plik


ÿþ361 16 WZMACNIACZE MOCY 16.1 SPECYFICZNE PROBLEMY WZMACNIACZY MOCY Zadaniem wzmacniacza mocy jest dostarczenie do obci|enia odpowiednio du|ej nie znieksztaBconej mocy u|ytecznej sygnaBu. Z tego wzgldu warunki pracy tranzystorów s tu odmienne ni| w stopniach maBej mocy, poniewa| du|y poziom sygnaBu wymaga peBniejszego wykorzystania granicznych, dopuszczalnych warto[ci mocy, prdów i napi tranzystora. Przy projektowaniu wzmacniaczy mocy brane s pod uwag nastpujce czynniki: - maksymalna moc wyj[ciowa PLmax przy nominalnej rezystancji obci|enia, - znieksztaBcenia nieliniowe (wspóBczynnik zawarto[ci harmonicznych h ), - znieksztaBcenia liniowe (dolna i górna czstotliwo[ graniczna fd i fg ), - sprawno[ energetyczna · . Wymienione parametry s wzajemnie od siebie uzale|nione i przy ocenie wzmacniacza mocy wszystkie one musz by traktowane Bcznie. Maksymalna moc wyj[ciowa wzmacniacza jest ograniczona u|ytecznym polem charakterystyk wyj[ciowych zastosowanych tranzystorów. We wzmacniaczach mocy stosowane s powszechnie krzemowe tranzystory bipolarne i tranzystory MOS specjalnej konstrukcji. U|yteczny obszar charakterystyk wyj[ciowych tych tranzystorów jest ograniczony dopuszczalnymi warto[ciami mocy strat oraz prdów i napi. PrzykBadowo na rys.16.1 przedstawiono zestaw tych ograniczeD dla tranzystora bipolarnego w polu jego charakterystyk wyj[ciowych. U|yteczny obszar charakterystyk wyj[ciowych tranzystora bipolarnego ograniczaj nastpujce linie: - PC max - maksymalna moc strat wynikajca z mo|liwo[ci rozproszenia [redniej mocy wydzielonej w tranzystorze i maksymalnej temperatury struktury tranzystora, - P2 - krytyczna moc tzw. drugiego przebicia, ograniczajca 362 dopuszczaln moc strat przy du|ych napiciach UCE , - UCE max - maksymalna chwilowa warto[ napicia UCE , - ICE max - maksymalna chwilowa warto[ prdu kolektora, - rCES - linia odpowiadajca umownej warto[ci rezystancji rCES , która oddziela u|yteczny obszar charakterystyk tranzystora od obszaru nasycenia. IC IC max IB P2 Drugie PC max(TC = 250C) przebicie rCES (Tj = 1500C) 0 UCE max UCE Rys.16.1. U|yteczny obszar charakterystyk wyj[ciowych tranzystora bipolarnego we wzmacniaczu mocy Z wyszczególnionych ograniczeD najistotniejsze jest ograniczenie maksymalnej mocy strat, gdy| zawsze iloczyn IC max UCE max jest znacznie wikszy ni| PC max 16.1.1. Odprowadzenie ciepBa z tranzystora mocy Maksymalna moc strat zale|y od dopuszczalnej temperatury póBprzewodnika Tj max , temperatury obudowy Tc oraz rezystancji termicznej midzy póBprzewodnikiem a obudow Rthj-c Tj max - Tc PC max = (16.1) Rthj-c Na rys.16.2 przedstawiono zastpczy ukBad dla wielko[ci moc - temperatura, reprezentujcy proces wymiany ciepBa midzy zBczem kolektorowym a otoczeniem. 363 Rthc-a Rthj (c) Rthc-r (r) -a Rthr ( j) -c (a) PC Tj Cthj Tc Cthc Tr Cthr Ta Rys.16.2. Cieplny schemat zastpczy tranzystora Rezystancje cieplne Rthj-c, Rthc-r , Rthc-a , Rthr-a wraz z pojemno[ciami cieplnymi Cthj , Cthc, Cthr obrazuj transmisj ciepBa od zBcza kolektorowego do korpusu tranzystora ( Rthj-c Cthj ), od korpusu do radiatora i otoczenia ( Rthc-r , Rthc-a ,Cthc ) i od radiatora do otoczenia ( Rthr-a ,Cthr ). Rezystancj i pojemno[ ciepln definiujemy w nastpujcy sposób "T üø Rth = ôø ôø P (16.2) ýø "Q ôø Cth = ôø "T þø gdzie: "T - ró|nica temperatur o[rodków wymieniajcych ciepBo, P - odprowadzana moc, "Q - przyrost energii cieplnej zmagazynowanej w danym obszarze przy ró|nicy temperatur "T . Na rys.16.2 przez Tj ,Tc ,Tr ,Ta oznaczono odpowiednio temperatury zBcza kolektorowego, korpusu tranzystora, radiatora i otoczenia. Aby temperatura zBcza nie przekroczyBa maksymalnej dopuszczalnej warto[ci Tj