tego powodu, stworzona została opcja rejestracji różnego typu parametrów w postaci plików *.dbf. Po zaznaczeniu w bazie etykiet odpowiedniego pola, system rozpoczyna zapisywanie na dysku wartości wszystkich posiadających ten atrybut etykiet. Rejestracja może byc prowadzona okresowo, w wypadku zmiany wartości jednej z nich oraz na żądanie. W zależności od wymagań system może otwierać nowe pliki co określony czas (np. co 8 godzin] i kasować stare dane. Tego typu informacje są bardzo użyteczne dla innych oddziałów zakładu (analiza statystyczna produkcji itp.] ale mogą byc i wykorzystywane do tworzenia wykresów bie-żąco-historycznych (rys.8].
W bardziej rozbudowanych zakładach, posiadających własne systemy baz danych, bardzo przydatna będzie opcja połączenia poprzez mechanizm ODBC (ang. Open DataBase Connectivity], pozwalająca na bezpośredni dostęp do rekordów oraz etykiet i tworzenie na ich podstawie bardzo rozbu-
Elektronika Praktyczna 2/97
23
Systemy automatyki
Rys. 8.
dowanych i kompleksowych raportów. Obok wartości etykiet i alarmów (zapisywanych w formie przedstawionej wcześniej], rejestracji mogą podlegać również interwencje operatorów (np. załączanie, wyłączanie, podawanie nastaw itp.], co w połączeniu z kontrolą dostępu umożliwia sprawdzenie kto i co zrobił.
System RSView pozwala na zdefiniowane szeregu poziomów dostępności do swoich zasobów. Poprzez układ haseł i identyfikatorów istnieje możliwość ustanowienia ogólnych ekranów, wykorzystywanych przez Śwszystkich oraz specjalnych, do których wgląd mają tylko np. technolodzy czy inżynierowie procesu. Z uwagi na pracę w środowisku z wieloma oknami, wprowadzona została opcja usunięcia wszystkich elementów Windows, takich jak belki narzędziowe, suwaki itp., oraz blokowania krytycznych sekwencji klawiszy (np. Alt-Tab, Ctlr-P.], chroniąca w ten sposób RSView przed jego zamknięciem lub opuszczeniem. Jedyną furtkę do zatrzymania systemu posiadają tylko ci użytkownicy, którym nadane zostały najwyższe uprawnienia.
Ostatnie z wymienionych opcji są nierozerwalnie związane z możliwościami sterującymi pakietu RSView. Otóż zdolność wyliczania parametrów niemierzalnych (ang.
Derived Tag] pozwala nam na wykonywanie skomplikowanych wyrażeń matematycznych wiążących szereg etykiet. Najlepszym przykładem zastosowania tej opcji jest wyznaczenie ilości ziarna w zbiorniku na podstawie pomiaru odległości pomiędzy jego zwieńczeniem a górnym poziomem ziarna. W podobny sposób można tworzyć zależności określające parametry receptur czy nastaw dla regulatorów. W wielu przypadkach powyższe operacje powinny byc wykonywane w ściśle określonych momentach, np. po zapełnieniu reaktora składnikami lub zgodnie z upływającym czasem procesu. Wykrywaniem takich etapów zajmuje się opcja sygnalizacji wystąpienia zdarzeń. Z założenia nie są one krytyczne (alarmowe] i ich wystąpienie powoduje wykonanie pewnej określonej akcji (np. ustawienia nowych parametrów] w tle normalnego biegu programu.
Do definicji wszystkich wyliczanych w różnych opcjach wyrażeń jest wykorzystywany standardowy język RSView, zbliżony składniowo do języka C. Ten właśnie sposób programowania jest również stosowany do tworzenia makroinstrukcji pozwalających na realizowanie dowolnych, określonych przez użytkownika funkcji (np. uruchamianie pakietu Word, generowanie raportu według ustalonego szablonu i wysyłanie go poprzez kartę fax-modem].
Przedstawiony powyżej kompletny system synoptyczny RSView powstaje dzięki współdziałaniu dwóch narzędzi programowych:
X RSView Works, pakietu zawierającego zespół edytorski, pozwalający na skonfigurowanie wszystkich dostępnych w pakiecie opcji;
X RSView Run-Time, pakietu wykonawczego, pracującego w oparciu o przygotowaną konfigurację ale bez możliwości jej zmiany.
Obydwa pakiety są przygotowywane w kilku wersjach, różniących się między sobą rozmiarami bazy danych etykiet (od 150 do 32000].
Zachwycając się możliwościami komputera jako stacji nadrzędnej nie należy zapominać o drugiej jego funkcji, a mianowicie urządzenia programującego. W tym przypadku wymagania stawiane oprogramowaniu nie są już tak rygorystyczne, głównie z uwagi na użytkowanie tych programów przez specjalistów znających problematykę sterowników. Podstawową cechą pakietu musi byc łatwość tworzenia programu oraz późniejsza jego diagnostyka. Patrząc na główne okno pakietu RSLogix 500 (rys.9] służącego do programowania sterowników SLC-500, możemy wydzielić kilka szczególnie istotnych elementów: D Skalowalne okno edycyjne, w którym tworzony jest program. Dzięki zastosowaniu belki narzędziowej istnieje możliwość łatwego wyboru stosownej instrukcji. Bardziej zaawansowani programiści mogą skorzystać z opcji pisania programu w trybie znakowym. Podobnie jak w innych pakietach dla Windows, zaimplemento-wane zostały szerokie opcje edycyjne (przenoszenie, wklejanie itp.]. D Folderowy układ projektu, pozwalający na łatwe przechodzenie pomiędzy oknami konfiguracyjnymi, oknami reprezentującymi poszczególne pliki programu oraz oknami tablic danych. Zasadniczą zaletą takiego podziału jest możliwość jednoczesnego obserwowania np. kilku różnych typów danych, programu głównego i podprogramu czy też statusu komunikacji i organizującego ją bloku programowego.
D Okno statusowe, informujące o aktualnym trybie pracy (off-line, on-line], trybie pracy sterownika, ustawionych flagach wymuszeń oraz w zależności od konfiguracji innych danych statusowych. Całość zabudowana w jednym pakiecie, komunikującym się ze sterownikiem za pomocą RSLinx, pozwala na wygodne programowanie zarówno ,,na sucho" jak i w trakcie pracy sterownika. Rozwinięte opcje raportowania pozwalają na wydrukowanie kompletu lub tylko części informacji o programie oraz uzupełnieniu go stosownymi komentarzami i symbolami, co w połączeniu z tabelą cross-reference pozwala na szybkie odszukanie np. nie działającej instrukcji. W podobny sposób są zbudowane również pakiety do programowania terminali operatorskich, opisane w poprzednich artykułach.
Jak widać z przedstawionych przykładów, rola komputera w automatyce jest niepodważalna i obserwując światowe trendy w tej dziedzinie może się jedynie zwiększać. Pamiętać jednak należy, że zapewnienie niezawodności całego systemu sterowania opiera się w znacznej mierze na sterownikach programowalnych, dla których komputer stanowi cenne uzupełnienie. Rafał Tutaj
Autor jest pracownikiem działu Allsn-Bradlsy firmy Elmark.
24
Elektronika Praktyczna 2/97
Starter Kit dla układów HCS300 firmy Microchip
Firma Microchip opracowała
bardzo interesujący Starter Kit
dla układów HCS300 - znanych
także w naszym kraju
generatorów kodów dynamicznych,
stosowanych w systemach
alarmowych i układach zdalnego
sterowania. Przy pomocy tego
zestawu można bardzo szybko
poznać i docenić możliwości tych
niewielkich (z zewnątrz) układów.
Czytelnikom zainteresowanym
innymi układami generatorów
kodów dynamicznych polecamy
artykuł ze str. xxx.
W skład zestawu HCS300 Evaluation Kit wchodzą następujące elementy
x dwa nadajniki z układami HCS300, zasilanez batem 3V,
k moduł odbiornika i dekodera kodu dynamicznego, wykonanego w oparciu o procesor PIC,
x programator układów HCS3001 pamięci szeregowych EEPROM,
x dyskietka 3 5" z oprogramowaniem,
x miniaturowy zasilacz impulsowy,
x kabel RS232 9/9,
x dokumentacja zestawu i karty katalogowe układów HCS300,
x taśma ze złączami służąca do programowania układóww nadajnikach,
k próbki układów HCS300 - 3 szt w obudowach DIL31 3 szt w obudowie S03
Systemy zdalnego sterowania o podwyższonym bezpieczeństwie transmisji cieszą się coraz większą popularnością także w naszym kraju. Dzięki wprowadzeniu przez kilku czołowych producentów półprzewodników na rynek elektroniki specjalizowanych struktur spełniających rolę generatorów i dekoderów kodów modyfikowanych dynamicznie, ceny układów zdalnego załączania znacznie spadły, a konstruktorzy muszą włożyć znacznie mniej pracy w opracowanie odpornego na złamanie kodu systemu zdalnego sterowania. Układy generatorów kodów dynamicznych różnych producentów przedstawiamy w artykule na str. 7 3.
Zestaw HCS300 Evaluation Kit opracowany został z myślą o biurach konstrukcyjnych, niewielkich firmach produkcyjnych oraz amatorach pragnących poznać tajniki działania układów serii KeeLoq lub rozpocząć małoseryjną produkcję torów zdalnego sterowania.
W skład tego zestawu wchodzi wszystko, co jest niezbędne do rozpoczęcia pracy z układami HCS oraz samodzielnego programowania niewielkich serii tych układów.
Część edukacyjna kitu składa się z: / dwóch nadajników radiowych zasilanych bateryjnie (pilotów], wykonanych w oparciu o najbardziej popularny w chwili obecnej układ serii KeeLoq HCS300. Piloty wyposażone w złącza do programowania generatora kodu dynamicznego oraz cztery przyciski, służące do generowania poleceń dla odbiornika; / płytki odbiornika ra- . diowego z dekoderem wykonanym na mikroprocesorze PIC16C56. Jest on wyposażony w radiowy moduł odbiorczy w.cz. wykonany w technologii SMD; / miniaturowego zasilacza sieciowego. Przy pomocy tych modułów możliwe jest przetestowanie działania systemu podczas normalnej pracy. Nadajniki wyposażone są w cztery przyciski, a dekoder odbiornika sygnalizuje realizację zadanej funkcji przy po- Rys. 1.
mocy diod świecących.
W skład zestawu wchodzi także programator układów HCS300. Jest on wyposażony w podstawkę ZIF dla układów HCS300, możliwe jest także programowanie pamięci EEPROM wykorzystywanych później w systemach odbiorczych do określenia zakresu dekodowanych kluczy.
Programator współpracuje z komputerem PC i jest sterowany prostym w obsłudze oprogramowaniem (rys.l). Oprogramowanie wchodzące w skład kitu ma stosunkowo niewielkie wymagania w stosunku do komputera, niezbędne jest jednak posiadania Windows 3.1 lub Windows 95.
Zestaw zawiera ponadto doskonale opracowaną dokumentację, przybliżającą nie tylko możliwości i sposób obsługi zestawu, lecz także zasadę działania układów systemu Keeloq i ich dane katalogowe.
Zestaw HCS300 Evaluation Kit wypożyczyła redakcji firma SEI-EIbatex.
____________________Uft
Elektronika Praktyczna 2/97
25
ŚŚ*
PROGRAMY
Oprogramowanie
projektowe
firmy" Accel Technologies
Któż nie słyszał
o programach Tango
PCB, czy P-CAD? Są to
programy najbardziej
rozpowszechnione wśród
projektantów w naszym
kraju i przez to uznane
za powszechnie
obowiązujący standard.
W artykule
przedstawimy najnowszą
wersję (12.01)
kompletnego systemu
projektowego z edytorem
płytek drukowanych
będącym rozwinięciem
Windowsowej wersji
P-CADa.
Op rogra m o wa ni e
udostępniła redakcji
firma Questpoł, która
jest także fundatorem
czterech płyt CD-ROM
przeznaczonych do
rozlosowania pomiędzy
Czytelników naszego
miesięcznika. Na płytach
tych znajduje się
ewałuacyjna wersja
pakietu Acceł EDA oraz
** kiłka program ów
p om o cni czych.
Amerykańska firma Accel jest producentem doskonale znanych w naszym kraju programów do projektowania ob -w o d o w drukowanych, są to P-CAD oraz Tango PCE. Dużą popularnością wśród użytkowników profesjonal-nych i amatorów cieszą się głównie ^tarsze wersje tych programów.
Pierwotne niedoskonałości środowiska graficznego (Windows, GEM) zmuszały producentów oprogramowania do tworzenia własnych interfejsów graficznych, co powodowało, że konstruktorzy - projektanci zmuszeni byli przyzwyczajać sie. do specyficznych metod ich obsługi. Nie było to wygodne i wymagało silnego angażowania sie. projektanta w zgłębianie różnych zakamarków obsługiwanego programu. W ten sposób powstawały klany "znawców" P-CADa, Autotraxa, OrCada itp.
Sytuacja uległa radykalnej zmianie w momencie pojawienia się systemu Windows 3.1, którego niezawodność, przejrzysty interfejs i duże oferowane możliwości spowodowały niemal natychmiastowe -pojawienie wersji programów pracujących w jednolitym środowisku graficznym.
Jednym z pierwszych producentów programów EDA
fang. Electronic Design Autornation) dla Windows był Accel z kompletnym systemem projektowym, który nosi nazwę Accel EDA. Wersję demonstracyjną tego pakietu przedstawimy teraz Czytelnikom.
W skład systemu wchodzą następujące moduły funkcjonalne:
Accel Schematic
Jest to program służący do przygotowywania schematu realizowanego projektu frys.l). Możliwe jest budowanie schematów hierarchicznych do 99 arkuszy o rozmiarach 60'x60'. Rozmiary arkuszy można oczywiście dowolnie definiować, możliwe jest także korzystanie z gotowych definicji rozmiarów (Letter, Standard Ax). Każdy element wykorzystywany na schemacie może posiadać do 999 wyprowadzeń.
Edytor schematów ma możliwość generowania listy połączeń w wybranym standardzie, przy czym filtry eksportowe dobrano w taki sposób, aby zapewnić możliwość wymiany informacji zarówno z programami do projektowania płytek drukowanych, jak i z programami symulacyjnymi.
Ogromną pomocą dla prti^ jektanta są wbudowane w edytor procedury kontroli poprawności definiowania projektu ERC fang. Electric Rule Check). Pozwalają one wychwycić podstawowe błędy mogące pojawić się w projekcie, np. nie podłączone wyprowadzenia (wejścia), zwarte wyjścia, bark podłączenia do zasilania itp.
Edytor schematów jest ściśle powiązany z edytorem płytek, a także z programem obsługującym biblioteki elementów. Oznacza to, że jakakolwiek zmiana w dowolnym miejscu projektu fjako projekt należy rozumieć całość: schemat, płytkę i elementy w nich stosowane) powoduje odpowiednią zmianę w pozostałych jego fragmentach. Nie ma więc konieczności poprawiania schematu po wprowadzeniu zmian w połączeniach na płytce drukowanej fi oczywiście odwrotnie).
Accel P-CAD PCB lub Accel Tango PCB
Program Tango PCE jest ograniczoną funkcjonalnie wersją P-CADa z identycznie wyglądającym interfejsem użytkownika i opcjami w menu (rys. 2, 3).
Elektronika Praktyczna 2/97
27
PROGRAMY
Rys. 2.
Rys. 3.
Rys. 4.
Przy pomocy tego pro gra m u możliwe jest tworzenie płytek drukowanych do 99 warstw, o maksymalnych rozmiarach 60'x60'. Pomocą w tworzeniu płytki może być prosty auto-router (Quick R oute 1, który ] dość dobrze sobie radzi z nie-i.fr wielkimi projektami.
Często spotykane w bardziej za-a wans owany ch projektach obszary wypełnione miedzią można deklarować w sposób nieograniczony. Maksymalna szerokość p roj ekt ow a nej ścieżki wynosi 394 mils (ok. lcm], a minimal-J=ii ny skok rastra wynosi 0.1 mils (0.01 mm).
Wszystkie popularne formaty plików dla fotoplo-terów (Gerber 4.4/5.3 , G54, RS274X) oraz wiertarek numerycznych (NC-IA, ASCII) są przez Accel PCE
j w pełni obsługiwane. Możliwe jest także korzystanie z naświetla-l rek Post Scripto-wych, lecz wymagany jest do tego celu zewnętrzny driver.
Accel
Library
Manager
Program ten umożliwia tworzenie nowych oraz edycję dotychczas stosowanych elementów
(rys. 4). D efiniuj e się zarówno sym-bo 1 gra -ficzny ele-m e n t u , który będzie wykorzystywany przez edytor s c h e m a -tów, pod-s t a w o w e parametry elektrycz- Rys. 5. ne, jak i fizyczne rozmiary obudowy.
Accel Pro Route
Jest to opcjonalny autorou-ter, który można zakupić dodatkowo do systemu Accel EDA. Na płycie demonstracyjnej znajdują się dwie wersje tego programu Pro Route i Pro Route 2/4.
Są to wysokiej jakości au-toroutery o rozbudowanych i łatwo edytowalnych strategiach łączenia (rys. 5), gwarantujące doskonałe efekty podczas automatycznego projektowania płytek. Projektanci tworzący bardziej złożone projekty mogą pokusić się o zakup jeszcze doskonalszego programu łączącego - słynnej Specctry (także produkt Accela). Niestety na prezentowanej płycie CD-ROM tego programu nie ma.
Tak więc, w zależności od potrzeb i możliwości finansowych użytkownika, możliwe jest dowolne dobieranie narzędzi pomocniczych do systemu bazowego.
Wraz z rozbudową możliwości systemu projektowego rosną wymagania w stosunku do komputera na którym oprogramowanie jest zainstalowane. Zalecane minimum to PC486DX4-100 z 16ME RAM, napęd CD-R0Mx4, VGA i ok. 45ME wolnego miejsca na dysku twardym. Komfort podczas pracy udało się uzyskać dopiero po zainstalowaniu oprogramowania na komputerze z procesorem Pentium
100 i zwiększeniu rozmiaru pamięci do 32ME.
Na płycie, oprócz systemu Accel EDA, znajduje się doskonale opracowana dokumentacja oprogramowania (w postaci plików *.pdf). Uzupełnieniem dokumentacji jest krótki film odtwarzany przy pomocy programu Power Point, który prezentuje podstawowe zalety i możliwości systemu Accel EDA.
Interesującym dodatkiem jest program - przewodnik po możliwościach Specctry. Wadą tego programu jest konieczność ręcznego ustawienia w driverze karty graficznej trybu 256 kolorów. Jest to nieco kłopotliwe, lecz po zadeklarowaniu pracy w innym trybie graficznym program Demolt! odgrywający film reklamowy, zawiesza pracę komputera.
Przydatnym dodatkiem jest także program CAM350, który służy do obróbki plików Gerber, DXF oraz plików źródłowych PCE wielu programów CAD (ta opcja jest zablokowana w wersji share-ware). Przy pomocy programu CAM350 możliwe jest m.in. dostosowanie apertur wykorzystywanych w projekcie do posiadanego fotoplotera. Nie są to oczywiście wszystkie możliwości tego programu, ale skupimy się na nieco bardziej szczegółowym ich omówieniu prsy innej okazji. Piotr Zbysiński, AVT
23
Elektronika Praktyczna 2/97
PROGRAMY
Design Lab firmy MicroSim
Firma Microsim jest
producentem doskonale
znanego elektronikom
programu PSpice, który
jest światowym
standardem
oprogramowania do
analizy układów
analogowych i cyfrowych.
Intensywne prace
rozwojowe prowadzone
w firmie Microsim
zaowocowały
wprowadzeniem na rynek
kompletanego pakietu
projektowego CAD dla
elektroniki nazwanego
Design Łab, którego
ważnym elementem
składowym jest program
PSpice.
Program udostępniła redakcji firma RK-System.
Minimalne wymagania pakietu Design Lab 7.1
/ dowolny procesor 486, / koprocesor rna!erna!yczny(tyl-ko w przypadku procesorów 486SX),
/ napęd CD-ROM, / 8MB RAM, / ok 50MB wolnego mieisca na
dysku twardym, / mysz
Program można instalować pod Windows 3.1, Windows 95 oraz Windows NT.
M -r
At\I !_
Rys. 1.
W artykule przedstawiamy najnowszą wersję (7.1) pakietu ewaluacyjnego Design Lab, który jest dostępny w ofercie handlowej AVT. Oprogramowanie zamieszczone na płycie jest identyczne z wersją komercyjną pod wz g 1 ę d e m wy g 1 ą d u i sposobu obsługi, ma natomiast wprowadzone ograniczenia co do wielkości realizowanych projektów i ilości elementów dostępnych w bibliotekach.
Cztery płyty CD-ROM zawierające prezentowane oprogramowanie rozlosujemy wśród Czytelników, którzy opowiedzą na pytania znajdujące się na kuponie znajdującym się w dolnej części strony i przyślą go na adres redakcji EP.
Podstawowym elementem
Rys. 3.
Rys. 2.
pakietu Design Lab jest program "Schematics", który
* umośliwia narysowanie schematu elektrycznego analizowanego lub projektowanego u kładu (rySil). Edytor ten jest wykorzystywany do tworzenia listy połączeń dla autoroutera i edytora obwodów drukowanych oraz do tworzenia listy połączeń dla symulatora PSpice.
Oprócz wymienionych możliwości Schematics generuje pliki dla programów PLSyn oraz XACT Step ffirmy Xilinx), które spełniają rolę interfejsów pakietu w świat układów programowalnych fCPLD oraz FPGA).
Ograniczenia dotyczące wersji ewaluacyjnej programu Schematics polegają na ograniczeniu maksymalnego rozmiaru arkusza schematu do jednej strony A4, na którym mośna umieścić maksymalnie 5 0 elementów. Ilość bibliotek z których mośna korzystać nie mośe przekraczać 9, użytkownik mośe takśe stworzyć do 20 własnych opisów elementów.
Drugim najczęściej wykorzystywanym przez elektroni-
I lii -U
riffrr
1
Rys. 4.
Elektronika Praktyczna 2/97
29
PROGRAMY
Rys. 5.
ków 9l9rn9nt9rn paki9tu jest program PCEoards. Poni9waż program ten jest int9gralną częścią paki9tu, wymiana informacji pomiędzy nim a pro-gram9m Sch9matics jest ni9-zawodna i co jest bardzo istotne - dwuki9runkowa. Oznacza to, że zmiany wpro-wadson9 w sch9maci9 elektrycznym mogą być automa-tycsni9 (za zgodą proJ9ktan-ta) prs9ni9sion9 na płytkę drukowaną i odwrotni9. Dzię-ki t9mu poddawani9 proJ9ktu naw9t dość gruntownym zmianom ni9 powoduJ9 powstawania wi9lu W9rsji pro-J9ktu (ciężko czasami ustalić, która z nich jest prawdziwa) i wiążących się z tym kłopotów.
W9rsja programu PCEoards znajdująca się na płyci9 ma następując9 ogranicz9nia: X na planszy można rozrni9Ś-
cić max. 30 9l9m9ntów, X pomiędzy 9l9m9ntami mo-Ż9 być max. 50 połącz9n, X płytka moŻ9 składać się z cst9T9ch warstw, z których dwi9 są łącson9 automaty csni9.
Na rys.2 prz9dstawiono widok 9kranu po wgraniu listy połącs9n prsygotowan9J prz9z program Sch9matics, a na rys.3 płytkę po wstępnym łącs9niu prz9z autorout9r Sp9cctra fw9rsja 6.0.10 z lipca 1996), który włączono
w standardowy Z9staw De-sign Lab. Dzięki zint9growa-niu programu PCEoards Z9 Sp9cctrą zarówno konfigurację autorout9ra, jak i 9dycję makropol9C9ń i plików wsadowych dla autorout9ra można prz9prowadzić z poziomu PCEoards, b9z koni9czności oddsi9ln9go uruchamiania tego programu.
Możliwości tej W9rsji Sp9c-ctry są oczywiści 9 mocno ogranicson9, J9dnak wystarczająco duŻ9, aby się prz9-konać jak duży komfort pracy daJ9 ten program.
J9dnym z 9tapów pośr9d-nich pomiędzy sch9mat9m
9l9ktrycsnym i płytka drukowaną moŻ9 być komput9rowa symulacja działania proJ9kto-wan9go układu. Warunki9m ni9sbędnym prz9prowadz9nia takiej symulacji jest okr9Śl9-ni9 jakimi sygnałami będzi9-my układ pobudzali. W przypadku typowych układów analogowych najczęści9J stosowane są sygnały sinusoi-daln9 lub impulsow9, zdarza-ją się takŻ9 sytuacJ9, ki9dy to sygnał pobudzający ma sup9łni9 nie-standardowy kształt. Do d9finiowania prs9bi 9gów p ob udza j ą -cych służy program Sti-mulus Edi-tor. Rys. 7.
Na rys.5
prs9dstawiony sostał przykład definicji prost9go prz9-bi9gu dwuposiomow9go, który sostał przygotowany prsy pomocy Stimulus Editora.
Za symulację proJ9ktowa-nych układów odpowiada program PSpic9. Jest on mało 9f9ktowny wisualni9, a wynika to s faktu silnej specjalizacji programów wchodzących w skład paki9tu.
Wyniki symulacji (zarówno analogow9J, jak i cyfrow9J) można ob9Jrz9Ć dzięki programowi Prob9, który jest
zaawansowaną "prz9glądar-ką" prz9bi9gów g9n9rowa-nych prz9z programy PSpic9 i PLogic.
Ostatnim 9l9m9nt9m paki9-tu jest program Parts, który sp9łnia rolę 9dytora bibliotek mod9li wykorzystywanych podczas symulacji. W9rsja 9waluacyjna umożliwia 9dy-cję mod9li diod. Pozostał9 9l9m9nty (jest ich ponad 300) ni9 są 9dytowaln9.
Na rys.6 prz9dstawiono wi-
Fw Uq Pfa 1JW rahw fr*� flUig* Ud
dok okna działając9go programu Parts.
Oprócz opisan9go oprogramowania na płyci9 CD-ROM znajduJ9 się prz9glądarka do-kum9ntów Adob9 Acrobat (2.1) oraz ponad 55ME plików * .pdf zawi9rających szcz9gółową dokum9ntację paki9tu. Po zainstalowaniu się programu w okni9 grupy każdy plik zawi9rający doku-m9ntację widoczny jest w postaci osobn9J ikony, pod którą ukryta jest prz9glądarka Acrobat (rys.7). Piotr Zbysiński
Uwaga! Na str. 92 znajdują się recenzje książek poświęconych m.in. programowi PSpice. Osobom pragnącym bliżej poznać możliwości i sposób posługiwania się pakietem Design Lab polecamy szczególnie;
? " Symulacja układów elektronicznych ", Krzysztofa Baranowskiego i Artura Welo, wyd. Mikom 1996;
? " SP1CE program analizy nieliniowej układów elektronicznych" Jana Porębs-kiego i Przemysława Koro-hoda, wyd. WNT.
Rys. 6.
30
Elektronika Praktyczna 2/97
POMIARY
Analiza widmowa sygnałów mowy przy pomocy komputera PC
Wzrost wydajności komputerów
PC umożliwił stosowanie ich
w aplikacjach zarezerwowanych
dotychczas dla systemów
specjalizowanych. Jednym z takich
obszarów jest widmowa analiza
sygnałów.
W artykule przedstawiamy
interesujące rozwiązanie tego
problemu przy pomocy typowego
komputera PC, karty przetwornika
A/C i specjalnie przygotowanego
oprogram owan ia.
Mianem sygnału najczęściej określamy zamienioną na sygnał elektryczny informację towarzyszącą określonemu zjawisku. Może to być np. przebieg ciśnienia, drgań, prędkości, dane z zakresu ekonomii lub biologii, a także, oczywiście, przebiegi elektryczne. Sygnały na ogół mają charakter ciągły i najczęściej są funkcjami czasu. Sygnały występują w roli nośników informacji w wielu różnych dziedzinach - np. technice, biologii, ekonomii, fizyce, astronomii i medycynie. Istnieje wiele możliwości klasyfikowania sygnałów - ze względu na rodzaj energii, rodzaj informacji, losowy bądź deterministyczny charakter. Zainteresowanych szerszym potraktowaniem problematyki klasyfikacji sygnałów odsyłamy do literatury [1]. Informacja niesiona przez sygnał mośe być przedstawiona w dwojaki sposób - w dziedzinie
A Ś* *\ .A
A A A A
Rys.l.
czasu i w dziedzinie częstotliwości. Pierwsza z w/w możliwości to po prostu przebieg sygnału w funkcji czasu, w przypadku złożonego kształtu bardzo trudny w interpretacji. Druga z tych możliwości to prezentacja rozkładu częstotliwościowego (widmowego, widmowej gęstości mocy). Rozkłady częstotliwościowe sygnałów wyznaczano początkowo m.in. przy pomocy zestawów filtrów lub analizatorów tzw. hete rody nowych, później natomiast zaczęto stosować metody komputerowe. Czynnikiem hamującym rozwój przetwarzania sygnałów, w tym takśe analizy widmowej, była niedostateczna efektywność algorytmów obliczeniowych, i dopiero opracowanie w roku 1965 algorytmu szybkiej trans-
formaty Fouriera (FFT) umożliwiło dynamiczny rozwój analizy widmowej i jej zastosowań [2]. Obecnie podstawowym sposobem określania rozkładu częstotliwościowego jest metoda bezpośredniej transformacji Fouriera, wykorzystująca algorytm FFT, realizowana przez specjalizowane układy, procesory sygnałowe (DSP) lub komputery ogólnego przeznaczenia. Pojawienie się w latach 8O-tych procesorów DSP stanowiło kolejny czynnik stymulujący rozwój zastosowań analizy widma. Procesory te miały nad wczesnymi komputerami klasy PC przewagę w postaci wyższej częstotliwości zegara oraz specjalizowanego do zastosowań w przetwarzaniu sygnałów zestawu instrukcji, które np. umożliwiały wykonanie mnożenia i dodawania w jednym cyklu (mnożenie i dodawanie to podstawowe operacje w przetwarzaniu sygnałów), czy adresowanie kołowe dla potrzeb FFT. Od wielu lat produkowane są karty rozszerzeniowe do komputerów PC, zawierające procesory sygnałowe z niezbędnymi dodatkowymi układami. Okazuje się jednak, że ostatnio producenci kart DSP do komputerów PC przestają rozwijać te produkty. Dlaczego -przyczyną jest lawinowo wzrastająca szybkość procesorów używanych w komputerach PC - 8 lat temu PC AT o częstotliwości zegara 8MHz stanowiło szczyt możliwości -dzisiaj procesory Pentium -z wbudowanym dobrym procesorem zmiennoprzecinko-wym - osiągają 200MHz. Jeśli więc myślimy o sprzęcie stacjonarnym, przemawiający dotąd za DSP argument w postaci wyższej częstotliwości zegara znika. Miejsce DSP zaczyna zajmować komputer PC, który w pewnym zakresie wartości częstotliwości próbkowania i przy umiarkowanych wymaganiach, jeśli chodzi o sposób prezentacji rezultatów analizy w czasie rzeczywistym , daje zupełnie zadawalające wyniki.
W wielu praktycznych sytuacjach utrudnienie stanowi fakt, że własności źródła sygnałów zmieniają się w czasie, a więc własności powstających sygnałów także ulegają zmianom w funkcji czasu, w niektórych przypadkach włosowy sposób. Narzuca to konieczność przedstawienia sygnału na płaszczyźnie, w funkcji dwóch zmiennych - czasu
Elektronika Praktyczna 2/97
31
POMIARY
i częstotliwości tak, aby ewolucja struktury widmowej w czasie była dobrze widoczna. Na potrzeby takich właśnie prezentacji powstało wiele metod np. spek-
Rys.2.
trogram, prezentacja Wigner-Ville, transformacja falowa. Najszerzej stosowany jest najwcześniej powstały spektrogram, będący wynikiem zastosowania transformacji Fouriera i podniesienia do kwadratu jej produktów w odniesieniu do krótkich, następujących po sobie sekwencyjnie odcinków sygnału. Pojęcie "krótki" nie jest dobrze określone i oznacza, że odcinki sygnału powinny być na tyle krótkie, by wspomniana ewolucja struktury widmowej była widoczna w kolejnych rozkładach widmowej gęstości mocy, a jednocześnie nie powinno to powodować konsekwencji w postaci zniekształceń widma, znanych pod nazwą rozmycia lub przecieku. Spektrogram może być prezentowany w różny sposób - pseudotrój-wymiarowo lub na płaszczyźnie z wykorzystaniem skali szarości lub barw.
Analizator widma działający według algorytmu FFT zaimplementowany został na komputerze PC Pentium lOOMHz. W komputerze zainstalowano 16-kanało-wą kartę we/wy analogowych o rozdzielczości 12 bitów, działającą z częstotliwościami próbkowania do lOOkHz fw pojedynczym kanale), oraz kartę graficzną Pa-radise Bali lME. Analizator umożliwia m.in. dobór parametrów akwizycji i analizy, jak częstotliwość próbkowania, długość ciągu poddawanego transformacie FFT, długość transformaty (istnieje możliwość uzupełnienia ciągu próbek pewną liczbą zer). Uzyskiwane szybkości pracy jednokanałowej (częstotliwości próbkowania) z jednoczesną prezentacją sięgają przy stosunkowo krótkich oknach danych (rzędu lOms) około 30kHz. Wydłużenie okna danych umożliwi pracę z wyższymi częstotliwościami próbkowania. Należy zwrócić uwagę, że analizator prezentuje wyniki w czasie rzeczywistym w trybie wysokiej rozdzielczości (1024*768 pikseli), co stanowi także znaczne obciążenie obliczeniowe. Rezygnacja ze współbieżnej
z obliczaniem widma prezentacji daje około 60% wzrost szybkości działania analizatora. Oczywiście ograniczenie rozdzielczości do standardu VGA zapewniłoby znaczne przyspieszenie wyprowadzania wyników analizy widmowej na ekran, a więc umożliwiłoby stosowanie jeszcze wyższych częstotliwości próbkowania.
Rys.l przedstawia spektrogram próbkowanego z częstotliwością lOkHz sygnału sinusoidalnego o częstotliwości nieco powyżej 700Hz, z modulacją częstotliwości sygnałem o czę sto tl i woś ci 2Hz. Długość okna danych wynosiła tu 123 próbek, Na ekranie wyraźnie widoczne są składowa
podstawowa, 3, 5 i 7 harmoniczna. Zauważalne są skutki tzw. nakładania się widm (aliasing), czyli efekty niespełnienia twierdzenia o próbkowaniu dla harmonicznych sygnału począwszy od 7-tej wzwyż.
Rys.2 i rys. 3 przedstawiają natomiast wyniki analizy widmowej sygnału mowy. Konkretnie są to wyrazy "mama" i "sieć". Sygnał poddano próbkowaniu z częstotliwością 16kHz, natomiast długość okna danych wynosi 128 próbek - czyli rozdzielczość czasowa analizy wynosi 8ms. Wyraźnie widoczne są w przypadku głosek Rys.3. dźwięcznych "a"
oraz "e" częstotliwości rezonansowe toru głosowego, tzw. formanty. Formantów jest najczęściej 4 lub 5, a ich częstotliwości zależne są od budowy anatomicznej toru głosowego. W przypadku głosek bezdźwięcznych "ś" i "ć" występują szerokie widma o charakterze szumowym. Pierwsza głoska "m" wyrazu "mama" trwa znacznie dłużej niż druga, choć zapewne wymawiając ten wyraz nikt nie zdaje sobie z tego sprawy. Pionowe "smużki" wyraźnie widoczne w niektórych miejscach sonogramu wyrazu "mama" czy głoski "e" w wyrazie "sieć" są wynikiem obecności tzw. tonu krtaniowego, czyli drgań wię-zadeł (strun) głosowych, który stanowi pobudzenie toru głosowego. Częstotliwość tonu krtaniowego jest dosyć niska - waha się od kilkudziesięciu do kilkuset Hz,
a można ją określić na podstawie takich widm przy pomocy pewnych specjalnych metod przetwarzania sygnałów. Wyznaczenie własności częstotliwościowych sygnału mowy - formantów, tonu krtaniowego, ewolucji formantów w czasie - stanowi pierwszy krok w przetwarzaniu tego sygnału, jego transmisji czy rozpoznawaniu. Przetwarzanie sygnału mowy jest dziedziną od dłuższego czasu intensywnie rozwijającą się i obejmuje bardzo szeroki zakres problematyki - od anatomii przez przetwarzanie sygnałów po lingwistykę oraz systemy eksperckie. Zainteresowanych tą tematyką odsyłamy do literatury [3, 4].
Wracając zaś do samego analizatora -stanowi on narzędzie pozwalające na analizę widmową sygnałów akustycznych i ponadakustycznych - i to nie tylko pochodzących z generatorów czy będących wypowiedziami własnymi lub członków rodziny, ale także sygnałów występujących przy testowaniu sprzętu audio (np. ewolucja odpowiedzi głośnika na pobudzenie) i wielu, wielu innych - wszystko zależy od wyobraźni użytkownika! Oprogramowanie, przy użyciu którego uzyskano zaprezentowane wyniki, możne zostać za-implementowane także na komputerze wyposażonym w procesor Am586 lub DX4
lOOMHz, i będzie działać w czasie rzeczywistym z niższymi częstotliwościami próbkowania. Możliwości wykorzystania oprogramowania będą oczywiście rosły ze wzrostem wydajności komputerów PC i kart graficznych. Krzysztof Kałużyński Krzysztof Mikołajczyk
Bibliografia
1. Ozimek E. Podstawy teoretyczne analizy widmowej sygnałów, PWN, 1985
2. OppenheimA.V., Schąfer KW. Cyfrowe
przetwarzanie sygnałów, WKiŁ 1979
3. TadeusiewiczR Sygnał mowy, WKiŁ, 1988
4. Jassem W. Podstawy fonetyki akustycznej, PWN, 1973
32
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY
Wzmacniacz multimedialn
do PC,
kit AVT-325
W dobie multijnediów
nikogo nie dziwi obecność
w komputerach kań
dźwiękowych i wideo, czy
też odtwarzaczy CD-ROM.
Często jednak jakość dźwięku
oraz moc wyjściowa tych
urządzeń jest
niewystarczająca, dlatego też
niezbędne staje się
dołączenie zewnętrznego
zestawu stereo, co komplikuje
obsługę oraz zwiększa
plątaninę kabli pod biurkiem.
Przedstawione w ańykule
urządzenie kompleksowo
rozwiązuje ten problem,
a specjalnie opracowana
konstrukcja oraz gabaryty
umożliwiają zamontowanie
tego wzmacniacza
w obudowie każdego PC-ta.
Dane techniczne i właściwości wzmacniacza
x wzmacniacz stereofoniczny w klasie AB
x rnoc wyiściowa 2x 20W (RL=8n),
x moc muzyczna 2 x25W (Vs=28V, d=10%, R,=4n),
x zniekształcenia 0.1% (f=1 OOHz 10kHz, Po=0,1 14W),
x pasmo przenoszenia 20Hz 20kHz(-1dB),
x separac|a kanałów 10OdB (1 kHz),
x zakres regulacji
wzmocnienia -68dB OdB
balansu -38dB OdB
Tony wysokie i niskie ą15dB
x wejścia 3 stereo+1 mono (RIN=47kn),
x opcjonalne wyjście słuchawkowe (zamiast wejścia mono),
x zasilanie +5V,+12V(sTab ) -część cylrowai przedwzmacmacz, 220VAC/50W - końcówka mocy,
x wymiary 145x40x195 (szer x wys x głęb ),
x brak potencjometrów regulacyjnych (cylrowe sterowanie),
x cylrowywybórwejściasygnału,
x wskaźnik poziomu aktualnie regulowanego parametru,
x funkcja pamiętania aktualnych nastaw (po wyłączeniu zasilania),
x funkcja "rnute" -wyciszania,
x funkcja płynnego narastania wzmocnienia (po włączeniu zasilania),
x zabezpieczenia nadprądowe, Termiczne, zwarciowe,
x brak konieczności wykonywania połączeń poza obudową komputera,
x opcjonalne sterowanie wszystkimi funkcjami z poziomu komputera poprzez złącze szeregowe COMz możliwością odczytu aktu-alnych nastaw (w dB)___________________________________
PROJEKT Z OKŁADKI
"Czy w obudowie o wymiarach typowej stacji dysków 5,25" można zmieścić kompletny przed-wzmacniacz klasy Hi-Fi, końcówkę mocy oraz zasilacz z niezbędnym w takich konstrukcjach transformatorem?". Oto pytanie, na które jeszcze do niedawna autor musiał odpowiedzieć sobie przecząco.
Dzisiaj, dzięki minia tury zacji elementów elektronicznych, zrealizowanie urządzenia mającego wszystkie cechy funk-cj onalne wy s oki ej j a-kości wzmacniacza audio, bez konieczności stosowania trudno dostępnych podzespołów, okazało się realne. Brak kłopotliwych w montażu i zawodnych elementów regulacyjnych, przysparzających amatorom elektroniki bólu głowy podczas uruchamiania, to jedna z cech które w znaczący sposób wpływają na jakość dźwięku przedstawionego rozwiązania.
W pełni cyfrowe sterowanie oraz moc wyjściowa 2x20W, przy jakości Hi-Fi, to niezaprzeczalne atuty, dzięki którym każdy miłośnik "mocnego uderzę-
nia" i komputera w prosty sposób może połączyć przyjemność słuchania muzyki z pracą na swoim komputerze.
Podczas opracowywania konstrukcji mechanicznej, szczególny nacisk położono na dostosowanie urządzenia do łatwego zamontowania w miejscu przeznaczonym na typową, rzadko już dzisiaj używaną, "dużą" stację dyskietek.
Dzięki odpowiednio dobranym wy m iar om, instal a ej a w zm acni a -cza sprowadza się do zamocowania go do chassis typowego PC-ta za pomocą 4 śrub.
Pozostała po takiej operacji zaślepka, po wykonaniu kilkunastu otworów, doskonale spełnia rolę płyty czołowej, dzięki czemu wzmacniacz nie odstaje wzorniczo od harmonijnej linii obudowy komputera.
Urządzenie w czasie uruchomienia nie wymaga żadnych regulacji, toteż poprawne jego zmontowanie, nawet przez mniej doświadczonych elektroników, gwarantuje poprawne działanie od pierwszych chwil "życia". Warto przed tym zapoznać się ze sposobem montażu i bezcennymi wręcz wskazówkami autora, bez których "dopasowanie" naszego urządzenia do obudowy PC-ta może okazać się bardzo trudne.
34
Elektronika Praktyczna 2/97
Wzmacniacz multimedialny do PC
MONO/ SŁUCHAWKI
W E J Ś
c I
A
LINE1 LINE2 BLAST
(karta muzyczna)
d o
P C
zasilanie +5V, +12V
procesor AUDIO
ZAS I2C
+10V
+5V
interfejs RS232
TXD
RXD
końcówka mocy
STBY +28V
głośniki
r

