plik


ÿþ144 9 UKAADY ZASILANIA TRANZYSTORÓW 9.1. WYBÓR PUNKTU PRACY TRANZYSTORA Przez wybór punktu pracy elementu aktywnego nale|y rozumie wybór punktu na jego charakterystyce prdowo-napiciowej lub w polu rodziny charakterystyk, np. kolektorowych lub drenowych. Jak wynika z opisu wielkosygnaBowych modeli tranzystorów bipolarnych i unipolarnych, opisanych odpowiednio w rozdz. 4.2 oraz 5.2, dla jednoznacznego okre[lenia punktu pracy tranzystora konieczne jest podanie dwóch wielko[ci, spo[ród napi i prdów opisujcych rodziny jego charakterystyk statycznych. W przypadku tranzystora bipolarnego wielko[ciami tymi s najcz[ciej prd kolektora IC i napicie kolektor - emiter UCE lub napicie baza - emiter UBE . W przypadku tranzystora unipolarnego s to: prd drenu ID i napicie dren - zródBo UDS lub napicie bramka - zródBo UGS . Dobór punktu pracy w znacznym stopniu zale|y od przeznaczenia i warunków pracy ukBadu. Pod uwag nale|y wzi czynniki zwizane ze struktur ukBadu, stawianymi przed nim wymaganiami technicznymi oraz rodzajem u|ytych tranzystorów. Punkt pracy powinien le|e w obszarze, w którym tranzystory wykazuj liniowe wBa[ciwo[ci wzmacniajce. Dla tranzystorów bipolarnych jest to obszar pracy aktywnej przy polaryzacji normalnej, dla tranzystorów unipolarnych obszar nasycenia. = - b) a) i i u 0 u 0 Rys.9.1. Dopuszczalne obszary wyboru punktu pracy w polu charakterystyk wyj[ciowych: a) tranzystora bipolarnego, b) tranzystora unipolarnego Dla ka|dego tranzystora mo|na wyznaczy w polu jego charakterystyk wyj[ciowych dopuszczalny obszar pracy, poza który nie 145 powinien wychodzi chwilowy punkt pracy wyznaczony chwilowymi warto[ciami prdu i napicia. Jak pokazano na rys.9.1a, obszar ten dla tranzystora bipolarnego ograniczaj linie: - minimalnego prdu kolektora ICmin , poni|ej którego tranzystor wchodzi w stan odcicia (wystpi wtedy du|e znieksztaBcenia nieliniowe), - maksymalnego prdu kolektora ICmax , powy|ej którego pojawiaj si znieksztaBcenia zwizane ze zmniejszaniem wzmocnienia prdowego ² przy du|ych prdach, - minimalnego napicia UCE min = UCEsat (wchodzenie w zakres nasycenia wi|e si z du|ymi znieksztaBceniami nieliniowymi), - maksymalnego napicia UCE max (ograniczenie wynikajce ze zjawiska powielania lawinowego lub zjawiska Zenera), - maksymalnej mocy strat PCmax , wynikajcej z mo|liwo[ci rozproszenia [redniej mocy wydzielonej w tranzystorze i maksymalnej temperatury struktury tranzystora. Podobny obszar w polu charakterystyk wyj[ciowych tranzystora polowego iD = f ( uDS ) przedstawiono na rys.9.1b. Ograniczaj go linie: - parabola UDS = UGS - UT rozgraniczajca obszar liniowy (triodowy) od obszaru nasycenia (tylko w obszarze nasycenia tranzystor charakteryzuje si liniowymi wBa[ciwo[ciami wzmacniajcymi), - minimalnego prdu drenu IDmin , poni|ej którego tranzystor wchodzi w stan odcicia (co wi|e si z du|ymi znieksztaBceniami nieliniowymi), - maksymalnego prdu drenu IDmax , powy|ej którego wystpi znieksztaBcenia nieliniowe spowodowane ró|nym nachyleniem charakterystyk wyj[ciowych (ró|n konduktancj wyj[ciow tranzystora), - maksymalnego napicia UDS max (ograniczenie wynikajce z powielania lawinowego no[ników w sBabo domieszkowanym obszarze podBo|a), - maksymalnej mocy strat PDmax , wynikajcej z mo|liwo[ci rozproszenia [redniej mocy wydzielonej w tranzystorze. Od wybranego punktu pracy tranzystora zale| prawie wszystkie parametry tranzystora, przy czym zale|no[ ta jest niekiedy bardzo silna. Najcz[ciej nie jest mo|liwe uzyskanie dla wybranego punktu pracy wszystkich parametrów zmiennoprdowych o optymalnych warto[ciach dla zapewnienia stawianych wymagaD projektowych takich jak: 146 wielko[ wzmocnienia, impedancja wej[ciowa i wyj[ciowa, szumy, pasmo przenoszenia, znieksztaBcenia nieliniowe, moc wyj[ciowa itp. Na ogóB wybór punktu pracy jest kompromisem pomidzy rozbie|nymi wymaganiami, który najlepiej jest dokona indywidualnie dla projektowanego ukBadu. 9.2. STATYCZNE I DYNAMICZNE PROSTE ROBOCZE UKAADÓW WZMACNIAJ CYCH Na rys.9.2a przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza w konfiguracji wspólnego emitera , w którym zastosowano najprostszy z mo|liwych sposobów zasilania tranzystora, przy wykorzystaniu jednego zródBa zasilajcego i rezystorów (tzw. ukBad zasilania ze staBym prdem bazy). + a) b) i U Nachylenie i -1 c) U = U U = 0 U R R I I I I I R R U u u 0 0 U U I R U U I R Rys.9.2. Prosty przykBad ukBadu zasilania tranzystora bipolarnego: a) schemat ideowy, b) schemat zmiennoprdowy, c) graficzne wyznaczenie punktu pracy Dla ukBadu z rys.9.2a, przy odBczonym od wej[cia zmiennoprdowym zródle ig , mo|emy zapisa nastpujce równania Kirchhoffa UCC = iCRC + uCE (9.1) UCC = iBRB + uBE (9.2) przy czym wystpujce w powy|szych równaniach warto[ci chwilowe prdów i napi oznaczaj warto[ci staBoprdowe w punkcie pracy. 147 UkBad równaD (9.1, 9.2) mo|emy rozwiza graficznie, jak to pokazano na rys.9.1c. Równanie (9.1) jest równaniem tzw. statycznej prostej roboczej w polu charakterystyk wyj[ciowych iC = f (uCE ) tranzystora, przechodzcej przez punkt pracy ICQ , U i przecinajcej o[ iC w punkcie UCC RC oraz o[ uCE w punkcie UCC . W punkcie pracy speBniona jest relacja UCC = UCEQ + ICQRC (9.3) Je|eli do wej[cia ukBadu zostanie doBczone zmiennoprdowe zródBo prdu ig , to ukBad równaD Kirchhoffa (9.1-9.2) obowizuje dla chwilowych warto[ci napi i prdów tranzystora UCC = iCRC + uCE (9.4) UCC = iB - ig RB + uBE (9.5) ( ) przy czym chwilowe warto[ci napi i prdów s wynikiem naBo|enia skBadowych zmiennych napi i prdów na skBadowe staBe okre[lajce punkt pracy tranzystora iB = IBQ + ib (9.6) iC = ICQ + ic üø (9.7) ýø uCE = UCEQ + uce þø Na rys.9.2b przedstawiono równowa|ny schemat zmiennoprdowy rozpatrywanego ukBadu, w którym dla skBadowych zmiennych obowizuj zale|no[ci uce =-icRC (9.8) Podstawiajc zale|no[ci (9.7) do równania (9.8), otrzymujemy UCEQ 1 iC -- uCE + ICQ + (9.9) RC RC Równanie (9.9) przedstawia tzw. dynamiczn prost robocz w polu charakterystyk wyj[ciowych tranzystora, która przechodzi przez punkt pracy, a jej nachylenie -1 RC odpowiada wypadkowej rezystancji