max , przy najwy|szej przewidywanej temperaturze otoczenia Ta max , musi by speBniony warunek "Tmax = Tj max -Ta max d" Rth PC max (16.3) gdzie przyjto, |e gBówn cz[ mocy wydzielonej w zBczu stanowi moc kolektora. Na podstawie schematu zastpczego z rys.16.2 mo|emy okre[li zwizek midzy temperatur zBcza Tj , temperatur otoczenia Ta a moc PC wydzielan w tranzystorze w stanie ustalonym. Tj - Ta = PC Rthc-r + Rthr-a ||Rthc-a + Rthj-c = Rth PC (16.4) () [] 364 Zale|no[ (16.4) mo|e by wykorzystana do obliczeD konstrukcji radiatora. Ze wzgldów ekonomicznych i funkcjonalnych stosuje si mo|liwie maBy radiator, co w konsekwencji prowadzi do tego, |e temperatura zBcza tranzystora jest bliska maksymalnej. Pociga to za sob konieczno[ bardzo starannej stabilizacji temperaturowej punktu pracy tranzystora. Moc wydzielona w tranzystorze powoduje przyrost temperatury jego zBcza, a przyrost temperatury przy nieodpowiedniej stabilizacji punktu pracy powoduje wzrost prdu kolektora i dalsze zwikszenie mocy strat. W ukBadzie moc - temperatura wystpuje sprz|enie zwrotne, które w pewnych warunkach mo|e by dodatnie. Je|eli jest ono dostatecznie silne, to ukBad staje si niestabilny i temperatura zBcza narasta a| do zniszczenia tranzystora. 16.1.2. Klasy pracy wzmacniaczy PodziaB wzmacniaczy na klasy pracy jest dokonywany w zale|no[ci od kta przepBywu prdu wyj[ciowego ˜ , który wi|e si z poBo|eniem punktu pracy na charakterystyce przej[ciowej tranzystora, co pogldowo przedstawiono na rys.16.3. iC ,iD iC ,iD iC ,iD Q Q Q uBE , uGS uBE , uGS uBE , uGS É t É t É t klasa AB klasa A klasa B Rys.16.3. Klasy pracy wzmacniaczy Z poBo|enia punktu pracy wynika, |e moc tracona w tranzystorze przy braku sygnaBu zale|y od klasy pracy i jest najwiksza w klasie A. W klasie B kt przepBywu prdu jest bliski 180 , za[ punkt pracy le|y w pobli|u granicy odcicia prdu. Poniewa| sygnaB wyj[ciowy zawiera tylko poBówk sygnaBu wej[ciowego, zatem konieczne jest zastosowanie drugiego elementu wzmacniajcego, odtwarzajcego drug poBówk sygnaBu, tzn. praca w klasie B jest mo|liwa tylko w ukBadzie symetrycznym (przeciwsobnym). Klasa AB jest po[redni midzy klas A i B (180o<˜<360o). 365 Ze wzgldu na znieksztaBcenia nieliniowe praca ukBadu w klasie AB jest mo|liwa, podobnie jak w klasie B, tylko w ukBadach przeciwsobnych. We wzmacniaczu klasy C punkt pracy elementu aktywnego jet tak ustawiony, |e kt przepBywu prdu w obwodzie wyj[ciowym tego elementu jest mniejszy od 180 (0 < ˜ < 180 ). Klasa C nie mo|e by stosowana we wzmacniaczach czstotliwo[ci akustycznych, poniewa| nawet przy zastosowaniu ukBadu przeciwsobnego istnieje cz[ okresu, w której odcite s obydwa elementy wzmacniajce i sygnaB wyj[ciowy na rezystorze obci|enia jest znieksztaBcony. Klas C stosuje si we wzmacniaczach rezonansowych, w których obci|enie jest doBczone do tranzystora przez obwód rezonansowy o du|ej dobroci i wówczas napicie na obwodzie jest sinusoidalne niezale|nie od ksztaBtu impulsu prdu doprowadzonego do tego obwodu. 16.1.3. UkBady sprzgajce obci|enie ze wzmacniaczem Ze wzgldu na transmisj du|ych mocy ze wzmacniacza do obci|enia sprz|enie pojemno[ciowe nie jest najlepszym rozwizaniem, z uwagi na du|e staBe czasowe oraz du|e prdy. Przy maBej warto[ci rezystancji obci|enia, pojemno[ sprzgajca musi by du|a dla zapewnienia wymaganej warto[ci dolnej pulsacji granicznej. Elementem sprzgajcym umo|liwiajcym równoczesne dopasowanie pomidzy wzmacniaczem a obci|eniem jest transformator. Posiada on jednak wiele wad, z których najwa|niejsze to: - ograniczenie charakterystyki czstotliwo[ciowej, - du|e gabaryty i ci|ar. W ukBadach scalonych eliminuje si elementy sprzgajce poprzez symetryczne