12. PRZEŁĄCZANIE TRANZYSTORA

BIPOLARNEGO

12.1. Warunki pracy tranzystora jako przełącznika

W układach impulsowych i cyfrowych tranzystory bipolarne pracują zwykle w konfiguracji OE, przełączane z zakresu nasycenia w zakres odcięcia, czyli ze stanu załączenia (ON) w stan wyłączenia (OFF) - i odwrotnie (rys.12.1).

W tych warunkach pracy uzyskuje się duże zmiany prądów i napięć na wyjściu tranzystora. Z npK dla obwodu wyjściowego uzyskujemy równanie prądowe dla prostej obciążenia z nachyleniem
, naniesionej na charakterystyki wyjściowe i_C(u_CE, i_B­)

(12.1)

Przy właściwie dobranej rezystancji obciążenia R_C przejście pomiędzy obu stanami (punktami 1. i 2.) jest kontrolowane przez prąd bazy. Przy prądzie ujemnym -I_B2 i ujemnym potencjale bazy złącze emiterowe tranzystora n-p-n jest spolaryzowane zaporowo i tranzystor jest wyłączony (w 2. punkcie pracy płynie tylko prąd rewersyjny kolektora I_CEO). Natomiast przy dostatecznie dużym potencjale dodatnim na bazie i prądzie I_BA tranzystor wchodzi w zakres nasycenia. W tym zakresie dalsze zwiększenie prądu bazy (do I_B1) nie wywołuje znaczących przyrostów prądu kolektora I_C, a tranzystor wykazuje zwarcie (załączony klucz). Obserwujemy także spadek współczynnika wzmocnienia prądowego _Fsat względem jego wartości w zakresie liniowym: _Fsat <_F (typowa wartość _Fsat≈10).

W rzeczywistym tranzystorze n-p-n napięcie na kolektorze względem emitera w stanie nasycenia pozostaje dodatnie U­_CEsat≥ 0, a napięcie na kolektorze względem bazy staje się ujemne U_CB<0 (bez konieczności zmiany polaryzacji źródła U_CC !).Napięcie U_CEsat jest sumą algebraiczną źródeł napięciowych obu złącz spolaryzowanych w kierunku przewodzenia (rys.12.1d), nie wynosi zatem więcej niż 200 mV. U_CEsat może być wyznaczone z równań Ebersa-Molla

(12.2)

Aby to napięcie było jak najmniejsze, a prąd nie zależał od współczynnika wzmocnienia prądowego, tranzystor impulsowy powinien być przesterowany prądem I_B1>I_BA w zakres nasycenia (rys.12.2). W tych warunkach pracy w rzeczywistych tranzystorach dyskretnych U_CEsat może osiągać znaczne wartości, nawet do 0,3 V. Przy znacznych wartościach prądu I_Csat bowiem pojawiają się spadki napięć na rezystancjach szeregowych emitera r­_EE­ i kolektora r_CC . W ten sposób zamiast zależności (12.2) do oceny wielkości U_CEsat można wykorzystać zależność przybliżoną

(12.3)

Przesterowanie nastąpi przy prądzie I_B1 na tyle dużym, że _FI_B1>I_C1, i wówczas prąd kolektora wyniesie

(12.4)

Natomiast prąd kolektora w zakresie odcięcia wynosi

(12.5)

Rezystancja w stanie wyłączenia jest więc równa

(12.6)

Dynamiczne przełączenia tranzystora ze stanu wyłączenia do załączenia (i odwrotnie) zachodzą według przebiegów czasowych prądów bazy i kolektora przedstawionych na rys.12.2. Na ich podstawie można wyznaczyć cztery podstawowe parametry czasowe przełączeń tranzystora:

- czas opóźnienia t_d,

- czas narastania t_r,

• czas magazynowania nośników mniejszościowych w bazie ts (albo: czas przeciągania) jest to odcinek czasu od chwili podania prostokątnego impulsu zaporowego prądu bazy (lub jego wyłączenia) do poziomu 0,9 I_C,

• czas opadania t_f, w którym następuje dalszy spadek prądu kolektora do wartości 0,1 I_C.

Rys.12.2. Odpowiedzi tranzystora na idealny (prostokątny) impuls załączenia i przełączenia ze źródła napięciowego od U_F do -U_R:

a) - napięcia na złączu emiterowym,

b) - prądu bazy,

c) - prądu kolektora z zaznaczonym ładunkiem przesterowania bazy Q_S

d) - napięcia na tranzystorze

Suma czasów opóźnienia i narastania jest nazywana czasem włączenia t_ON tranzystora; t_ON=t_d+t_r, a suma czasów magazynowania i opadania - czasem wyłączenia t_OFF tranzystora; t_OFF=t_S+t_f .