w obwodzie wyj[ciowym tranzystora dla skBadowej zmiennej. W rozwa|anym przypadku obie proste robocze: statyczna i dynamiczna pokrywaj si. 148 Aby jednak pokaza ró|nic pomidzy statyczn a dynamiczn prost robocz, rozwa|my nieco inny ukBad przedstawiony na rys.9.3a. W ukBadzie tym w obwodzie emitera jest wB czona rezystancja RE zbocznikowana pojemno[ci CE tak dobrana, |e dla czstotliwo[ci sygnaBów przenoszonych przez wzmacniacz jej reaktancja jest pomijalnie maBa (kondensator CE stanowi zwarcie). + a) b) i u R i i R i Nachylenie c) -1 + Nachylenie -1 + ( ) Q 1 0 u Rys.9.3. UkBad zasilania tranzystora bipolarnego z dwójnikiem R ||C w obwodzie emitera: a) schemat ideowy, b) schemat zmiennoprdowy, c) statyczna i dynamiczna prosta pracy w polu charakterystyk wyj[ciowych W tym przypadku równanie Kirchhoffa dla obwodu kolektora, przy odBczonym zmiennoprdowym zródle ig , opisuje zale|no[ UCC = iC RC + RE + uCE (9.10) () przy czym iC , uCE s warto[ciami staBoprdowymi okre[lajcymi punkt pracy. Równanie (9.10) opisuje statyczn prost robocz przechodzc przez punkt pracy ICQ , UCEQ i przecinajcej o[ iC w punkcie UCC RC + RE () oraz o[ uCE w punkcie UCC (rys.9.3c). Dla skBadowych zmiennych rezystancja RE jest zwarta, zatem zmiennoprdowy schemat ukBadu (rys.9.3b) jest identyczny jak w poprzednio rozwa|anym przykBadzie. Zatem dynamiczn prost robocz opisuje w tym przypadku równie| równanie (9.9). Jak pokazano na rys.9.3c, obie proste robocze przechodz przez punkt pracy 149 o wspóBrzdnych ICQ , i UCEQ , przy czym ich nachylenia wynosz odpowiednio: statycznej -1 RC + RE , za[ dynamicznej -1 RC . () Jako ostatni przykBad rozwa|ymy ukBad wzmacniajcy, w którym obci|enie doBczone jest do obwodu kolektorowego tranzystora za po[rednictwem transformatora sprzgajcego (rys.9.4). 2 Prosta statyczna = i nachylenie a) b) 1 " Prosta dynamiczna nachylenie Q u u - + u = 2 Rys.9.4. Wzmacniacz ze sprz|eniem transformatorowym: a) schemat ideowy, b) proste robocze - statyczna i dynamiczna w ukBadzie Je|eli rezystancja uzwojenia pierwotnego transformatora jest pomijalnie maBa, to statyczna prosta robocza przechodzi pionowo przez punkt pracy Q , przecinajc o[ uCE w punkcie UCEQ = UCC . Dynamiczna prosta robocza przechodzi przez punkt pracy Q , a jej nachylenie -1 R' L odpowiada przetransformowanej rezystancji obci|enia R' = p2RL , przy L czym p jest przekBadni transformatora. Ustalenie wybranego punktu pracy i zapewnienie jego staBo[ci przy zmianach czynników zewntrznych, takich jak zmiany temperatury, napi zasilajcych, czy wymianie elementów wymaga zaprojektowania odpowiedniego ukBadu zasilania i stabilizacji punktów pracy tranzystorów w projektowanym ukBadzie. 9.3. ZASILANIE I STABILIZACJA PUNKTÓW PRACY TRANZYSTORÓW W UKAADACH DYSKRETNYCH 9.3.1. UkBady zasilania tranzystorów bipolarnych Do analizy staBoprdowych warunków pracy w obszarze aktywnym wykorzystamy omówiony w rozdz. 