zasilanie z dwóch zródeB napicia, co umo|liwia relizacj ukBadu, w którym skBadowa staBa napicia wyj[ciowego jest równa zeru. 16.1.4. ZnieksztaBcenia nieliniowe we wzmacniaczach mocy Bardzo wa|nym parametrem dla wzmacniaczy mocy s znieksztaBcenia nieliniowe. Wynika to z wielkosygnaBowej pracy elementów wzmacniajcych, których parametry zmieniaj si w szerokich granicach w zale|no[ci od poBo|enia chwilowego punktu pracy, zmieniajcego si wraz z chwilow warto[ci sygnaBu sterujcego. Wzmacniacze mocy nie s wic [ci[le biorc ukBadami liniowymi, a tylko przy prawidBowym doborze warunków pracy 366 elementów wzmacniajcych mog by traktowane jako ukBady prawie liniowe. Dla oceny znieksztaBcenia sygnaBu wyj[ciowego definiuje si wspóBczynnik znieksztaBceD nieliniowych h n 2 2 2 ... 2 h = h2 + h3 + h4 + = (16.5) "h k k =2 przy czym stosunek k - tej harmonicznej do pierwszej harmonicznej Ik hk = (16.6) I1 nazywa si zawarto[ci k-tej harmonicznej. Zazwyczaj amplitudy harmonicznych malej wraz ze wzrostem ich rzdu. 16.2. WZMACNIACZE MOCY KLASY A 16.2.1. Wzmacniacz z obci|eniem rezystancyjnym bezpo[rednio wBczonym w obwód kolektora Bezpo[rednie wBczenie obci|enia w obwód kolektora, jak w najprostszym wzmacniaczu na rys.16.4a, ma bardzo ograniczone zastosowanie w praktyce, gBównie ze wzgldu na przepByw skBadowej staBej prdu w obci|eniu ( np. w gBo[niku jest on niepo|dany) oraz niewielk sprawno[ energetyczn. Zale|no[ci energetyczne tego ukBadu mog jednak dla nas stanowi pewne odniesienie dla porównania i oceny innych rozwizaD ukBadowych wzmacniaczy mocy. Jak pokazano na rys.16.4b, chwilowy punkt pracy tranzystora przemieszcza si po linii prostej (charakterystyce roboczej) okre[lonej równaniem: UCC = uCE + iC RL . a) b) +UCC rCES iC iC UCC PC max RL RB RL A iC Icm Q C1 IC Q uCE B 0 uCE -À 0 À É t Ucm UCEQ UCC Umin Rys.16.4. Wzmacniacz z obci|eniem rezystancyjnym w kolektorze: a) schemat, b) charakterystyka robocza ukBadu 367 Najwiksz moc wyj[ciow (wydzielon w rezystancji RL uzyskuje si, gdy spoczynkowy punkt pracy Q jest tak dobrany, |e le|y on na hiperboli maksymalnej mocy strat PC max i posiada wspóBrzdne UCC 2 PC max UCEQ = , ICQ = (16.7) 2 UCC Charakterystyka robocza jest wtedy styczna do hiperboli PC max w punkcie Q i odpowiada rezystancji RL nazywanej optymaln. Std RLopt wynosi 2 UCC -UCEQ UCEQ UCC UCC RL = = = = = RLopt (16.8) ICQ ICQ 2 ICQ 4 PC max Przy sinusoidalnym wysterowaniu tranzystora, gdy napicie uCE t =UCEQ +Ucm sinÉ t , moc sygnaBu zmiennego wydzielona ( ) w obci|eniu wynosi 2 Ucm PL = (16.9) 2 RL Jak wynika z rys.16.4b, maksymalna amplituda napicia Ucm i prdu Icm w obci|eniu wynika z ograniczenia u|ytecznego obszaru charakterystyk tranzystora, wprowadzonego lini rCES rozgraniczajc obszar nasycenia od obszaru aktywnego. Ucm =UCEQ - Umin =¾ UCEQ (16.10) UCm Icm = = ICQ ¾ RL przy czym Ucm Umin RL ¾ = =1- = (16.11) UCEQ UCEQ RL +rCES jest nazywany wspóBczynnikiem wykorzystania napicia. Wykorzystujc zale|no[ci (16.8) - (16.11), otrzymujemy 2 U PC PL max =¾2 CEQ =¾2 max (16.12) 2 RLopt 2 Zrednia moc dostarczona ze zródBa zasilania wynosi 368 T 1 PD = UCC iC t dt = UCCICQ = 2 PC max (16.13) ( ) +" T 0 Na podstawie zale|no[ci (16.12, 16.13) mo|na wyznaczy sprawno[ energetyczn ukBadu PC max PL max ¾2 2 2 ¾ · == = (16.14) max PD 2 PC max 4 W granicznym przypadku, przy zaBo|eniu Ucm =UCEQ , tzn. przy pominiciu ograniczenia u|ytecznego obszaru charakterystyk tranzystora lini rCES , wspóBczynnik wykorzystania napicia ¾ = 1, a z zale|no[ci (16.12, 16.14) otrzymujemy PC max PL max = 2 (16.15) 1 · = ’! 