vcc
3 g
CO CO
mikroprocesor sterujący
pamięć
konfiguracji
EEPROM
klawiatura
i wskaźniki LED
zasilacz +28V
trafo 50W
z użytkownikiem wykorzystano 11 klawiszy monostabilnych oraz szereg diod świecących, których zadaniem jest informowanie użytkownika o aktualnych nastawach. Elementy te wchodzą w skład bloku klawiatury i wyświetlania.
W przypadku wyłączenia komputera, a więc i całego wzmacniacza, układ zapamiętuje wszystkie nastawy regulatorów i rodzaj wybranego wejścia sygnału w bloku pamięci konfiguracji.
Całe urządzenie zasilane jest z trzech napięć: dwa pobierane są
220VAC
Rys. 1. Schemat blokowy wzmacniacza.
Opis układu
Zanim przeanalizujemy działanie układu wzmacniacza, przyjrzyjmy się schematowi blokowemu, który jest przedstawiony na rys.l. Cały układ można podzielić na dwa bloki funkcjonalne: tor analogowy (audio) oraz tor cyfrowy (sterowanie).
Część analogowa składa się z kompletnego przedwzmacniacza w postaci jednego układu scalonego. Do jego wejść dołączone są gniazda źródeł sygnału, oznaczone jako: LINEl, LINE2 (uniwersalne), BLAST (gniazdo przeznaczone do dołączenia karty dźwiękowej) oraz MONO (gniazdo wejściowe sygnału mono). To ostatnie w razie potrzeby można przystosować do dołączenia słuchawek, co jednocześnie odłącza kolumny głośnikowe. Gniazda LINEl i 2 oraz słuchawkowe są umieszczone na płycie czołowej wzmacniacza. Ułatwia to dołączanie źródeł zewnętrznych. Gniazdo karty dźwiękowej w postaci standardowego złącza 4-pi-nowego umieszczone jest wewnątrz na płytce drukowanej tak, aby uprościć połączenie jej ze wzmacniaczem.
Sygnał z bloku przedwzmacniacza dociera do końcówki mo-
cy, do której dołączone są głośniki. Dzięki sygnałowi STBY (ang. "Stand-By") jest możliwe "wyłączenie" końcówki mocy, co w znaczący sposób obniża pobór prądu przez cały układ w stanie czuwania lub podczas użycia funkcji "mute".
Drugi tor - sterowania - składa się zasadniczo z czterech części. Główną funkcję pełni mikroprocesor, który steruje całym urządzeniem, nastawami, wyborem wejść, itd. W bloku "pamięci nastaw" są zapamiętywane wszystkie parametry konfiguracyjne urządzenia. Do komunikacji z użytkownikiem służy blok klawiatury i sygnalizacji stanu pracy. Ostatni blok, interfejs TTL/RS232c, jest opcjonalny, a jego zastosowanie umożliwia programowe sterowanie wszystkimi funkcjami wzmacniacza, począwszy od ustawienia głośności, balansu, tonów wysokich i niskich, ustalenia źródła sygnału, po funkcje dodatkowe, takie jak wyciszenie, czy wyłączenie wzmacniacza. Dodatkowo dostępna jest opcja odczytu nastaw (w dB) wspomnianych regulatorów, wybranego wejścia itp.
Wszystkie te funkcje opisane zostaną w dalszej części artykułu.
Do sterowania i komunikacji
bezpośrednio z typowego złącza zasilania w komputerze PC, a trzecie napięcie do zasilania końcówki mocy jest uzyskiwane wbudowanego w układ zasilacza dostarczającego prąd o wystarczającym natężeniu do prawidłowego wysterowania wzmacniacza mocy. Na rys.2 jest przedstawiony schemat elektryczny bloku wzmacniacza i sterowania. Elementem głównym toru wzmacniacza jest scalony procesor audio w postaci układu U6. Kostka ta, wraz z kilkoma elementami zewnętrznymi stanowi kompletny tor przedwzmacniacza klasy Hi-Fi. Zawarte we wnętrzu regulatory elektroniczne eliminują zastosowanie typowych potencjometrów, co wyklucza typowe w takich rozwiązaniach trzaski oraz korzystnie wpływa na jakość odtwarzanego dźwięku.
Bardziej ciekawskim czytelnikom polecamy rys.3, na którym pokazany jest schemat wewnętrzny zastosowanego układu TDA7302.
Ponieważ układ ten był szczegółowo opisany w zeszycie USKA 4/95 z serii AV, przypomnimy jedynie najważniejsze jego cechy i parametry.
Procesor zawiera w swojej strukturze dwa identyczne tory: jeden dla kanału lewego, drugi dla prawego. Pierwszym elementem jest selektor źródła sygnału.
Elektronika Praktyczna 2/97
35
Wzmacniacz multimedialny do PC
fc
8 I