4.2.1 model Ebersa-Molla (rys.9.5) 150 C C C = ² +1 ± ± 0 ² 00 ( ) B B B E E E Rys.9.5. Model staBoprdowy tranzystora bipolarnego Zgodnie z rozpBywem prdów w tranzystorze otrzymujemy IE = ± IE + IC0 (9.11) N IE = ² IB + ICE 0 (9.12) N ICE 0 = ² + 1 IC0 (9.13) ( ) N IC0 - prd zerowy kolektora w konfiguracji OB. Zatem (oznaczajc ² = ²0 ) prd kolektora IC wynosi N IC = ²0IB + ²0 + 1 IC0 (9.14) ( ) Termiczna zale|no[ koncentracji samoistnych no[ników prdu, ruchliwo[ci no[ników prdu, wspóBczynnika dyfuzji, czasu |ycia no[ników oraz potencjaBu Fermiego powoduj, |e parametry tranzystora zale| od temperatury. Mo|na przyj, |e termiczne zmiany prdu kolektora wi| si gBównie ze zmianami trzech wielko[ci: IC0 , UBE i ²0 , które zale| od temperatury i które w sposób jawny determinuj wielko[ prdu kolektora w ukBadzie zasilania tranzystora. IC = f UBE , ²0 , IC0 (9.15) () Prd IC0 tranzystorów krzemowych jest bardzo maBy (w temperaturze 25°C rzdu 1nA) i w przybli|eniu podwaja si przy wzro[cie temperatury o ka|de 8°C w otoczeniu temperatury 25°C. Napicie UBE wynosi ok. 0,7V w temperaturze 25°C i maleje ze wzrostem temperatury ok. 2,2mV/°C. WspóBczynnik ²0 ro[nie ze wzrostem temperatury i w oparciu o empiryczne zale|no[ci mo|na stwierdzi liniowy przyrost ²0 z szybko[ci 1/80°C. 151 Termiczne zmiany wyszczególnionych parametrów tranzystora mog by opisane przybli|onymi zale|no[ciami analitycznymi IC0 T H" IC0 25 C Å" 2"T 8 C (9.16) ( ) ( ) V UBE T H" UBE 25 C - 0,0022"T (9.17) ( ) ( ) C "T öø ²0 T H" ²0 25 C Å"ëø1+ (9.18) ( ) ìø ÷ø ( ) íø 80 Cøø Zmiany ²0 , UBE , IC0 mog wynika nie tylko ze zmiany temperatury, ale równie| z rozrzutu produkcyjnego parametrów. Szczególnie du |y rozrzut produkcyjny mo|e posiada wspóBczynnik ²0 . Np. w katalogach dyskretne tranzystory tego samego typu s najcz[ciej dzielone na grupy, zale|nie od wielko[ci wzmocnienia prdowego ²0 , ze wzgldu na bardzo du|y rozrzut technologiczny tego parametru, zawieraj cy si nawet w granicach 30...300. Przyrost prdu kolektora, wywoBany przyrostami poszczególnych wielko[ci ²0 , UBE , IC0 , mo|emy wyznaczy w postaci ró|niczki zupeBnej prdu IC , okre[lonego wzorem (9.15) " IC " IC " IC dIC H" d²0 + dUBE + dIC0 (9.19) " ²0 " UBE " IC0 Pochodne czstkowe w równaniu (9.19) s funkcjami ukBadowymi obwodów zasilania tranzystorów i okre[la si je mianem wspóBczynników stabilizacji prdu kolektora w nastpujcy sposób: " IC "IC SI =H" (9.20) " IC0 "IC0 " IC "IC SU =H" (9.21) " UBE "UBE " IC "IC S² = H" (9.22) " ²0 "²0 Zatem równanie (9.19) mo|emy zapisa w postaci "IC H" SI"IC0 + SU"UBE + S²"²0 (9.23) Dla tranzystorów krzemowych czsto pomija si wspóBczynnik stabilizacji SI ze wzgldu na bardzo maB warto[ prdu zerowego IC0 tranzystora i pomijaln warto[ skBadnika S " I . 