25% max 4 ' Przy niepeBnym wysterowaniu wzmacniacza, tzn. dla Icm = kICQ , Ucm = k ¾ UCC , k =Uin / Uinmax d" 1 moc wyj[ciowa i sprawno[ () ulegaj zmniejszeniu k- krotnie, zatem PL k ( ) 1 2 2 ·max k == ¾ k (16.16) ( ) PD 4 UkBad charakteryzuje si bardzo maB sprawno[ci, co wi|e si z tym, |e w obci|eniu wydziela si bezproduktywnie moc prdu staBego 2 PLDC = ICQ RL niezale|nie od amplitudy sygnaBu zmiennego. Moc strat w tranzystorze jest najwiksza i równa PC max , gdy wzmacniacz nie jest sterowany. 16.2.2. Wzmacniacz ze sprz|eniem transformatorowym Wzmacniacz mocy klasy A z obci|eniem dopasowanym za pomoc transformatora stosuje si w ograniczonych przypadkach dla skrajnych warto[ci rezystancji obci|enia (bardzo du|ych lub bardzo maBych) lub, gdy konieczna jest izolacja galwaniczna obci|enia. Transformatory maj bowiem liczne wady, takie jak: wysoka cena, du|y ci|ar i rozmiary, powoduj ograniczenie pasma czstotliwo[ci przenoszonych przez wzmacniacz. Wprowadzaj tak|e nieliniowe 369 znieksztaBcenia sygnaBów, gBównie wskutek nieliniowo[ci krzywej magnesowania. Uproszczony schemat ideowy wzmacniacza mocy w klasie A z transformatorowym dopasowaniem obci|enia wraz z jego charakterystyk robocz przedstawiono na rys.16.5. Charakterystyka robocza (prosta pracy) jest lini prost wyznaczon przez przetransformowan rezystancj obci|enia ' RL = p2 RL (p- przekBadnia transformatora). a) b) +UCC rCES -1/ r1 iC iC p :1 PC max A RL ' RL = p2RL PL ' Icm -1/ RL Q ICQ Icm B IC min 0 UCC uCE -À 0 À É t Umin Ucm UCEQ Ucm Rys.16.5. Wzmacniacz z obci|eniem transformatorowym: a) schemat, b) charakterystyka robocza Prost pracy dla prdu staBego wyznacza niewielka rezystancja r1 uzwojenia pierwotnego transformatora, tak |e UCEQ =UCC - r1 ICQ H"UCC Aby zapewni dobre wykorzystanie tranzystora, prosta pracy powinna przecina caBe pole jego charakterystyk wyj[ciowych i przebiega styczne do hiperboli maksymalnej mocy strat PC max . Spoczynkowy punkt pracy powinien le|e w pobli|u [rodka prostej pracy. Odpowiada to optymalnej przetransformowanej rezystancji obci|enia Ucm UCEQ ' RL = = (16.17) Icm ICQ W celu dopasowania obci|enia nale|y dobra przekBadni ' transformatora popt = RL / RL . ZakBadajc maB rezystancj uzwojeD transformatora dla prdu staBego UCEQ H"UCC , a moc pobierana ze zródBa zasilania wynosi PD =UCEQ ICQ (16.18) Przy peBnym wysterowaniu wzmacniacza amplituda napicia zmiennego 370 wynosi Ucm =UCEQ -Umin =¾ UCEQ (16.19) gdzie: ¾ = 1 - Umin / UCEQ jest wspóBczynnikiem wykorzystania napicia. W obwodzie kolektora pBynie prd o amplitudzie Icm = ICQ - Imin =³ ICQ (16.20) gdzie ³ =1- Imin / ICQ jest wspóBczynnikiem wykorzystania prdu. Na podstawie zale|no[ci (16.18 - 16.20) mo|emy wyznaczy moc wyj[ciow wzmacniacza przy peBnym wysterowaniu 1 1 PL max = Ucm Icm = ¾³ PD (16.21) ( ) 2 2 Maksymalna sprawno[ energetyczna (przy peBnym wysterowaniu) jest równa PL max 1 ·max == ¾ ³ (16.22) ( ) PD 2 Gdyby element wzmacniajcy byB idealny, tzn. Umin =0, Imin =0 ¾ = ³ =1 , to maksymalna sprawno[ energetyczna () wzmacniacza byBaby równa: ·max =50% . W rzeczywistym wzmacniaczu transformatorowym w klasie A z tranzystorem bipolarnym maksymalna sprawno[ osiga 35 - 45 %. Je|eli wysterowanie jest niepeBne ( k = Ui / Ui max d" 1), to ' I k = k ³ ICQ , Ucm k = k ¾ UCEQ (16.23) ( ) ( ) 1 PL k = ¾³ k2 PD = k2PL max (16.24) ( ) () 2 PL 1 · k = = ¾ ³ k2 = k2 ·max (16.25) ( ) () PD 2 Moc tracona w tranzystorze wynosi PC = PD - PL = PD 1- · (16.26) ( ) Sprawno[ energetyczna jest proporcjonalna do kwadratu wspóBczynnika wysterowania k i dla sygnaBów o du|ej dynamice zmian (np. dla sygnaBów akustycznych) [rednia sprawno[ jest bardzo maBa, a moc dostarczona z zasilacza jest praktycznie tracona w elemencie wzmacniajcym. 