lisl
Rys. 2. Schemat ideowy bloku wzmacniacza i sterowania.
36
Elektronika Praktyczna 2/97
Wzmacniacz multimedialny do PC
Do układu można dołączyć trzy stereofoniczne źródła sygnału oraz jedno monofoniczne. Dzięki wyprowadzeniu na końcówkach 16 i 7 wyjść tych przełączników jest możliwe włączenie w tor przed-wzmacniacza dodatkowego korektora audio. W przeciwnym przypadku końcówki te łączy się odpowiednio z 15 i 6 poprzez kondensatory separujące. I tak też jest w naszym układzie. Za selektorami znajduje się blok regulacji wzmocnienia sygnału (YOLUME), potem blok regulacji tonów wysokich (TREBLE) i niskich (BASS). Na wyjściu procesora znajdują się cztery (po 2 na każdy kanał) tłumiki sygnału, dzięki którym jest możliwe uzyskanie regulacji balansu. Jak widać, procesor pracuje w typowym dla techniki samochodowej układzie z dwiema parami głośników: dwa na przodzie, dwa z tyłu. Możliwa jest więc także regulacja balansu między tylnymi i przednimi zestawami głośnikowymi. W naszym rozwiązaniu kanały "tylne" nie są podłączone, toteż układ pracuje w typowej konfiguracji stereo.
Wszystkie regulatory są nastawiane cyfrowo, poprzez popularny w sprzęcie Audio-Vi-deo interfejs PC. Dzięki temu połączenie między układem przed-wzmacniacza a mikroprocesorem sterującym ogranicza się do dwóch linii. Dla maksymalnego zmniejszenia zakłóceń przez część cyf-lową części analogowej procesora audio, zastosowano w kostce dwa wyprowadzenia masy: "Analog GND" i "Digital GND".
Do wejść analogowych układu U6 dołączone są gniazda GN1..GN4. Za ich pośrednictwem sygnał ze źródła dociera do układu przedwzmacniacza, gdzie po regulacji zostaje podany na wyjścia - końcówki 23 i 24 układu procesora audio. Stąd poprzez kondensatory C7 i C8, separujące składową stałą, sygnał wysterowu-je końcówkę mocy oparta o scalony podwójny wzmacniacz klasy Hi-Fi, pracujący w klasie AB (U7).
Ten, jakże funkcjonalny, układ znanego producenta (firmę SG S-Thomson), znajduje głównie zastosowanie w wysokiej jakości odbiornikach TV. Nic jednak nie stoi na przeszkodzie, aby stoso-
wać go w innych amatorskich i profesjonalnych konstrukcjach.
Głównymi zaletami układu TDA7262 są: szeroki zakres napięć zasilania, małe zniekształcenia oraz szereg zabezpieczeń. Dodatkową zaletą jest obecność trybu "stand-by", dzięki któremu możliwe jest maksymalne obniżenie pobieranego prądu przez układ w momencie kiedy akurat nie korzystamy ze wzmacniacza. Podczas pracy z komputerem przy dołączonym zasilaniu sieciowym ma to szczególne znaczenie.
Elementy Cl, C3, R2, R3, R5, R6 stanowią obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego wzmacniacza, natomiast C2, R4 oraz C4
i Rl zapobiegają wzbudzeniu się końc ówki mocy.
Jak wcześniej wspomniano, gniazdo wejściowe mono (GN4) może być wykorzystane jako wyjście słuchawkowe. Jest to możliwe przez dołączenie wyjść wzmacniacza mocy do tego gniazda poprzez przekaźnik PKl. Wtedy jednak użytkownik pozbawiony zostaje wejścia MONO, co przy obecności trzech wejść stereo, w większości przypadków, nie ma znaczenia. I na tym w zasadzie opiera się cały tor audio naszego wzmacniacza.
Głównym elementem części cyfrowej konstrukcji jest mikroprocesor Ul (89C2051). Układ ten jest uproszczoną wersją procesora jednoukładowego 80C51. Kostka zawiera w swojej strukturze 2kB reprogramowanej elektrycznie pamięci programu EEPROM typu "Flash". W niej zapisany jest program, dzięki któremu jest możliwe sterowanie całym układem wzmacniacza. Elementy Xl, C22, C23 stanowią obwód zewnętrznego os-
cylatora kwarcowego procesora Ul. Kondensator C24 wraz z rezystorem Rl3 zapewniają prawidłowy "start" mikroprocesora po włączeniu zasilania. Dioda D36 zapobiega "zawieszeniu" się układu Ul w przypadku chwilowego zaniku napięcia zasilającego.
Zastosowany mikroprocesor nie zawiera nieulotnej pamięci danych, w której można by przechować wszystkie nastawy regulatorów po wyłączeniu zasilania. Dlatego obok procesora użyto taniej i łatwo dostępnej pamięci szeregowej EEPROM o pojemności 128 bajtów (U3). Dodatkową zaletą takiego rozwiązania jest sterowanie zapisem i odczytem danych z tej pamięci poprzez magistralę PC, do której dołączony jest także procesor audio -U6. Minimalizuje to liczbę niezbędnych połączeń w układzie i jednocześnie upraszcza program sterujący zaszyty w mikroprocesorze Ul. Do poprawnej pracy magistrali jest niezbędne podciągnięcie jej wyprowadzeń do plusa zasilania poprzez rezystory o wartości 3kLi (w naszym przypadku są to R14 iRl5).
Cechą charakterystyczną wszystkich układów sterowanych za pośrednictwem standardu PC jest odmienny adres każdego "chipu". I tak np. w naszym układzie, kiedy mikroprocesor sterujący Ul chce ustawić wartość głośności (wzmocnienia) sygnału na poziomie np. -lOdB, to wysyła na linię SDA adres układu U6 (równy 88hex), po czym po odebraniu sygnału potwierdzenia wysyła daną w postaci bajtu o wartości odpowiadającej wymaganemu poziomowi wzmocnienia, w naszym przypadku jest to 10hex.
Podobnie przedstawia się sytuacja podczas odczytu lub zapisu nastaw w pamięci konfiguracji U3. Najpierw wysyłany jest adres układu pamięci, potem adres komórki z/do której nastąpi odczyt/ zapis, następnie wysyłana jest dana. Program obsługi wzmacniacza korzysta tylko z 30 bajtów pamięci, dlatego w naszym rozwiązaniu można zastosować inne typy pamięci dostępne na rynku, a mianowicie: 24C01, 24C02,
Elektronika Praktyczna 2/97
37
Wzmacniacz multimedialny do PC
FRONT
(L)
INPUTS
MONO
(R) INPUTS
+Vs
FRONT
1
DIG.GND
Rys. 3. Schemat wewnętrzny układu TDA7302.
24C04, 24C08 i 24C16. Ponieważ każda kolejna z nich posiada większy obszar adresowy, gwarantuje to kompatybilność w dół oraz poprawną pracę całego urządzenia.
Tranzystor Tl wraz z elementami R12, R7 i Cli załącza tryb uśpienia końcówki mocy. Włączenie następuje po podaniu przez mikroprocesor Ul wysokiego stanu logicznego na końcówkę 17 tego układu, oznaczona jako STBY.
Pin 12 procesora Ul steruje opcjonalnym przekaźnikiem PKl, który przełącza sygnał z końcówki mocy wzmacniacza na złącza głośnikowe JPl i JP2 lub na gniazdo słuchawkowe GN4.
Nie wykorzystane sygnały procesora Ul - końcówki 13,14 i 15
wyprowadzone zostały wraz z masą (GND) na złącze EXT. Złącze to nie pełni w układzie żadnej funkcji, lecz jego obecność jest wynikiem swoistego, cyfrowego "savoir vivru", jakim kieruje się autor w swoich konstrukcjach.
Sygnały mikroprocesora oznaczone jako: CLK, DAT i SK1..SK3 służą do sterowania modułem wyświetlania, a wraz z dodatkowym sygnałem KEY (pin 9-Ul) jest możliwy odczyt stanu klawiatury. Dokładny opis bloku wskaźników przedstawiony będzie w dalszej części artykułu. Tam też opiszemy znaczenie dodatkowych sygnałów procesora Ul: RX i TX.
Do zasilania procesora audio -U6 wykorzystano standardowy
układ stabilizatora w postaci U2. Zastosowanie wersji "Low Power" podyktowane było małym poborem prądu przez procesor audio TDA7302. Elementy C44, Li i C38 dodatkowo filtrują napięcie od strony pierwotnej układu U2, natomiast kondensator C33 od strony wtórnej.
Mikroprocesor Ul, pamięć U3 oraz blok wskaźników jest zasilany napięciem +5V pobieranym wraz z napięciem +12V z instalacji komputera poprzez standardowe złącze JP4 (takie same jak do dołączenia stacji dysków lub dysku twardego).
Niestabilizowane napięcie +28V, zasilające układ U7, jest uzyskiwane w prostowniku złożonym z mostka Ml oraz kondensatorów filtrujących C34..C3 7. Łączna wartość pojemności, około 0,9F, skutecznie eliminuje przy-dźwięk sieciowy oraz wystarcza do poprawnej pracy końcówki mocy przy dużych wahaniach amplitudy sygnału na wyjściu.
Zastosowanie transformatora to-roidalnego o mocy 50W pozwoliło na umieszczenie go na płytce wzmacniacza, bez potrzeby prowadzenia dodatkowych kabli zasilających.
Czas na omówienie bloku wskaźników. Na rys.4 przedstawiono jego schemat elektryczny. Blok ten jest umieszczony na oddzielnej płytce drukowanej, za wyjątkiem tranzystorów T2. ,T4 i rezystorów R31..R33, które umieszczono na schemacie, pomimo iż znajdują się na płycie
głównej wzmacniacza. Podyktowane to było czytelnością przedstawionych w artykule schematów ideowych.
Dwa scalone rejestry przesuwne w postaci U4 i U5 pełnią rolę drajwerów sterujących katodami poszczególnych diod świecących. Wszystkie diody LED tworzą trzy sekcje, z których w danej chwili aktywna jest tylko jedna. Pierwsze dwie sekcje zawierają 15 podwójnych diod D1..D15, które w praktyce tworzą "linijkę" poziomu aktualnie programowalnej nastawy. Zastosowanie dwukolorowych diod świecących pozwoliło na czytelne i jednocześnie estetyczne przedstawienie poziomu regulacji, podobnie jak ma to miejsce w odbiornikach telewizyjnych wyposażonych w funkcję OSD (ang. "On Screen Display").
Anody sekcji zielonej i czerwonej , połączone razem, sterowane są sygnałami SKl i SK2 procesora Ul, za pośrednictwem tranzystorów (PNP) T3 i T4. Podanie logicznego "zera" przez procesor powoduje "zasilenie" odpowiedniej sekcji anod diod świecących. Jeżeli w tym czasie po stronie katod diod LED - czyli wyjść układów U4 i U5 - panuje stan niski, to zapalona zostaje odpowiednia, dołączona do tego wyjścia dioda.
Podobnie sytuacja wygląda z sekcją trzecią LED, do której należą diody D16..D24. Ich znaczenie wyjaśnia schemat elektryczny, a usytuowanie - schemat montażowy płytki wyświetlacza. Wnikliwi czytelnicy z pewnością zauważą możliwość sterowania podwójnych diod LED D1..D15 tak, aby uzyskać trzeci kolor świecenia, powstały z dwóch podstawowych. W przypadku diod zielona-czerwona będzie to kolor żółty. Taka możliwość jest wykorzystywana w przedstawionym projekcie.
Przyjrzyjmy się sposobowi sterowania od początku. Najpierw układ Ul wystawia wysokie stany logiczne na wyjścia SK1..SK3, co powoduje zgaszenie wszystkich LED-ów.
Następnie, w celu "obsłużenia" (zapalenia) wybranych diod LED, np. sekcji czerwonej D1..D15, zapisuje w rejestrach 74LS164 16-bitowe słowo, w którym "0"
Elektronika Praktyczna 2/97
Wzmacniacz multimedialny do PC
Rys. 4. Schemat ideowy bloku klawiszy i wyświetlacza.
"zapala" odpowiednią diodę LED. Po tej operacji procesor wystawia niski stan logiczny na końcówkę SKl. Odpowiednie diody zostają zapalone.
Ta sama sytuacja powtarza się dla sekcji zielonej diod DL1..DL15. W następnej kolejności "obsłużone" zostają obie sekcje
jednocześnie, co powoduje świecenie diod w kolorze żółtym (SKl i SK2 przyjmują jednocześnie niski stan logiczny).
Na końcu cyklu wysterowana zostaje sekcja diod D16..D24. Rezystory R16..R30 ograniczają prąd płynący przez diody do wartości nominalnej.
Pozostaje do wyjaśnienia spo-s ób ode żytu przez procesor Ul klawiatury złożonej z 11 klawiszy K1..K11. Otóż po ostatnim cyklu zapalającym diody świecące, sygnały SK1..SK3 przyjmują wysoki stan logiczny, co powoduje zatkanie tranzystorów T2..T4. Następnie, do rejestrów U 4 i U 5 zo staj e wpisane 16-bito-w e sł ow o
1111111111111110, czyli "jedynki" z "zerem" na najmłodszej pozycji QA układu U4. Na wejściu procesora Ul oznaczonym jako "KEY", przy wszystkich klawiszach "otwartych" , panuje stan wysoki, wymuszony przez wewnętrzny (wbudowa-. ny w Ul) rezys-� tor "podciągają-1 cy" końcówkę do plusa zasilania. Zauważmy, że jeżeli teraz naciśnięty zostanie klawisz do- łączony do wy- jścia QA układu U4, spowoduje to pojawienie się niskiego stanu logicznego na wejściu KEY procesora.
Układ Ul stwierdzi naciśnięcie klawisza K4-"BALANCE". W przypadku, gdy ten klawisz nie został naciśnięty, to na wejściu KEY będzie panował nadal stan wysoki. Procesor poprzez podanie dodatniego impulsu zegarowego na wejścia CLK rejestrów 74LS164 (przy stanie wysokim na wejściu
Elektronika Praktyczna 2/97
39
Wzmacniacz multimedialny do PC
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
Rl, R4: 1O
R2, R5: l,3kQ (l,2kQ + 100O)
R3, R6: 18O
R7: 15Q
R8, R9: 51kO
RIO, Rl 1: 5,ókQ
R12, R31..R33: lkn
R13: 8,2kn
R14, R15: 3kO
R16..R30: 75Q
R34: 750O (*)
R35: lkn C)
Kondensatory
Cl, C3: 220^F/16V
C2, C4, C5, C17..C20, C25, C39,
C41..C45: lOOnF MKT
Có, C9, CIO: 1000|iF/35..50V
C7, C8, C14, C15, C26..C32:
2,2jiF/16V
Cli: 22jiF/25V
C12, C13: 15nF MKT
Cl6, C21: 10jiF/25V
C22, C23: 33p
C24: 10p.F/16V
C33: 220jiF/10V
C34..C37: 2200^F/35..50V
C38: 470jiF/16V
C40: ljiF MKT
C46..C50: 10p.F/16V (�)
Półprzewodniki
Ul: 89C2051 zaprogramowany
AVT-325
U2: 78L10
U3: 24C01A/C02..C16 (EEPROM)
U4, U5: 74LS164
U6: TDA7302
U7: TDA7262
U8: MAX232 (�)
Tl: BC547..9
T2..T4: BC328
T5: BC547..9 (*)
DAT) spowoduje "przesunięcie" zera na następną pozycję słowa (1111111111111101). Teraz, w przypadku przyciśnięcia klawisza K3 ("VOLUME"), niski stan logiczny z wyjścia QB układu U4 podany zostanie na wejście KEY układu Ul i procesor odczyta naciśnięcie tego przycisku. Sytuacja ta powtórzy się 11+1-krotnie, bowiem tyle jest klawiszy sterujących. Pozostała jedynka to bit na pinie QH-U4, który przekazuje informacje do drugiego rejestru U5. Za każdym razem jest sprawdzane wejście KEY i podejmowana decyzja o fak-
Ml: mostek 50V/4A D1..D15: LED 2-kolorowe (R/G) (|)=3mm
D16..D19: LED żółte $=3mm D20: LED czerwona (|)=3mm D21..D24: LED zielona $=3mm D25..D35: BAT43, 44,85 D36: 1N4148 Różne
Xl: ÓMHz rezonator kwarcowy Kl, K2: przełączniki DIGITAST K3..K11: mikroswitche z osią lOmm GN1, GN2, GN4: gniazda mini jack stereo do druku GN3: złącze 4x goldpin 1-rzędowe, proste Bl: bezpiecznik 4A B2: bezpiecznik 0,5A LI, L2: dławik 330..470mH PK1: przekaźnik OMRON 5V (�) JP4: złącze zasilania (komputerowe)
RS232 - złącze 2x5 goldpin 2-rzędowe proste (*) złącza ARK2 - 7 szt. gniazdo zaciskowe do kolumn głośnikowych, podwójne śledź z wycięciem pod gniazdo DB25
oprawka bezpiecznika do druku oprawka bezpiecznika izolowana (na kabel)
podstawki pod układy scalone (oprócz U4 i U5)
radiator z kształtownika o przekroju 50x30mm i długości llOmm transformator toroidalny 50W 2x12V lub lx24V (*)
Uwaga!: elementy oznaczone symbolem (*) nie wchodzą w skład kitu AVT-325 i można je zamówić oddzielnie.
cie naciśnięcia przycisku sterującego. Procesor dokonuje odczytu w trybie "do pierwszego zera", czyli w przypadku naciśnięcia kilku klawiszy naraz, odczytany zostanie ten, który jako pierwszy zostanie wysterowany "zerem" z wyjścia rejestru przesuwnego LS164.
Pewnym wyjątkiem jest przycisk "MUTE". Procesor w przypadku tego klawisza potrafi określić, czy został on naciśnięty chwilowo, czy przytrzymany dłużej. Jest to konieczne, bowiem przycisk ten oprócz funkcji wyciszania, pełni także rolę wyłącznika
całego układu (co w praktyce jest realizowane przejściem w tryb czuwania). Diody D25..D35 zabezpieczają układ przed błędnym wyświetlaniem w przypadku jednoczesnego naciśnięcia kilku klawiszy.
Takie, na pozór dość skomplikowane, sterowanie ogranicza do minimum liczbę sygnałów sterujących. Zauważmy, że do wy sterowania 24 diod LED (a właściwie ze względu na liczbę kolorów linijki DL1..DL15: 3x15+9=54!) oraz odczytu 11 klawiszy wykorzystano jedynie 6 sygnałów sterujących! Nie mniejszym atutem jest zastosowanie tanich, 8-bito-wych rejestrów, bez potrzeby stosowania dodatkowych drajwerów mocy, co dodatkowo obniżyło koszt bloku wskaźników.
Na koniec wyjaśnienie dotyczące dość niekonsekwentnego, na pierwszy rzut oka, sposobu dołączeń LED-ów i klawiszy do wyjść rejestrów U4 i U5. Otóż autor dokonał takiego połączenia kierując się wyłącznie chęcią zminimalizowania liczby połączeń oraz przelotek na płytce drukowanej. W wypadku użycia w układzie sterującym mikroprocesora Ul, takie postępowanie jest w pełni uzasadnione, czyni bowiem projekt bardziej elastycznym w fazie planowania płytki drukowanej. Przychodzi tu na myśl zasada: "łatwiej jest zamienić kilka bitów w programie sterującym mikroprocesora, niż niepotrzebnie komplikować sposób prowadzenia ścieżek na płytce". Autor projektu przyznaje, że jest jej gorącym zwolennikiem. Sławomir Surowiński, AVT
Najważniejsze parametry układu TDA7302
/ zasilanie: 10V, 30mA;
/ rezystancja wejść: 45kH;
/ maksymalny poziom sygnału wejściowego:
2,2Vrms (OdB); /separacja wejść: 100dB (f=1kHz), 80dB
(f=10kHz); / zakres regulacji wzmocnienia: -68dB..+1 OdB
(min. krok: 2dB); / zakres regulacji balansu: -38dB..0dB (min.
krok: 2dB); / zakres regulacji tonów wysokich i niskich:
ą15dB (min. krok 2,5dB); /stosunek sygnał/szum: 105dB (reg.=OdB,
Vo=1Vrms, f=22Hz..22kHz); / zniekształcenia: 0.01% (f=1kHz, Vo=1V); /separacja kanałów: 100dB (f=1kHz), 80dB
(f=1 OkHz); / rezystancja wyjściowa toru audio: 70n.
40
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY
Uniwersalny pilot na podczerwień
kit AVT-336
Układ prezen to wany
w artykule można wykorzystać
do zdalnego włączania/
wyłączania np. central
alarmowych, zarówno
domowych jak
i samochodowych, sterowania
pracą różnych urządzeń
[ekspresu do kawy, telewizora,
radioodbiornika), można przy
jego pomocy zbudować także
kodowany klucz do
mieszkania.
Dzięki zastosowaniu
w urządzeniu
specjalizowanych układów
kodujących, tę konstrukcję
cechują dobre parametry
użytkowe oraz prostota
montażu i uruchomienia.
Prezentowany układ możemy wykonać w dwóch wersjach: K podstawowej, w której stanowi całkowicie autonomiczne urządzenie wyposażone w zasilacz sieciowy i mogące sterować obciążeniem do 16A; K uproszczonej, przeznaczonej do współpracy z gotowymi układami alarmowymi, bez zasilacza sieciowego i z wyjściem typu otwarty kolektor.
Niezależnie od wykonywanej wersji, odbiornik możemy zamontować razem z blokiem zawierającym dekoder i układy wykonawcze lub też oddzielnie w pewnej odległości od niego.
Od dawna znane i stosowane są piloty wykorzystujące do przekazywania kodu fale radiowe. Szczególną popularność zyskały sobie one w sterowaniu alarmami samochodowymi. Nie są to jednak urządzenia pozbawione wad, a najpoważniejszą z nich jest możliwość łatwego ich "podsłuchania". Dane są przekazywane na ogólnie znanych i łatwo dostępnych częstotliwościach fal radiowych, a zatem wystarczy prosty odbiornik i układ rejestrujący... lepiej jednak nie wdawać się w szczegóły! Wprawdzie EP czytują wyłącznie uczciwi ludzie, ale po co kusić licho! Wystarczy stwierdzenie, że
proste piloty wykorzystujące fale radiowe są układami o bardzo niskim stopniu zabezpieczenia przed "złamaniem" ich kodu.
Układy pilotów wykorzystujących kod dynamiczny, zmieniający się po każdym jego użyciu, są wprawdzie pozbawione tej wady, ale są to urządzenia bardzo kosztowne i niekiedy ich stosowanie do zabezpieczenia, np. mocno "przechodzonego" malucha, nie ma ekonomicznego uzasadnienia.
Mamy jednak do dyspozycji inny sposób przekazywania informacji na odległość: promieniowanie podczerwone. Wprawdzie zasięg pilota pracującego na podczerwieni jest znacznie mniejszy od zasięgu pilota radiowego, ale jest to chyba bardzo mało istotna wada. Nie ma przecież najmniejszego powodu, aby włączać czy wyłączać alarm w samochodzie z odległości kilkuset metrów. Transmisja danych w podczerwieni ma jedną, ogromną zaletę - jest bardzo trudna do "podsłuchania" przez niepowołane osoby. Sygnały nadawane przez radiowe piloty można odebrać w promieniu kilkuset metrów od nadajnika, natomiast zasięg emisji w podczerwieni nie przekracza w proponowanym układzie kilku metrów.
Elektronika Praktyczna 2/97
43
Uniwersalny pilot na podczerwień
vcc
Rys. 1. Schemat elektryczny nadajnika.
Ponadto, fale radiowe rozchodzą się równomiernie na wszystkie strony, natomiast wiązka podczerwieni w stosunkowo niewielkim kącie (emisja jest kierunkowa). Wszystko to sprawia, że zarejestrowanie kodu pilota przez amatorów cudzej własności jest praktycznie niemożliwe.
Kolejną zaletą proponowanego układu jest łatwość jego wykonania i niski koszt elementów. Nie czeka nas skomplikowane strojenie nadajnika i odbiornika radiowego, ale jedynie prosta regulacja, którą od biedy możemy przeprowadzić bez żadnych przyrządów pomiarowych.
Opis układu
Schemat elektryczny pierwszej części układu pilota pokazano na rys. 1. Sercem układu nadajnika jest koder U2 typu MC145026. Jest to wyspecjalizowany układ kodujący przeznaczony głównie do pracy w pilotach do sterowania układami alarmowymi. MCI45026 umożliwia ustawienie 19683 kombinacji kodu.
W układzie tym zastosowano ciekawą metodę programowania kodera w systemie trójkowym. Każde z wejść programujących może zostać ustawione w trzech stanach: połączone z masą, połączone z plusem zasilania i "zawieszone w powietrzu". A więc: 3S=19683 możliwych kombinacji! Niezwykle interesujący jest sposób w jaki układ sprawdza stan wejść programujących. Bardzo małym prądem stara się wymusić na
wejściach kolejno stan wysoki i niski. Jeżeli obie próby powiodą się, oznacza to że na badanym aktualnie wejściu panuje stan "trzeci".
Naciśnięcie przycisku Sl w pilocie spowoduje rozpoczęcie generowania przez układ sekwencji impulsów zgodnych z zaprogramowanym kodem. Impulsy te przekazywane są na wejście zerujące Ul (NE555) powodując kluczowanie pracy generatora astabil-nego. Generator ten, dostrojony do częstotliwości pracy właściwej dla zastosowanego odbiornika (w układzie modelowym 36kHz), zasila za pośrednictwem rezystora R3 bazę tranzystora Tl. Z kolei ten tranzystor powoduje okresowe przewodzenie diody Dl, emitując tym samym wiązkę modulowanej podczerwieni. Dioda jest Dl zasilana poprzez rezystor szeregowy R4 o dość dużej wartości (loon). W układzie pilota moglibyśmy zastosować rezystor
0 znacznie mniejszej wartości
1 tranzystor Tl o większym dopuszczalnym prądzie kolektora, uzyskując w ten sposób większy zasięg urządzenia. Nie o to nam jednak chodzi - zasięg kilku metrów w większości wypadków jest całkowicie wystarczający, a zwiększając moc emisji sygnału moglibyśmy jedynie ułatwić ewentualne "podsłuchanie" kodu pilota.
Zapalenie diody D2 sygnalizuje poprawną pracę układu. Ważną rolę w układzie pilota pełni potencjometr montażowy PRl. Za jego pomocą możemy do-
kładnie ustawić częstotliwość pracy generatora Ul, dostosowując ją do typu zastosowanego odbiornika.
Schemat układu odbiornika jest przedstawiony jest na rys. 2.
Składa się on z trzech części: właściwego odbiornika, układu de-kodującego i formującego impulsy wyjściowe oraz zasilacza wraz z układem wykonawczym dużej mocy. O ile dwie pierwsze części układu nie mogą istnieć niezależnie od siebie, i zawsze musimy je zastosować, to trzecia część jest opcjonalnym modułem, z którego w wielu wypadkach nie będziemy korzystać. Jako odbiornik zastosowano popularny układ scalony TMFS5360.
Układ TFMS5360 należy do serii układów odbiorników modulowanej podczerwieni oznaczanych standardowo TFMS5XX0 (gdzie XX to częstotliwość odbieranej wiązki podczerwieni wyrażona w kHz). Zawierają one w swoich strukturach kompletny układ odbiorczy podczerwieni, przeznaczony do współpracy z układami pilotów do urządzeń Video i Audio. Schemat blokowy wnętrza układu serii TFMS5XX0 przedstawiony został na rys.3.
Warto w tym miejscu wspomnieć o niektórych właściwościach układu TFMS, najczęściej nie podawanych w katalogach.
Odebrany przez układ odbiornika ciąg impulsów zostaje zanegowany przez tranzystor T2 i skierowany na wejście dekodera -układu MC145028. Tu następuje
44
Elektronika Praktyczna 2/97
Uniwersalny pilot na podczerwień
porównanie otrzymanego sygnału z wzorcem ustawionym za pomocą wejść A1..A9. Jeżeli podczas dwóch kolejnych transmisji kody zgadzają się, to układ reaguje stanem wysokim na wyjściu VT (ang. Valid Transmission).
Wydawałoby się, że impuls z wy-j śc ia VT
moglibyśmy od razu przekazać na wejście przerzutnika Ul A. Tak jednak nie jest, i w ten sposób skonstruowany układ z pewnością nie działałby poprawnie. Problem polega na tym, że transmisja danych w pod-
2. Schemat elektryczny odbiornika.
czerwieni nie zawsze jest pewna i przy dłuższym naciskaniu przycisku pilota jedna z transmisji mogłaby zostać nie odebrana. Dekoder zareagowałby na ten fakt stanem niskim na wyjściu. Po odebraniu kolejnych dwóch poprawnych transmisji na wyjście to powróciłby znowu stan wysoki i w ten sposób przerzutnik UlA mógłby kilkukrotnie zmienić swój stan. Temu niepożądanemu zjawisku zapobiega zastosowanie monowibratora U5. Doprowadzenie stanu niskiego (stan z wyjścia dekodera zanegowany przez tranzystor T3) na jego wejście wyzwalające TR powoduje wygenerowanie impulsu o czasie trwania określonym przez rezystancję R4 + PRl i pojemność Cli. Czas trwania tego impulsu nie jest zależny od stanu wejścia TR, co skutecznie za-bezpiecza przed skutka-I mi odebrania błędnej transmisji (chyba że będziemy naciskać zbyt długo na przycisk piło-ta).
Każde dodatnie zbocze impulsu gene-rowanego przez U5, które zostaje doprowadzone do wejścia zegarowego przerzutnika UlA, powoduje zmianę jego stanu na przeciwny. Jeżeli więc za pomocą jumpera JPl połączyliśmy bazę tranzystora Tl z rezystorem R9, to sterowane przez ten tranzystor urządzenie będzie cyklicznie włączać się i wyłączać po każdym naciśnięciu przycisku pilota. Takie rozwiązanie nadaje się
Elektronika Praktyczna 2/97
45
Uniwersalny pilot na podczerwień
WZMACNIACZ WEJŚCIOWY
UKŁADY STEROWANIA
FILTR PASMOWO PRZEPUSTOWY
FOTODIODA PIN
1-GND 2-Ucc 3-OUT
Rys. 3. Schemat blokowy układu TFMS5XX0.
doskonale do sterowania centralami alarmowymi lub innymi urządzeniami, które chcemy zdalnie włączać i wyłączać w dowolnym momencie. Jeżeli natomiast bazę tranzystora Tl połączymy z rezystorem R8 to sterowane przez ten tranzystor urządzenie będzie włączać się na czas, który w szerokich granicach możemy zmieniać za pomocą potencjometru montażowego PRl.
Pozostała część układu to typowy zasilacz napięcia stabilizowanego 5VDC i układ wykonawczy z przekaźnikiem PKl.
Montaż i uruchomienie.
Na rys.4 przedstawiono rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej nadajnika. Widok ścieżek zamieszczono na wkładce wewnątrz numeru.
Montaż pilota wykonujemy w sposób tradycyjny, rozpoczynając od najmniejszych elementów. Ze względu na małe wymiary obudowy nie stosujemy tym razem podstawek. W pierwszym etapie montażu nie wlutowujemy układu kodera U2! Działanie tego układu uniemożliwiłoby regulację pilota na podstawie wskazań miernika częstotliwości. Jeżeli jednak takiego miernika nie posiadamy, to możemy zamontować układ U2, a regulację wykonamy metodą eksperymentalną po zmontowaniu wszystkich części urządzenia. Zanim cokolwiek wlutujemy w płytkę, to musimy ją najpierw dokładnie dopasować do obudowy, ewentualnie wyrównując jej brzegi za pomocą pilnika. Na górnej stronie obudowy znajduje się okrągły fragment służący jako przycisk. Wystający z niego do wnętrza obudowy bolec należy obciąć, a następnie po złożeniu całości ewentualnie skrócić wlu-
towany w płytkę przycisk typu RESET. Otwór w obudowie przeznaczony na diodę kontrolną należy nieco rozwiercić, a z wnętrza obudowy usunąć niepotrzebne w naszym rozwiązaniu elementy przytrzymujące diodę nadawczą. Cztery bateryjki typu LR44 umieszczamy w przeznaczonym na nie pojemniku wewnątrz obudowy, a styki wykonujemy z kawałków sprężystej blaszki (np. ze styków uszkodzonego przekaźnika).
Jeżeli posiadamy miernik częstotliwości, to możemy już teraz dokonać regulacji pilota, ustawiając częstotliwość generowaną przez Ul. Częstotliwość ta zależy od zastosowanej wersji układu TFMS5XX0 i jest zawsze podana na obudowie tej kostki (przypominamy: XX = częstotliwość pracy w kHz). Po dokonaniu tej regulacji możemy już wlutować w płytkę ostatni element - U2.
Nadeszła teraz pora na zmontowanie części odbiorczej i wykonawczej układu. Na rys.5 widoczne jest rozmieszczenie elementów na wszystkich trzech płytkach odbiornika (oznaczonych B, C, D).
Płytki są wykonane z laminatu jednostronnego i połączone ze sobą łatwymi do przełamania fragmentami laminatu. Jako pierwszą odłamujemy i montujemy płytkę odbiornika. Montaż tego fragmentu układu jest typowy, ale już na tym etapie pracy musimy podjąć decyzję o umieszczeniu odbiornika.
Jeżeli ma on być zamontowany w jednej obudowie z dekoderem, to zamiast złącza Z8 przylutowu-jemy odcinki (ok. 2 cm) drutu miedzianego lub srebrzanki. Jeżeli odbiornik będzie zamontowany
w pewnej odległości od reszty układu, to na jego płytce montujemy złącze typu ARK3, jest ono przeznaczone do późniejszego dołączenia przewodów.
Pora teraz na kolejną decyzję: czy mamy zamiar wykonać samodzielne urządzenie umieszczone w typowej obudowie serii KM, czy też zrezygnujemy z zasilacza sieciowego oraz przekaźnika i przeznaczymy nasz układ do sterowania gotowym już urządzeniem elektronicznym, np. centralą alarmową. Możliwe jest też rozwiązanie pośrednie: układ wykonany jako samodzielne urządzenie, ale umieszczone w innej obudowie. W takim przypadku możemy płytki odbiornika rozłamać, a niezbędne połączenia elektryczne pomiędzy nimi wykonać za pomocą złącz Z3 i Z6. Pozostańmy jednak przy opisie podstawowej, pełnej wersji układu.
Montaż połączonych płytek C i D wykonujemy w typowy sposób, rozpoczynając od wlutowania dwóch zworek w miejscach oznaczonych na stronie opisowej. Złącz Z3 i Z6 nie montujemy, zastępując je zworami. Pozostałe elementy wlutowujemy w płytkę kolejno, rozpoczynając od najmniejszych. Pod układy scalone warto zastosować podstawki. Małą płytkę odbiornika dołączamy do układu w zależności od wersji wykonania: za pośrednictwem trój-żyłowego przewodu lub krótkich odcinków drutu przykręconych do złącza Z4.
Po zmontowaniu całości, w pierwszej kolejności sprawdzamy działanie zasilacza. Na kondensatorze C3 powinno wystąpić napięcie ok. 13V, a na wyjściu układu U4 - 5VDC. Po sprawdzeniu tego fragmentu układu zalecamy odłączyć napięcie sieciowe i dalsze próby wykonywać korzys-
Rys. 4. Rozmieszczenie elementów na płytce nadajnika.
46
Elektronika Praktyczna 2/97
Uniwersalny pilot na podczerwień
WYKAZ ELEMENTÓW
Układ pilota Rezystory
PR1: 220kO
Rl: 10kO
R2, R6: 22kO
R3, R7: 560O
R4: 100O
R5: 41kO
Kondensatory
Cl: 330pF
C2, C5: lOnF
C3: lOOnF
C4: lOO^F
Półprzewodniki
Dl: IRED LED
D2: LED <\>3
Tl: BC548
Ul: NE555
U2: MC145026
Różne
Sl: przycisk typu RESET lutowany
w płytkę
BT1: bateria 6V (4xl,5V), nie
wchodzi w skład kitu
Układ odbiornika Rezystory
R2, PR1: 220kO
Rl: 5Ó0O
R3: 51kO
R4, R5, R7, R8, R9: 10kO
R6: 22kO
Kondensatory
Cl, CIO: IOOjiF
C2, C4, C5, C7, C9: lOOnF
C3, C6: 220^F
C8: 22nF
Cli: 47^F
C12: lOnF
Półprzewodniki
Dl: 1N4148
Tl, T2, T3: BC548 lub odpowiednik
Ul: 4013
U2: MC145028
U3: TFMS5360 (lub inny z rodziny
TFMS5XX0)
U4: 7805
U5: NE555
MP1: mostek prostowniczy 1A
Różne
JP1: trzy goldpiny + jumper
TRI: transformator typu TR6/40
(nie wchodzi w skład kitu)
Zl, 12, 13, Z4, Zó: ARK3
15, 17, Z8: ARK2
Przekaźnik o obciążalności styków
10..16A i napięciu załączania
cewki 12V (nie wchodzi w skład
kitu)
Rys. 5. Rozmieszczenie elementów na płytkach drukowanych.
tając z zasilacza pomocniczego o napięciu wyjściowym ok. 12VDC, dołączonego do dodatkowego złącza Z7.
Po włożeniu kostek w podstawki, układ możemy już uważać za kompletnie zmontowany i pozostały nam jedynie proste czynności uruchomieniowe oraz ustawienie kodu. Jeżeli nie posiadamy miernika częstotliwości i nie mogliśmy ustawić właściwej częstotliwości nośnej pilota, to musimy uczynić to teraz. Ustawiamy potencjometr montażowy PRl pilota w jedno ze skrajnych położeń i zachowując odległość ok. Im od odbiornika naciskamy przycisk pilota. Prawdopodobnie nic się nie stanie i wobec tego będziemy musieli pokręcając wolno potencjometrem PRl doprowadzić do zadziałania układu. Jeżeli zastosowaliśmy przekaźnik, to odebranie poprawnej transmisji zostanie wyraźnie zasygnalizowane jego trzaskiem. Jeżeli przekaźnika nie stosujemy, to możemy zastosować pomocniczą diodę LED z rezystorem szeregowym dołączoną do kolektora tranzystora Tl (złącze Z3). Następnie kilkukrotnie odsuwamy pilota na coraz większą odległość od nadajnika i powtarzamy regulację, aż do uzyskania
optymalnego dostrojenia częstotliwości nośnej.
Ostatnią czynnością, jaką musimy wykonać, jest ustawienie identycznych kodów w pilocie i dekoderze. Dotychczasowe próby wykonywaliśmy przy wszystkich wejściach kodujących "wiszących w powietrzu", co zresztą jest także pewnym, ustawionym kodem. Jeżeli teraz zechcemy go zmienić, to musimy odpowiednie wejścia dołączyć do masy, do plusa zasilania, lub pozostawić nie podłączone do niczego. Kombinacja jest całkowicie dowolna, ważne jedynie, aby była ona identyczna zarówno w koderze (MC145026) jak i w dekoderze (MC145028). Na spodniej stronie płytek znajdują się dodatkowe punkty lutownicze przy każdym wejściu kodującym. Jeden szereg tych punktów połączony jest z masą, a drugi z zasilaniem. Punkty te zwieramy z wyprowadzeniami układu za pomocą kropelek cyny.
Łatwo zauważyć, że z układem odbiorczym może współpracować dowolna liczba pilotów z identycznie ustawionym kodem. Dlatego też przygotowane zostały dwa kity: 336/1 - pilot i 336/2 - układ odbiorczy i wykonawczy. Zbigniew Raabe, AVT
Elektronika Praktyczna 2/97
47
PROJEKTY
Premikser sygnałów w.cz.
kit AVT-158
Premiksery częstotliwości
(przedmieszacze) to generatory
"kom bin owan e", które
w prosty sposób mogą
polepszyć stabilność
częstotliwości na wyższych
zakresach fal radiowych.
W artykule przedstawiamy
bardzo prosty układ
premiksera pracującego
w zakresie UKF, który można
traktować jako kolejny klocek
umożliwiający rozbudowę
opisywanego na naszych
łamach transceivera SSB 80/
20m na pasmo UKF-2m (6m).
Od początku rozwoju radiokomunikacji konstruktorzy dążą do uzyskania jak największej stabilności częstotliwości generatorów w.cz., które są wykorzystywane do sterowania mieszaczy urządzeń nadawczo-odbiorczych. Do częstotliwości rzędu kilku (rzadko kilkunastu czy kilkudziesięciu) MHz wykorzystuje się tradycyjne generatory LC, które konstruuje się pod kątem jak największej stabilności częstotliwości. Może być ona określana:
- miarą bezwzględną, czyli odchylenie Af od częstotliwości początkowej (lub założonej) w Hz;
- miarą względną, czyli stosunkiem Af/fg w ppm (części na milion) lub Hz/MHz.
W zależności od zastosowania generatora dopuszcza się odpowiednie "płynięcie" częstotliwości (dryft).
W urządzeniach radiowych i krótkofalarskich stabilność częstotliwości zawiera się z reguły w przedziale 0,1...1 ppm, zaś we wzorcach częstotliwości wartość ta powinna być nie większa od 0,01 ppm. Oczywiście, we wzorcach częstotliwości (np. Warszawa I) określa się stabilność dłu-goczasową, zaś w urządzeniach popularnych - krótkoczasową (minuty lub godziny). Największe płynięcie częstotliwości występuje zazwyczaj w czasie pierwszych
minut od włączenia urządzenia. Wartość dryftu krótkoczas owego zależy również od rodzaju emisji. W przypadku urządzeń FM może on wynosić nawet lkHz, zaś przy SSB powinien być mniejszy niż lOOHz. Oczywiście, w układach amatorskich trudno jest utrzymać takie wartości i często podczas pracy na pasmach następuje "gonienie" po skali za korespondentem.
Jak wiemy, największą stabilność częstotliwości osiąga się w generatorach kwarcowych. Trudno jednak wyobrazić sobie urządzenie, które będzie zawierało np. 40 rezonatorów kwarcowych (każdy na oddzielny kanał). Chodzi tutaj zarówno o cenę urządzenia jak i jego wymiary. Z tej też przyczyny wymyślono generatory synchronizowane pętlą fazową oznaczane skrótem PLL (ang. Phase Locked Loop) oraz premiksery zawierające jeden lub najwyżej kilka rezonatorów kwarcowych.
W układzie z pętlą PLL do detektora fazy doprowadzany jest sygnał wzorcowy (poprzez układ formowania impulsów, np. bezpośrednio z generatora kwarcowego, czy programowanego dzielnika częstotliwości) oraz sygnał z wyjściowego generatora VCO. W przypadku niezgodności częstotliwości obu sygnałów na wyjściu detek-
Elektronika Praktyczna 2/97
49
Premikser sygnałów w.cz.
G1
132
MHz
W
3-5 MHz
G1, G2 - generatoryw.cz
M - mieszacz
F - filtr LC
W - wzmacniacz w.cz.
Rys. 1. Schemat blokowy premiksera.
tora pojawia się napięcie stałe, które poprzez diodę pojemnościową w VCO koryguje jego częstotliwość.
W premikserze, którego schemat blokowy przedstawiono na rys.l, częstotliwość wyjściową uzyskuje się w wyniku sumowania częstotliwości generatora kwarcowego Gl i przestrajanego G2 (VFO). Ponieważ generator przestrajany pracuje na dość niskiej częstotliwości, przy której można uzyskać dostateczną stałość częstotliwości, toteż wypadkowy sygnał ma dryft częstotliwości zbliżony do dryftu VFO.
W prezentowanym układzie sygnał wyj ści owy 13 5.. 13 7MHz, potrzebny do transceivera na pasmo 2m (144..146MHz) z p.cz. 9MHz jest uzyskiwany przez zmieszanie częstotliwości 132MHz (pochodzącej z generatora Gl) z częstotliwością generatora przestrajanego w zakresie 3,0...5,0MHz -G2. W mieszaczu następuje sumowanie tych dwóch składowych, a w filtrze selekcja (wy-filtrowanie sumy oraz stłumienie różnicy składowych) i w końcu wzmocnienie sygnału do potrzebnej amplitudy.
pu -G2
135-J37 Opis układu
----^ Schemat elektryczny opisanego premiksera przedstawiono na rys. 2. Układ jest uproszczony do niezbędnego minimum poprzez zastosowanie generatorów: - Gl - kompletnego oscylatora fabrycznego 132MHz ty K11498A;
- zewnętrznego generatora VFO w postaci kitu AVT-228 (o obniżonej częstotliwości do zakresu 3...5MHz).
Użycie fabrycznego oscylatora nie tylko upraszcza układ (ponieważ nie trzeba oprócz rezonatora w generatorze stosować potrzebnych dwu a często trzech powielaczy częstotliwości, co zmniejsza wymiary urządzenia), ale przede wszystkim gwarantuje sygnał wyjściowy o dokładnie ustalonej częstotliwości oraz dużej stabilności.
Oscylator zasilany jest stabilizowanym napięciem 5V uzyskanym za pośrednictwem scalonego stabilizatora US2-78L05 z nałożonym radiatorem, uzyskanym ze zwiniętego kawałka blaszki aluminiowej.
Rezystory Rl i R2 okazały się niezbędne do wzbudzenia oscylatora. Początkowo nie zastosowano rezystorów polaryzujących i efekt był taki, że oscylator pobierając prąd około 2 0 mA nie dawał sygnału wyjściowego. Po eksperymentalnym dobraniu wartości rezystorów (autorowi nie udało się uzyskać aplikacji oraz danych katalogowych nabytego oscylatora)
prąd wzrósł do wartości około 80mA na wyjściu 8 i pojawił się sygnał 132MHz o amplitudzie Vpp=l,5V, zaś na wyjściu 1 (z reguły NC) również 132MHz, z tym że o nieco mniejszej amplitudzie (Vpp=lV), ale również o idealnym kształcie sinusoidy. Jako mieszacz zastosowano monolityczny bipolarny mieszacz zrównoważony UL1042 o maksymalnej częstotliwości pracy około 200MHz.
Do jednego z wejść liniowych jest doprowadzony sygnał z generatora Gl (o mniejszej amplitudzie), zaś do jednego z wejść nieliniowych sygnał z generatora G2- AVT-228. Niezbędną częstotliwość pracy w tym drugim generatorze (3,0...5,0MHz) uzyskano poprzez dołączenie do obwodu rezonansowego jednej sekcji kondensatora zmiennego 2x2 50pF. Sygnał wyjściowy w postaci sumy tych dwóch częstotliwości jest odbierany z symetrycznego wyjścia 2, 3 za pośrednictwem obwodu rezonansowego Li, C8 zestrojonego na środkową częstotliwość wyjściową, czyli na 136MHz. Zrównoważenie mieszacza dla doprowadzonych sygnałów uzyskuje się za pośrednictwem potencjometra R4 dołączonego do wyprowadzeń 10 i 12 (delinearyzacja wejścia liniowego). Na wyjściu układu znajduje się wzmacniacz z wejściowym obwodem rezonansowym L2, C9 zestrojonym również na częstotliwość 136MHz. W układzie użyto tranzystora dwubramkowe-go typu BF966 (typu MOSFET). Zmniejszenie amplitudy sygnału
132 MHz
Rys. 2. Schemat elektryczny premiksera.
50
Elektronika Praktyczna 2/97
Premikser sygnałów w.cz.
Rys. 3. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej.
wyjściowego można uzyskać poprzez zmniejszenie wzmocnienia za pośrednictwem obniżenia wartości rezystora R8. Sygnał wyjściowy o częstotliwości 135..137MHz i amplitudzie około IV można doprowadzić do mieszacza z filtrem p.cz. o częstotliwości 9MHz, np. do modułu mieszacza transceivera SSB (AYT-173).
zacji Rl R2. Zestrojenie układu ogranicza się do odpowiedniego ustawienia trymerów oraz potencjo metra R4. Trymery ustawiamy w taki sposób, aby doprowadzić do drugiego wejścia premiksera sygnału sinusoidalnego o częstotliwości 4MHz i ustawić je w taki sposób, aby na wyjściu uzyskać sygnał 136MHz o jak największej amplitudzie. Może tutaj zajść konieczność korekcji liczby zwojów cewek, bądź dołączenia równolegle do trymerów doświadczalnie dobranych kondensatorów o wartości kilku pF. Jeżeli nie uzyska się właściwej częstotliwości za pierwszym razem, to należy przesunąć suwak potencjometra w inne miejsce. Właściwe ustawienie suwaka R4 to takie, przy którym na wyjściu premiksera uzyskuje się sygnał z oscylatora Gl, czyli w naszym
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
Rl, R2, R6, R9: 100O
R3, R5: 220O
R4: 220O - potencjometr
montażowy
R7: 47kO
R8: 22kO
Kondensatory
Cl, C2, C3, C4, C5, Có, C7,
CIO, Cli: lOnF
C8: 20pF - trymer miniaturowy
C9: lOpF - trymer miniaturowy
Półprzewodniki
US1: UL1042
US2: 78L05
Tl: BF96Ó
Różne
Gl: K11498A - oscylator
kwarcowy 132MHz (130MHz)
LI, L2: cewki powietrzne
zawierające po 6 tworów drutu
DNE 0,7 na średnicy ómm (LI ma
odczep w połowie uzwojenia)
c ^------^ Premikser) -~-__^i__^- 41-41.5 MHz
5-5 5 MHz G2 G1 36 MHz
AVT228 AVT173

->TRXffim
(Premikaej) 19-20 7 MHz
4-5.7 MHz G2 G1 15 MHz
AYT228 AVT173

->TRX/10m
Rys. 4. Przykłady zastosowań premiksera.
Montaż i uruchomienie
Opisany układ premiksera zmontowano na dwustronnej płytce drukowanej pokazanej na wkładce. Rozmieszczenie elementów przedstawiono na rys. 3.
Przy zastosowaniu innego niż podano typu oscylatora Gl może zajść konieczność odbierania sygnału w.cz. z drugiego wyjścia, czyli podłączenia wyjścia 8 (za pośrednictwem odcinka przewodu) oraz zrezygnowania z rezystorów dodatkowej polary-
przypadku 132MHz o jak najmniejszej amplitudzie. Do właściwego zestrojenia układu można wykorzystać odbiornik UKF na pasmo 2m lub lepiej analizator widma. Autor ustawił trymery oraz potencjometr równoważący jedynie za pośrednictwem odbiornika radiotelefonu FM typu FM-C558 oraz sondy w.cz. i miernika częstotliwości z preskalerem.
Przy zastosowaniu oryginalnego modułu AVT-22 8 pracującego w zakresie 5,0..5,5MHz (lub inne-
( ----------v Premikser) Ś___^___^ 144-146 MHz
12-14 MHz G2 G1 132 MHz
AVT228 AVT173