152 UkBad zasilania tranzystora jest tym lepszy, im mniejsze zapewnia wspóBczynniki stabilizacji prdu kolektora, wtedy bowiem, nawet du|e zmiany "IC0 , "UBE , "²0 (odpowiadajce du|ym zmianom temperatury) wywoBuj niewielki przyrost prdu kolektora. Jednym z najprostszych ukBadów zasilania tranzystora jest rozwa|any wcze[niej ukBad zasilania staBym prdem bazy, którego schemat ideowy powtórzono na rys.9.6. U U R R I ²0I I 0 I Rys.9.6. UkBad zasilania staBym prdem bazy i jego model dla skBadowej staBej Ze schematu na rys.9.6 otrzymujemy U -U U I = H" H" const (dla U >> U ) (9.24) R R Z zale|no[ci (9.24) wynika nazwa ukBadu. Wykorzystujc zale|no[ci (9.14, 9.24) oraz równanie Kirchhoffa dla obwodu kolektorowego ukBadu z rys.9.6, otrzymujemy wspóBrz dne punktu pracy tranzystora UCC - UBE UCC IC = ²0 + ²0 + 1 IC0 H" ²0 ( ) (9.25) RB RB UCE = UCC - ICRC W ukBadzie tym nie ma |adnych mo|liwo[ci optymalizacji warto[ci elementów ukBadu polaryzacji, gdy| dla zadanego punktu pracy ( IC ,UCE ) i napicia zasilania UCC wynikaj jednoznacznie okre[lone warto[ci elementów RB , RC , które s konsekwencj równaD okre[lajcych punkt pracy. Warto[ci wspóBczynników stabilizacji w tym ukBadzie s du|e, zatem punkt pracy jest silnie uzale|niony od parametrów tranzystora. Lepsze wBasno[ci stabilizacyjne posiada ukBad zasilania staBym prdem emitera (rys.9.7). 153 C I 0 ± I 0 B I R E -U R -U Rys.9.7. UkBad zasilania staBym prdem emitera i jego model dla skBadowej staBej Ze schematu przedstawionego na rys.9.7 otrzymujemy UEE - UBE UEE IE = H" H" const (dla UEE >> UBE ) (9.26) RE RE Z zale|no[ci (9.26) wynika nazwa ukBadu. Uwzgldniajc ²0 IC = IE + IC0 (9.27) ²0 + 1 z równaD (9.26) i (9.27) otrzymujemy ²0 UEE - UBE UEE - UBE UEE IC = + IC0 H" H" (9.28) ²0 + 1 RE RE RE W podobny sposób mo|na obliczy napicie UCE UCC + UEE = ICRC + UCE + IE RE (9.29) Z równaD (9.27), (9.29) otrzymujemy îø ùø ²0 + 1 ²0 + 1 UCE = UCC + UEE - IC ïøRC + RE + IC0RE H" ²0 úø ²0 (9.30) ðø ûø H" UCC + UEE - IC RC + RE () Jest to równanie statycznej prostej pracy w polu charakterystyk wyj[ciowych tranzystora. Równania (9.28), (9.30) okre[laj wspóBrzdne punktu pracy i mo|na z nich jednoznacznie wyznaczy RC i RE przy zadanych UCC , UEE . Wszystkie wspóBczynniki stabilizacji: S , S , S² (które mo|na wyznaczy z równania (9.28), obliczajc pochodne czstkowe kolejno wzgldem IC0 , UBE i ²0 ) maj mniejsze 154 warto[ci ni| w przypadku ukBadu za staBym prdem bazy. Stabilizacja punktu pracy jest tym lepsza, im R jest wiksze. UkBad zasilania ze sprz|eniem kolektorowym zostaB przedstawiony na rys.9.8. Sprz|enie zwrotne napiciowe realizowane przez rezystor RF stabilizuje zmiany napicia UCE . Je|eli zmaleje prd kolektora IC , to zmaleje spadek napicia na rezystorze RC , równy IC + IB RC , wzro[nie napicie UCE , zatem wzro[nie napicie na () rezystorze RF ( IBRF = UCE - UBE ), wzro[nie prd bazy IB , wzro[nie prd kolektora IC , co zwrotnie spowoduje zwikszenie spadku napicia na rezystorze RC , czyli zmniejszenie napicia UCE . Na tym polega stabilizujca rola sprz|enia zwrotnego. W rezultacie UCE wzro[nie mniej ni| w ukBadzie bez sprz|enia. Sprz|enie zwrotne jest tym silniejsze i stabilizacja punktu pracy lepsza, im warto [ RF jest mniejsza. U U R C I R R R ²0I I 0 = I I = ²0 +1 I ( ) 0 U U B U E Rys.9.8. UkBad ze sprz|eniem kolektorowym i jego model dla skBadowej staBej Dla ukBadu z rys.9.8 otrzymujemy RC ²0IB + IB + ICE 0 + RF IB + UBE = UCC (9.31) () IC - ( ) ²0 + 1 IC0 IB = (9.32) ²0 Std ²0 UCC - UBE + IC0 ²0 + 1 RC + RF () ( )( ) IC = (9.33) RF + ²0 + 1 RC ( ) UCE + IC + IB RC = UCC (9.34) () Korzystajc z zale|no[ci (9.32) i (9.34) otrzymujemy równanie statycznej prostej obci|enia w polu charakterystyk wyj[ciowych. 