371 16.3. PRZECIWSOBNE WZMACNIACZE KLASY B i AB W przeciwsobnych wzmacniaczach klasy B punkty pracy obu symetrycznych elementów wzmacniajcych le| w pobli|u odcicia prdu. Dziki temu moc tracona w tranzystorach przy braku sygnaBu sterujcego jest bardzo maBa, co eliminuje gBówn wad wzmacniacza klasy A. Prd dostarczany przez zródBo zasilania jest zale|ny od sygnaBu sterujcego. W porównaniu ze wzmacniaczem klasy A, wzmacniacz klasy B odznacza si du|o wiksz sprawno[ci przy peBnym wysterowaniu, jak te| i znacznie wiksz [redni sprawno[ci robocz. Wzmacniacze klasy B mog pracowa w ukBadzie przeciwsobnym z transformatorem wyj[ciowym (rys.16.6a), albo w ukBadzie przeciwsobnym beztransformatorowym (rys.16.6b), który w istocie stanowi symetryczny wtórnik emiterowy, omówiony w rozdziale 10.4.3. W dalszych rozwa|aniach zajmiemy si beztransformatorowym ukBadem z rys.16.6b. a) b) p :1 2 T1 T1 UCC ui' UCC iL RL RL ui" ui uo UCC T2 T2 p :1 2 Rys.16.6. Uproszczone schematy ideowe przeciwsobnych wzmacniaczy klasy B: a) transformatorowego, b) beztransformatorowego 16.3.1. Zale|no[ci energetyczne wzmacniacza klasy B Na rys.16.7. przedstawiono prost pracy i spoczynkowy punkt pracy Q tranzystorów w polu ich charakterystyk wyj[ciowych. Na rysunku tym pokazano równie| wykres czasowy przebiegu prdu kolektorów przy maksymalnym wysterowaniu wzmacniacza sygnaBem sinusoidalnym. Przy braku wysterowania spoczynkowy punkt pracy Q jest okre[lony przez wspóBrzdne: UCEQ =UCC, ICQ = . 0 372 iC1 iL ICmax A Ucm Umin uCE1 uCE2 Q -ÀÀ 0 0 Ét 0 UCEQ Umin Ucm ICmax B iC2 Rys.16.7. Prosta pracy i przebiegi czasowe prdow kolektorów tranzystorów przeciwsobnego wzmacniacza w klasie B. Przy wysterowaniu napiciem sinusoidalnym prd kolektora tranzystora T pBynie w czasie jednej poBowy okresu, a w czasie drugiej poBowy prd pBynie przez tranzystor T . Przy peBnym wysterowaniu na rezystancji R wystpuje napicie o amplitudzie Ucm = UCEQ -Umin = ¾UCEQ = ¾UCC (16.27) gdzie ¾ = 1- Umin / UCEQ jest wspóBczynnikiem wykorzystania napicia. W obwodzie kolektora pBynie prd o amplitudzie Icm = IC max - ICQ = IC max (16.28) Moc wyj[ciowa przy peBnym wysterowaniu wynosi 1 1 PL max = Ucm Icm = ¾UCEQ IC max (16.29) () 2 2 Maksymalna moc dostarczona ze zródeB zasilajcych wynosi PD max = 2UCC Isr (16.30) Przy pobudzeniu sinusoidalnym [redni prd zasilania jest równy Icm IC max - ICQ IC max Isr = = = (16.31) ÀÀ À Po podstawieniu (16.31) do (16.30) otrzymuje si 22 PD max = UCC IC max - ICQ = UCC IC max (16.32) () ÀÀ Maksymaln sprawno[ energetyczn mo|emy wyznaczy w oparciu o zale|no[ci (16.29) i (16.32) PL max À ·max == ¾ (16.33) PD max 4 373 Przy idealnym elemencie wzmacniajcym Umin =0, (¾ =1) maksymalna sprawno[ wzmacniacza klasy B wynosi À ·max = =78,5% . 4 W rzeczywistym wzmacniaczu z tranzystorami bipolarnymi maksymalna sprawno[ energetyczna osiga warto[ 65 - 70%. W warunkach zmiennego wysterowania, gdy 0 < k d" 1, amplitudy prdu i napicia wynosz odpowiednio ' ' Icm = kIC max, Ucm = k¾UCEQ (16.34) Moc wyj[ciowa 2 PL = k PL max (16.35) moc dostarczona PD = kPD max (16.36) oraz sprawno[ energetyczna · k = k ·max (16.37) ( ) · À H" 78% P 4 · PD PL PC max PC Rys.16.8. Zale|no[ci mocy 0 dostarczonej, mocy wyj[cio- ¾ 1 2 k ¾ wej, mocy strat i sprawno[ci À od wspóBczynnika wystero- wania wzmacniacza klasy B Moc tracona w tranzystorach wynosi PC = PD - PL = k PD max - k2 PL max (16.38) Moc ta osiga maksymaln warto[ przy wspóBczynniku wysterowania 2 2 k = km = H" i wynosi À ¾ À 11 PC max = UCEQ IC max = UCC IC max (16.39) 22 ÀÀ 374 Wyprowadzone zale|no[ci mocy dostarczonej, mocy wyj[ciowej, mocy strat i sprawno[ci energetycznej we wzmacniaczu klasy B przedstawiono graficznie na rys.16.8. 