12.2. Równanie kontrolne ładunku bazy

Wprowadzenie tranzystora n-p-n w stan nasycenia oznacza, że potencjał na bazie jest większy niż na kolektorze, a więc nastąpiło odwrócenie polaryzacji złącza kolektorowego w kierunku przewodzenia. W tym stanie kolektor, podobnie jak emiter, wstrzykują z obu stron elektrony do bazy. Analizując napływ i rozkład ładunku nadmiarowych elektronów w bazie (rys.12.3), założymy, że Q_B jest ładunkiem dla pracy normalnej aktywnej, natomiast ładunek Q_S powstaje po zmianie polaryzacji złącza kolektorowego. Za przeciąganie sygnału prądowego (rys.12.2c) odpowiada właśnie ładunek nadmiarowy Q_S, nazywany także ładunkiem magazynowania.

Rys.12.3. Ładunki nadmiarowe w obszarze bazy tranzystora pracującego w stanie nasycenia

Ładunek Q_B wypełnia objętość o powierzchni bocznej trójkąta o wysokości n_B(0) (rys.12.3), przekroju początkowym A i podstawie o szerokości bazy x_B - a zatem wynosi

(12.7)

Prąd kolektora I_C jest proporcjonalny do Q_B ze stałą 1/_F

(12.8)

i jest prądem dyfuzyjnym, który przy liniowym rozkładzie elektronów w bazie i uwzględnieniu zależności (12.7) wynosi

(12.9)

Stąd stała

(12.10)

- jest czasem przelotu nośników mniejszościowych przez bazę, a jej odwrotność jest podstawowym składnikiem częstotliwości odcięcia tranzystora w konfiguracji OB:
.

Przy pracy normalnej aktywnej tranzystora w konfiguracji OE w warunkach stacjonarnych wielkość ładunku Q_B jest kontrolowana przez prąd bazy I_B

(12.11)

gdzie _BF - kolejna stała czasowa. Z zależności (12.8) i (12.10) łatwo wyznaczyć współzależność pomiędzy obiema stałymi czasowymi

(12.12)

Stała czasowa _BF określa czas przywracania równowagi procesów iniekcji i rekombinacji nadmiarowych elektronów w bazie tranzystora n-p-n, tworzących prąd ­I_nE-I_nC oraz dziur iniektowanych z bazy do emitera jako prąd I_pE. Dynamikę tych procesów opisuje równanie kontrolne ładunku bazy tranzystora

(12.13)

Prąd bazy większy od wartości

(12.14)

wprowadza tranzystor w stan nasycenia, w którym prądem od strony kolektora podtrzymywany jest w bazie ładunek dodatkowy Q_S. Wpływ tego prądu na całkowity prąd bazy dopiszemy do równania kontrolnego (12.14) - w ten sposób otrzymując równanie kontrolne ładunku dla stanu nasycenia:

(12.15)

Po przełączeniu prądu bazy z I_B1 na -I_B2 najpierw zanika ładunek Q_S, ale ładunek Q_B pozostaje niezmienny; czyli dQ_B/dt=0 w okresie czasu od 0+ do t_S. Jeżeli przyjmiemy, że prąd I_BA=Q_B/_BF wprowadza tranzystor w nasycenie, to jego stan równowagowy w okresie przed przełączeniem (t=0-) jest opisany warunkami dQ_B/dt=0 i dQ_S/dt=0. Zatem w stanie nasycenia z równania (12.15) pozostaje tylko

(12.16)

czyli

(12.17)

To ostatnie równanie zapisane jako
jest warunkiem początkowym dla ogólnego rozwiązania równania kontrolnego (12.16) w postaci

(12.18)

Zgodnie z definicją t_S, po tym czasie znika ładunek nadmiarowy Q_S z obszaru neutralnego bazy, a tranzystor pracuje na granicy zakresu normalnego z prądem I_C1 i wzmocnieniem _F. Jeżeli więc przyrównamy ten ładunek do zera: Q_S(t=t_S)=0, to uzyskamy wyrażenie na ts

(12.19)

Obserwując zatem przy pomocy oscyloskopu impulsy na tranzystorze (rys.12.2) z czasem ts, możemy wyznaczyć na podstawie powyższej zależności parametr _S. W katalogach tranzystorów impulsowych podawane są wartości parametru materiałowego s oraz wielkość prądu bazy I_BA, przy której dany typ tranzystora wchodzi w stan nasycenia. Wartości I­_B1 i I_B2 zależą od parametrów źródła przełączającego tranzystor.