->TFU02m
go o takiej częstotliwości i lepszej stabilności) oraz oscylatora o częstotliwości 135MHz (autorowi nie udało się znaleźć na naszym rynku akurat takiego oscylatora) można z zastosowaniem dostępnych modułów AVT zbudować transceiver SSB/CW pracujący w zakresie 144.0...144,5MHz.
Na rys. 4 przedstawiono kilka przykładowych możliwości wykorzystania opisanego premiksera częstotliwości. Andrzej Janeczek SP5AHT
Elektronika Praktyczna 2/97
51
Miernik zniekształceń nieliniowych
Tego typu przyrzqd należy do klasycznego wyposażenia laboratorium elektroakustycznego. Pomimo stosunkowo prostej konstrukcji miernik charakteryzujq dobre parametry użytkowe i duża dokładność pomiaru, str. 53.
Przenośny termometr cyfrowy >
To proste urzqdzenie umożliwia dokładny'^ pomiar temperatury także w warunkach "polowych" - zastosowany jako przetwornik pomiarowy popularny układ ICL7106 może być zasilany z baterii 9V, nawet przez kilka tygodni, str. 67.
Moduł pomiaru mocy
Pomiar mocy pobieranej z sieci energetycznej był dotychczas zadaniem trudnym do wykonania. Prezentowany przez nas prosty moduł likwiduje najczęściej spotykane podczas takich pomiarów problemy, str. 55.
Premikser sygnałów w.cz.
Prezentowany w artykule układ umożliwia uzyskanie stabilnej częstotliwości rzędu 144MHz, co jest trudno osiqgalne w standardowych układach generacyjnych, str. 49.
Uniwersalny pilot na podczerwień
Prosty w wykonaniu i uruchomieniu, a przy tym wysoce niezawodny (ze względu na kodowanq transmisję) tor zdalnego
sterowania może znaleźć zastosowanie
zarówno w systemach alarmowych,
jak i prostych układach zdalnego
sterowania sprzętem RTV, str. 43.
Przystawka do pomiaru małych prqdów >
Miniprojekt, przy którego pomocy pomiar prqdów rzędu 200nA przestaje być kłopotliwy. Opisany w artykule prosty układ współpracuje z modułem pomiarowym AYT-1091, str. 70.
Układ nagrywania napisów TXT na magnetowid
Bardzo pomysłowe opracowanie naszego Czytelnika - przy jego pomocy można zapisaćna taśmę wideo napisy generowane na stronach Telegazety, str. 79,
Elektronika Praktyczna 2/97
Świat hobby, Projokty zagraniczne*
Lampy elektronowe, część
Prosty minutnik fotograficzny................................
Układy zdalnego sterowania z kodem dynamicznym, Zestaw uruchomieniowy dla układów HCS300
Wymagania stawiane systemom alarmowym rosnq bardzo szybko. Podobne trendy dotyczq urzqdzeń z nimi współpracujqcych. Jednym z najważniejszych elementów, który decyduje o niezawodności systemu sq zdalne włqczniki. Układom generatorów kodów dynamicznych stosowanych w takich włqcznikach poświęcamy dwa artykuły, str. 25 i 73.
Biblioteka EP
Rozpoczynamy prezentację najciekawszych ksiqżek poświęconych elektronice, które ukazały się na rynku wydawniczym w 1996 roku, str. 92.
Elektronika Praktyczna 2/97
Systemy automatyki, część 9..................................................23
StarterKit dla układów HCS300 firmy Microchip.................. 25
Programy ^^^^^^^^^^^^^^^^^^^H
Oprogramowanie projektowe firmy Accel Technologies.. 27 DesignLab firmy MicroSim.......................................................29
Analiza sygnałów mowy przy pomocy komputera PC......31
Wzmacniacz multimedialny do PC, część 1 ........................34
Uniwersalny pilot na podczerwień.........................................43
Premiksersygnaloww.cz.........................................................49
Miernik zniekształceń nieliniowych, część 1 .........................53
Moduł pomiaru mocy..............................................................bb
Przenośny termometr cyfrowy................................................ 67
Przystawka do pomiaru małych prqdów.............................. 70
Projokty Czytolników ^^^^^^^^^^^^^H
Układ do nagrywania napisów
teletekstu na magnetowid ..................................................... 79
[ Podzospoły ^^^^^^^^^^^^^^^^^^J
Nowe podzespoły....................................................................71
Układy zdalnego sterowania z kodem dynamicznym........73
I Raport EI^^^^^^^^^^^^^^^^^^^^^^H
Cyfrowy tuner FM, część 3...................................................... &b
Aktywne przetworniki gitarowe, część
Kurs
Biblioteki mikroprocesorowych
procedur standardowych . .. ..... 77
ELEKTRONIKA 93
Zastosowania storownikow przomysłowych ... 94
Tondoncj� i rowolacj�..........................................95
Eloctronica '96 - nowości targów�....................96
Info Świat..................................................................97
Forum.........................................................................91
Bibliotoka EP............................................................93
Kramik+Rynok.........................................................9?
Listy..........................................................................1021
5
PROJEKTY
Miernik zniekształceń nieliniowych, część 1
kit AVT-332
W artykule opisano
półautomatyczny miernik
zniekształceń nieliniowych.
Przedstawione rozwiązanie
zawiera w jednej obudowie
generator wzorcowy o bardzo
małych zniekształceniach oraz
precyzyjny układ pomiarowy.
Stosunkowo prosta
konstrukcja, niski koszt
elementów i szeroki zakres
pomiarowy, zachęcą wielu
Czytelników do zbudowania
tego pożytecznego układu.
Ogromnym atutem układu
jest też fakt, że do jego
zestrojenia nie są potrzebne
żadne specjalistyczne
przyrządy pomiarowe. Do
uruchomienia i kalibracji
wystarczy miernik uniwersalny
i jakikolwiek oscyloskop.
Obszerna część opisowa
zapoznaje z praktycznymi
problemami pomiaru
zniekształceń. Zawarte w niej
informacje są niezbędne do
prawidłowej interpretacji
i wykorzystania uzyskanych
wyników.
Miernik zniekształceń nieliniowych jest jednym z podstawowych przyrządów w pracowni elektronika zajmującego się urządzeniami el ektio akus ty c zny mi .
Poziom zniekształceń nieliniowych, obok parametrów szumowych, jest najistotniejszym parametrem wszelkich układów audio.
O ile poziom szumów można z powodzeniem ocenić metodą "na słuch", to do oceny współczynnika zniekształceń ucho zazwyczaj nie wystarczy. Wiele osób nie jest w stanie wykryć zawartości zniekształceń rzędu 1%, nie mówiąc juź o sytuacji, gdy ich poziom jest rzędu 0,1 czy 0,01%. Tymczasem współczesne układy audio budowane przy użyciu nowoczesnych kostek miewają współczynnik zniekształceń nieliniowych poniżej 0,01% - nie obejdzie się więc bez dobrego przyrządu pomiarowego.
Wiadomości podstawowe
Przed przystąpieniem do opisu układu warto przypomnieć podstawowe informacje o zniekształceniach niehniowych. Dobre zrozumienie fundamentalnych zasad pozwoli w pełni wykorzystać i dobrze zinterpretować wyniki pomiarów.
Na rys.l przedstawiono kilka przykładów charakterystyk przejściowych jakichś hipotetycznych
układów. Przypuśćmy, że na wejście układu podawany jest czysty sygnał sinusoidalny. Na wyjściu występuje pewien przebieg, którego kształt zależy od charakterystyki przejściowej układu. Jeśli ta charakterystyka jest prostoliniowa, to na wyjściu wystąpi czysty przebieg sinusoidalny - porównaj rys.Id. Jeśli charakterystyka będzie nieliniowa, to przebieg na wyjściu będzie zniekształcony - na przykład tak, jak pokazano na rys.le. Tu widać dlaczego mówimy o zniekształceniach nieliniowych - chodzi o nieliniowość charakterystyki przejściowej.
Każdy praktyczny układ audio składa się z pewnej liczby tranzystorów. Tranzystory ze swej natury są elementami nieliniowymi. Wprowadzenie ujemnego sprzężenia zwrotnego znakomicie redukuje nieliniowość tranzystorów, jednak żaden fizyczny układ nie ma idealnie liniowej charakterystyki. Przykłady z rys.la..lc i le są, jak na układy audio, może trochę przesadzone, choć bardzo niedbale wykonany układ amatorski może mieć podobną charakterystykę. W praktyce nie rysujemy charakterystyki przejściowej układu i nie próbujemy wykrywać nieliniowości na rysunku. Wykorzystujemy natomiast inną ciekawą właściwość przebiegów okresowych.
Elektronika Praktyczna 2/97
53
Miernik zniekształceń nieliniowych
�a?
Uwy
b)
> Uwe
iUwy
SYGNAŁ WYJŚCIOWY
, SYGNAŁ WEJŚCIOWY
SYGNAŁ WYJŚCIOWY
SYGNAŁ WEJŚCIOWY
Rys. 1. Charakteryski przejściowe różnych elementów.
Na pewno wielu naszych Czytelników słyszało coś o transformacie Fouriera, ale nawet jeśli nie, to nie ma to większego znaczenia. Warto przyjąć do wiadomości, że każdy przebieg okresowy o dowolnym kształcie jest złożeniem pewnej liczby przebiegów sinusoidalnych. Co ciekawe, nie jest to tylko jakieś teoretyczne wyliczenie -również w praktyce każdy przebieg można rozłożyć na te przebiegi składowe, choćby za pomocą filtrów.
Ważne jest, że te przebiegi składowe to: przebieg (sinusoidalny) o częstotliwości podstawowej, równej częstotliwości powtarzania sygnału złożonego, oraz szereg przebiegów (też sinusoidalnych) o częstotliwościach równych cał-
Uwy
c)
Uwe
Uwy
Uwe
kowitym wielokrotnościom częstotliwości podstawowej.
Każdy przebieg możemy więc przedstawić jako sumę częstotliwości podstawowej (fundamentalnej) fn i szeregu częstotliwości harmonicznych 2*fn, 3*fn, 4*fn, 5*fn, 6*fn, 7*fn, 8*fn, 9*fn..., itd.
W praktyce okazuje się, że największe znaczenie mają składniki 2*fn i 3*fn, natomiast wyższe składowe najczęściej nie mają istotnego znaczenia.
Jaki jest związek między liniowością charakterystyki przejściowej, a tymi dodatkowymi składowymi?
W sumie chodzi o to, że po podaniu czystego sygnału sinusoidalnego na wejście wzmacniacza (który przecież nie ma idealnie liniowej charakterystyki przejściowej), na wyjściu pojawią się częstotliwości, których nie było w sygnale wejściowym. Częstotliwości te odczuwa się potem jako zniekształcenia sygnału dźwiękowego. Czym gorsza liniowość układu, tym więcej tych szkodliwych składowych.
Podobnie wygląda sprawa z generatorami przebiegu sinusoidalnego. Tam interesuje nas po prostu, jaka jest zawartość tych dodatkowych harmonicznych w przebiegu wyjściowym, który teoretycznie powinien być czystą sinusoidą.
Na wyjściu realnego układu audio pojawia się więc sygnał o częstotliwości podstawowej oraz jakieś "śmieci", czyli wspomniane wyższe składowe (harmoniczne) wynikające z nieliniowej charakterystyki przejściowej. Teraz już chyba sens współczynnika zniekształceń jest jasny: jest to stosunek wartości skutecznej napięcia "śmieci" do wartości skutecznej składowej podstawowej.
Stosunek ten wyraża się najczęściej w procentach. W literaturze współczynnik zniekształ-
ceń nieliniowych oznacza się zwykle THD od angielskiego określenia Total Harmonie Distortion.
W praktyce na wyjściu wzmacniacza oprócz składowej podstawowej i harmonicznych występują jeszcze inne "śmieci", mianowicie szumy. Często przyrządy mierzące zniekształcenia nieliniowe nie mogą odróżnić harmonicznych od szumów. Ma to miejsce zwłaszcza w układach o współczynniku zniekształceń rzędu 0,001% - wtedy wielkość szumów układu jest porównywalna z wielkością powstających harmonicznych. Uzyskany wtedy wynik jest więc współczynnikiem zniekształceń nieliniowych i szumów - w literaturze często spotyka się stosowne oznaczenie THD+N, gdzie N to Noise, czyli szum.
Trzeba też zwrócić uwagę, że podaliśmy tu nieco uproszczone określenie współczynnika zniekształceń nieliniowych. W niektórych podręcznikach podane są ściślejsze definicje, które mogą się nieco różnić od naszego sformułowania. Nie warto jednak kruszyć o to kopii. W rzeczywistych układach (miernikach zniekształceń nieliniowych) dopuszcza się zazwyczaj pewne uproszczenia. Ważne jest, czy dana definicja, a potem zgodny z nią sposób pomiaru, mają praktyczne zastosowanie.
Na przykład często stosuje się zasadę pomiaru pokazaną blokowo na rys.2. Badany sygnał podawany jest na miernik oraz na filtr zaporowy, który usuwa z przebiegu częstotliwość podstawową, pozostawiając wszelkie "śmieci". Stosunek "napięcia śmieci" do napięcia sygnału oryginalnego jest traktowany jako współczynnik zniekształceń nieliniowych.
wejście miernika zniekształceń
filtr zaporowy
wycinający
składową podstawową
THD =
Uh (harmonicznych) U8 (sygnału)
Rys. 2. Najczęściej stosowana metoda pomiaru współczynnika zniekształceń.
54
Elektronika Praktyczna 2/97
Miernik zniekształceń nieliniowych
Generator
przebiegu
sinusoidalnego
1kHz
Tłumik regulowany
SW1
WYJŚCIE
WE
Tłumik regulowany
OBIEKT
BADANY
(np. wzmacniacz)
SW2
Wybór zakresu
Komparator okienkowy
pomiarowego
Y - SW3
Filtr oporowy 1kHz
Miernik ilorazowy
10 X LED wyświetlacz
wyniku
WEJŚCIE
WY
Rys. 3. Schemat blokowy miernika.
Nie zgadza się to z naszą uproszczoną definicją, bowiem tam mówiliśmy o stosunku napięcia "śmieci" do napięcia składowej podstawowej. W praktyce nie ma to większego znaczenia, bo jest to tylko kwestia przyjętej definicji. Przy zawartości harmonicznych rzędu 1% i mniej, różnica wyników byłaby pomijalnie mała.
Ponadto, w tańszych miernikach zniekształceń (nawet tych profesjonalnych), nie stosuje się przetworników wartości skutecznej, tylko odpowiednio skalowane przetworniki wartości średniej - to również wprowadza pewien błąd. Doszliśmy tu do kwestii dokładności.
O ile przy pomiarze napięcia, prądu, częstotliwości czy niektórych innych wielkości błąd pomiaru rzędu 10% uważa się zwykle za błąd wręcz niedopuszczalnie wielki, o tyle przy pomiarze współczynnika zniekształceń błąd pomiaru rzędu 10% nie ma naprawdę żadnego znaczenia! Cóż to bowiem za różnica, czy nasz wzmacniacz ma zniekształcenia na poziomie 0,110%, czy 0,121%? Przy pomiarach zniekształceń interesuje nas raczej rząd wielkości, dlatego w praktyce wystarczy dokładność pomiaru nawet rzędu 10..20%.
Nie znaczy to jednak, że urządzenie może być wykonane i zestrojone niestarannie. Żeby zmierzyć zniekształcenia rzędu 0,01%, filtr zap orowy p owinien stłumić składową podstawową więcej niż dziesięć tysięcy razy (>80dB). Wymaga to zastosowania wysokiej jakości podzespołów i bardzo starannego zestrojenia.
Po omówieniu tych zagadnień
Wyjście
pomocnicze
monitor
ściśle pomiarowych należy jeszcze wspomnieć o innych kwestiach praktycznych. Może się mianowicie okazać, że niewybredny amator jest zadowolony z urządzenia wprowadzającego zniekształcenia rzędu 1%. Z drugiej strony koneserzy wykrywają uchem naprawdę niewielkie zniekształcenia odtwarzanego dźwięku. Nie zawsze jest więc sens walczyć o znikomo mały współczynnik zniekształceń - zależy komu będzie służyć dane urządzenie. Poza tym trzeba uczciwie przyznać, że sam współczynnik zniekształceń nieliniowych nie daje ostatecznej informacji o jakości urządzenia. Dlatego dla większości fabrycznych wzmacniaczy audio podaje się także współczynnik zniekształceń intermodulacyj-nych (oznaczany w skrócie IMD). Pomiar współczynnika zniekształceń intermodulacyjnych jest jednak dość złożony i przeciętny amator miałby duże kłopoty, żeby określić jego wartość. Na szczęście współczynnik zniekształceń intermodulacyjnych jest zwykle związany ze współczynnikiem zniekształceń nieliniowych, więc niski współczynnik zniekształceń nieliniowych wskazuje, iż wzmacniacz powinien mieć także niski współczynnik zniekształceń intermodulacyjnych.
Spore znaczenie ma jeszcze fakt, jakie zniekształcenia pojawiają się na wyjściu wzmacniacza. Przykładowo, wzmacniacze lampowe mają stosunkowo duży współczynnik zniekształceń nieliniowych; na wyjściu pojawiają się jednak głównie parzyste harmoniczne sygnału, które - jak się okazało - nie są dla ucha tak drażniące, jak harmoniczne niepa-
rzyste. Dlatego w miernikach zniekształceń nieliniowych zazwyczaj stosuje się dodatkowe wyjście, na którym występują odfiltrowane zniekształcenia. Można wtedy z pomocą oscyloskopu ocenić, jakie to są zniekształcenia.
Powyższe uwagi nie powinny nikogo zniechęcić do budowy opisywanego miernika. Pomiar współczynnika zniekształceń powinien być dokonywany w każdym budowanym i testowanym układzie audio, bowiem pozwala to wykryć i usunąć wiele błędów i niedoróbek. Należy jednak mieć świadomość, że uzyskiwanego wyniku nie należy przyjmować bezkrytycznie jako ostatecznego świadectwa jakości sprzętu.
Opis układu
Schemat blokowy urządzenia jest pokazany na rys.3.
Aby maksymalnie ułatwić korzystanie z przyrządu, wbudowano do niego wzorcowy generator przebiegu sinusoidalnego o częstotliwości około lkHz (dokładność ustawienia częstotliwości nie jest tu istotna) i pomijalnie małych zniekształceniach. Na wyjściu generatora znajduje się regulowany tłumik - dzielnik napięcia, który pozwala dobrać poziom sygnału, odpowiedni dla danego obiektu mierzonego. Na wejściu zastosowano przełączany dzielnik napięcia, który umożliwia pomiary napięć od kilkudziesięciu miliwoltów do kilkudziesięciu woltów, czyli w zakresie realnie spotykanych sygnałów.
Ważną częścią miernika jest filtr zaporowy, który musi być precyzyjnie dostrojony do częstotliwości generatora wzorcowego. Składowa podstawowa (lkHz) zostaje usunięta i na wyjściu filtru pozostają tylko harmoniczne przebiegu, oraz szumy i ewentualne zakłócenia (np. przydźwięk sieci).
Te "śmieci" są wzmacniane we wzmacniaczu o skokowo regulowanym wzmocnieniu (lx, 10x lub 100x) oraz podawane na miernik ilorazowy i układ odczytowy ze znaną kostką LM3915.
Ta uniwersalna kostka pracuje tu w nietypowej konfiguracji - jako miernik ilorazowy. Po podaniu na wejście odniesienia (nóżka 6) napięcia odpowiadającego poziomowi sygnału całkowitego, a na we-
Elektronika Praktyczna 2/97
55
Miernik zniekształceń nieliniowych
jście pomiarowe (nóżka 5) wzmocnionego napięcia "śmieci", na wyświetlaczu składającym się z dziesięciu diod LED uzyskuje się w bardzo prosty sposób wartość ich stosunku. Kostka mierzy stosunek dwóch napięć, a ich wartości mogą zmieniać się w szerokich granicach, byle tylko napięcie odniesienia nie było większe od dopuszczalnej wartości katalogowej, czyli od około IV do 12V.
Żeby łatwo było ustawić właściwe tłumienie przełączanego dzielnika wejściowego, zastosowano dodatkowy układ komparatora okienkowego, który mierzy napięcie odniesienia odpowiadające poziomowi napięcia wejściowego. Blok ten steruje pracą trzech diod świecących. Jeśli sygnał odniesienia ma odpowiednią wartość, świeci się dioda zielona i możliwa jest praca wyświetlacza linijkowego pokazującego zawartość zniekształceń.
Gdy napięcie odniesienia jest za duże lub za małe, świeci się jedna z czerwonych diod oznaczonych strzałkami, a wskaźnik linijkowy jest wygaszony.
Dzięki takiemu prostemu rozwiązaniu obsługa przyrządu jest naprawdę bardzo łatwa. Sygnał z wyjścia obiektu mierzonego, podawany na wejście pomiarowe, może mieć dowolną wartość w zakresie 0,1..30V. Jeśli zaświeci się któraś z czerwonych diod, obrotowy przełącznik SW2 należy przełączać w kierunku wskazanym strzałką. Przełącznik wejściowy SW2 należy ustawić ostatecznie w takiej pozycji, w której zaświeci się dioda zielona. Co ciekawe, najczęściej zielona dioda będzie się świecić w dwóch sąsiednich pozycjach tłumika wejściowego.
Następnie należy wybrać odpowiedni zakres pomiarowy za pomocą przełącznika SW3 i odczytać zawartość zniekształceń, uwzględniając mnożnik zależnie od pozycji SW3. Dostępne zakresy to: 1, 3 .. 3 0 % , 0 ,1 3 .. 3 % oraz 0,013..0,3%.
Schemat elektryczny urządzenia jest pokazany na rys.4.
Generator wzorcowy jest wykonany z użyciem wzmacniacza operacyjnego U6B, typu NE5532. Mostek Wiena z elementami R12..R15 i C16..C19 wyznacza częstotliwość pracy układu. Przy podanych na
schemacie wartościach elementów częstotliwość wynosi lkHz. W układzie przewidziano po dwa kondensatory w każdej gałęzi. Może to być potrzebne gdyby zaistniała potrzeba uzyskania większej pojemności.
Wzmacniacz U6A pełni rolę bufora wyjściowego - chodzi o to, by z wyjścia kostki U6B nie pobierać prądu o większej wartości, bo mogłoby to zwiększyć zniekształcenia. Właśnie kostka NE5532 dobrze nadaje się do roli bufora ze względu na znaczną wydajność prądową wyjścia. Dlatego też w roli kostki U6 nie powinno się stosować układów TL082, TL072 czy LM358.
Dla stabilizacji amplitudy drgań i zapewnienia małej zawartości zniekształceń zastosowano tranzystor polowy BF245 pracujący tu w roli zmiennej rezystancji. Elementy R7, R8 i C15 dodatkowo zmniejszają zniekształcenia. Podobną rolę pełni też rezystor R9 zmniejszający spadek napięcia na tranzystorze. Poziom zniekształceń zależy także od pojemności kondensatora C14. Kostka U5 pełni rolę wzmacniacza błędu. Wartość napięcia wyjściowego przebiegu jest ustalona wartością napięcia stałego na nóżce 3 wzmacniacza U5. Nie warto jednak zwiększać tego napięcia, bo zauważalnie wzrosną zniekształcenia.
Na rys.4 pokazano dodatkowo dzielnik napięcia zbudowany z wielopozycyjnego przełącznika SWl i zespołu rezystorów R59..R82. Takie rozwiązanie, wykorzystujące wielopozycyjny przełącznik obrotowy i sieć dobrych rezystorów metalizowanych na pewno nie pogorszy współczynnika zniekształceń. Płynna regulacja napięcia wyjściowego nie jest tu konieczna, bowiem nie ma większego znaczenia czy amplituda będzie 20% większa, czy mniejsza. Zamiast takiego tłumika można też wykorzystać układ zawierający trzypozycyjny przełącznik i potencjometr.
Drugą częścią urządzenia jest właściwy miernik zniekształceń. Ponieważ w praktyce sygnały mierzone będą mieć wartość od około 100mV do kilkudziesięciu woltów, to zastosowano skokowy tłumik z przełącznikiem SW2.
Rezystancja wejściowa przyrzą-
du wynosi około 10kQ. Jest to niewiele w porównaniu z typową rezystancją wejściową oscyloskopów wynoszącą 1MQ. Celowo wybrano stosunkowo niskie wartości rezystorów tłumika, a to dla uniknięcia konieczności zastosowania kondensatorów kompensujących charakterystykę częstotliwościową dzielnika.
Rezystor R17 i diody D6, D7 zabezpieczają wejście układu scalonego U7A. Sygnał z wyjścia wzmacniacza U7A jest podawany na filtr zaporowy, zbudowany ze wzmacniaczy U8B i U8A. Należy zauważyć, że filtr zaporowy, podobnie jak generator, także zawiera mostek Wiena. Częstotliwość środkowa filtru musi być dokładnie równa częstotliwości generatora -dlatego należy zastosować jednakowe kondensatory i rezystory w obu mostkach. Powinny to być kondensatory jednego typu o tolerancji 1%.
W praktyce nie uda się zapewnić identycznych wartości elementów obu mostków Wiena, dlatego w układzie przewidziano potencjometry montażowe PR1..PR3, które umożliwią precyzyjne dostrojenie filtru do częstotliwości generatora. W proponowanym układzie można bez kłopotu uzyskać tłumienie składowej podstawowej przebiegu rzędu 90dB!
Istotnym parametrem naszego filtru, oprócz tłumienia, jest także jego dobroć. Przy małej dobroci filtr tłumiłby nie tylko składową podstawową, ale również niższe harmoniczne, co miałoby katastrofalny wpływ na wyniki pomiarów. Dla uzyskania wymaganej dobroci filtru zastosowano wzmacniacz U8A i dodatkowy obwód dodatniego sprzężenia zwrotnego z rezystorami R52 i R53. Przy podanych wartościach tych rezystorów tłumienie drugiej harmonicznej jest mniejsze niż ldB (a podstawowej ponad 90dB!). Dobroć filtru można jeszcze nieco zwiększyć, zmniejszając wartość R52, jednak nie jest to konieczne.
Wszelkie "śmieci", czyli harmoniczne, szumy i zakłócenia są podawane z wyjścia kostki U8B na wzmacniacz U7B. O ile kostki U6A, U6B, U7A, U8A i U8B powinny mieć bardzo dobre parametry, aby nie wnosiły własnych zniekształceń, o tyle wszystkie po-
56
Elektronika Praktyczna 2/97
Miernik zniekształceń nieliniowych
Rys. 4. Schemat elektryczny miernika.
zostałe wzmacniacze operacyjne, w tym U7B, nie muszą być tak dobre. Ich własne zniekształcenia nie mają wpływu na wyniki pomiarów.
Kostka U7B wzmacnia sygnał "śmieci" 1, 10 lub 100 razy, zależnie od położenia przełącznika SW2.
Tak wzmocniony sygnał jest
doprowadzony do pomocniczego wyjścia oznaczonego Monitor. Umożliwia to dołączenie oscyloskopu i sprawdzenie, z czego składają się "śmieci". Teoretycznie powinny to być tylko harmoniczne częstotliwości pomiarowej lkHz. W praktyce okazuje się, iż często znaczny udział ma tu przydźwięk sieci 50Hz, który dostaje się do
badanego obiektu, oraz szumy własne tego obiektu. Tak więc sygnał z wyjścia Monitor dostarcza bardzo ważnych informacji praktycznych - wyjście to powinno być wykorzystywane przy każdym przeprowadzanym pomiarze.
Sygnał "śmieci" z wyjścia kostki U7B jest też podawany na układ prostownika aktywnego
Elektronika Praktyczna 2/97
57
Miernik zniekształceń nieliniowych
z kostką UlOA. Ten prostownik je dno połówkowy jednocześnie wzmacnia amplitudę sygnału w stosunku wyznaczonym rezystancjami R33 i R32. Tętniący sygnał jednokierunkowy jest uśredniany w filtrze R34, C29 i podawany na wzmacniacz stałoprądo-wy UlOB. Z jego wyjścia napięcie stałe, o wartości proporcjonalnej do współczynnika zniekształceń badanego obiektu, jest podawane na wejście kostki Ul 3, która pracuje jako wskaźnik ilorazowy.
W układzie należy stosować "logarytmiczną" kostkę LM3915, bowiem zapewnia ona najszerszy zakres wskazań - 30dB. Natomiast, jak wykazano wcześniej, wysoka dokładność i rozdzielczość nie są tu potrzebne.
Jasność świecenia diod LED D16..D25 jest wyznaczona rezystancją R50. Wartość R5 0 można zmieniać dowolnie w granicach 330Q..10kQ.
W większości aplikacji kostek LM3 9lX na dzielnik napięcia odniesienia (między końcówki 6, 4) podaje się dobrze stabilizowane napięcie z wewnętrznego źródła (końcówki 7 i 8). W przedstawianym układzie napięcie odniesienia nie jest ustalone, odpowiada bowiem wartości napięcia sygnału mierzonego, podawanego na wejście przyrządu. Dba o to prostownik i wzmacniacz stałoprądo-wy z układem U9 i diodami D8, D9.
Takie rozwiązanie eliminuje konieczność bieżącej kalibracji, czyli starannego dobierania amplitud przy każdym pomiarze.
Jednak przy zbyt małej lub zbyt dużej wartości napięcia odniesienia na nóżce 6, kostka U12 nie mogłaby pracować poprawnie. Dla uniknięcia błędnych wskazań, wyświetlacz jest włączany tylko wtedy, gdy napięcie odniesienia ma odpowiednią wartość.
Stosowną funkcję realizuje układ komparatora okienkowego z kostką Uli. Dolny i górny próg okienka wyznaczają rezystory R3 7..R39. Dla uniknięcia niestabilnej pracy komparatorów na pograniczu wyznaczonego zakresu wprowadzono niewielką his-terezę stosując rezystory R40..R42.
Gdy napięcie odniesienia
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
R2, R3, R26, R29, R34, R36, R51:
lOOkD
R4: 5,6kQ
R6, R40, R42, R45: 1 MD
R7, R8: 220kD
R9: 680D
RIO: 34,lkQ (22,6kQ+l 1,5kQ)
Rll: 73,0kQ (2x36,5kQ)
R12, R13, R21, R22, R23: 22,6kQ 1%
R14, R15: 464D 1%
Rló: 22kD
R17, R38, R43, R44: 10kD
R18, R20, R24, R27, R30, R32, R35:
11,5kQ
R19, R28, R31: 36,5kQ 1%
R25: lkD
R33: (59kQ) lub 62kD
R37: 5,1 kD
R39: l,5kQ
R41: 4,7kQ
R46: 47kD
R47, R48, R49: 2,2kQ
R50, R52: 1,2kQ
R53: 3,6kQ
R54: 6,81 kQ
R55: 2,21 kD
R56: 68ID
R57: 221D
R58: 68,1 Q
" R59..R70: 301D
" R71..R81: 154D
" R82: 619D
PR1, PR2, PR3, R25: lkD helitrim
Pl: 4,7kD helitrim
Kondensatory
Cl, C2, C3, C4: 470|iF/25V
C5, Có, C7, C8: 100|iF/16V
mieści się w wyznaczonych granicach, to na wyjściach obu wzmacniaczy kostki Uli występuje napięcie bliskie dodatniemu napięciu zasilającemu. Czerwone diody D14 i D15 są wygaszone. Przewodzą natomiast tranzystory T2 i T3, polaryzowane przez rezystor R45. Dzięki temu świeci się zielona dioda D26 i podane jest napięcie umożliwiające pracę wyświetlacza linijkowego z diod D16..D25. Gdy napięcie odniesienia jest zbyt niskie lub zbyt wysokie, to na wyjściu jednego z komparatorów występuje napięcie bliskie ujemnemu napięciu zasilania (-15V). Świeci wtedy jedna z diod D14, D15 wskazująca, że przełącznik dzielnika wejściowego należy przesunąć w odpowiednią stronę. Dodatkowo
C9, CIO, Cli, C12: lOOnF ceram.
Cl 3: 330nF
Cl 4, C25, C27, C29, C30: ljiF
C15; lnF
Cló, C17, C20, C21: 6, 81nF
foliowy
C18, C19, C22, C23: nie stosować
C24, C28: lOOnF
C26: lOnF
C31: 68pF
Półprzewodniki
Dl, D2, D3, D4: 1N4001
D5..D13: 1N4148
D14..D25: LED i|>3mm czerw.
D26: LED i|>3mm ziel.
Tl: BF245
T2, T3: np. BC548
Ul: 78L15
U2: 7815
U4, U3: 79L15
U5: 741 lub TL081
Uó, U7, U8: NE5532
U9, U10, Uli: TL082
U12: LM3915
Różne
* SW1: przełącznik obrotowy 12-pozycyjny
* SW2: przełącznik obrotowy 5-pozycyjny
SW3: przełącznik 3-pozycyjny TRI, TR2: TS2/56 - płytka drukowana złącze ARK2
Uwaga! Rezystory Rl i R5 nie występują na schemacie. Uwaga! Elementy oznaczone gwiazdką ' nie wchodzą w skład kitu AYT-332
w punkcie połączenia rezystorów R43, R44 i R45 napięcie spada mniej więcej do potencjału masy, co zatyka tranzystory T2 i T3, gasi diodę D26 i wyświetlacz.
Zakres dopuszczalnych napięć odniesienia, wyznaczony rezystorami R37..R39, jest wystarczająco szeroki, ale można go jeszcze rozszerzyć tak, aby napięcie na rezystorze R39 wynosiło około 0,5V. Najmniejsza wartość napięcia odniesienia, przy którym układ pracuje poprawnie, zależy od wzmocnienia wewnętrznych komparatorów kostki LM3915. Napięcie to można zmniejszać (zmniejszając wartość R39), aż do wystąpienia płynnego przejścia świecenia diod D16..18 (jednoczesne świecenie dwóch z nich). Piotr Górecki, AVT
58
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY
Moduł pomiaru mocy
kit AVT-338
Zmierzenie mocy pobieranej
z sieci elektroen ergetyczn ej
przez różne odbiorniki było
dotychczas zadaniem trudnym
do wykonania w sposób
elektroniczny. Popularne
mierniki magnetoelektryczne
z uzwojeniem iloczynowym
mają duże rozmiary, są
trudne w obsłudze i nie
pozwalają na
zautomatyzowaną obróbkę
wyników pomiaru.
Lekarstwem na te problemy
jest prezentowany w artykule
prosty w wykonaniu moduł
elektroniczny, dzięki którem u
pomiar mocy sprowadza się
do prostego pomiaru
częstotliwości sygn ału
w standardzie TTL lub
CMOS.
Parametry układu pomiarowego
/ napięcie zasilania: 12O..23OVAC; / maksymalny prąd mierzony: 80A; /dynamika zakresu pomiarowego: 60dB
(1000:1); / zakres częstotliwości wyjściowej: 10..1160Hz
lub 0.035..4Hz; / pobór mocy z sieci energetycznej: 30mW.
"Sercem" modułu do pomiaru mocy jest układ scalony SA9102C produkowany przez południowoafrykańską firmę Sames. Na rys.l przedstawiono uproszczony schemat blokowy tego układu. Jak widać, we wnętrzu układu zintegrowany został prosty procesor sygnałowy z przetwornikami A/C dla czujników prądu i napięcia, układ uśredniający wyniki pomiaru (likwiduje wpływ zakłóceń szpilkowych na wynik), przetwornik moc/częstotliwość z dwoma wyjściami o różnych współczynnikach podziału, precyzyjne, programowane źródła napięcia odnie-
sienia oraz oscylator i układy czasowe synchronizujące pracę wszystkich modułów wewnętrznych układu SA9102C.
Konstrukcja układu SA9102C umożliwia pomiar mocy rzeczywistej odbieranej przez odbiornik w zakresie dynamicznym 1000:1. Oznacza to, że przy założonym maksymalnym poborze prądu 100A możliwy jest pomiar mocy w zakresie 22..22000W. Zakres pomiarowy można łatwo dostosować do własnych potrzeb, co zostanie przedstawione w dalszej części artykułu.
W tab.l znajduje się zestawie-
Detektor prądowy
Analogowy procesor sygnałowy
Układ uśredniający
Przetwornik Moc/Częstotliwość
Programowane
źródło
napięcia
odniesienia
Oscylator i układy czasowe
SA9I02C
Sygnał wyjściowy
o częstotliwości
proporcjonalnej
do mocy
Rys. 1. Schemat blokowy układu SA9102C.
Elektronika Praktyczna 2/97
59
Moduł pomiaru mocy
Tabela 1. Podstawowe parametry układu SA9102C.
Parametr Oznaczenie Wartość typowa
Dodatnie napięcie zasilania Vdd 2.5V
Ujemne napięcie zasilania Vss 2.5V
Dodatni prąd zasilania Idd 5mA
Ujemny prąd zasilania Iss 5mA
Maksymalny prąd wejść czujnikowych linp ą25|iA
Obciążalność wyjść lout1/2 10mA
Napięcie odniesienia Uref 0 1.2V v odniesieniu do Vss)
Prąd odniesienia Iref 50|iA
nie podstawowych parametrów układu SA9102C.
Ponieważ układ pomiarowy jest zasilany bezpośrednio z sieci energetycznej, to wszystkie jego elementy znajdują się na potencjale sieci (z wyjątkiem obwodu wyjściowego transoptora Tol), co jest niebezpieczne dla życia i zdrowia użytkownika. Wymagane jest więc zachowanie dużej ostrożności podczas uruchamiania i testowania układu.
Opis układu
Na rys.2 przedstawiony został schemat elektryczny układu pomiarowego.
Częstotliwość wzorcowa pracy układu USl jest określona przez oscylator kwarcowy Xl o częstotliwości 3.579MHz. Napięcie sieci jest mierzone na wejściu IVP układu USl. Maksymalny prąd wejściowy tego wejścia wynosi 14|iA, niezbędne jest więc zastosowanie dzielnika napięcia sieci. Jego rolę spełniają rezystory Rl i R2, a rezystor R3 zapobiega przekroczeniu dopuszczalnego prądu wejścia IVP.
Rezystory R5 i R6 ograniczają prąd wpływający do wejść IIN oraz IIP, które są wejściami układu mierzącego prąd pobierany przez obciążenie. Wartość ich rezystancji zależy od wymagań stawianych układowi. Należy więc dobrać je samodzielnie według wzoru podanego poniżej:
R5 = R6 = I,*R /3 2iiA,
o b c cz '
gdzie:
Iobc - maksymalny prąd pobierany przez układy obciążające [A];
Rcz - rezystancja czujnika prądowego[Q] (widoczny na rys.3).
Producent układu zaleca stosowanie czujnika prądowego o możliwie małej rezystancji, lecz nie mniejszej niż 2 00|iQ. Podczas dobierania tego rezystora należy pamiętać, że jego duża rezystancja wpływa niekorzystnie na dokładność pomiaru i w przypadku pomiaru większych prądów (do 80A) zalecane jest stosowanie rezystora pomiarowego o rezystancji 200|iQ. Powinien to być rezystor o specjalnej konstrukcji, przystosowany do przewodzenia tak dużych prądów.
Współczynnik przetwarzania układu USl jest ustalany przy pomocy prądu wpływającego do wejścia oznaczonego VREF. Zalecana wartość rezystnacji rezystora R4 wynosi 24kQ. Powinien to być rezystor wysokostabilny, ponieważ zmiany jego rezystancji wpływają bardzo niekorzystnie na stabilność i dokładność odczytywanego wyniku.
Jak wspomniano na początku artykułu, moduł pomiarowy jest zasilany bezpośrednio z sieci energetycznej. Uzyskano dzięki temu znaczne uproszczenie konstrukcji i jednoczesne obniżenie jego kosztów. Rolę zasilacza stabilizowanego o napięciu ą2.5V spełniają elementy:
- R7, C8 - ich zadaniem jest ograniczenie prądu pobieranego
przez układ USl (ogranicznikiem prądu jest kondensator C8, którego impedancja dla prądu
0 częstotliwości 50Hz wynosi ok. 7kQ, natomiast rezystor R7 ogranicza prąd ładowania kondensatora C8);
- Dl, D2 - spełniają rolę dwóch prostowników jednop ołówkowych;
- C9, CIO, R8, R9, C5, C6, C7 -spełniają rolę filtru napięcia wyprostowanego przez diody Dl
1 D2;
- D3, D4 - diody Zenera, stabilizujące napięcie zasilające układ USl.
Układ SA9102C ma dwa wyjścia o różnych zakresach częstotliwości wyjściowej. Na wyprowadzeniu OUTl generowany jest sygnał o częstotliwości zależnej liniowo od zmierzonej mocy, przy czym częstotliwość zmienia się w zakresie 10..1160Hz, natomiast na wyjściu OUT2 sygnał ten ma częstotliwość w zakresie 0.035..4Hz.
Wyjście OUTl można wykorzystać do współpracy z układami wyjściowymi mierzącymi częstotliwość, a wyjście OUT2 z układami mierzącymi czas.
Podczas projektowania układu przewidziana została możliwość selekcji wyjścia, z którego chcemy korzystać - służy do tego zworka JPl. Wybrane przy jej pomocy wyjście steruje diodą LED transoptora Tol. Transoptor ten zapewnia izolację galwaniczną pomiędzy potencjałem sieci energe-
Rys. 2. Schemat elektryczny układu.
60
Elektronika Praktyczna 2/97
Moduł pomiaru mocy
t
rezystor pomiarowy Rcz
Rys. 3. Sposób podłączenia układu pomiarowego do miernika częstotliwości, tycznej (na którym znajduje się cały układ pomiarowy), a układem wykorzystywanym do wizualizacji wyniku pomiaru. Rolę takiego układu może spełnić w najprostszym wypadku zwykły częstościomierz z wejściem TTL lub CMOS, lecz w takim przypadku konieczne będzie przeliczenie wyświetlanego wyniku pomiaru. Wynika to z faktu, że częstotliwość wyjściowa generowana przez układ SA9102C wynosi: f=(ll,16*k*Ii*Iv*1012)/2.5, gdzie: k - zależnie od wybranego wyjścia układu, dla OUTl k=1160, dla OUT2 k=4Hz; I. - prąd wejścia pomiarowego prądu (max. 16 mA dla maksymalnego prądu mierzonego); Iv - prąd wejścia pomiarowego napięcia (max. 14mA dla napięcia nominalnego sieci). Na rys.3 przedstawiono sposób podłączenia rezystora pomiarowego Rcz do płytki przetwornika, a także sposób podłączenia miernika częstotliwości wykorzystywanego do wyświetlania wyniku
mieszczenie el em entów przedstawia rys.4.
Montaż układu nie jest zbyt skomplikowany, wymaga je dnak sporo uwagi od konstruktora, ponie-
pomiaru.
uruchomienie
Montaż układu
Układ zmontowano na jednostronnej płytce drukowanej, której widok przedstawia rysunek na wkładce wewnątrz numeru. Roz-
Rys. 4. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej.
waż urządzenie jest zasilane bezpośrednio z sieci energetycznej. Układ scalony USl oraz transop-tor Tol można zamontować w podstawkach. Montaż pozostałych elementów należy przeprowadzić zgodnie ze standardowymi zasadami - począwszy od elementów montowanych płasko na powierzchni płytki (rezystory, dio-dy).
Uruchomienie układu jest dość trudne, ponieważ cały czas operujemy na układzie podłączonym do sieci. W układzie przetwarzającym nie występują napięcia niebezpieczne - USl jest zasilany napięciem o wartości ok. 5V. Należy jednak pamiętać o tym, że wszystkie elementy mogą być na potencjale sieci energetycznej, co jest niebezpieczne dla życia ludzkiego!
Po zmontowaniu układu na płytce drukowanej dołączamy do niej pozostałe elementy zgodnie z rys.3 i możemy rozpocząć proces wstępnego uruchomienia.
Polega ono na sprawdzeniu wartości napięć zasilających na wyprowadzeniach Vss (pin 14) oraz Vdd (pin 8) względem masy zasilania (pin 2 0). Na płytce drukowanej wyprowadzono pomocniczy punkt połączony galwanicznie z masą zasilania i oznaczony GND, względem którego możemy dokonać pomiarów. Zmierzone napięcia powinny mieć wartość +2.5V (pin 8) i -2.5V (pin 14). Jeżeli napięcia te będą zbliżone do podanych wartości, to należy sprawdzić, czy na wyjściach OUTl i OUT2 jest generowany sygnał prostokątny - przy czym nie wolno robić tego oscyloskopem bezpośrednio na wyjściach układu USl! Badania przy pomocy oscyloskopu lub miernika częs-
totliwości można przeprowadzić tylko na wyjściu transoptora Tol, zgodnie z rys.3.
Uwagi końcowe
Ponieważ układ jest zasilany bezpośrednio z sieci energetycznej, to nie wolno po włączeniu go do sieci dotykać ręką żadnego elementu znajdującego się na płytce drukowanej. Podobne zastrzeżenie dotyczy punktów lutowniczych, złącz śrubowych i rezystora pomiarowego. Przestrzeganie tych uwag jest bardzo istotne z punktu widzenia bezpieczeństwa konstruktora.
Niedopuszczalne są także zmiany położenia zworki JPl podczas pracy układu - wyjście układu USl także znajduje się na potencjale sieci! Zmiana położenia zworki wymaga wyłączenia układu z sieci. Piotr Zbysiński, AVT
Układ opracowano na podstawie materiałów firmy Sames.
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
Rl: 390kQ
R2: 24kQ
R3: lMii
R4: 24kQ 1%
R5: RH*(l,ókQ)
R6: RI2*(l,ókQ)
R7: 4700/1W
R8, R9: 680O
RIO: 620O
Rcz: *200^Q (80A)
Kondensatory
Cl, C2: 560pF
C3, C4: 3,3nF
C5, Có: lOOnF
C7: 820nF
C8: 470nF/400VAC
C9, CIO: 100|iF/16V
Półprzewodniki
DL D2: 1N4148
D3, D4: 2/W min. 150mW
Tol: 4N35
USl: SA9102C Sames
Różne
JPl: jumper 1x3 ze zworką
Xl: kwarc 3.579MHz
Uwaga! Elementy oznaczone "*"
nie wchodzą w skiad kitu. Ich
wartości należy dobrać zgodnie
ze wzorami podanymi w artykule.
Wartości elementów podane
w nawiasach dotyczą
egzemplarza modelowego.
Elektronika Praktyczna 2/97
61
MINIPROJEKTY
Wspólną cechą układów opisywanych w dziale "Miniprojekty" jest łatwość ich praktycznej realizacji. Na zmontowanie i uruchomienie układu w typowym przypadku wystarcza kwadrans. Mogą to być układy stosunkowo skomplikowane funkcjonalnie, niemniej proste w montażu i uruchomieniu, gdyż ich złożoność i inteligencja jest zwykle zawarta w układach scalonych. Wszystkie projekty opisywane w tej rubryce są praktycznie wykonane w laboratorium AVT. Większość z nich wchodzi do oferty kitów AVT jako wyodrębniona seria "Miniprojekty" o numeracji zaczynającej się na 1000.
Przenośny termometr cyfrowy
Na lamach EP kilkakrotnie
przedstawialiśmy mniej lub
bardziej skomplikowane
układy do pomiaru
temperatury. W niniejszym
rozwiązaniu autor, gorliwy
zwolennik budowania
urządzeń od "początku do
końca", proponuje
wykonanie termometru
cyfrowego, zasilanego
bateryjnie, o zakresie
pomiarowym
-3O..+12O�C i dokładności
Niewielkie rozmiary urządzenia, dopasowanie płytki drukowanej do handlowej obudowy oraz zasilanie z typowej baterii 6F22 to niewątpliwe atuty tego rozwiązania. Układ dodatkowo posiada sygnalizację wyczerpania baterii zasilającej, a sonda pomiarowa wykonana jest ze zwykłej diody krzemowej.
Opis układu
Schemat elektryczny układu miernika przedstawiono na rys.l. Jak wspomniano wcześniej, rolę czujnika pełni spolaryzowane przewodząco złącze p-n w postaci diody krzemowej. Wraz ze wzrostem temperatury napięcie na diodzie zmienia się liniowo. Współczynnik tej zmiany wynosi ok. -2mV/�C. Na rys.2 jest pokaza-
na typowa charakterystyka złą- zmian
cza p-n na której zaznaczono zakres pomiarowy naszego urządzenia odpowiadający liniowej części charakterystyki diody.
W prezentowanym urządzeniu jako czujnik CZl zastosowano popularną diodę 1N4148. Pomiar temperatury polega zatem na zmierzeniu
napięcia na złączu i odpowiednie przeskakiwanie wyniku w stopniach Celsjusza. Do pomiaru i wyświetlenia wartości temperatury zaprzęgnięto popularny przetwornik analogowo-cyfrowy firmy In-tersil ICL71O6. Niski pobór prądu przez ten układ i bezpośrednie sterowanie 3 i 1/2 cyfrowym wyświetlaczem ciek-
PR1- ZERO PR2-100�C PR3-LOBAT
INHI AB
INLO POL
COMM
REFLO A1
B1
HEFHI C1
Dl
CREF E1
F1
CREF' G1
OSC3 A2
B2
0SC2 C2
D2
OSC1 E2
RZ
A/Z ee
BUFF A3
B3
llłT C3
D3
E3
TEST F3
G3
VDD
VSS BP
B: B P A
P
BOA PLB
L0BV|
Rys. 1.
Elektronika Praktyczna 2/97
67
MINIPROJEKTY
Rys. 2.
łokrystalicznym pozwoliło na uzyskanie dobrych parametrów miernika. Dokładność wynosząca O,1�C w zupełności wystarcza w większości zastosowań, nawet medycznych, kiedy zachodzi potrzeba szybkiego pomiaru temperatury ciała chorego.
Czujnik - diodę, należało spolaryzować tak, aby przepływał przez niego prąd o możliwie stabilnej i niezależnej od temperatury wartości. W naszym układzie rolę źródła prądowego pełni wzmacniacz operacyjny U2. Jako napięcie odniesienia źródła wykorzystano napięcie z dzielnika rezystorowego R6, R4, PRl. Dzielnik jest zasilany przez stabilne źródło napięcia odniesienia wbudowane w układ Ul, którego napięcie wyjściowe jest dostępne pomiędzy wyprowadzeniami VDD i COMM przetwornika.
Kalibracja układu jest dwu-punktowa. Potencjometr PRl służy do wyzerowania wskazań w temperaturze 0�C, PR2 zaś do regulacji zakresu pomiarowego np. wartości
a
36,6�C po umieszczeniu czujnika pod pachą. Lepiej jest jednak skalować przyrząd dla większej wartości temperatury np. wrzącej wody (ok. 100�C).
Elementy C4 i R2 to elementy wewnętrznego integratora przetwornika ICL7106. Kondensator C4 powinien mieć jak najmniejszą stratność. Najlepiej zastosować kondensator ceramiczny, bowiem stabilność temperaturowa nie ma w tym przypadku znaczenia. Kondensator C3 jest elementem autozerowania przetwornika, natomiast C2 odpowiada za błąd asymetrii charakterystyki przetwarzania układu Ul.
Ze względu na pomiary z dokładnością O,1�C konieczne jest zapalenie kropki dziesiętnej po cyfrze jedności. Układ przetwornika Ul nie ma możliwości sterowania dodatkowymi, oprócz segmentów elementami wyświetlacza LCD. Aby temu zaradzić, do odwrócenia fazy sygnału BP (ang. "Back Plane" - sygnał sterujący podłożem wskaźnika LCD) wykorzystano bramkę XOR U3A, która steruje pun-
� TERMOMETR CYFROWY � DLI
oooo
J 1
OOOOOOOOOD
90WDI
\mumxsm
C7
Rys. 3.
ktem dziesiętnym DLI powodując jego stałe świecenie.
Układ złożony z trzech pozostałych bramek U3B ..D, wraz z elementami R8..R10 i PR3, jest układem kontroli stanu baterii. Napięcie równe połowie napięcia zasilania układów CMOS, jest wytwarzane i dodatkowo stabilizowane przed układ Ul, a dostępne między wyprowadzeniami VDD i TEST - piny 1 i 37. Dioda Dl zabezpiecza układ przed omyłkowym odwróceniem zasilania, co mogłoby spowodować uszkodzenie termometru.
Montaż i uruchomienie
Układ zmontowano na jednostronnej płytce drukowanej o wymiarach 70x83 mm (widok płytki znajduje się na wkładce wewnątrz numeru). Rozmieszczenie elementów przedstawia rys.3. Montaż układu należy rozpocząć od wlutowania kilku zwór oznaczonych na płytce literą J. Następnie należy wlutować rezystory i podstawki pod układy U1..U3. Układ Ul umieszczony jest pod wyświetlaczem LCD. W celu prawidłowego umieszczenia tego ostatniego należy dodatkową podstawkę 40-nóżkową przeciąć i tak otrzymane "listwy" wlutować w miejsce oznaczone na płytce drukowanej. W przypadku nabycia wyświetlacza z "krótkimi" wyprowadzeniami może okazać się niezbędne użycie dodatkowej podstawki DIL-40 lub nawet dwóch, tak aby czoło wyświetlacza znajdowało się tuż pod powierzchnią okienka obudowy termometru.
Jako PRl i PR2 należy użyć wieloobrotowe potencjometry montażowe dobrej jakości, np. typu Helitrim. Gwarantuje to dokładne skalibrowanie przyrządu podczas uruchamiania. Zwykłe potencjometry montażowe nie nadają się do tego celu. Odczytywany wynik może się zmienić np. po wstrząsie termometru. Uwaga ta nie dotyczy PR3, który służy do ustawienia progu napięcia sygnalizacji wyczerpania baterii.
W zależności od typu zastosowanego wyświetlacza LCD, należy przeciąć w miejscu oznaczonym na płytce doprowadzenie sygnału BP (Back Plane) bądź do nóżki 1 bądź do 40 DLI. W niektórych typach nie jest to konieczne, bowiem końcówki te są ze sobą połączone. Należy jednak o tym pamiętać kupując konkretny typ wyświetlacza, a ewentualne wątpliwości wy-
jaśnić u sprzedawcy lub w katalogu producenta.
Montaż płytki drukowanej kończy wlutowanie złączki baterii 9V oraz wyłącznika zasilania SWl. Dobrze jest dodatkowo wzmocnić miejsce styku kroplą kleju silikonowego ("na gorąco"), co zwiększy wytrzymałość przewodów połączeniowych.
Po zmontowaniu płytki drukowanej należy wykonać sondę czujnika. Sposób jej wykonania przedstawia rys.4. Po odpowiednim dogięciu końcówek diody (czujnika) należy przylutować je do końcówek przewodu. Najlepiej jest użyć 50 cm odcinek miękkiego kabla ekranowanego (np. mikrofonowego) o średnicy 3..4 mm.
Rdzeń przewodu powinien być wykonany ze skrętki -sztywny kabel (np. antenowy) nie nadaje się do tego celu. Katodę diody należy połączyć z oplotem, a anodę z rdzeniem przewodu. Następnie po dodatkowym zaizolowaniu miejsc lutowania całość należy zalać syntetycznym klejem, najlepiej typu Distal, starając się aby klej utworzył kroplę wokół diody czujnika, jak pokazano na rys. 4. Niestety w tym miejscu niezbędna jest cierpliwość, bowiem co kilkanaście minut przez około 4 godziny należy obracać końcówkę tak wykonywanej sondy, aby klej nie spadł na jedną stronę. Łatwiejszym sposobem jest zalanie diody w typowej pustej łusce od naboju używanego do wstrzeliwania kołków, lub w każdej innej cienkiej, najlepiej metalowej rurce.
Po ok. 24 godzinach, kiedy klej wyschnie można z drugiej strony zakończyć sondę np. wtykiem typu mini-jack, co umożliwi przy zastosowaniu w termometrze odpowiedniego pasującego gniazda, odłączanie czujnika od urządzenia.
Zastosowana w kicie obudowa pozwala na bezproblemowe umieszczenie w jej wnętrzu płytki z elementami, a dodatkowe miejsce i klapka pozwala na wymianę baterii bez konieczności użycia śrubokręta. W przypadku użycia gniazda do dołączenia czujnika należy wykonać w ściance odpowiedni otwór tuż obok symbolu CZl na płytce drukowanej. Rodzaj, sposób i miejsce umieszczenia wyłącznika SWl pozostawiam Czytelnikom.
Ze względu na krótki czas trwania pomiaru temperatury (mała bezwładność modelowe-
68
Elektronika Praktyczna 2/97
MINIPROJEKTY
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
Rl, R2, R8, R9: 100kQ
R3: 39kQ
R4, R6: 4,7kQ
R5, RIO: 1MQ
R7: 2,7kQ
PR1, PR2: 5kQ potencjometr
wieloobrotowy "Helitrim"
PR3: lOOka potencjometr
montażowy
Kondensatory
Cl, Có: lOOpF
C2, C7: lOOnF
C3: 220nF
C4: 220nF ceramiczny
C5: lOnF
Półprzewodniki
Ul: ICL7106
U2: LM308
U3: 4070 (4030)
DLI: LCD 3,1/2 cyfry
Dl: BAT85, 43 lub podobna
Schottky'ego
CZ1: 1N4148
Różne
podstawki DIL-40: 2 szt.
DIL-8 IDIL-14: po 1 szt.
SW1: wyłgcznik 2-pozycyjny
(patrz tekst)
BT1: 6F22 9V O
obudowa KM33C
UWAGA! elementy
oznaczone (*) nie wchodzę
w skład kitu AVT-1120
go czujnika CZl), w układzie modelowym jako SWl zastosowano włącznik monostabil-ny, co jednocześnie chroni baterię przed przypadkowym rozładowaniem. W praktyce w zupełności to wystarcza do kontroli temperatury pod pachą lub w mieszkaniu.
przewód
Po zmontowaniu całego urządzenia należy dołączyć baterię zasilającą, a następnie przystąpić do kalibracji termometru. W tym celu najlepiej posłużyć się dodatkowym np. wypożyczonym ze szkolnej pracowni rtęciowym termometrem laboratoryjnym (z po-działką 0,l�C i zakresem ok. -5..110�C) lub dokładnym termometrem cyfrowym. Kalibracja polega na umieszczeniu sondy czujnika wraz z termometrem wzorcowym w topniejącym lodzie (lub lepiej śniegu) oraz ustawieniu za pomocą PRl zgodnych wskazań na wyświetlaczu DLI. Podobnie należy postąpić przy kalibracji zakresu przy pomocy PR2 umieszczając tym razem czujnik we wrzącej wodzie. Czynność kalibracji należy powtórzyć przynajmniej 2 razy, aby wskazania w obu przypadkach były prawidłowe.
W tym miejscu uwaga dla tych, którzy będą próbowali kalibrować przyrząd bez termometru wzorcowego. Jak wiadomo temperatura np. wrzenia wody zależna jest od ciśnienia atmosferycznego, toteż ustawienie
wskazań 100�C bez kontroli rzeczywistej temperatury wrzenia w danych warunkach mija się z celem, bowiem nasz termometr ma mierzyć z dokładnością do 0,1�C. Termometr należy zasilić napięciem 7,5V, a następnie reglując potencjometrem PR3 doprowadzić do pojawienia się wskaźnika "LOBAT". Przy wzroście napięcia powyżej 7,6V wskaźnik powinien zgasnąć. Jakość kalibracji można do-
datkowo sprawdzić mierząc pod pachą temperaturę swego ciała (u zdrowego człowieka termometr po kilku chwilach powinien wskazać 36,6�C). ZW
Układ termometru opracowano na podstawie materiałów firmy Intersil.
Kompletny układ i płytki drukowane są dostępne w ofercie AVT pod oznaczeniem AYT-1120.
Elektronika Praktyczna 2/97
69
MINIPROJEKTY
Przystawka do pomiaru małych prądów
Prezentowana
w artykule prosta
przystawka spełnia rolę
konwertera piąd-napiecie
i pozwala na dokładny
pomiar prądów w zakresie
200nA..2miA. Aby uzyskać
pełnowartościowy przyrząd
pomiarowy należy do niej
dołączyć moduł
wyświetlania - kit AVT-
1091, który opisaliśmy
w EP6/96.
Schemat elektryczny przystawki przedstawiono na rys.l. Jest to bardzo prosty układ konwertujący prąd wejściowy z wejść INI, IN2 na napięcie. Rolę konwertera i jednocześnie wzmacniacza spełnia układ US1A. Współczynnik wzmocnienia jest ustalony przy pomocy rezystorów włączonych pomiędzy wejście odwracające wzmacniacza i jego wyjście. Na płytce przewidziano miejsce na pięć rezystorów (R1..5) wybieranych przy pomocy zworki Jl. W zależności od jej położenia zakres pomiarowy miernika zmienia się od 200nA do 2mA. Równolegle do rezystora ustalającego zakres pomiarowy włączony jest kondensator Cl, którego zadaniem jest zapobieganie wzbudzeniom
wzmacniacza i zmniejszeniu jego wzmocnienia dla przebiegów zmiennych. Diody Dl i D2 zabezpieczają wejście wzmacniacza US1A przed zbyt dużym napięciem wejściowym.
Wzmacniacz US1A pracuje w układzie różnicowym, w którym wejście nieodwra-cające polaryzowane jest napięciem stałym równym połowie napięcia zasilania. Dzięki zastosowaniu takiego sposobu pomiaru nie występuje groźba nasycania się obwodu wyjściowego US1A w krańcach zakresu pomiarowego, co mogłoby obniżyć dokładność wskazań. Napięcie polaryzujące wytwarzane jest przez wtórnik napięciowy US1B. Na ,|
wejście tego układu podawane jest wyfiltrowane przez C6 napięcie z dzielnika napięciowego R3, R9. Rezystor RIO separuje wyjście wtórnika US1B od wejścia pomiarowego INI. Ponieważ każdy wzmacniacz operacyjny nie jest idealnie zrównoważony
EL
CL
Rll 91 Ok
Pl 30*
Rys. 2.
zastosowano dodatkowe elementy Rll, Pl, które umożliwiają dokładne zrównoważenie stopnia wyjściowego US1A.
Montaż
i uruchomienie
Widok dwustronnej płytki drukowanej przystawki przedstawiono na wkładce wewnątrz numeru. Płytka ma identyczne rozmiary, jak moduł wyświetlacza AVT-1091, w podobny sposób rozmieszczono także otwory mocujące. Możliwe jest więc złożenie trzy warstwowej "kanapki", dzięki czemu uzyskamy łatwy w zamontowaniu moduł pomiarowy.
Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przedstawia rys.2. Montaż układu nie jest skomplikowany, warto jest jednak wykonać go dokładnie, ponieważ bardzo ułatwi to uruchomienie i zapewni jego długotrwałą i niezawodną pracę.
W przypadku zastosowania zamiast jumpera Jl przełącznika 5-pozycyjnego należy pamiętać o zachowaniu możliwie krótkich połączeń pomiędzy płytką i wyprowadzeniami przełącznika. Zbyt długie przewody powodują, że pomiary na niższych zakresach prądowych nie są dokładne.
Uruchomienie układu sprowadza się do kontroli napięcia na wyjściu ca |.i?_ US1B (powinno być bardzo bliskie połowie napięcia zasilającego) i sprowadzeniu do zera napięcia pomiędzy wyprowadzeniami Hi i Lo po Śp-i zwarciu ze sobą wejść przystawki. Zerowania na-^-1 leży dokonać przy pomocy potencjometru Pl.
Następnie po wybraniu jednego z zakresów pomiarowych i przepuszczeniu przez wejście przystaw ki niewielkiego (i s**3 I dobranego do zakresu pomiarowego) prądu kontro-
lujemy, czy napięcie pomiędzy
wyprowadzeniami Hi i Lo ma
wartość wynikającą ze wzoru: Uwy=Iwe*Rz, gdzie:
Uwy - napięcie pomiędzy wyprowadzeniami Hi oraz Lo;
Iwe - prąd wejściowy przystawki;
Rz - rezystancja wybranego (spośród R1..5) rezystora.
RR
Podstawowe parametry przystawki
/ napięcie zasilania 7 15V,
/ prąd zasilania 10mA,
/ zakresy pomiarowe 200nA- R1 dla napięcia wyjściowego 200rnV,
2^.A- R2 dla napięcia wyjściowego 200mV,
Z0|_lA-R3 dlanapięciawyjściowe-go200mV,
200|j,A- R4 dla napięcia wyjściowego 200mV,
2mA-R5 dla napięcia wyjściowego 200mV
WYKAZ ELEMENTÓW
Rezystory
Rl: 1MG 1%
R2: lOOkO 1%
R3: lOkO 1%
R4: lkG 1%
R5: 100D 1%
Ró, R7: ÓMO.
R8, R9: 47kO
RIO: 150D
Rll: 91 OkD
Pl: 20kO (potencjometr
precyzyjny wieloobrotowy)
Kondensatory
Cl: 330nF
C2:
C3:
C4:
C5, Có: lOOnF
Półprzewodniki
US1: TL082
DL D2: BAV17
Różne
Golcl piny 2x5 + zworko
Kompletny układ i płytki drukowane są dostępne w ofercie AVT pod oznaczeniem) AVT-1115.
Elektronika Praktyczna 2/97
NOWE PODZESPOŁY
Syntezery dźwięków firmy OTCOffi
Dream jest francuskim oddziałem amerykańskiej firmy Atmel, który specjalizuje się w produkcji układów scalonych do cyfrowej syntezy i obróbki dźwięku. Wszystkie układy produkowane przez Dream wykonywane są w nowoczesnej technologii CMOS opracowanej przez Atmela, dzięki czemu ich ceny są znacznie niższe niż odpowiedniki firm konkurencyjnych.
Układ SAM9253 (rys.l) jest kompletnym syntezerem wysokiej jakości, przeznaczonym do stosowania w elektronicznych instrumentach muzycznych. Syntezer może generować sygnał jednocześnie w 32 kanałach, przy czym możliwe jest korzystanie z zewnętrznej pamięci próbek PCM. Dzięki wbudowanemu w strukturę układu rozbudowanemu interfejsowi do obsługi klawiatury i panelu sygnalizacyjnego (LED], stosowanie układu w praktycznych aplikacjach jest niezwykle proste. Układ ten opracowa-
dream
KByboud
Snłtdwa
LEDi
9lUin
HDIMwt
Rys. 1.
RAM ROM
1 1
19253
SAIV - DAG