16.3.2. Charakterystyka przej[ciowa i znieksztaBcenia nieliniowe Przedstawiony na rys.16.6b uproszczony schemat ideowy przeciwsobnego wzmacniacza nie zawiera ukBadu wstpnej polaryzacji baz tranzystorów, a zatem dla maBych napi wej[ciowych UBEP2 < uIN < UBEP1 (16.40) obydwa tranzystory s zatkane, a napicie uO = 0 (U jest napiciem BEP progowym przewodzenia tranzystora). Oznacza to, |e bez wstpnej polaryzacji baz tranzystorów ukBad pracuje w pBytkiej klasie C, dajc nieliniow charakterystyk przej[ciow uO = f uIN , jak na rys.16.9. ( ) Wynikiem nieliniowo[ci charakterystyki przej[ciowej s znieksztaBcenia nieliniowe sygnaBu wyj[ciowego, nazywane znieksztaBceniami skro[nymi (rys.16.9). WpByw znieksztaBceD skro[nych jest szczególnie odczuwalny przy maBych napiciach wej[ciowych (napicie wyj[ciowe 1 na rys.16.9). Eliminacja znieksztaBceD skro[nych nie jest mo|liwa przy pomocy ujemnego sprz|enia zwrotnego, bowiem ich zródBem jest nieprzewodzenie tranzystorów koDcowego stopnia (zwizane z napiciem progowym przewodzenia U ), zatem w czasie ich BEP powstawania ptla sprz|enia zwrotnego jest otwarta. uO uO UCC -UCES1 2 1 -UBEP2 t 0 uIN UBEP1 -UCC +UCES 2 uIN 1 2 t 375 Rys.16.9. Charakterystyka przej[ciowa ukBadu z rys.16.6 b i ilustracja znieksztaBceD nielinowych Usunicie lub znaczne zmniejszenie znieksztaBceD skro[nych jest mo|liwe przez zastosowanie wstpnej polaryzacji obwodu baz tranzystorow ustalajcej wBa[ciwe spoczynkowe prdy baz i kolektorów. Na rys.16.10a przedstawiono ide diodowego ukBadu wstpnej polaryzacji i stabilizacji ustalonych punktów pracy tranzystorów T1 i T2 , a na rys.16.10b - charakterystyk przej[ciow otrzymanego ukBadu wzmacniacza klasy AB. Optymalna warto[ prdu spoczynkowego kolektora, zapewniajca minimalne znieksztaBcenia skro[ne, mo|e by okre[lona jedynie drog eksperymentaln, jednak dla celów praktycznych mo|na przyj, |e jest ona rzdu kilku procent warto[ci prdu IC max , a wic wpBywa tylko nieznacznie na sprawno[ ukBadu. uO a) UCC -UCES1 +UCC I p T1 D 0 uIN D ui RL uo T2 I p -UCC UCC - UCES 2 Rys.16.10. Wzmacniacz klasy AB: a) ukBad wstpnej polaryzacji i stabilizacji punktów pracy tranzystorów, b) charakterystyka przej[ciowa wzmacniacza 16.4. ROZWIZANIA UKAADOWE WZMACNIACZY KLASY AB Podstawowy ukBad wstpnej polaryzacji i stabilizacji punktu pracy przedstawiono na rys.16.10a. Diody D wprowadzone do obwodów baz tranzystorów powinny pracowa w tych samych warunkach termicznych co tranzystory. Wtedy cieplne zmiany napicia przewodzenia U bd odtwarza zmiany napicia U stanowice D BE 376 gBówne zródBo niestaBo[ci punktu pracy i w ukBadzie nastpi cz[ciowa lub caBkowita kompensacja temperaturowych zmian prdu kolektora. W ukBadach scalonych jest mo|liwe osignicie prawie 100 % sprz|enia termicznego pomidzy tranzystorami a diodami. W ukBadach dyskretnych, gdzie takie sprz|enie bdzie sBabsze, prd spoczynkowy stabilizuje si dodatkowo stosujc USZ dla ka|dego z tranzystorów (rys.16.11). W celu zwikszenia wzmocnienia napiciowego i prdowego mo|na zastpi jedno za zródeB prdowych w schemacie ideowym na rys.16.10a wzmacniaczem w konfiguracji OE, jak to pokazano na rys.16.11. Rol tego wzmacniacza peBni tranzystor T3, którego emiter jest doBczony do ujemnego bieguna baterii -UCC . Oznacza to, |e sterowanie tranzystorem T3, musi by dokonane za po[rednictwem ukBadu przesuwajcego poziom napicia. We wzmacniaczach wikszych mocy, celem zmniejszenia wymaganego prdu wej[ciowego stopnia mocy, w ka|dym z wymienionych ukBadów zamiast pojedynczego tranzystora mog by u|yte poBczenia Darlingtona, dziki czemu uzyskuje si znaczne zwikszenie wzmocnienia prdowego. +UCC Ip T1 RE D RE RL D uo Rys.16.11. Przeciwsobny wzmacniacz w T2 klasie