155 ëø ²0 + 1 IC0 öø ( ) UCE + IC + RC = UCC (9.35) ìø ÷ø íø ²0 øø Zale|no[ci (9.33) i (9.35) okre[laj wspóBrzdne punktu pracy tranzystora. Inny sposób wykorzystania ujemnego sprz|enia zwrotnego do stabilizacji punktu pracy przedstawiono na rys.9.9 w ukBadzie potencjometrycznym ze sprz|eniem emiterowym. Jest to podstawowy sposób zasilania tranzystora w ukBadach dyskretnych, zawieraj cych jedno zródBo napicia zasilajcego. a) b) R tw. Thevenina R U = U I R R = + = R I Rys.9.9. Potencjometryczny ukBad za sprz|eniem emiterowym (a) i jego równowa|ny ukBad z zastpczym zródBem Thevenina (b) Korzystajc z zasady Thevenina, ukBad ten mo|emy przeksztaBci w równowa|ny ukBad ze sprz|eniem emiterowym i z dwoma zródBami zasilania (rys.9.9b). Sprz|enie zwrotne prdowe realizowane przez RE stabilizuje zmiany prdu IE . Je|eli zmaleje prd emitera IE , to zmaleje spadek napicia na rezystorze RE , zatem wzro[nie napicie UBE , wzro[nie prd bazy IB , co zwrotnie spowoduje wzrost prdu emitera IE . W rezultacie prd emitera IE zmaleje mniej ni| w ukBadzie bez sprz|enia zwrotnego. Dla ukBadu z rys.9.9b mo|emy zapisa równania UBB = IBRB + UBE + IE RE üø ôø IC = ²0IB + ²0 + 1 IC0 (9.36) ( ) ýø ôø IE = IB + IC þø z których mo|emy wyznaczy prd kolektora UBB ( - UBE ²0 + IC0 RB + RE ²0 + 1 ) ( )( ) IC = (9.37) RB + ²0 + 1 RE ( ) 156 Wykorzystujc równania (9.36) oraz równanie Kirchhoffa dla obwodu kolektorowego UCC = ICRC + UCE + IE RE (9.38) otrzymujemy ëø öø ëø öø ²0 + 1 ²0 + 1 UCE = UCC + IC0RE - IC RC +RE (9.39) ìø ÷ø ìø ÷ø íø ²0 øø íø ²0 øø Jest to równanie statycznej prostej obci|enia w polu wyj[ciowych charakterystyk IC UCE . ( ) Korzystajc z zale|no[ci (9.20-9.23) i (9.37) Batwo mo|na wykaza, |e stabilizacja poprawia si, gdy stosunek RB RE ’! 0, gdy stabilizowany jest prd emitera. Jednak, gdy warto[ RE jest zbyt du|a, to napicie zasilania musi by du|e oraz pogarsza si stabilizacja napicia UCE albo, przy tym samym stopniu stabilizacji napi cia UCE rezystancja RC musi by maBa (straty wzmocnienia). Przyjmujc: IC0 = 0, ²0 + 1 H" ²0 i UCC = const , mo|emy napisa UCE = UCC - IC RC + RE (9.40) () -"UCE = RC + RE "IC (9.41) () Bezpieczniej jest zamieni równanie (9.41) na nierówno [ -"UCE e" RC + RE "IC (9.42) () "UCE RC + RE d" (9.43) "IC Zbyt maBa warto[ rezystancji RB ogranicza wzmocnienie dla skBadowej zmiennej ze wzgldu na silne tBumienie wej[cia tranzystora. WpByw rezystancji RE na parametry robocze wzmacniacza (wzmocnienie napiciowe i impedancj wej[ciow) dla skBadowej zmiennej mo|na znacznie zmniejszy poprzez zastosowanie kondensatora blokujcego. Tak wic, przy wyborze warto[ci RE , RB nale|y si kierowa kompromisem pomidzy warunkami stabilizacji prdu IC , napicia UCE , wielko[ci napicia zasilajcego UCC i wzmocnieniem ukBadu. Najlepsze