i 1
EFFECTB SAMffifó foptian) PCM ROM
no z myślą o stosowaniu w sprzęcie przenośnym zasilanym bateryjnie.
Znacznie bardziej rozbudowany funkcjo-
CODEC
PAP DECODE
Rys. 2.
PC BU5 (ISA.PCI)
PC
I hwddBh I
Audo fri
Echo
3D
Mbfrg conodo
GM
aynthHla
EqLHLlŁzw
OPU
EfTects
Rys. 3.
nalnie jest układ oznaczony SAM9407. Jest to 64-głoso-wy syntezator polifoniczny, który umożliwia jednoczesne odtwarzanie i zapisywanie 8 ścieżek stereofonicznych , ma wbudowany 4-pasmowy equ a li zer i procesor d źwi ę-k u przestrzennego 3D. Układ zaprojektowano w taki sposób, że może bezpośrednio współpracować z szyną ISA lub PCI, gwarantując pełną kompatybilność ze standardowymi
Video Yldoo In out
kartami muzycznymi AdLib.
Architektura układu jest niezwykle skomplikowana - we wnętrzu obudowy TQFP144 znajduje się RlSC-owy procesor DSP oraz 16-bitowy procesor CISC, który spełnia rolę nadzorcy systemu. Audoout Częstotliwość próbkowania i o d twa rza n i a dźwięku wynosi 44.lkHz.
Na rys.2 przedstawiona została uproszczona aplikacja układu SAM9407. Rys.3 przedstawia moduły funkcjonalne, jakie zintegrowano w strukturze układu.
Nieco prostszą konstrukcją jest układ SAM9503. Jest to specjalizowany procesor do stosowania w karaoke i jako moduł pomocniczy w instrumentach muzycznych. Ma on wbudowanych aż 13 linii opóźniających, 4-pasmowy equalizer, 4-kanałowy procesor Surround, zaawansowane pogłosy mikrofonowe oraz kilka filtrów do efektów specjalnych (rys.4].
Układ w typowych aplikacjach współpracuje z 32MB pamięci Flash, 32kB szybkiej pamięci RAM oraz
codec'iem. Układ ma wbudowaną pętlę PLL, dzięki czemu wszelkie niezbędne do poprawnej pracy sygnały generuje bez konieczności stosowania wielu oscyla-torów kwarcowych.
Układ SAM9503 dostępny jest w obudowie TQFP1OO, przeznaczonej do montażu powierzchniowego.
RAM ROM
CODEC
' Audaout
Aucfoin
Rys. 4.
Zintegrowany termostat analogowy firmy
ANALOG DEYICES
Firma Analog Devices oferuje bardzo interesujący układ scalonego termostatu analogowego. Układ nosi oznaczenie TMP12 i ma wbudowany
w swoje wnętrze precyzyjny czujnik temperatury (mierzy w zakresie -4O.. + 1OO�C, z dokładnością ą3�C], dwa komparatory o programowanych, przy
pomocy trzech rezystorów, progach porównania, skompensowane termicznie źródło napięcia odniesienia do zasilania dzielnika wzorcowego oraz
Elektronika Praktyczna 2/97
71
NOWE PODZESPOŁY
dwa drivery wyjSciowe o wydajnoS-ci prądowej 20mA. Współczynnik przetwarzania wewnętrznego czujnika temperatury wynosi 5mV/�C.
Układ pomiarowy zabezpieczony jest przed oscylacjami na progu przełączania przy pomocy sprzętowej histerezy.
Na rys.5 przedstawiona została typowa aplikacja układu TMP12, bez uwzględnienia układów wyjScio-wych. Dość duża wydajnoSć prądowa buforów wyjSciowych umożliwia bez-poSrednie sterowanie przekaźników, tranzystorów dużej mocy diod Świecących w trans op torach lub bramek tyrystorów lub triaków.
Układ TMP12 może znaleźć zastosowania we wszelkiego typu systemach kontroli temperatury, przepływu powietrza, zabezpieczeniach termicznych itp. Jednym z bardziej spektakularnych zastosowań tych układów są "inteligentne" radiatory z wentylatorami dla nowoczesnych procesorów.
W strukturę układu wbudowany został rezystor spełniający rolę grzejnika ustalającego spoczynkową temperaturę struktury.
Układ pracuje przy napięciu zasilania 5V i pobiera prąd rzędu
Rys. 5.
Nowe układy firmy
Firma ISD słynie z produkcji układów scalonych potrafiących zapamiętywać i odtwarzać akustyczne sygnały analogowe. Najnowszym opracowaniem firmy ISD są układy serii ISD33000. Uzupełniają one doskonale znane już na rynku rodziny ISD1000A, ISD1100, ISD1200, ISD1400 oraz ISD2500. Nowe układy charakteryzują się bardzo dużą pojemnoScią pamięci analogowej EEPROM,
dzięki czemu możliwe jest zapisanie w niej aż 4 minut dźwięku. Układy mogą być zasilane napięciem 3V i pobierają przy tym 25..30mA prądu. W stanie spoczynku war-toSć prądu pobieranego przez układ nie przekracza luA.
Dzięki stosunkowo wysokiej częstotliwoS-ci próbkowania jakoSć odtwarzanego dźwięku jest bardzo dobra, a długi czas przecho-
Anskifl Ttanicahais
4MVe60KC�ll
Noiwolatlla
Multllwel Starego
Arrey
5-PnleAciM Smtnthlng Fllbar
ChipCorder�
TECHWtCSYBYlED
INFORMATION
STORAGE
DEVICES
wywania informacji (ponad 100 lat) i moż-liwoSć wielokrotnego zmieniania zawartoSci pamięci (gwarantowane minimum to 100.000 cykli kasowanie-wpis) powoduje, że układy te są chętnie stosowane także w konstrukcjach profesjonalnych.
W chwili obecnej dostępnych jest 8 wersji układów rodziny ISD33000. Zestawienie ich podstawowych parametrów znajduje się w tab.l.
Na rys.6 przedstawiono schemat blokowy wnętrza układu rodziny ISD33000.
VCCA VSBA
SD VCCD SCLK SS MOS MISO INT RAC AMCAP
Rys. 6.
Tabela 1.
Oznaczenie Pojemność Częstotliwość Górna częstotliwość
układ u pamięci próbkowania filtru wejściowego
[sek] [kHz] [kHz]
ISD33060 60 8.0 3.4
ISD33075 75 6.4 2.7
ISD33090 90 5.3 2.3
ISD33120-4 120 4.0 1.7
ISD33120 120 8.0 3.4
ISD33150 150 6.4 2.7
ISD33180 180 5.3 2.3
ISD33240 240 4.0 1.7
Niskonapięciowe czujniki temperatury firmy
Jednym z najnowszych opracowań firmy Analog Devices są trzy czujniki temperatury o dużej dokładnoSci (ą2�C i 0,5% nielinio-woSci w całym zakresie przetwarzania), przystosowane do zasilania dowolnym napięciem z zakresu 2,7..5,5V. Pobór prądu przez układ nie przekracza 50uA, a w trybie ograniczonego poboru mocy 0,5uA.
Zakres pomiarowy wynosi -4O..+125�C, przy czym struktura układu wytrzymuje temperatury do +150�C. Zakres przetwarzania dla układów TMP35 i TMP36 wynosi 10mV/ �C, a dla układu TMP37 20mV/�C. Skala przetwarzania została tak dobrana, aby możliwy był odczyt temperatury wprost w stopniach Celsjusza.
Na rys.7 przedstawiono obudowy i kolej-noSć wyprowadzeń układów TMP35/6/7.
VOUT
NC
NC
GND
SO-8
�w
3B
8j +Vs ~j\ NC Y1 NC
ANALOG DEVICES
SOT-25 (SOT23-5)
"ei gnd
5J SHLJTDOWN
TO-92
Rys. 7.
PIN 1 - +Vs, PIN 2 - V0UTl PIN3 - GND
Elektronika Praktyczna 2/97
Układy zdalnego sterowania z kodem dynamicznym
PODZESPOŁY
W artykule przedstawiamy trzy
najbardziej popularne rodziny
układów przeznaczonych do pracy
w systemach zdalnego sterowania.
Są one stosowane głównie
w bezstykowych włącznikach
alarmów, zdalnych sterownikach
bram i szlabanów
automatycznych, sterownikach
rygli elektrycznych w sejfach,
układach bezstykowej
identyfikacji, a także szeregu
innych aplikacjach.
Prezentowane w artykule układy
wyróżniają się niezwykle
oryginalnym sposobem szyfrowania
przesyłanych poleceń, przez co
odporność systemu na próby
nieautoryzowanego dostępu jest
bardzo wysoka.
tor radiowy lub podczenrony
Dstador kodu dynamicznego
Moduł odbiorczy UHady wyj&iowa