AB. Zastapienie jednego ze zródeB prdowych I wzmacniaczem w konfigu- T3 p ui racji OE -UCC Na rys.16.12 przedstawiono schematy ideowe stopni koDcowych wzmacniaczy klasy AB, w których w miejsce pojedynczego tranzystora zastosowano ukBady Darlingtona zwykBe (rys.16.12a) lub przeciwstawne (rys.16.12b). Przeciwstawne poBczenie Darlingtona w ukBadzie na rys.16.12b pozwala na wyeliminowanie tranzystora mocy typu p-n-p. Ma to 377 szczególnie wa|ne znaczenie w technice ukBadów scalonych. W ukBadach Darlingtona wprowadza si dodatkow rezystancj R odprowadzajc cz[ prdu pierwszego stopnia, co umo|liwia niezale|ny dobór warto[ci prdów obu tranzystorów. Przeciwstawne ukBady Darlingtona posiadaj na wej[ciu tylko jedno zBcze baza - emiter i dlatego w ukBadach tych stosuje si jedn diod polaryzujc. a) b) +UCC +UCC I p Ip T1' T1' T1 T1 R D RE RE D R RE RL uo RE RL uo D D T2 T2' T2' T3 T2 T3 R ui ui RE 3 -UCC -UCC Rys. 16.12. Wzmacniacze mocy klasy AB z ukBadami Darlingtona: a) przeciwstawny, b) quasi-przeciwstawny Na rys.16.13 przedstawiono schemat ideowy przeciwsobnego wzmacniacza klasy AB, w którym zastosowano pojemno[ciowe sprz|enie z obci|eniem, co pozwoliBo na zastpienie dwóch baterii zasilania (± UCC ) jedn o podwójnym napiciu 2UCC . ( ) W ukBadzie tym równie| zostaBo wyeliminowane zródBo prdowe zasilania diod D, które zastpiono ukBadem typu  bootstrap zwielokrotniajcym efektywn rezystancj widzian midzy baz tranzystora T1 a szyn napicia zasilajacego +2UCC . Gdy wzro[nie potencjaB kolektora T3 o "U , to równie| o warto[ "U wzro[nie potencjaB punktu x , a zatem napicie na rezystorze R pozostaje staBe (tym samym prd I = const ). R2 Wstpna polaryzacja bazy tranzystora T3 za pomoc rezystancji 378 RF dziaBa stabilizujco na napicie spoczynkowe punktu A na poziomie UCC , bowiem rezystancja ta wnosi USZ napiciowe równolegBe. +2UCC R3 x R2 T1 C1 RE D CS A RE D RF T2 RL uo Rys.16.13. Przeciwsobny wzmacniacz T3 klasy AB ze sprz|eniem ui pojemno[ciowym Dotychczas omawiane ukBady wzmacniaczy klasy AB zawieraBy tranzystory ró|nego typu - byBy ukBadami symetryczno- przeciwstawnymi. Na rys.16.14 przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza klasy AB z diod kluczujc, w którym zastosowano wyBcznie tranzystory n-p-n. UkBad ten jest wykorzystywany do budowy stopni koDcowych monolitycznych wzmacniaczy mocy. a ) b) +U +U CC CC R1 R1 T1 T1' io T1 D R2 D D2 R uo L D2 T3 R uo L T2 T2 ui R ui -U -U CC CC Rys.16.14. Przeciwsobny wzmacniacz klasy AB z diod kluczujc: a) schemat podstawowy, b) z ukBadem Darlingtona + + 379 Zasad dziaBania ukBadu wyja[nimy na podstawie uproszczonego schematu z rys.16.14a. Dioda D zapewnia wstpn polaryzacj i stabilizacj punktu pracy tranzystora T1. Dioda D2 pracuje jako element przeBczajcy i zapewnia wBa[ciw prac tranzystorów T1 i T2 , nie dopuszczajc do jednoczesnego ich przewodzenia. Gdy prd obci|enia io ma kierunek zgodny z zastrzaBkowanym na rys.16.14a, to pBynie on przez diod D2 i przez tranzystor T2 . Wtedy napicie U =U -U E" 0 i tranzystor T nie przewodzi. Gdy za[ prd io ma BE1 D D2 kierunek przeciwny do zastrzaBkowanego, to U = U -U H" 0, D2 D BE1 dioda D nie przewodzi, zabezpieczajc przed równoczesnym przewodzeniem T1 i T2 . Ulepszon wersj opisanego ukBadu przedstawiono na rys.16.14b, gdzie w miejsce tranzystora T1 zastosowano ukBad Darlingtona T1'-T1 oraz w miejsce tranzystora T2 ukBad T3 - T2 . W wielu zastosowaniach w stopniach koDcowych mocy stosuje si ró|norodne zabezpieczenia przeciwzwarciowe, ograniczniki prdowe itp., wykorzystujce metod próbkowania prdu (prdowe USZ). 