Jeżeli tranzystor załączymy impulsowym napięciem prostokątnym u>>UBE(ON)>0 w chwili t= 0, to popłynie przez niego prąd kolektorowy, który po pewnym czasie osiągnie stałą wartość IC (rys.12.4). W okresie t>0 prąd w układzie zewnętrznym bazy wynosi

(12.20)

Z drugiej strony prąd bazy w tranzystorze jest opisany równaniem kontrolnym (12.13), które z powyższym warunkiem początkowym dla t>0 ma rozwiązanie szczególne

(12.21)

Jednakże z zależności (12.8) mamy, że IC=Q_B//F, zatem także

(12.22)

zaś uwzględniając, że _F =BF/F otrzymamy dalej

(12.23)

Wykres tej zależności przedstawia rys.12.4b. Zauważmy, że iC(∞C= FIB, oraz że przy t=BF prąd kolektora osiąga 63% swojej wartości końcowej. Stąd mamy prosty sposób na wyznaczenie średniego czasu życia nośników mniejszościowych w obszarze neutralnym bazy. Jeżeli bowiem odwrócimy zależności w wyrażeniu (12.23), to czas będzie funkcją prądu kolektora

(12.24)

stąd dalej

(12.25)

oraz

(12.26)

Czas narastania sygnału tr wynosi zatem

(12.27)

Kondensator C zwierający rezystor RB w obwodzie bazy skutecznie przyśpiesza reakcję prądową tranzystora bipolarnego. Można wykazać, że przy progowym wysterowaniu tranzystora, gdy

RBC = BF (12.28)

to odpowiedź tranzystora też będzie progowa.

12.3. Przebieg ćwiczenia

Podczas ćwiczenia badamy parametry impulsowe tranzystora BC107(n-p-n) sterowanego dużymi sygnałami przełączającymi w obszarze pracy normalnej (w trybie prądowym) oraz sygnałami przełączającymi tranzystor pomiędzy zakresami odcięcia i nasycenia (w trybie nasycenia).

Badania w obszarze aktywnym przeprowadzamy w układzie pomiarowym zmontowanym według rys.12.5.

Przede wszystkim ustalamy punkt pracy na prostej obciążenia z rezystancją R_C=R₁=100 , tak aby prąd stały kolektora wynosił 2 mA. Dla tego punktu pracy określamy wartość współczynnika wzmocnienia prądowego _F, mierząc z kolei prąd bazy. Następnie tranzystor pobudzamy impulsami napięciowymi z generatora fali prostokątnej o częstotliwości 200 kHz tak regulując amplitudę impulsów, aby I_c=1 mA (amplituda). W tym stanie pracy tranzystora obserwujemy na oscyloskopie przebiegi czasowe prądu kolektora i wartości napięcia resztkowego u_CE(t).

Na podstawie odrysowanych z oscyloskopu przebiegów należy określić tryb przełączeń oraz wyznaczyć ich czasy narastania t_r, opadania t_f oraz parametr _ON według zależności (12.27).

Teraz zmieniamy wartość rezystancji obciążenia wstawiając rezystor R₁=2 k oraz zmniejszamy częstotliwość fali prostokątnej do 50 kHz. Ponownie regulujemy prąd kolektora amplitudą fali, tak aby znowu I_c= 1 mA. Po wyregulowaniu szkicujemy przebiegi impulsowe prądu kolektora i wyznaczamy ich parametry czasowe. Porównujemy wartości tych parametrów z wynikami poprzednich analiz.

Przełączanie pomiędzy zakresami nasycenia i odcięcia obserwujemy na układzie zmontowanym według rys.12.6. Aby zaobserwować przełączanie w trybie nasycenia należy przesterować tranzystor dużymi impulsami prądowymi.

Generator fali prostokątnej powinien pracować przy f= 500 kHz. Po uzyskaniu na tranzystorze przebiegów prądów i napięć charakterystycznych dla tego trybu (patrz rys.12.2) szkicujemy uzyskane na oscyloskopie przebiegi na wzajemnie zorientowanych osiach czasu i wyznaczamy parametry czasowe impulsów przełączających.

Rys.12.6. Układ do obserwacji przełączania pomiędzy zakresami nasycenia i odcięcia.

Zwrócić uwagę na warunki pomiarów; aby były one bez znacznych obciążeń i sprzężeń, używamy w tym celu oznaczonych sond pomiarowych.

Stałe czasowe obliczamy posługując się zależnościami z analizy ładunkowej przełączeń. W tym celu konieczne jest jeszcze wyznaczenie współczynnika wzmocnienia prądowego przy pracy inwersyjnej _R. Współczynnik mierzymy w układzie pomiarowym przedstawionym na rys.12.7. jako relację prądów i_E/i_B przy I_E=10 mA.

Rys.12.7. Układ do wyznaczenia współczynnika wzmocnienia prądowego przy pracy inwersyjnej _R

Następnie tranzystor przenosimy do układu pomiarowego z kluczowanym źródłem prądowym (KZP w module TM3), zmontowanego według rys.12.8.

Właściwe warunki pomiaru wymagają równych amplitud prądowych impulsów sterujących w obwodzie bazy. Regulując potencjometrami z boku modułu ustalamy amplitudy na I_B1=I_B2= 1 mA przy częstotliwości 500 kHz generatora zewnętrznego, sterującego źródłem KZP. Z uzyskanych w tych warunkach pracy tranzystora przebiegów czasowych, obserwowanych na oscyloskopie, należy wyznaczyć parametr _s według zależności (12.19).

Rys.12.8. Tranzystor przełączany kluczowanym źródłem prądowym

1

92

---