NM57HS01 Nhuacu pc
1. .4 nadojilltiw z fcodam dynamksnym
Rys. I.
Układy zdalnego sterowania wykorzystujące do generowania zmiennego kodu wyjściowego złożone algorytmy implementowane bezpośrednio w strukturę półprzewodnikową produkowane są przez wiele firm na świecie. Przewaga systemów z kodem dynamicznym nad standardowymi rozwiązaniami (np. popularne układy rodziny MC145026..8 lub TEA5500] polega na znacznym ograniczeniu możliwości złamania bariery kodowej poprzez podsłuch radiowy lub proste próby aproksymacyjne. My się skupimy na omówieniu trzech najbardziej popularnych standardów, opracowanych niezależnie w trzech różnych firmach - National Semi-conductor (układy rodziny HiSec], Exel (seria Surę Lok] oraz Mic-rochip (opracowanie firmy KeeLoą). Prezentację rozpoczniemy od firmy
National Semiconductar
Na początku 1994 roku wprowadziła ona do sprzedaży pierwsze układy wchodzące w skład rodziny nazwanej HiSec (z ang. High Security]. Charakteryzują się one możliwością pracy w trybach ze zmiennym i stałym kodem, co pozwala dostosować możliwości systemu zdalnego sterowania do wymagań bezpieczeństwa stawianych konkretnej aplikacji.
Na rys.l przedstawiono uproszczony schemat blokowy układu zdalnego sterowania zrealizowanego przy pomocy układów rodziny HiSec. Układy NM95HS01 lub 02 spełniają rolę generatorów kodu losowego wysyłanego przez nadajniki. W pierwotnie opracowanych systemach możliwe było stosowanie od 1 do 4 niezależnych nadajników. Układ NM57HS01 jest dekoderem ko-
Rys. 2.
du losowego, k to ry współp ra-cuje z pa-mięcia E EP RO M magazynującą fragment kodu wykorzys-ty wan ego do identyfikacji upo-w a ż n i o -nych kluczy. Jako medium transmisyjne można
wykorzystać sygnały radiowe lub podczerwień.
Projektanci układów HiSec zastosowali bardzo interesującą metodę synchronizacji nadajnika z odbiornikiem - polega ona bowiem na wyliczaniu przez dekoder w odbiorniku okna dopuszczalnych kodów o szerokości zadanej przez użytkownika. Ponieważ w typowych sytuacjach jest mało prawdopodobne, aby nadajnik wygenerował więcej niż kilkanaście ramek, poza zasięgiem toru transmisyjnego stosuje się typowo okna o szerokości 16, 24 lub 32 ramek. Resynchronizacja nadajnika z odbiornikiem nie jest w żaden sposób widoczna dla użytkownika.
Nieco inaczej wygląda synchronizacja nadajnika i odbiornika w momencie inicjacji systemu lub w przypadku utraty synchronizacji wywołanej "wypadnięciem" generatora losowego nadajnika poza obszar kodów dopuszczalnych przez odbiornik. Niezbędna jest wtedy ingerencja we wnętrze odbiornika - wejście układu NM57HS01, oznaczone RESYNC, należy zewrzeć z masą, co wymusi proces resynchronizacji. W przeciwnym wypadku odbierane ramki danych będą traktowane jako błędne.
Układy odbiorcze HiSec mają wbudowa-
Rys. 3.
Elektronika Praktyczna 2/97
73
PODZESPOŁY
PraambiJB Bb Idanfyfkator stałymi Pola danych 4b Identyfikator dynamiczny 24b Błt stopu 1b
Rys. 4.
ne dodatkowe zabezpieczenie przed systemami skaningowymi, które polega na ograniczeniu liczby możliwych pomyłek i prób nieuprawnionego dostępu. Po przekroczeniu zadanej liczby dopuszczalnych kodów błędnych układ odbiorczy przełącza się w stan ograniczonego dekodowania. Polega ono na dekodowaniu sygnałów przycho-
nych obok bitu stopu, którego zadaniem jest jednoznaczne określenie końca przesyłanych danych, przesyłane jest 8-bitowe pole parzystości, które zwiększa bezpieczeństwo przesyłanych danych. Jeżeli odbiornik wykryje błąd parzystości ignoruje całą odebraną ramkę.
Typowym odbiornikiem systemu HiSec
PrambutaBb Idartyftatar stały Mb Pola danych 4b Identyfikator dynamiczny 3Sb Centrala paizystasci Sb Bi: stopu 1b
Rys. 5.
dzących w odstępach czasu powyżej 30 sek. Dzięki temu złamanie zabezpieczenia wymaga ogromnej ilości czasu, co działa najczęściej zniechęcająco na osoby tym zainteresowane.
Zakodowany sygnał nadawany może byc w 11 różnych formatach. Dwa z nich stosowane w typowych aplikacjach - RF PWM w torach radiowych w.cz. (rys.2], IR w systemach z nośną z zakresu podczerwieni (rys.3],
W zależności od wymagań użytkownika w systemie HiSec możliwe jest przesyłanie dwóch typów ramek danych - krótkiej (57 bitów, w tym 24 kodowane dynamicznie] lub długiej (81 bitów, w tym 36 kodowanych dynamicznie]. Formaty tych ramek przedstawiono na rys.4 i 5.
Preambuła (pole syn chroni żujące] może zostać indywidualnie zaprojektowana przez użytkownika, a jej zadaniem jest zapewnienie pełnej synchronizacji nadajnika z odbiornikiem. Identyfikator stały wykorzystywany jest w układach stałokodowych, może byc także wykorzystany do identyfikacji konkretnego klucza w systemie z kodem dynamicznym. Pozwala to prowadzić w prosty sposób statystykę pracy systemu
Rys. 7.
strzeżonego przez HiSec. Pole danych o długości 4 bitów informuje odbiornik o numerze wciśniętego w nadajniku klucza, stanie baterii nadajnika oraz o fakcie wysłania ramki synchronizującej zamiast typowej ramki danych. W zależności od formatu ramki pole, poprzez które przesyłana jest modyfikowana część kodu, może mieć długość 24 lub 36 bitów. Wartość tego pola jest modyfikowana po każdym cyklu transmisji danych. W długich ramkach da-
jest wspomniany wcześni ej układ NM57HS01, który umożliwia odbiór zarówno ramek krótkich, jak i długich i jest przystosowany do pracy z torami radiowymi oraz podczerwonymi. Dzięki bardzo elastycznej konstrukcji układ ten może pra-
cować jako stacjonarna, niezależna centrala odbiorcza lub jako inteligentny odbiornik-deko der współpracujący z systemem mikroprocesorowym.
Na rys.6 przedstawiono uproszczony schemat nadajnika systemu HiSec, który wykorzystuje jako medium podczerwień. Jako emiter podczerwieni producent zaleca stosowanie diody TSIP5200 firmy Temic, a optymalnym odbiornikiem jest TFMS1300. Zasięg osiągany z takim zestawem elementów przekracza 5m.
Schemat z rys.7 przedstawia radiowy nadajnik systemu HiSec, w którym jako wzorzec częstotliwości nośnej wykorzystano filtr z falą powierzchniową.
Na rys.3 przedstawiono schemat blokowy wnętrza nadajnika systemu HiSec NM95HS01A.
System kodowania dynamicznego Kee-Loq opracowany w firmie
turę - przedstawiono ją na rys.9. Układy koderów kodu dynamicznego wchodzące w skład rodziny KeeLoq (HCS2XX, HCS3XX i HCS4XX] generują słowo o długości 66 lub 67 bitów, z czego 28/32 bity stanowią niepowtarzalny numer seryjny, a 32 bity ulegają modyfikacji po każdej transmisji (fragment kodowany dynamicznie]. Oprócz tego w nadawanym słowie zawarta jest informacja o numerze przyciśniętego w nadajniku przycisku, napięciu baterii oraz suma kontrolna. Ramka przesyłanego sygnału jest uzupełniana o startowe bity synchronizują-
ce, dzięki czemu transmisja asynchronicz-na może przebiegać bez zakłóceń.
Na rys.10 przedstawiono schemat blokowy jednego z najbardziej popularnych układów kodujących serii KeeLoq - HCS300. We wnętrzu tego układu znajduje się pamięć EEPROM o pojemności 12 słów 16-bito-wych. Jest ona wykorzystywana do przechowywania czterech 16-bitowych kluczy kodowych (po jednym dla każdego z przycisków], wykorzystywanych przez generator kodu kroczącego do tworzenia słowa wyjściowego. Słowo to jest modyfikowane po każdej transmisji w sposób nieliniowy, dzięki czemu "podsłuchanie" jednej (czy nawet kilku] transmisji nie pozwala potencjalnemu włamywaczowi określić jaki będzie kolejny kod.
Ogromną zaletą układów KeeLoq jest fakt, że
vcc-
GND-
CK
POWER ON RESET
TIMER BŁOCK EEPROM REGIffTERS (13BYTES)
i �

DEBOUNCE CONTROL
LOGIC LOGIC
^ t

DYNAMIC CODE GENERATOR PWM BŁOCK
Ś TX -RFEN
Microchip
ma nieco odmienną od HiSeca architek-
Rys. 8.
użytkownik może samodzielnie wybrać i zaprogramować słowa - klucze i w dowolnym momencie je zmienić.
W pamięci EEPROM oprócz słów - kluczy przechowywana jest wzorcowa ramka
74
Elektronika Praktyczna 2/97
PODZESPOŁY

Onrtfnr Indu Htrii
I
nn nn na


KeeLoa
�
Rys. 9.
synchronizacyjna (także programowana przez użytkownika] oraz słowo konfiguru-jące układ nadawczy.
Synchronizacja nadajnika z odbiornikiem odbywa się na drodze podobnej jak w układach HiSec, z tą jednak różnicą, że układ odbiorczy nie wylicza po każdej prawidłowo odebranej transmisji okna o zadanej szerokości. Synchronizacja i kontrola odebranego kodu w układzie odbiorczym wygląda następująco - z odebranego ciągu bitów wyliczany jest faktycznie przesłany numer (który został zaszyfrowany według kodu - klucza], po czym następuje kontrola, czy mieści się on w oknie o szerokości 16 słów. Jeżeli tak nie jest, ale odebrany kod jest w oknie ,,kody dozwolone" (rys.ll]
Ctacllltrtor
Pozycja bieżąca
Okno kodów
"zablokowanych
(32K kodów)
Okno kodów dozwolonych
dwie transmisje (32K kodów)
Okno kodu bieżącego (16 kodów)
Rys. 11.
zapamiętaniu w rejestrze pomocniczym odebranego kodu i porównanie go z kolejnym. Jeżeli liczba przekazana w drugiej transmisji jest taka, jak wynika to z algorytmu szyfrowania, następuje synchronizacja nadajnika z odbiornikiem i wykonywane jest przesłane polecenie. Jeżeli natomiast odebrany kod będzie się znajdował w oknie kodów zablokowanych konieczna będzie resynchroni-zacja sprzętowa, co wiąże się najczęściej z koniecznością ingerowania we wnętrzu odbiornika.



IIO
__k

l/O

Itr
md kuny
rozpoczyna się procedura resynchronizacji odbiornika z nadajnikiem. Polega ona na
Jak widać proces resynchronizacji zastosowany w układach serii KeeLoq jest bardzo niezawodny i zwalnia użytkownika z konieczności umiejętnego korzystania z gotowego urządzenia.
Na rys.12 przedstawiono algorytm pracy układów nadawczych serii HCS, a na rys.13 przedstawiony został algorytm pracy układu odbiorczo - dekodującego. Do niedawna najczęściej układy dekodujące wykonywane były na procesorach PIC, co nie stanowi zbytniej trudności ponieważ program realizujący algorytm dekodowania jest udostępniany przez Microchip firmom produkującym układy zdalnego sterowania.
Przewidywane jest jednak wprowadzenie do masowej produkcji w najbliższym czasie specjalizowanych układów dekodują-cych dla systemu KeeLoq. Układy te wchodzą w skład serii HCS5XX. Schemat ideowy najprostszego układu odbiorczego wykonanego w oparciu o układ HCS512 przedstawiono na rys.14.
Tirnwnh llonhdw I DdUfcMfe klnUiiy (10rra)
Kodnnnłewsdłiig Informacji zmarłych w �ł�4*
Rys. 12.
Rys. 13.
Elektronika Praktyczna 2/97
75
PODZESPOŁY
DoSć interesującą, lecz mało znaną rodziną układów - generatorów kodów dynamicznych są produkowane przez amerykańską firmę
Excellence in E2
układy SureLok. Pod względem skutecz-noSci algorytmu kodującego układy te są "bardzo zbliżone do serii KeeLoą firmy Mic-rochip. Są one podobne zewnętrznie do układów firmy Microchip, bardzo zbliżone są także ich aplikacje.
Najważniejsze cechy charakterystyczne układów SureLok to:
X słowo wyjSciowe ma długoSć 65 bitów, z czego 32 są kodowane dynamicznie, 28 spełniają rolę niezmiennego identyfikatora serii, a pozostałe wykorzystywane są do przesłania informacji o stanie baterii oraz o numerze aktualnego cyklu generatora kodu zmiennego; X słowo - klucz, stanowiące bazę do wyliczania kolejnych kodów ma długoSć 64 bitów;
X zastosowanie trzech wejSć dwustanowych, które binarnie okreSlają numer wysyłanego rozkazu;
Rys. 14.
X kompatybilność mechaniczna i elektryczna z najbardziej popularnymi układami tego typu. Niestety nie udało się nam zdobyć dokładnych informacji o sposobie działania (zwłaszcza synchronizacji) tych układów. TrudnoSci te wynikają z faktu, że prezentowane w artykule układy dopiero wchodzą na rynek i większoSć dostępnych w końcu grudnia 1996 roku specyfikacji nosiła nagłówek "wstępne dane".
Tak więc do tematu układów generujących kody zmieniające się w czasie jeszcze wrócimy na łamach EP.
Tymczasem wszyscy zainteresowani najnowszymi informacjami na temat układów
Pragraming Pads
firm Microchip, National Semiconductor i Exel mogą zajrzeć do ich serwisu WWW, pod adresami:
- Microchip: www.microchip.com;
- National Semiconductor: www.natse-mi.com;
- Exel: www.exel.com. Piotr Zbysiński, AVT
Artykuł opracowano na podstawie materiałów dostarczonych przez firmy Elbatex i Gamma.
KURS
Biblioteki
mikroprocesorowych procedur standardowych
Kolejny odcinek kursu
poświęcamy prezentacji
procedur dzielenia
wielobajtowego.
Listingi wszystkich
programów prezentowanych
w artykule dostępne są
w postaci spakowanych
plików poprzez sieć Internet,
pod adresem strony
Elektroniki Praktyczn ej
www.atm. com .pl/~avt/ep.
Listing 1.
pro cedur a dzie Ś1 enla 4- BAJTOWYCH liczb
prz ez 2- BAJTOWE
WeJ ście:
rO - adre s najs .t arsz ego bajtu dzi elnej,
rl - adre s najs .t arsz ego bajtu dzi elnika,
wyj ście:
RO - adre s ilor "a zu
RE:R5 - r eszta
W de klara ej i zir ii enny ch pr< igram u
wyk orzys tujace Śg O tę pr ocedurę zd efiniować
rOre g equ 0
r5re g equ 5
r6re g equ 6
ziel32_16
c lr a ; wyzeruj ac c
m OV r5,, a
m OV r6,< a
ljmp
:lziel32_2: push push inc mov clr subb
r7,#33 ; licznik iteracji a,@rl
dziel32_7 dziel32_l ; liczymy
rl
r6re r5re rl a,r5
a,@
r5,a
rl
a,r6
a,@rl
r6,a
dziel3 2_3
r5reg
r6reg ; i
a, #3
reszty dzielnik
; skok, gdy różnic ; dodatnia Śdtworzenie reszty
Listing 2.
procedura dzielenia 6-BAJTOWYCH liczb przez 3-BAJTOWE Z ZAOKRĄGLENIEM WYNIKU Wejście: rO - adres najstarszego bajtu dzielnej,
wyjście:
RO - adres ilorazu R6:R5:R4 - reszta, R6 najstarszy UWaga, Podprogram korzysta z podprogramu dzielenia liczb 6-baJtowych przez 3-baJtowe o nazwie DZIEL48_24. W deklaracji zmiennych programu wykorzystującego te procedurę zdefiniować r2reg equ 2
r3reg equ 3
r7reg equ 7
lziel48_24Z:
LCALL DZIEL4 8_24
MOV R1.R2REG
CLR C
MOV A, @R1
RRC A
MOV R7 , A
Dzielenie wielobajtowe
Istnieje kilka metod dzielenia. Jedną z nich jest metoda z odtwarzaniem reszty. Sieć działań dla tej metody pokazano na rys. 1. Jej zasadą jest własność dzielenia binarnego, w której kolejna wyznaczana cyfra przyjmuje wartość 0, jeśli wynik odejmowania dzielnika od reszty cząstkowej jest ujemny (wtedy musimy odtworzyć poprzednią wartość reszty), albo 1 gdy różnica jest nieujemna.
a,@rO a,@rO @rO,a rO
a,@rO a,@rO @rO,a rO
a,@rO a,@rO @rO,a rO
a,@rO a,@rO mov @rO,a
push psw
mov a,r5
add a,r5
mov r5,a
ov
addc
mov addc
przesunięcie dzielnej W lewo
zachowanie stanu CY
*-> przesunięcie reszty * W lewo
dzvskanie stanu CY
dziel32_10:
djnz r7,dziel32_2
clr c
r6,a a,r5
ret dziel32 3:
INC MOV RRC MOV INC MOV RRC MOV MOV CJNE MOV CJNE MOV CJNE
DZIEL4824Z2: MOV ADD MOV MOV ADD MOV DEC MOV
a,#3
a.rO
rO.a
a,@rO
a,@rO
A,@R1
A
R2,A
A,R6
A,R7REG,DZIEL4824Z1
A,R5
A,R3REG,DZIEL4824Z1
A,R4
A,R2REG,DZIEL4824Z1
A,#5
A,R0
R0,A
A,@R0
A,#l
@R0,A
RO
A,@R0
zdjęcie nieaktualnej reszty ze stosu
Podobnie zachowujemy się dzieląc w dziesiętnym systemie liczbowym, ale mamy tu więcej możliwości wyboru. Ustalając kolejną cyfrę ilorazu dokonujemy mnożenia tej cyfry przez dzielnik i odejmujemy od reszty cząstkowej.
W dzieleniu binarnym mnożenie przez 1 jest przepisaniem dzielnika, zaś przez 0 daje oczywiście 0, a potem odjęcie oznacza odtworzenie reszty.
push
a,@rO
a,@rO
@rO,a
rO
a,@rO
a,@rO
@rO,a
rO
a,@rO
a,@rO
@rO,a
psw
a,r5
a,r5
r5,a
a,r6
a,r6
3ziel32_9: push
inc pop
3ziel32_4: djnz clr mov
rrc mov ret
3ziel32_7: setb ret
ADDC MOV DEC MOV ADDC MOV DEC MOV ADDC MOV DEC MOV ADDC MOV DEC MOV ADDC MOV RET
DZIEL4824Z1: JNC RET
przesunięcie dzielnej w lewo
chowanie stanu CY
*-> przesunięcie
szty
psw ; odzyskanie stanu CY dziel32 9
@r0 rO re
r7,dziel32_2
r6,a a,r5
psw.2 ; ustawienie OV
A, @R0
A,#0
@R0,A
RO
A, @R0
A,#0
@R0,A
RO
A, @R0
A,#0
@R0,A
RO
A, @R0
A,#0
@R0,A
DZIEL4824Z2
Elektronika Praktyczna 2/97
77
Biblioteki procedur standardowych
f START j
Listing 3.
ZERUJ RESZTĘ
K:=LICZBA BITÓW DZIELNEJ +1
RESZTA:=RESZTA - DZIELNIK
NIE
PRZYWRÓĆ RESZTĘ SPRZED ODEJMOWANIA
I
PRZESUŃ W LEWO PRZESUŃ W LEWO
*
USTAW LSB DZIELNEJ