16.5. WZMACNIACZE MOCY Z TRANZYSTORAMI MOSFET Tranzystory polowe mocy, nazywane popularnie tranzystorami VDMOS, wykazuj wiele zalet w porównaniu z krzemowymi tranzystorami bipolarnymi. Do ich najwa|niejszych zalet mo|emy zaliczy: - brak zjawiska drugiego przebicia, - posiadaj ujemny wspóBczynnik termiczny konduktancji kanaBu, pozwalajcy na równolegBe Bczenie tranzystorów bez |adnych dodatkowych zabezpieczeD, - posiadaj du| szybko[ dziaBania wynikajc z bardzo du|ej czstotliwo[ci granicznej oraz braku magazynowania no[ników w kanale (tranzystory te nie wykazuj zjawiska przecigania prdu, charakterystycznego dla tranzystorów bipolarnych wychodzcych ze stanu nasycenia), - posiadaj bardzo du| impedancj wej[ciow Zin , która pozwala na znaczne uproszczenie ukBadów sterowania i redukcj mocy pobieranej przez te ukBady, - wytwarzane s komplementarne tranzystorów z kanaBami typu n i p, co pozwala na realizacj najprostszych struktur ukBadowych 380 wzmacniaczy, - temperaturowa stabilno[ parametrów elektrycznych tranzystorów VDMOS jest lepsza ni| tranzystorów bipolarnych, - posiadaj dobr liniowo[ charakterystyk przej[ciowych w zakresie du|ych prdów, - wytwarzane s tranzystory o bardzo szerokich zakresach prdów i napi (prd drenu ID do dziesitek amperów, napicie U do DS setek woltów). PrzykBadowe charakterystyki wyj[ciowa i przej[ciowa tranzystora VDMOS przedstawiono na rys.16.15. ID A ID A [ ] UDS = 25V [ ] UGS = 8V Tj =+1250C 40 30 7V Tj =+250C 30 20 6V Tj =-550C 5V 20 10 4V 3V 10 20 30 2 4 6 UGS V UDS V [ ] [ ] Rys.16.15. Charakterystyki wyj[ciowa i przej[ciowe standardowego tranzystora VDMOS Zakresy prdowe i napiciowe tranzystorów VDMOS, liniowo[ ich charakterystyk oraz inne zalety wymienione uprzednio powoduj, |e tranzystory te s prawie idealnymi elementami do budowy wzmacniaczy mocy. UkBady z tranzystorami VDMOS nie wymagaj stabilizacji spoczynkowych punktów pracy, ze wzgldu na naturalne wBa[ciwo[ci tych tranzystorów (ujemny wspóBczynnik konduktancji kanaBu), nawet przy prdach spoczynkowych 5 do 10 razy wikszych ni| w ukBadach z tranzystorami bipolarnymi. Od pewnej warto[ci prdu drenu charakterystyka przej[ciowa tranzystora jest liniowa, czyli transkonduktancja jest staBa. Dziki temu znieksztaBcenia nieliniowe wzmacniacza s maBe, nawet przy sBabym ujemnym sprz|eniu zwrotnym. Bardzo dobre wBa[ciwo[ci czstotliwo[ciowe tranzystorów VDMOS zapewniaj szerokie pasmo przenoszenia wzmacniacza (ponad 400 kHz) i du| szybko[ narastania napicia wyj[ciowego (ponad 100 V/µsec) w ukBadzie z otwart ptl sprz|enia zwrotnego. PozwoliBo to na caBkowite wyeliminowanie 381 dynamicznych znieksztaBceD intermodulacyjnych. Wzmacniacz z tranzystorami VDMOS pozwala na uzyskanie du|ej mocy wyj[ciowej i bardzo maBego poziomu znieksztaBceD nieliniowych, niemo|liwych do uzyskania przy u|yciu tranzystorów bipolarnych. Na rys.16.16 przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza mocy z komplementarnymi tranzystorami VDMOS, w którym stopieD koDcowy stanowi symetryczny wtórnik zródBowy (odpowiednik ukBadu z rys.16.10). +UCC +UDD I T3 T4 C1 R1 RE RL uo T2 T5 T1 -UDD ui -UCC Rys.16.16. Schemat ideowy wzmacniacza mocy w klasie AB z tranzystorami VDMOS (symetryczny wtórnik zródBowy) Tranzystory VDMOS s sterowane z symetrycznego wtórnika emiterowego (T2 , T3), przy czym skBadowa staBa napicia na rezystancji RE przesuwa punkty pracy tranzystorów VDMOS powy|ej napi progowych (UT ) na ich charakterystykach przej[ciowych (klasa AB). Z uwagi na to, |e chwilowa warto[ napicia bramki musi by wiksza od napicia wyj[ciowego o warto[ UGS +UT , ukBad sterowania zasilany jest z wy|szego napicia ni| stopieD koDcowy (UCC > U + UGS + UT ). Dziki temu jest mo|liwe peBne DD wykorzystanie napicia zasilajcego stopieD koDcowy. +

Wyszukiwarka