K:=K-1

PRZESUNIĘCIE W LEWO
RESZTA DZIELNA
PRZESUŃ RESZTĘ W PRAWO
I
f STOP J
Rys. 1.
W zależności od liczby bajtów dostajemy procedurę mniej lub bardziej skomplikowaną, lecz ciągle realizującą ten sam algorytm. Wprawdzie ten algorytm dzielenia z odtwarzaniem reszty nie należy do najszybszych, ale autorowi to wystarczało. Oto te procedury:
- dzielenie liczb 6-bajtowych przez 3-bajtowe z zaokrągleniem wyniku (listing 1),
- dzielenie liczb 6-bajtowych przez 3-bajtowe (listing 2),
- dzielenie liczb 6-bajtowych przez 2-bajtowe,
- dzielenie liczb 4-bajtowych przez 2-bajtowe,
- dzielenie liczb 4-bajtowych przez 1-bajtowe (listing 3).
Dodatkowego komentarza wymaga dzielenie z zaokrągleniem wyniku (procedura DZIEL48_24Z). Każde dzielenie daje resztę, która zadecyduje o zaokrągleniu ilorazu. Jeśli podwojona wartość reszty będzie większa od dzielnika, to dodajemy do najmłodszej pozycji ilorazu jedynkę, w przeciwnym przypadku wynik bez korekty uznajemy za poprawny. Mirosław Lach, AVT
procedura dzieleni 4-BAJTOWYCH liczb
PRZEZ 1 - BAJTOWE
Wejście
rO - adr es dzielnej
rl - adr es dzielnik
wyjście
RO - adr es ilorazu
R5 - res zta
W deklar acji zmiennych programu
wykorzys tującego tę procedurę zdefiniować
rOreg equ 0
r5reg equ 5
ziel328:
clr a ; wyże ruj acc
mov r5,a
mov r7,#33 ; licznik iteracji
mov a,@rl
jz dziel328 _7
ljmp dziel328 _1 ; liczymy
Ziel32 8_ 2:
push r5reg ; przechowanie reszty
mov a,r5 ; reszta minus dzielnik
clr c
subb a,@rl
mov r5,a
jnc dziel328 _3 ; skok, gdy różnic
; dodatnia
pop r5reg ; odtworzenie reszty
Ziel32 8_ 1:
inc rO
inc rO
inc rO
mov a,@rO
add a,@rO
mov @rO,a *
dec rO
mov a,@rO *
addc a,@rO
mov @rO,a * -> przesunięcie
dec rO * dzielnej w lewo
mov a,@rO *
addc a,@rO *
mov @rO,a *
dec rO *
mov a,@rO
addc a,@rO *
mov @rO,a
mov a,r5
rlc a *-> przesunięcie res
mov r5,a * W lewo
djnz r7,dziel328_2
clr c
mov a,r5
rrc a
mov r5,a
ret
ziel32 8_ 3:
pop acc ; zdjęcie nieaktualne;
;reszty ze stosu
inc rO
inc rO
inc rO
mov a,@rO
add a,@rO *
mov @rO,a *
dec rO
mov a,@rO *
addc a,@rO
mov @rO,a *-> przesunięcie dzi
dec rO * W lewo
mov a,@rO *
addc a,@rO *
mov @rO,a *
dec rO *
mov a,@rO
addc a,@rO
mov @rO,a
mov a,r5
rlc a *-> przesunięcie res
mov r5,a * W lewo
push rOreg
inc rO
inc rO
inc rO
inc @rO
pop rOreg
djnz r7,dziel328_2
clr c
mov a,r5
rrc a
mov r5,a
ret
ziel32 8_ 1:
setb psw.2 ; ustawienie OV
ret : dziele n ie orzez zero
z ty
zielnej
z ty
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY CZYTELNIKÓW
DzioS "Projekty Czytelników" zawiera opisy projektów nadesłanych do redakcji EP przez Czytelników. Redakcja nie ponosi odpowiedzią ino ści za poprawność tych projektów, gdyż nie testujemy ich laboratoryjnie.
Prosimy o nadsyłanie własnych projektów z modelami (do zwrotu). Do artykułu należy dołączyć podpisane oświadczenie, że artykuł jest własnym opracowaniem autora i nie byt dotychczas nigdzie publikowany. Honorarium za publikację w tym dziale wynosi 100,- zł (brutto) za 1 stronę w EP. Przysyłanych tekstów nie zwracamy. Redakcja zastrzega sobie prawo do dokonywania skrótów.
Wiele stacji
telewizyjnych emituje,
wraz z niektórymi
programom i, napisy
będące tłumaczeniem
oryginalnej wersji
językowej lub napisami
dla niesłyszących. Napisy
te są emitowane na
wybranych stronach
ielegazeiy, np. TVP używa
strony 777, satelitarny
piogiam TNT 777, 779,
780, 781, 784, 785.
Posiadając odbiornik
telewizyjny z dekoderem
ieleieksiu wystarczy
wybrać odpowiedni numer
strony by napisy pojawiły
się na ekranie. Sytuacja
komplikuje się
w przypadku, gdy chcemy
nagrać jakiś film na
magnetowidzie. Popularne
magnetowidy systemu
VHS zapewniają pasmo
przenoszenia sygnału
wizyjnego ok. 3MHz,
podczas gdy do
prawidłowego
dekodowania sygnałów
ieleieksiu potrzebne jest
pasmo ponad dwukrotnie
szersze. Najprostszym
rozwiązaniem,
umożli wi a ją cym
nagrywanie filmów wraz
z napisami, jest
nagrywanie sygnału
wizyjnego z wstawionymi
widocznymi napisami.
Rozwiązanie to ma jednak
wadę: nie jest możliwe
późniejsze odiworzenie
nagrania bez napisów.
Układ do nagrywania
napisów teletekstu na magnetowid
032
Wstawianie do zespolonego sygnału wizyjnego napisów w wersji kolorowej wymaga następujących operacji: dekodowania sygnału PAL do postaci RGB, łączenie tych sygnałów z sygnałami RGB z dekodera teletekstu oraz kodowanie połączonych sygnałów RGB do postaci zespolonego sygnału wizyjnego PAL. Operacje te może przeprowadzić opisany w numerach 2/96 i 3/ 96 EP korektor sygnału video. Potrzebny jest tylko dekoder teletekstu wraz z odpowiednim układem sterującym.
Opis układu
Schemat proponowanego urządzenia przedstawia rys. 1. Jako dekoder teletekstu zastosowano układ SAA5246AP/H (Ul). Sygnał video jest podawany na wyprowadzenie 8 układu Ul. Wyjściami dekodera są wyprowadzenia 15, 16, 17 i 19. Amplituda sygnałów RGB (15, 16, 17) jest regulowana napięciem na wyprowadzeniu 18. Do zmiany tego napięcia zastosowano potencjometr montażowy R4. Wyjście BLANK układu dekodera teletekstu jest wyjściem typu otwarty dren, w związku z tym zastosowano rezystor podciągający R5, wymuszający stałą
amplitudę sygnału na tym wyprowadzeniu równą ok. 5V. Sygnały RGB i Blank, po przejściu przez wtórniki emiterowe T1..T4, mogą być podłączone do dowolnego urządzenia wyposażonego w wejście RGB, np. korektor sygnału video (kit AVT-298). Wejściem układu Ul jest również wyprowadzenie 12, na którym w zależności od stanu rejestru sterującego może pojawić się sygnał video z końcówki 8 lub ściśle z tym sygnałem zsynchronizowane, wytwarzane przez dekoder, impulsy synchronizacji poziomej i pionowej o amplitudzie ok. 0,5Vpp. Wybrano tą drugą możliwość. Polaryzację impulsów na wyjściu 12 można ustalić odpowiednim napięciem na wyprowadzeniu 11 Ul. Przy podłączeniu tego wejścia do masy otrzymujemy impulsy o polaryzacji ujemnej, przy podaniu napięcia zasilania otrzymujemy impulsy o polaryzacji dodatniej. Impulsy te można np. podłączyć zamiast sygnału video do wejścia 11 układu TDA2595 w korektorze sygnału video. Wymagane są wówczas impulsy o polaryzacji ujemnej. Takie podłączenie może polepszyć synchronizację słabych sygnałów video, a dodatkowo zapewni stabilność napisów teletekstu przy
chwilowym braku sygnału video na wejściu korektora. Jako pamięć stron teletekstu można wykorzystać układ typu 6264, jednakże dekoder w tym zastosowaniu będzie wykorzystywał tylko dwie z ośmiu dostępnych stron. Możliwe jest więc wykorzystanie pamięci typu 6116, podłączonej według rys. 2. Linie adresowe A10 i Ali układu SAA5246 należy pozostawić nie wykorzystane. Ten sposób podłączenia spowoduje, że dekoder teletekstu będzie widział tę pamięć jako pamięć stron o numerach 0 i 4, co umożliwi poprawne dekodo-wanie pakietu X/26, w którym przesyłane są informacje o polskich znakach diakrytycznych Ą, Ć, Ę, Ń, Ó, Z (wyłącznie wielkie litery). Jak można zauważyć, nie została zachowana zgodność linii adresowych i danych pamięci 6116 czy 6264
1 układu SAA5246. Zmiana kolejności tych linii jest możliwa, gdyż zarówno odczyt jak i zapis do tej pamięci jest dokonywany z identycznym przestawieniem znaczenia linii adresowych i danych, w związku z czym nie następuje przekłamanie informacji. Takie podłączenie linii znacznie upraszcza projektowanie płytki drukowanej.
Jako dekoder teletekstu można zastosować również układ typu SAA5246P/H. Od układu SAA5246AP/H różni się on obwodem oscy-latora. Zalecany przez firmę Philips obwód oscylatora dla tego układu zamieszczono na rys. 3. W praktyce wystarczyła zamiana miejscami rezonatora kwarcowego Xl i kondensatora C4. Rezonatory kwarcowe
2 7MHz mają podstawową częstotliwość równą 9MHz, w związku z czym dla wymuszenia pracy na trzeciej harmonicznej jest koniecz-
Elektronika Prałctyczna 2/97
79
PROJEKTY CZYTELNIKÓW
ny obwód rezonansowy Li, C5, nastrojony na częstotliwość zbliżoną do 27MHz. Nie jest konieczne dokładne dostrójanie, gdyż częstotliwość pracy generatora jest regulowana przez wewnętrzną pętlę PLL. W praktyce, przy zastosowaniu jako Li fabrycznej cewki 7x510, żadna regulacja nie była konieczna.
Praca dekodera teleteks-tu jest sterowana przez magistralę PC. Rolę układu sterującego spełnia procesor 8051 (U3) w typowej konfiguracji z zewnętrzną pamięcią programu. Wyboru numeru strony oraz sposobu jej wyświetlania dokonuje się przy pomocy trzynasto-klawiszowej klawiatury, podłączonej do portu P3 procesora. Klawiszem ON/ OFF można włączyć i wyłączyć wyświetlanie strony, Klawisz MIX powoduje wyświetlanie liter na tle obrazu telewizyjnego. W przypadku napisów do filmów będą one wyświetlane bez ramki. Klawisz ZOOM powoduje powiększenie górnej (pierwsze naciśnięcie) lub dolnej (drugie naciśnięcie) połowy strony. Normalne wyświetlanie zostaje przywrócone po kolejnym naciśnięciu tego przycisku. Wybór numeru strony jest możliwy przy pomocy klawiatury cyfrowej 0-9. Procesor U3 zajmuje się również deko-dowaniem wspomnianego już pakietu X/26 teletekstu.
Wszystkie układy scalone użyte do budowy prezentowanego urządzenia wymagają zasilania z pojedynczego źródła napięcia +5V, natomiast w korektorze sygnału video dostępne jest tylko napięcie +12V. Zastosowano więc scalony stabilizator typu 7805. W zależności od typu użytych elementów: układu U3 (8051/80C51), U4 ((2732/27C32), U5 (74LS573/74HCT573) oraz typu pamięci U2 pobór prądu może wynosić od ok. 200 do 600 mA.
Dioda elektroluminescencyjna LED jest sterowana z wyprowadzenia Pl.0. Ciągłe jej świecenie oznacza poprawną pracę urządzenia, natomiast migotanie oznacza, że procesor U3 nie może przesłać informacji do układu dekodera teletekstu (Ul), co może świadczyć o uszkodzeniu układu Ul,
nieprawidłowym jego zasilaniu, złej pracy oscylatora w tym układzie lub zwarciu na magistrali PC. Sygnalizacja ta może być pomocna przy uruchamianiu urządzenia. Przed włożeniem układów scalonych w podstawki należy skontrolować wartość napięcia na wyjściu stabilizatora. Powinno wynosić +5V z tolerancją 5% (4,75-5,25V). Następnie wkładamy układy U3, U4 i U5. Po włączeniu zasilania dioda świecąca powinna migać. Przy innych objawach (ciągłe świecenie lub brak świecenia) należy sprawdzić obecność przebiegu prostokątnego o częstotliwości lMHz na wyprowadzeniu 30 układu U3, poprawność sygnału RESET oraz czy nie ma zwarć lub przerw na linii adresowych i danych procesora U3. Przy poprawnym działaniu wyłączamy zasilanie, wkładamy w podstawki układy Ul i U2. Po włączeniu zasilania dioda powinna świecić ciągle, a na wyprowadzeniu 12 układu Ul powinny występować impulsy synchronizacji o amplitudzie ok. 0,5Vpp. Gdy ich brak, to należy sprawdzić, czy działa generator 2 7MHz. Ponieważ dołączanie sondy oscyloskopu może powodować zrywanie drgań, to zaleca się sprawdzenie, czy na wyprowadzeniach 47 i 48 układu Ul występują przebiegi o poziomach TTL i częstotliwości ponad lMHz.
Gdy układ zachowuje się poprawnie, to można przystąpić do podłączenia go do korektora sygnału video. Najpierw należy odłączyć styk nr 12 złącza IPl płytki B od masy. Następnie dołączamy cztery rezystory o wartościach 75O pomiędzy styk 12, 13, 14 i 15 złącza IPl płytki B a masę. W ten sposób uzyskujemy wejście sygnałów RGB przystosowane do źródła sygnału o impedancji 75O, czyli do większości sprzętu video. Można teraz zrealizować połączenia pomiędzy układem korektora sygnału video a płytką dekodera teletekstu według tab.l.
Po włączeniu zasilania podajemy na wejście korektora sygnał video z teletek-
Rys. 1.
8 0
Elektronika Praktyczna 2/97
PROJEKTY CZYTELNIKÓW
+5V
32 10
31 11
30 17
29 16
28 15
27 14
26 13
46 23
45
44
43 22
42 19
41 1
40 2
39 3
3B 4
37 5
36 6
35 7
34 B
47 20
48 21
Rys. 2.
stem, np. sygnał z magnetowidu ustawionego na odbiór programu 1 lub 2 telewizji polskiej, a wyjście korektora podłączamy do telewizora lub monitora i naciskamy przycisk ON/OFF dekodera teletekstu. Po włączeniu zasilania dekoder automatycznie wyszukuje stronę 777, na której są nadawane napisy przez TVP. Numer strony można jednak dowolnie zmieniać.
Podczas nagrywania filmów z napisami z programu 1 TVP korektor z dekoderem teletekstu powinien być podłączony pomiędzy wyjściem AV w telewizorze, a wejściem AV w magnetowidzie. Magnetowid powinien nagrywać sygnały właśnie z tego wejścia, natomiast telewizor musi być koniecznie włączony na program, który nagrywamy. Przy nagrywaniu z tunera satelitarnego, np. filmu z programu Discovery czy TNT źródłem sygnału powinien być nie telewizor, lecz tuner.
Jeżeli nie zależy nam na nagrywaniu napisów w wersji kolorowej, a wystarczą nam białe napisy na czarnym tle, to nie trzeba podłączać prezentowanego dekodera teletekstu do korektora sygnału video. Wystarczy wtedy układ szybkiego przełącznika tranzystorowego z rys. 4. Przy stosowaniu tego układu zbędne stają się
Tabela 1.
Dekoder teletekstu Korektor sygnału wideo
R 13 -JP1 płytka B Rin
G 14-JP1 płytka B Gin
B 15-JP1 płytka B Bin
Blanking 12-JP1 płytka B VIDEO SW.
+8...12V 2 - JP1 płytka A lub 2 - JP1 płytka B - VCC
GND 1 -JP1 płytka A lub 1 -JP1 płytka B - GND
Wejście video 3-JP1 płytka A- Video in
r
elementy T1..T4, Rl, R5..R9 na płytce dekodera teletekstu. Sygnał video, po odtworzeniu składowej stałej (Dl, R2..R4), jest wzmacniany do poziomu 2Vpp we wzmacniaczu na tranzystorach Tl i T2 układu z rys. 4, a następnie trafia poprzez rezystor na bazę wtórnika T3. Wtórnik T4 przenosi sygnał Y pochodzący z wyprowadzenia 22 układu SA-A5246. Jest to sygnał zawierający wyłącznie informację o znakach, niezależnie od ich koloru, czy też koloru tła. Znaki są zawsze białe na czarnym tle. Zarówno biel jak i czerń jest tutaj umowna. Przy podanych wartościach elementów tło napisów jest ciemnoszare, jednakże może zostać ono zmienione przez korektę wartości rezystorów Rll.. R13. Należy pamiętać, że zbytnie obniżenie poziomu tła napisów może powodować zakłócenia synchronizacji sygnału (jeśli poziom ten będzie niższy niż poziom czerni).
W danej chwili tylko jeden z tranzystorów T3, T4 przewodzi, drugi jest zatkany przez diodę D2 lub D3. To, który z nich przewodzi jest zależne od stanu sygnału blanking z wyprowadzenia 19 układu SAA5246. Odwracaniem fazy sygnału
sterującego zajmuje się tranzystor T5. Ze względu na konieczność bardzo szybkiego przełączenia ze stanu nasycenia w zatkanie zastosowano wtórnik emiterowy T6, zmniejszający impedancję źródła sygnału w stanie wysokim na linii blanking. Nie jest konieczne zmniejszanie impe-dancji w stanie niskim na tej linii, gdyż wyjście typu otwarty dren mają małą rezystancję w stanie niskim.
Wykorzystując przedstawiony na rys. 4 układ przełącznika tranzystorowego należy pamiętać, że nie umożliwia on wyświetlania zawartości normalnych stron teletekstu, lecz jedynie strony będące napisami do filmów. Spowodowane jest to tym, iż przy wyświetlaniu normalnych stron sygnał blanking jest cały czas w stanie wysokim, co powoduje całkowite zablokowanie wtórnika T3, a w konsekwencji brak w sygnale wyjściowym impulsów synchronizacji. Sytuacja taka nie występuje w przypadku stron z napisami do filmów oraz w przypadku normalnych stron po przełączeniu dekodera teletekstu w tryb MIX (klawisz MIX).
Najprostszy sposób nagrywania napisów emitowanych w teletekście można zaproponować posiadaczom odbiorników telewizyjnych z dekoderem teletekstu i wyjściem AV. Osoby te
WYKAZ ELEMENTÓW
Moduł dekodera Rezystory
Rl: lkLl
R2: 27kQ
R3: 10kQ
R4: lkQ (potencjometr)
R5: l,5kQ
R6..9: 100Q
RIO: lOn
Rll: 8,2kQ
R12: 470Q
Kondensatory
Cl, C2, Có, C7, C8, CIO,
C14, Cló: lOOnF
C3: lnF
C4: 22pF
C5: 47pF
C9: 22^F/16V
Cli, C12: 30pF
C13, C15: 100^F/16V
Półprzewodniki
Ul: SAA5246P/H
U2: 6264
U3: 8051 (80C51)
U4: 2732
U5: 74LS573
U6: 7805
LED1: dowolna dioda LED
T1..5: BC238
Różne
Xl: 27MHz
X2: 6MHz
LI: lmH
Układ pomocniczy Rezystory
Rl, RIO: 75Q
R2, Rll, R12, R13, R16:
10ka
R3: 220Q
R4: 330Q
R5, R8, R9, R14, R15, R17:
lka
R6, R7: 300Q
Kondensatory
Cl: 10^F/16V
C2: 220pF
C3: 100^F/16V
Półprzewodniki
Tl, T3, T4, T5, T6: BC238
T2: BC308
Wejście Video
C2 220p
C3
T
R15
1k
SAA5246 k22
Blanking
SAA5246 k19
1N4148
Rys. 3.
Rys. 4.
Elektronika Praktyczna 2/97
81
PROJEKTY CZYTELNIKÓW
mogą po prostu wmontować dostępny na wyprowadzę- nał Y jest wówczas dostęp- ny musi odbierać program,
układ z rys. 4 do odbiornika niu 22, a sygnał blanking na ny na wyprowadzeniu 18 który chcemy nagrywać
telewizyjnego, rozcinając wyprowadzeniu 19. Wiek- układu SAA5243, natomiast i musi mieć włączony tele-
oryginalne wyjście sygnału szość dekoderów teletekstu sygnał blanking na wypro- tekst na odpowiedniej stro-
video. Przy dekoderach te- jest jednak zbudowana wadzeniu 17 tego układu. nie, a magnetowid powinien
letekstu na układzie scalo- w oparciu o układy scalone Przy nagrywaniu napisów tą nagrywać z wejścia AV.
nym SAA5246 sygnał Y jest SAA5231 i SAA5243. Syg- metodą odbiornik telewizyj- Jarosław Sadowski
8 2 Elektronika Praktyczna 2/97
RAPORT E P
Duża popularność kitów Ve!!emana zachęciła nas do publikowania cyklu artykułów "Raport EP", w których szczegółowo opisujemy konstrukcje wybranych zestawów (na podstawie oryginalnych Instrukcji). Przedstawiamy Czytelnikom wrażenia z montażu i uruchomienia każdego opisywanego kitu.
Wszystkie przedstawiane w "Raporcie EP" urządzenia były zmontowane i uruchomione w laboratorium EP przez doświadczonych konstruktorów.
Cyfrowy tuner FM, część 3 kit YELLEMAN K-4500
Jest to ostatnia część
ańykuiu poświęconego
prezentacji konstrukcji wysokiej
jakości tunera FM.
Tym razem skupimy się na
szczegółowym omówieniu zasad
montażu elektrycznego
i mechanicznego urządzenia
oraz przedstawieniu
podstawowych sposobów
uruchomienia i regulacji.
jak się okaże, dzięki
zastosowaniu nowoczesnych
rozwiązań konstrukcyjnych ilość
punktów regulacyjnych udało
się ograniczyć do minimum.
Montaż tunera
Układ elektryczny tunera montowany jest na dwóch jednostronnych płytkach drukowanych. Płytki połączone są za pomocą dwóch 9-żyłowych płaskich kabli, co umożliwia komunikowanie się części cyfrowej tunera z analogową.
W pudełku z kitem znajdziemy także oprócz wszystkich elementów elektrycznych, niezbędne elementy mechaniczne, kompletną obudowę oraz płytę czołową w formie nalepki ze specjalnej folii z wytłoczonymi klawiszami. Producent nie zapomniał o niezbędnej ilości wkrętów i śrub o odpowiednim rozmiarze. Wszystko to powoduje, że nabywca zestawu z zamieszczonych komponentów może złożyć kompletny odbiornik FM. Zmontowanie kitu nie jest kłopotliwe, toteż poradzi sobie z tą czynnością nawet średnio zaawansowany elektronik, należy jednak bezwzględnie przestrzegać poprawności i zasad montażu.
Zanim przystąpimy do montowania tunera należy zaopatrzyć się w dobrej jakości lutownicę, najlepiej 40..60W typu Elwik lub Wel-ler oraz, co nie mniej ważne, w odpowiedni topnik, najlepiej wielo-rdzeniowy o średnicy 0,8 mm.
Opis montażu, choć zredagowany w języku angielskim, niemieckim i francuskim, zawiera bardzo
pożyteczne rysunki pokazujące kolejność montowania poszczególnych elementów wraz z ich oznaczeniami. Ułatwi to z pewnością montaż osobom nie znającym tych języków. Wszystkie elementy o małych gabarytach, tzn. rezystory, diody ma-łosygnałowe i z wory zostały u-mieszczone w kolejności na jednej taśmie, toteż odszukanie właściwego elementu nie jest trudne nawet dla osób mających kłopoty z kodem paskowym.
Montaż rozpoczynamy od zmontowania płytki cyfrowej oznaczonej P4500B. W pierwszej kolejności montujemy wszystki zwory J. Należy zwrócić przy tym szczególną uwagę, czy na pewno wlutowaliś-my wszystkie. Naniesiona dość grubą kreską warstwa opisowa elementów na płytce drukowanej oraz zmniejszony jej rysunek w dokumentacji może być przyczyną ominięcia któregoś z połączeń. Nie bez kozery tak mocno przypominamy o tym, bowiem w testowanym egzemplarzu tunera pomimo kilkukrotnego sprawdzenia płytki drukowanej po pełnym jej zmontowaniu, uruchomienie urządzenia nie było możliwe właśnie ze względu na brak jednej ze zwór, akurat mało widocznej na płytce drukowanej.
Następnie montujemy: rezystory, dławiki, rezonator kwarcowy, któ-
Elektronika Praktyczna 2/97
85
RAPORT E P
ry należy "położyć" na płytce i dodatkowo wzmocnić kawałkiem srebrzanki. W dalszej kolejności montujemy diody, kondensatory stałe i elektrolityczne, podstawki pod wyświetlacze 14-segmentowe: jedną 24-pinową i jedną 40-pino-wą.
Szczególnie starannie należy wlutować diody LED, ze względu na fakt, iż po przykręceniu płytki do czoła obudowy tunera muszą się one stykać z folią płyty czołowej. Aby wykonać tę czynność poprawnie należy umieścić wyświetlacze DY1..DY3 w podstawkach, po czym wlutować diody tak, aby ich powierzchnia znajdowała się na wysokości czoła wyświetlaczy. W zestawie znajdują się: 2 diody 5x5mm w kolorze czerwonym, które należy wlutować jako wskaźnik STEREO, 2 diody 5x5mm żółte -wskaźnik MONO oraz 8 diod 2x5mm, które posłużą jako wskaźnik poziomu odbieranego sygnału.
Nie mniej uwagi należy poświęcić podczas umieszczenia diody odbiornika podczerwieni i umieszczonej tuż obok niej diody LED, która sygnalizuje tryb "stand-by" urządzenia oraz odbiór rozkazu z opcjonalnego pilota. W dokumentacji przedstawiony jest dość dokładny rysunek, dzięki któremu czynność ta nie powinna sprawić większego problemu.
Po zmontowaniu wszystkich elementów na płytce, pozostaje jeszcze zamocowanie złącza przeznaczonego do podłączenia klawiatury. Złącze montujemy od strony druku, uważając aby dokładnie wlutować wszystki jego wyprowadzenia i aby nie uszkodzić kolbą lutownicy plastykowego korpusu konektora. Złącze po wlutowaniu należy odgiąć ku górze o około 45 stopni, co umożliwi prawidłowe włożenie i zamocowanie taśmy sygnałowej klawiatury. Ostatnią czynnością jest umieszczenie układów scalonych w podstawkach.
Teraz można zabrać się do zmontowania płyty głównej tunera - części analogowej. Kolejność jest podobna jak w poprzednim przypadku, jedynie podczas montażu zwór nie można zapomnieć o jednej - oznaczonej jako JSTP. Ponieważ zwora ta będzie przydatna tyl-
ko podczas strojenia odbiornika, warto zamocować ją nieco ponad powierzchnią płytki drukowanej, co ułatwi późniejsze jej usunięcie.
Filtry 10,7MHz mogą być wlu-towane w dowolnym kierunku. Przed wlutowaniem stabilizatora 7805 należy podłożyć radiator przykręcając całość do płytki śrubą M3.
W zestawie znajdują się dwa złocone gniazda wyjściowe typu "chinch". Nie należy jednak się zdziwić, kiedy podczas lutowania ich w płytkę drukowaną niezbędne okaże się dłuższe nagrzanie ich wyprowadzeń. Wszystko to za sprawą pokrycia powierzchni złącz cienka warstwą lakieru, który zaleca się usunąć za pomocą zwykłego acetonu przed wlutowaniem ich w płytkę.
Na samym końcu ostrożnie należy umieścić i przylutować głowicę FM oraz włożyć w podstawki układy scalone. W testowanym zestawie producent zamiast układu ICH - U4270 użył zamiennika w postaci U4210. Funkcjonalnie oba układu są identyczne, różnią się jedynie rozkładem wyprowadzeń i poziomem jednego z napięć strojenia, dlatego w zestawie znajduje się dodatkowa płytka drukowana - adapter, w którą należy wlutować podstawkę pod układ zastępczy oraz z drugiej strony dwie listwy "goldpinów", dzięki którym możliwe jest umieszczenie zamiennika w miejsce układu ICH, bez przeróbek płytki drukowanej. W dokumentacji znajdują się niezbędne rysunki oraz komplet dodatkowych elementów, toteż operacja ta nie przysporzy kłopotów nabywcy tunera.
Po złożeniu obu płytek drukowanych należy jeszcze raz sprawdzić jakość montażu. Czynność tę dobrze jest wykonać kilkakrotnie, zwracając uwagę na umieszczenie wszystkich elementów zestawu, polaryzacje niektórych z nich, oraz wartości rezystorów i kondensatorów stałych.
Montaż elementów mechanicznych rozpoczynamy od przykręcenia metalowych tulejek dystansowych do spodu obudowy zgodnie z dokumentacją producenta. Zanim to nastąpi, należy obowiązkowo
usunąć (np. ostrym narzędziem) warstwę lakieru, w miejscach zetknięcia się tulejek z powierzchnią obudowy. Zapewni to odpowiednie i wymagane przez producenta kitu połączenie galwaniczne płytki drukowanej z chassis urządzenia.
Kolejną czynnością jest naklejenie na tylnej ściance nalepki z opisem gniazd wyjściowych oraz elementów regulacyjnych tunera. Następnie za pomocą śrub M3 należy przykręcić gniazdo sieciowe tunera oraz dwa gniazda antenowe.
Z lewej dolnej strony spodu obudowy znajdują się dwa otwory do zamocowania transformatora sieciowego, który przykręcamy śrubami M3, korzystając z otworów w rdzeniu trafo znajdujących się po jego przekątnej. Niezbędne połączenia między płytkami i tym elementem wykonane będą za pomocą przewodów w izolacji, toteż punkty lutownicze transformatora powinny znajdować się na jego górnej stronie.
Do płytki bazowej - analogowej należy przylutować płaskie kable połączeniowe, pozostawiając ich drugie końce wolne. Teraz można przykręcić tę płytkę do obudowy, zwracając uwagę na usytuowanie jej względem gniazd wyjściowych przykręconych wcześniej do tylnej ścianki chassis.
Wolne końce kabli taśmowych należy "zarobić" i połączyć zgodnie z rysunkiem w dokumentacji z płytą cyfrowa tunera, zwracając uwagę na kolejność połączeń. Pozostawiamy na chwilę płytkę części cyfrowej tunera aby przykleić folię płyty czołowej odbiornika do obudowy. Operację tę należy przeprowadzić szczególnie starannie, bowiem folia ma znaczne rozmiary. Najprostszym sposobem jest nacięcie w środkowej części folii papieru ochronnego, tak aby nie uszkodzić samej folii! Następnie przykładamy folię do obudowy -nie zrywając papieru, jedną ręką przytrzymujemy folię z jednej strony, drugą delikatnie usuwamy warstwę ochronną z drugiej, a po przyklejeniu podobnie postępujemy z drugą stroną folii. Warto przy tym poprosić druga osobę o przytrzymanie obudowy tunera w pozycji pionowej.
86
Elektronika Praktyczna 2/97
RAPORT E P
Przed przykręceniem płytki drukowanej do frontu obudowy należy wykonać połączenia między transformatorem a płytką bazową używając do tego celu przewodu w izolacji, który znajduje się w zestawie. Bezwzględnie konieczne jest użycie przy tym kawałków rurek termokurczliwych, którymi należy odizolować wszystkie wystające metalowe części połączeń. Rurki takie nie znajdują się w kicie, toteż w ostateczności można posłużyć się taśmą izolacyjną.
Połączenia obwodu pierwotnego transformatora muszą być bardzo dokładnie odizolowane ze względu na występujące w nich napięcie sieci, nawet przy wyłączeniu tunera (tryb "stand-by"). Dlatego wszystkie operacje począwszy od zdjęcia pokrywy urządzenia należy wykonywać przy wyjętym kablu zasilającym.
Przykręcenie płytki części cyfrowej tunera nie powinno być kłopotliwe, należy jedynie zadbać o to, aby elementy wskaźnikowe stykały się z powierzchnią folii płyty czołowej, co poprawi wyrazistość ich wskazań.
Ostatnią czynnością jest połączenie klawiatury z wlutowanym wcześniej od strony druku gniazdem na płytce cyfrowej tunera.
Uruchomienie i strojenie odbiornika
Po dołączeniu zasilania 220V, dioda LED znajdująca się tuż obok odbiornika podczerwieni powinna się zaświecić. Następnie po naciśnięciu klawisza "POWER" na wyświetlaczach powinny pojawić się wskazania wstępnie dostrojonej częstotliwości, w naszym przypadku jest to 97.00 MHz. Do gniazda antenowego należy dołączyć antenę 75Q, w praktyce wystarczy odcinek przewodu w izolacji o długości około 2 m. Przełącznikiem wyboru źródła sygnału należy wybrać właściwe wejście, do którego dołączona jest prowizoryczna antena. Potencjometr RVl należy obrócić do oporu w prawo (patrząc z tyłu), a następnie należy nacisnąć klawisz "AUTO", aby zapalił się wskaźnik "MONO". Następnie za pomocą klawiszy SEEK należy do-stroić odbiornik do możliwie naj-
silniejszej stacji w okolicach częstotliwości 97.00 MHz (środek skali zakresu CCIR). Cały tuner jest wstępnie zestrojony, toteż nie będzie to trudne, a odbierany sygnał będzie wyraźny i czysty. Za pomocą niewielkiego śrubokręta należy wkręcić maksymalnie rdzeń cewki LC2. Do tego celu najlepiej użyć śrubokrętu wykonanego z tworzywa - specjalnego do strojenia obwodów w.cz.
Mierząc napięcie między punktami TPl i TP2 umieszczonymi na płytce bazowej tunera, należy obracać rdzeniem cewki LCl do momentu aż woltomierz, na możliwie najdokładniejszym zakresie, wskaże 0V, w tym czasie dioda LD15 powinna świecić.
Teraz należy przeciąć zworę JSTP. Następnie wykręcamy rdzeń cewki LC2 do momentu aż dioda LDl5 zgaśnie, kontynuujemy wykręcanie do chwili, gdy dioda ta zapali się ponownie a woltomierz wskaże 0V. Na tym kończy się strojenie obwodu w.cz. odbiornika. W razie rozbieżności wskazań na skali tunera od znanej nam częstotliwości odbieranej stacji radiowej czynność tę należy powtórzyć. W testowanym egzemplarzu nie było to konieczne, a cały układ zachowywał się zgodnie z instrukcją i przewidywaniami producenta.
Drugą czynnością wymagającą regulacji jest zestrojenie dekodera sygnału stereo. W tym celu należy obrócić potencjometr montażowy RV2 maksymalnie w prawo oraz dostroić tuner do znanej stacji radiowej, która emituje sygnał w wersji stereo. Następnie naciskamy klawisz "AUTO" tak aby wskaźnik "MONO" zgasł (wskaźnik "STEREO" może się lekko świecić). Obracamy potencjometr RV2 do momentu gdy zapali się wskaźnik "STEREO". Ołówkiem zaznaczamy pozycję suwaka RV2 na korpusie potencjometru, po czym czynność powtarzamy jeszcze raz, ponownie zaznaczając miejsce zapalenia się wskaźnika sygnału stereo. Ustawiamy RV2 w pozycji między zaznaczonymi punktami podczas strojenia. Dekoder jest zestrojony.
Na tym kończymy uruchomienie tunera. Należy teraz zamknąć obudowę, urządzenie jest gotowe do pracy.
Uwagi końcowe
1. Poprawnie zmontowany układ działa od razu a strojenie przebiega dokładnie jak przedstawiono w artykule.
2.Wstępne zestrojenie głowicy w.cz. zapewnia poprawną pracę układu po włączeniu zasilania i możliwość dokładnego dostrojenia obwodu p.cz. i dekodera stereo. 3.Nieco kłopotliwe może okazać się wykonanie adaptera dla układu U4210, dlatego w oferowanych przez nas zestawach taki adapter jest już zmontowany. 4. Zastosowanie dużej obudowy oraz umieszczenie transformatora w dość dużej odległości od płyty analogowej tunera wyeliminowało przydźwięk sieciowy. 5.Odbierany sygnał w testowanym tunerze był wysokiej jakości, a niektóre - zmierzone jego parametry pokrywały się z danymi technicznymi urządzenia.
Ogólne wrażenia z testu to przede wszystkim podziw dla producenta zestawu za dopracowanie szczegółów konstrukcyjnych dość skomplikowanego jak na kit urządzenia, łatwość zestrojenia układu przy użyciu najprostszego multi-metru cyfrowego z pominięciem specjalistycznych urządzeń pomiarowych, oraz staranne, wręcz wzorcowe, wykonanie obudowy i płyty czołowej tunera. Całość, poparta wysokiej jakości odbiorem szczególnie stacji stereofonicznych, predys-tynuje urządzenie do klasy wyższej domowego sprzętu audio. Dodatkową zaletą urządzenia jest możliwość nadania nazw poszczególnym stacjom radiowym, co umożliwia łatwiejszą ich lokalizację.
Z oferowanych na rynku tunerów FM w tej samej klasie cenowej (doliczając do ceny kitu 20% ze względu na montaż) propozycja Vellemana jest z pewnością produktem konkurencyjnym dostępnym "niestety", a może "właśnie" elektronikom amatorom. Decydując się na zakup zestawu można być pewnym, iż otrzymujemy produkt o najwyższej w swej klasie jakości, popartej doskonałymi parametrami technicznymi jak i wrażeniami odsłuchowymi przeprowadzonego testu. Sławomir Surowiński, AVT
Elektronika Praktyczna 2/97
87
NOTATNIK PRAKTYKA
Aktywne przetworniki gitarowe,
1
Rozpoczynamy dość
nietypową, jak na EP, serię
artykułów w cyklu "Notatnik
Praktyka". Jej nietypowość
polega na prezentacji przez
autora pewnych gotowych
rozwiązań (konstrukcji}, które
nie będą wprowadzone do
oferty handlowej w postaci
kitów.Pod jęliśmy taka decyzję ze
względu na ogromną wartość
merytoryczną rozważań autora,
które są zbyt szczegółowe jak
na typowy projekt, pasują za
to doskonale do "Notatnika
Praktyka ".
Nasz drugi argument, to
fakt, że bardzo rzadko zdaiza
się, aby doskonały muzyk był
jednocześnie dobrym
konstruktorem - elektronikiem.
Jego doświadczenia
i przemyślenia należy
wykorzystać...
n n n n n n
Rys.
9OGGOGG9
0 O
1> 4-------*------
Przetworniki gitarowe
Gitara elektryczna esy ktoś tego chce esy nie należy obecnie do najbardziej popularnych instrumentów na świecie. Spośród wielu typów gitar właśnie gitary elektrycsne wsbudsają największe sain-teresowanie wśród młodych amatorów musy kowania. Historia gitary elektrycsne] rozpoczęła się ponad 50 lat temu, kiedy to tradycyjne instrumenty akus-tycsne wyposażono w specjalny prse-twornik elektromagnetyesny umożliwiający nagłośnienie gitary odpowiednim wsmacniacsem. Jakkolwiek w dsiedsinie budowy gitar elektrycsnych dokonała sie. prawdsiwa rewolucja, to właśnie prze-twornik gitarowy (Pickup) spośród wssys-tkich innych elementów tego instrumentu od samego poesątku dominuje i sa-rasem określa sposób wykorsystania w ten sposób sbudo-wanej gitary, stanowiąc rodsaj interfejsu łącsą-cego sam instrument s jego elektro ni cz-no - akustycs-nym us u pełnieniem jakim jest bes wątpienia gitarowy wsm ac -niacs i odpowiedni sestaw głośnikowy. Gitara elektryczna nie jest więc instrumentem samowystarcsal-nym . Pomiędzy gitarę, a docelowy wsmacniacs możemy umownie włączyć także wiele różnych ursądseń modyfikujących w ten esy inny sposób brzmienie instrumentu, jednak głównie gitara i wsmacniacs s odpowiednim sestawem głośników stanowią nie-roserwalną parę. swiąsaną charakterys-tycsnymi tylko dla takiego "sestawu" sależnościami. W sensie techniesnym to właśnie przetwornik gitarowy jest współodpowiedzialny sa ostateesny efekt brzmieniowy możliwy do uzyskania sa pomocą gitary elektrycsnej i wsmacnia-csa. Konstrukcja wsmacniacsa gitarowego w wielu aspektach wymyka sie. sasadom mającym sastosowanie dla typowych sse-r o ko p a s m ow y c h wsmacniacsy "Audio" Hi-Fi, a roswią-s ani a s tosowa ne w układach stopni prsedwsmacniacsa to już supełnie inny temat podporządkowany jak najbardsiej musycsnym i subiektywnym sałożeniom. Wsmacniacs gitarowy ma przede wszystkim kompletnie inne zadanie do spełnienia. Nie jest w żad-wypadku
UnnfcfilP
U
nym
urządze-
niem mającym na celu jak najbardziej obiektywną i liniową reprodukcje, źródłowego sygnału, natomiast stanowiąc jakby przedłużenie instrumentu ma za zadanie kreowanie nowego oryginalnego brzmienia, które w całej swojej różnorodności stało sie. właściwie opoką wielu stylów i gatunków muzycznych. Rola jaką mają do spełnienia przetworniki gitarowe jest bardzo podobna.
Podstawowy podział uwzględniający cechy konstrukcyjne przetworników gitarowych wygląda następująco:
- przetworniki jedno cewkowe "Single Coil",
- przeciwzakłóceniowe przetworniki dwucewkowe "Humbucking".
Przetworniki jednocewkowe występują jedynie w wersji pasywnej natomiast przetworniki Humbucking wyposażane są także w odpowiednie elektroniczne układy wspomagające umieszczane zazwyczaj we wspólnej obudowie z przetwornikiem. Aktywny przetwornik wymaga oczywiście dodatkowego źródła zasilania, które w tym wypadku stanowi najczęściej bateria 9V typu 6F22 umieszczana w instrumencie.
Tradycyjny przetwornik jednocew-kowy (rys.l) posiada karkas na którym nawinięte jest uzwojenie o rezystancji ok. 5,5kn. W od 1e gło ś -ciach wyznaczonych przez rozstaw strun gitary wewnątrz karkasu znajduje się 6 cylindrycznych magnesów ze stopu "Alnico" o średnicy 5mm. W ten sposób zbudowany jest najpopularniejszy i zarazem najwyżej ceniony przetwornik jednocewkowy skonstruowany w latach 50 przez amerykańską firmę Fender. Przetwornik "Single Coil" jest magnetycznie otwarty przez co oprócz drgań znajdującej się w jego bezpośrednim sąsiedztwie stalowej struny będzie zbierał także wszelkiego rodzaju zakłócenia np. przydźwięk sieci energetycznej itp. Poza tym ten najprostszy przetwornik ma same zalety - przenosi szerokie pasmo i jest kreatywny zarówno brzmieniowo jak i artykulacyjnie przez co należy rozumieć zdolność do "odtwarzania" najsubtelniejszych niuansów wykonawczych instrumentalisty. Wysokie czułości przesterowujących kanałów wzmacniaczy gitarowych, będące przyczyną wzrostu zakłóceń z jednej strony i wzrost wymagań jakościowych dotyczących produkcji muzycznej z drugiej przyczynił się do powstania przetworników w znacznym stopniu odpornych na zakłócenia.
88
Elektronika Praktyczna 2/97
NOTATNIK PRAKTYKA
Klasyczny przetwornik Humbucking (rys.2) posiada dwa identyczne uzwojenia znajdujące się na odpowiednich karkasach umieszczonych obok siebie. Pod cewkami uzwojeń powinien znajdować się płaski magnes trwały stykający się swoimi przeciwnymi biegunami z nadbiegunnikami kształtującymi pole magnetyczne. Nadbiegunniki przechodzą przez środek obydwu karkasów w taki sposób, aby możliwe było ,,przeniesienie" strumienia magnetycznego z magnesu znajdującego się pod cewkami na drugą stronę, czyli w tym wypadku w kierunku strun zawieszonych w niewielkiej odległości od czoła przetwornika. Nadbiegunniki ,,kierujące" strumień magnetyczny w odpowiednią stronę mogą mieć różne formy, od których także będzie uzależnione ostateczne brzmienie przetwornika. Mogą to być sztabkowe płaskowniki z miękkiej stali, regulowane śruby o różnych kształtach łba, walcowate sworznie, rdzenie złożone z cienkich blach, a nawet płaskowniki ceramiczno - ferrytowe. Bez względu na materiał i kształt wykorzystanych ,,wyprowadzeń", ich zasadnicze zadanie zawsze polega na ukształtowaniu tzw. podkowy magnetycznej N-S, skierowanej w stronę strun, które jak gdyby zamykają powstały w ten sposób obwód, co w znacznym stopniu ogranicza udział ,,odległych" zakłóceń w reprodukowanym sygnale. W przypadku przetwornika dwucewkowego istnieje nieograniczona możliwość ,,kombinacji" elementów składowych, których poszczególne układy konstrukcyjne będą miały wpływ na ostateczny rezultat. Z drugiej strony wszystkie kolejne warianty brzmieniowe poddane zostaną nieubłaganej subiektywnej ocenie muzyków, którzy posługują się podświadomym ale dość
4--------^-------

V

32
Rys. 2.
stabilnym wzorcem dobrego brzmienia, ukształtowanym przez całe lata istnienia muzyki gitarowej.
Ostateczny efekt brzmieniowy uzyskany z danego przetwornika zależy praktycznie od każdego z jego elementów -parametrów uzwojeń i sposobu ich wykonania, rodzaju zastosowanego magnesu, kształtu i materiału z jakiego zostały wykonane nadbiegunniki, oraz obszaru aktywnego działania przetwornika nazywanego ,,bazą", a także wzajemnego umiejscowienia uzwojeń znajdujących się na karkasach. Uzwojenia przetworników gitarowych nawijane są drutem miedzianym o grubościach od 0,04 do 0,06mm
w izolacji lakierowej. Magnesy stosowane w ,,przy stawkach" to najczęściej magnesy tzw. ,,stalowe" ze stopu kryjącego się pod wdzięczną nazwą ,,Alnico" lub sztabkowe magnesy ceramiczne tzw. ferrytowe.
Idea skonstruowania przetwornika idealnego przyczyniła się do mariażu najbardziej tradycyjnych elektromagnetycznych konstrukcji z ,,elektroniką" w wyniku czego powstały przetworniki aktywne wzbogacone odpowiednimi układami zbudowanymi w oparciu o nisko-szumne tranzystory i wzmacniacze operacyjne, charakteryzujące się dodatkowo minimalnym poborem energii.
Doskonały przetwornik powinien posiadać następujące cechy: / dużą odporność na zakłócenia elektromagnetyczne i elektrostatyczne; / stosunkowo słabe, rozproszone pole magnetyczne umożliwiające strunom długotrwałe nieskrępowane wybrzmie-wanie;
/ jak najmniejszą impedancję wyjściową; / odpowiednio wysoki poziom sygnału
wyjściowego;
/ możliwość kształtowania pasma przenoszenia; / możliwie niewielki pobór energii.
Największą niedogodnością zwykłego przetwornika gitarowego jest jego wysoka impedancja znacznie przekraczająca w niektórych wypadkach 100kQ. Jest to oczywiście spuścizna przeszłości i konsekwencja niebywałego wbrew pozorom tradycjonalizmu gitarzystów, którzy raczej nieufnie traktują nowe rozwiązania dotyczące zasadniczej materii, jaką w tym wypadku jest brzmienie. Nieśmiałe próby niektórych konstruktorów polegające na wyposażeniu gitary w przetworniki nisko-impedancyjne spełzły na niczym, ponieważ wszyscy liczący się wytwórcy wzmacniaczy i innych elektronicznych akcesoriów gitarowych już dawno zaakceptowali niedoskonały przetwornik wysokoimpedancyj-�T ny. Pojawienie się przystawek =._i aktywnych wspomaganych elekci troniką jest właśnie jednym ze sposobów poprawy podstawowych, a zarazem obiektywnych parametrów jakościowych przetwornika gitarowego.
W większości przetworników ,,nowej generacji" zadbano o wyeliminowanie skupionego pola magnetycznego w bezpośrednim sąsiedztwie drgających strun, które dotychczas przeszkadzało w nieskrępowanym ich wybrzmie-waniu, przez co instrument nie osiągał maksymalnego ,,sustainu" (długość wy-brzmiewania) i często nawet nie stroił. Wykonana z tak postawionymi założeniami przystawka, jeszcze bez elektroniki, może dysponować docelowymi parametrami brzmienia, ale najczęściej nie gwarantuje dostatecznego poziomu sygnału aby mogła zapewnić odpowiednie wysterowanie wzmacniacza bez dodatkowego układu wzmocnienia. Tak zbudowane są przetworniki firmy Bartolini. Inny sposób na sukces wybrali konstruktorzy dobrze znanej wśród gitarzystów firmy EMG. W tym wypadku niskoimpe-dancyjny układ pasywny prawie w ogóle
,,nie gra" bez elektronicznego wspomagania, które oprócz roli wzmacniacza napięciowego spełnia także zadanie korekcyjne określające wyjściową charakterystykę częstotliwościową. Najbardziej odporne na zakłócenia uzwojenia przetwornika nie muszą jednocześnie gwarantować dobrego i wyrównanego pod względem pasma przenoszenia brzmienia. Od tego jest specjalny układ elektroniczny dopasowujący parametry rzeczywiste do wymaganych. Możemy więc powiedzieć, że aktywny przetwornik tego typu posiada brzmienie stymulowane na drodze elektronicznej. Wyso-koimpedancyjne stopnie wejściowe lampowych wzmacniaczy gitarowych w naturalny dla tego faktu sposób są dopasowane do tradycyjnych przystawek wie-lozwojowych, których odpowiedź częstotliwościowa bez potrzeby uciekania się do pomocy dodatkowych urządzeń, od razu gwarantuje uzyskanie dobrego brzmienia. Problem dobrej jakości czy dynamiki rozumianej jako odstęp poziomu sygnału od poziomu zakłóceń nie dla wszystkich gitarzystów jest najistotniejszy. Konstruktor, który o tym zapomni może bezpowrotnie stracić wiele czasu, a jego dzieło nie znajdzie akceptacji wśród muzyków. Jednym słowem brzmienie i to jak przetwornik odpowiada na zabiegi artykulacyjne instrumentalisty powinno być priorytetem każdego konstruktora.
Opracowanie w miarę uniwersalnego pasywnego przetwornika typu Humbucking nie jest sprawą łatwą pomimo pozornej prostoty samego przedmiotu naszego zainteresowania. Istnieje jednak znaczna dowolność budowy poszczególnych elementów co znacznie ułatwia rozpoczęcie własnych doświadczeń, których rezultat zawsze jednak powinien być konsultowany z praktykującym i w miarę możliwości doświadczonym gitarzystą.
Podstawowe zasady, których przestrzeganie jest wymagane przy konstruowaniu klasycznego dwucewkowego przetwornika dotyczą kształtu, wymiarów i rodzaju wykorzystanych materiałów do budowy gitarowej przystawki:
Nadbiegunniki powinny być wykonane z miękkiej stali ,,niskowęglowej", lub ze stopu o podobnych właściwościach. Nadbiegunniki nie mogą się trwale magnesować.
Rozmieszczenie nadbiegunników musi uwzględniać rozstaw strun gitary. Standardowo przyjmuje się ,,między" -odległość rozstawu - lOmm.
Całkowita powierzchnia przekroju poprzecznego uzwojenia nie powinna przekraczać 80mm2. Poszczególne uzwojenia powinny być w miarę możliwości identyczne pod względem rezystancji i in-dukcyjności. Rezystancja pojedynczego uzwojenia może zawierać się w przedziale od 3 do lOkD.
Poszczególne uzwojenia powinny być impregnowane, a wszystkie elementy przetwornika solidnie połączone, co jest podstawowym warunkiem funkcjonowania bez wzbudzeń towarzyszących zjawisku ,,mikrofonowania".
Znaczna dowolność w doborze poszczególnych elementów konstrukcyjnych
Elektronika Praktyczna 2/97
89
NOTATNIK P RA KTYKA
przetwornika może okazać się przysłowiowym drugim końcem kija, jeśli nie będziemy zdawali sobie sprawy jakie konsekwencje może mieć wykorzystanie tego czy innego elementu. Odrobina praktyki i podstawowe wiadomości z dziedziny fizyki, elektro akustyki, elektroniki, elektrotechniki i materiałoznawstwa pozwolą jednak w pewnym stopniu przewidzieć ostateczny efekt brzmieniowy jakim będzie dysponował nasz przetwornik. Należy jedynie zwrócić uwagę na poniżej wymienione zależności:
Uzwojenia o większych rozmiarach, a także uzwojenia posiadające dużą ilość zwojów będą charakteryzowały się większą indukcyjnością, w rezultacie czego
Output
HambucUng
Output
Output
O Output
-L splltiJng
Rys. 3.
przetwornik w ograniczony sposób będzie reprodukował wyższe częstotliwości i odwrotnie - niewielkie cewki o małej ilości zwojów nie będą efektywnie ,,przetwarzały" basów.
Znaczna liczba zwojów i stosunkowo silny układ magnetyczny spowodują, że przetwornik będzie dysponował dużym poziomem sygnału wyjściowego.
Silne skupione pole magnetyczne w bezpośrednim sąsiedztwie struny ogranicza jej swobodne i równomierne wybrzmię wanie.
Dwie stosunkowo wąskie cewki umieszczone blisko siebie dają tzw. wąską bazę aktywności. Tak zbudowany przetwornik charakteryzuje się selektywnym, jednorodnym brzmieniem w znacznym stopniu reprodukującym kreatywną artykulację gitarzysty.
Przetwornik o poszerzonym obszarze działania (szeroka baza) charakteryzuje się pełnym, bogatym brzmieniem o częściowo ograniczonej możliwości reprodukowania ,,ataku" i nieco rozmytej definiowalności barwy tonu. Solidny, jednorodny, stalowy nadbiegunnik w formie płaskownika w znacznym stopniu zwiększa indukcyj-ność całego układu elektromagnetycznego, ale także przyczynia się do rozproszenia pola magnetycznego i tym samym złagodzenia geometrii ,,fontanny" magnetycznej.
Nadbiegunniki indywidualne w postaci stalowych kołków lub odpowiednich śrub poprzez swoje mniejsze rozmiary i charakterystyczny kształt poprawiają emisję wyższych częstotliwości przez co przetwornik staje się bardziej przejrzysty i jaśniejszy brzmieniowo. Także wypadkowa indukcyjność przetwornika będzie w tym wypadku mniejsza.
Nadbiegunnik wykonany z izolowanych blach ,,krzemowych" laminowanych w sposób podobny do konstrukcji transformatorów znacznie poprawia reprodukcję wyższych częstotliwości emitowa-
mozna umieścić
PhMlng
Output
nych przez instrument i zmniejsza impe-dancję układu.
Magnes ceramiczny - ,,ferrytowy" w niewielkim stopniu zwiększa indukcyjność układu. Jest też silniejszy od stalowych magnesów ,,Alnico". Przetwornik z takim magnesem oddaje jednak w ostatecznym brzmieniu cechy samego magnesu nadając dźwiękowi nieco ceramicznego ,, chemicznego" zabarwienia.
Magnes ,,Alnico" jest relatywnie słabszy, ale przetwornik wyposażony w taki magnes dysponuje miękkim subtelnym brzmieniem pozbawionym nienaturalnej drastyczności.
Wewnątrz karkasów z powodzeniem ieścić magnesy skierowane w jedną stronę prze-Output ciwnymi biegunami. W tym wypadku ,,nadbiegunnik " zamykający obwód może być umieszczony "na miejscu" magnesu, chociaż nie jest to konieczne. Biorąc pod uwagę wymienione zależności możemy dokonać wstępnej kalkulacji uwzględniając te elementy, które możliwe będą do zdobycia. Ten sam rodzaj ostatecznego brzmienia można uzyskać różną drogą, dlatego też istnieje na rynku tak wiele przystawek gitarowych, które pomimo różnic konstrukcyjnych osiągają podobne walory brzmieniowe.
Wymagana jest jednak pewna konsekwencja w zachowaniu równowagi pomiędzy poszczególnymi parametrami przetwornika. Jeśli zdecydujemy się na wykorzystanie stalowego nadbiegunnika płasko-wnikowego to musimy liczyć się ze znacznym wzrostem indukcyjności układu i w takim wypadku korzystniejsze będzie zastosowanie magnesu ceramicznego. Budowa przetwornika dysponującego docelowo dużym sygnałem wyjściowym wiąże się z zastosowaniem uzwojeń zawierających znaczną liczbę zwojów.
Aby uzwojenie w ogóle zmieściło się na karkasie o standardowych rozmiarach trzeba będzie zastosować bardzo cienki drut (0,04 - 0,05mm). Rezystancja każdego z takich uzwojeń powinna wynosić od 6 do 8kQ. Również w tym wypadku korzystniejsze będzie zastosowanie magnesu ceramicznego. Przetworniki najbardziej tradycyjne, ostatnio coraz bardziej poszukiwane posiadają uzwojenia o rezystancji po ok. 3,5kQ oraz wyposażone są w sztabkowy magnes ,,Alnico" typu V lub VII podkreślający środkowe częstotliwości.
Sposób dokonywania pomiaru poziomu sygnału wyjściowego przetworników nie został dotychczas ujednolicony, jednak niektórzy producenci stosują tą samą metodę, polegającą na pomiarze maksymalnego napięcia RMS wywołanego przez pustą strunę A5 zaatakowaną ze średnią siłą. Słabe przetworniki Single Coil osiągają w ten sposób 50 do 100mV, przeciętne przetworniki dwucewkowe dysponują sygnałem rzędu 150 do 250mV, natomiast wartości sygnału powyżej 300 mV są zarezerwowane dla silnych przy-
stawek z łatwością przesterowujących wy-sokoczuły kanał wzmacniacza gitarowego
Regulowane nadbiegunniki w postaci kołków wkręcanych za pomocą klucza imbusowego umożliwiają wprawdzie bardziej precyzyjne ustawienie głośności poszczególnych strun, ale są trudne do zdobycia i komplikują konstrukcję przetwornika, który musi posiadać dodatkowe elementy mocujące ruchome nadbiegunniki.
Najbardziej krytycznym parametrem przetwornika Humbucking są jego wymiary, które nie mogą przekroczyć 70x38x25 (dług./szer./wys.), aby przetwornik pasował do standardowych wycięć i akcesoriów montażowych każdej gitary. Wkręty regulujące wysokość położenia przetwornika i mocujące jednocześnie przetwornik do odpowiedniej ramki lub płyty maskującej powinny znajdować się na osi symetrii obudowy przetwornika w odległości 78mm od siebie.
Wspornik do którego przymocowane są wszystkie części składowe przetwornika powinien być wykonany z niemagnetycznej blachy mosiężnej połączonej z masą układu elektrycznego gitary. Wyprowadzenia poszczególnych uzwojeń powinny być dokonane przewodem ekranowanym. Ekran przewodu łączymy jedynie z blachą podstawy przetwornika, tak aby można było w przyszłości dokonać zmiany połączeń (np. fazy uzwojeń). W rezultacie potrzebny będzie przewód posiadający 4 żyły umieszczone we wspólnym ekranie, odpowiadające zakończeniom uzwojeń.
Przetwornik Humbucking w podstawowej konfiguracji posiada uzwojenia połączone szeregowo. W tym wypadku łączymy ze sobą początki uzwojeń natomiast końce uzwojeń stanowią wyjście przetwornika, lub odwrotnie.
Poszczególni producenci starają się za namową użytkowników ujednolicić kolory przewodów będących wyprowadzeniami uzwojeń, tak, aby łatwiejsze było dokonywanie indywidualnych połączeń. Istnieje kilka sposobów realizacji połączeń przetwornika Humbucking jednak najczęściej wykorzystywane jest przez gitarzystów szeregowe połączenie ,,przeciwzakłóceniowe". Jakkolwiek pozostałe warianty też mogą być stosowane dla rozszerzenia możliwości brzmieniowych instrumentu, ale praktycznie oprócz ,,dodatkowych" konfiguracji Parallel i Splitting włączanych opcjonalnym przełącznikiem zamontowanym w gitarze inne połączenia są rzadko wykorzystywane. Rys.3 przedstawia wersje możliwych do uzyskania połączeń.
Skonstruowanie dobrego pasywnego przetwornika spełniającego konkretne wymagania danego gitarzysty jest o tyle trudne, że zmontowany przetwornik nie jest modyfikowalny i musi być, jak to się mówi, ,,trafiony w dziesiątkę".
Biorąc pod uwagę zależność ostatecznego efektu od wielu czasem równorzędnych czynników można powiedzieć, że konstruowanie przetworników gitarowych może być wyjątkowo twórczym zajęciem, jednak osiągnięcie sukcesu wiąże się z wieloma często nieudanymi próbami. Krzysztof Jarkowski
90
Elektronika Praktyczna 2/97
FORUM
"Forum" jest rubryką otwartą na pytania I problemy Czytelników EP, które powstały podczas uruchamiania oferowanych przez nas kitów, a także innych urządzeń elektronicznych. Drugim celem "Forum" jest korekta błędów, które pojawiły się w publikowanych przez nas artykułach.
Wzmacniacz lampowy do gitary
3,4/94
Opublikowany w EP 3 i 4/96 projekt wzmacniacza lampowego do gitary wywołał duże zainteresowanie Czytelników i związaną z tym lawinę listów z pyta-
niem napięciem stałym żarników lamp przedwzmac-niacza i odwracacza fazy. Trzeba wówczas przygotować zasilacz o napięciu wyjściowym 6,3V i wydajności prądowej 2,5A.
Stopień wyjściowy
Stopień wejściowy
Odwracacz fazy
Miejsca połączenia Rys. 1.
Jedno z nich dotyczy zmniejszenia przy dźwięku sieci poprzez zwiększenie pojemności kondensatorów filtrujących w zasilaczu. Jest to oczywiście możliwe, ale nie w takim stopniu, by było to opłacalne z ekonomicznego punktu widzenia (koszt wysokonapięciowych elektrolitów). Nawet w profesjonalnych wzmacniaczach lampowych, pojemność elektrolitów wygładzających poszczególne napięcia wyjściowe nie przekracza 100U.F. Pobór prądu przez obwody wyjściowe jest stosunkowo niewielki (w porównaniu do układów tranzystorowych) więc rozładowywanie kondensatorów nie następuje tak szybko.
Pojawiły się w listach także propozycje zmniejszenia przykrego przydźwięku poprzez zasilanie obwodów żarzenia lamp prądem stałym. Efekt może być podobny jak w przypadku zwiększania pojemności kondensatorów. Warto jednak spróbować manewru z zasila-
z obudową
� nlit
Przyczyn powstawania przydźwięku trzeba jednak szukać gdzie indziej. Najważniejszą sprawą jest konsekwentne prowadzenie masy: należy poprowadzić jeden gruby, miedziany drut mający kontakt z obudową tylko w jednym miejscu (zazwyczaj w okolicach transformatora sieciowego). Powinien on być punktem wspólnym wszystkich punktów zerowych (patrz rys.l).
Bardzo ważne jest także symetryczne nawinięcie uzwojenia anodowego w transformatorze głośnikowym. Dobrym rozwiązaniem nawijanie bifilarne, polegające na jednoczesnym nawijaniu dwoma drutami (rys.2). Bardzo istotną sprawą jest także sposób nawijania transformatora głośnikowego. Od jego wykonania w wielkim stopniu zależy jakość uzyskanego brzmienia. Równomierne układanie zwojów minimalizuje induk-cyjność rozproszenia
i zwiększa pasmo przenoszenia wzmacniacza. Pod-
czas tej operacji należy pamiętać że uzwojenia anodowe transformatora głośnikowego nawinięte są w ten sposób, iż biegną w jednym kierunku - śledząc je od jednej anody do drugiej.
Jeżeli chodzi o procentowy stosunek mocy pobieranej z sieci do oddawanej do głośnika, czyli popularne straty mocy, to podajmy że wzmacniacz o mocy wyjściowej 40 W RMS pobiera z sieci ok. 120W mocy, z czego 1/4 idzie na żarzenia lamp.
Aby zwiększyć moc wyjściową wzmacniacza do 100 W należy:
- wykonać transformator sieciowy o następujących parametrach: przekrój kolumny środkowej rdzenia -17cm2, uzwojenie pierwotne - 700 zwojów/0,7mm, uzwojenia wtórne - 1200 zwojów/0,4mm, 20 zwo-jów/2mm;
- transformator wyjściowy powinien mieć uzwojenie anodowe nawinięte drutem o średnicy 0,4mm, a głośnikowe - l,5mm. Liczba zwojów i rodzaj rdzenia taki sam jak w rozwiązaniu opisanym w EP 3/96;
Anoda I U JLJ U I Anoda 1 2 3 4|1P 21 3' 4'
5 6
+U anodowe
1
Rys. 2.
- dodać dwie lampy EL34 i rezystory według rys.3;
- zmienić wartość R21 i R22 z lkQ na 2,2kQ;
- pozostałe czynności związane z uruchomieniem przebiegają podobnie jak w opisanym wcześniej rozwiązaniu.
Jeden z Czytelników zapytał nas o rolę obwodu C23, C24, R29, R30, D2. Otóż układ ten jest oparty na rozwiązaniu zastosowanym we wzmacniaczach VOX AC50. Służy on do uzyskania ujemnego napięcia zasilającego siatki lamp końcowych, bez konieczności nawijania oddzielnego uzwojenia na transformatorze sieciowym.
Speakar
Rys. 3.
Elektronika Praktyczna 2/97
91
BIBLIOTEKA EP
Począwszy od tego numer u rozpoczynamy na łamach EP prezentację książekzwiqzanych z elektroniką. Co dwa miesiące będziemy przedstawiać naszym Czytelnikom najciekawsze pozycje dostępne w księgarniach, wybranez oferty kilku wydawnictw.
Biblioteka EP - książki roku 1996
Rozpoczynamy od pięciu
niezwykle interesujących
pozycji, wydanych w 1996
roku. Pierwsza z nich io
"PSpice-symulacja układów elektronicznych''
PSP1CE
Książka jest poświęcona prezentacji możliwości i sposobu obsługi dość popularnego wśród elektroników programu do analizy układów liniowych i cyfrowych - PSpice.
Podczas opracowywania tego kursu autorzy wykorzystywali ewaluacyjną wersję programu PSpice, która wchodzi w skład pakietu Design Lab. Wersja ta jest dostępna w ofercie tanich programów shareware, dzięki czemu każdy elektronik może zdobyć ten program bez ponoszenia dużych kosztów. Co więcej - uproszczona wersja tego pakietu jest dostępna poprzez Internet (http://www.microsim.com].
Książka składa się z dziesięciu rozdziałów, w których kolejno omówiono ogólnie możliwości programu, sposób jego instalacji i wymagania sprzętowe, a następnie sposób konfiguracji i obsługi wszystkich modułów programu. Rozdziały wprowadzające w obsługę nowych modułów Design Lab kończą się krótkimi testami, dzięki czemu użytkownik może samodzielnie ocenić postępy w nauce programu. Dzięki dołączonej dyskietce wszystkie przedstawione w książce przykłady można w prosty sposób przetestować, korzystając z gotowych modeli i schematów ideowych.
Książka jest bogato ilustrowana przy pomocy "zrzutów" z ekranu komputera w czasie działania poszczególnych programów wchodzących w skład pakietu Design Lab, co znacznie ułatwia szybkie zgłębienie tajników pakietu. Dodatkową pomocą jest wykaz najczęściej spotykanych komunikatów, angielsko-polski słownik pojęć stosowanych w programie oraz wykaz skrótów klawiszowych, które przyspieszają obsługę programu.
Podsumowując -jest idealny podręcznik dla osób pragnących samodzielnie poznać tajniki pakietu Design Lab ze szczególnym uwzględnieniem symulatora PSpice.
"SPICE - program analizy nieliniowej układów elektronie znyc h"
SPICE S
program analizy
i
nieliniowej
układów
elektronicznych
Autorzy tej książki postawili sobie za cel stworzeń ie podręcznika, szczegółowo omawiającego sposoby tworzenia modeli elementów ich źródeł sygnałów, ich analizy oraz stało i zmiennoprądowej analizy złożonych układów elektrycznych i elektronicznych.
Ogromną zaletą tej pozycji jest dokładne omówienie rozkazów PSpice i prezentacja składni poleceń, bogato ilu str o w an a pr zy k ład am i.
Duży nacisk został położony na podbudowę matematyczną programu PSpice, tak więc od Czytelnika pragnącego w pełni wykorzystać możliwości oferowane przez książkę wyma-ganajest spora wiedza z zakresu nauk ścisłych.
"Podstawy programowania mikrokontroler a 3051"
Jest to książka przeznaczona dla początkujących konstruktorów systemów mikroprocesorowych. Zawiera bardzo wiele cennych wskazówek i gotowych przykładów rozwiązywania typowych problemów w systemach z procesorami rodziny MCS-51. Wśród przykładów są m.in. sterowanie wyświetlacza LCD, realizacja klawiatury matrycowej, obsługa timerów.
portu szeregowego i wiele innych.
Książkę rozpoczyna wstęp "Mikroprocesor - ależ to proste", dzięki któremu osoby bardzo mało zaawansowane w technice mikroprocesorowej będą mogły poznać podstawowe zagadnienia związane ze stosowaniem mikrokont-rolerów w praktycznych aplikacjach.
Zalecanym przez autorów książki narzędziem podnoszącym skuteczność nauczania jest zestaw mikroprocesorowy DSM-51, o którym wszelkie informacje (wraz z oferta handlową] zawarto na ostatnich stronach książki.
Niezwykle atrakcyjnym dodatkiem do książki jest dyskietka z interesującymi przykładowymi programami oraz prostym w obsłudze makro as emblerem. Program ten generuje komunikaty wję-zyku polskim, także dokumentacja do niego (w postaci pliku tekstowego na dyskietce] jest polskojęzyczna.
Tak więc wraz z książką-przewod-nikiem czytelnik otrzymuje najbardziej podstawowe, lecz doskonałej jakości, narzędzie do tworzenia własnych programów.
Podsumowując - doskonała pozycja dla początkujących oraz laboratoriów szkolnych i uczelnianych.
"Układy półprzewodnikowe"
Kolejne wydanie niezwykłego podręcznika elektroniki - jest to jedna z niewielu książek tak kompleksowo prezentująca zagadnienia związane ze współczesną elektroniką. Autorzy bardzo kompetentnie i szczegółowo omówili zarówno zagadnienia podstawowe (prawo Ohma, Kirchoffa itp.], budowę i zasadę działania elementów półprzewodnikowych, konstrukcj e dyskretnych układów analogowych i cyfrowych, filtry analogowe, wzmacniacze operacyjne, podzespoły optoelektroniczne, mikroprocesory i mikro-kontrolery, cyfrowe układy peryferyjne, struktury PLD itd. Tak szerokie podejście do elektroniki spowodowało, że praktycznie na każde pytanie związane z konstrukcjami elektronicznymi można znaleźć w tej książce odpowiedź.
Jest to już trzecie polskie wydanie tej książki, znacznie zmienione w stosunku do poprzedniego (z 1987 roku].
dzięki czemu nie straciła ona nic na aktualności prezentowanych informacji. Doskonałe tłumaczenie, atrakcyjna zawartość, niezbyt wygórowana cena i staranna oprawa sprawiają, że jest to pozycja ze wszechmiar godna polecenia.
"Mikrokontrolery je dno układowe rodziny '51"
Tomu? 5Urail
Mikrokonlrolerr
jednouMadowe
rodjtny
Książka ta pretenduje (naszym zdaniem] do miana elektronicznej "Książki roku 1996".
Autor stworzył w sposób niezwykle przemyślany kompendium wiedzy na temat niemal wszystkich procesorów MCS-51. Obok standardowych konstrukcji Philipsa, Siemensa i AMD omówione zostały najnowsze opracowania firmy Atmel oraz mało znane w naszym kraju procesory firmy Dal-las. Obok szczegółowego omówienia sposobu konfiguracji i obsługi różnorodnych peryferiów mikrokontrole-rów, dużo miejsca poświęcono liście rozkazów i rejestrom SFR, z uwzględnieniem ich specyficznych funkcji w różnych odmianach procesorów. Konstruktorów sprzętu ucieszy fakt zamieszczenie skróconych not katalogowych kilkunastu typów procesorów, a także widok ich wyprowadzeń w różnych obudowach.
Książka ta jest dedykowana doświadczonym projektantom, którym zależy na zastąpieniu wielu katalogów jedną, przejrzyście napisaną (i, cci często ma duże znaczenie, po pol-skul] książką.
K. Batanowski, A. Weto "Symulacja Układów etekitonicznyett', Mikom 1996, 352 str + dyskietka,
J. Potębski, P. Kosohoda "Spice- pto-asaai analizy nieliniowej układów etekito-nicznych", Wydawnictwa Naukowo-Tech-niczneWarsswa1996,420str,
P. Gałka, P. Gałka "Podstawy ptogta-inowania tniksokonUolesa $051", Mikom Warszawa1995,300str łdyskiette,
r. Siatecki "WiksokonUolesy jedno-Uktadowe toczmy '51", Nozorni Warszawa 1996, 580 str,
U. Tieize, Gn. Schenk "Układy pólptze-Wodnikowe", Wydawnictwa Naukowo-Techmczne Warszawa 1996,1016 str
92
Elektronika Praktyczna 2/97