wBasno[ci stabilizacyjne ma ukBad z dwoma zródBami zasilania (w tym ukBad ze staBym prdem emitera). Moc pobierana ze zródeB zasilania w tym przypadku jest z reguBy mniejsza ni | 157 w przypadku ukBadu z jednym zródBem. Natomiast wad jest konieczno[ stosowania dwóch zródeB zasilania. Zadawalajce efekty daje zastosowanie ukBadu ze sprz |eniem emiterowym, kolektorowym i z obydwoma naraz. Jednak |e w ukBadzie ze sprz|eniem kolektorowym stabilizacja zale|y od rezystancji RC , zatem ukBad ten jest trudniejszy do realizacji. Ze wzgl dów stabilizacyjnych najgorsze wBasno[ci ma ukBad ze staBym prdem bazy. UkBad zasilania staBym prdem emitera, charakteryzujcy si najkorzystniejszymi wBa[ciwo[ciami stabilizacyjnymi, najBatwiej jest zrealizowa w postaci zródBa prdu staBego w obwodzie emitera. PrzykBad realizacji prostego zródBa staBoprdowego w technice elementów dyskretnych i jego schemat zastpczy przedstawiono na rys.9.10. a) I = I b) I = I c) E I g I C U U I R g U I R g ± I U R R H" B' r -U -U Rys.9.10. yródBo prdu staBego: a) z diod Zenera, b) z uziemion baz, c) zmiennoprdowy schemat zastpczy zródBa Wykorzystujc prawo Kirchhoffa w ukBadzie na rys.9.10a, mo |emy wyznaczy prd wyj[ciowy zródBa UZ + UD - UBE UZ IO = IC = ± IE H" H" (9.44) 0 RE RE W ukBadzie wystpuje wzajemna kompensacja napicia UBE z napiciem UD diody D wBczonej szeregowo z diod Zenera, w tym równie| temperaturowych zmian tych napi. W ukBadzie na rys.9.10b, z uziemion baz dla prdu staBego, prd zródBa wynosi UEE - UBE ²0 UEE - UBE IO = IC = ± IE = H" (9.45) 0 RE ²0 + 1 RE Ró|niczkowa rezystancja wyj[ciowa zródBa, wyznaczona w oparciu o maBosygnaBowy schemat zastpczy na rys.9.10c, wynosi Ucb' 11 ro H" H" H" (9.46) Ic gcb' + gec gec 158 Przedstawione zródBo prdowe posiada du| rezystancj wyj[ciow, której przybli|ona warto[ jest taka, jak tranzystora w konfiguracji z uziemion baz. Przedstawiony ukBad zródBa prdowego jest dobrym przykBadem wskazujcym na mo|liwo[ wykorzystania elementów nieliniowych do kompensacji wpBywu temperaturowych zmian wybranych parametrów tranzystora. Liniowe obwody zasilania, tj. obwody zawieraj ce wyBcznie liniowe rezystory, zapewniaj staBo[ punktu pracy rzdu kilku - kilkunastu % przy zmianach temperatury w przedziale 20-40 °C. W ukBadach wymagajcych znacznie wikszej staBo[ci prdu - rzdu 1 - 0,01% stosuje si obwody zasilania z elementami nieliniowymi. PrzykBadem ukBadów o tak du|ych wymaganiach staBo[ci prdu w spoczynkowym punkcie pracy mog by zródBa prdowe zasilajce stopnie wzmacniacza o sprz|eniach galwanicznych (np. we wzmacniaczu operacyjnym), prdowe zródBa referencyjne itp. W nieliniowych obwodach zasilania wykorzystuje si  ogóln zasad kompensacji zmian parametrów stabilizowanego elementu zmianami parametrów innego elementu o bardzo podobnych wBa [ciwo[ciach. Na rys.9.11 przedstawiono ukBad z potencjometrycznym zasilaniem bazy i sprz|eniem emiterowym oraz z kompensacj zmian napicia UBE . +U R R I I I I ² + R U = H" ² 1 U R Rys.9.11. UkBad zasilania z diodow nU kompensacj zmian napicia U n U -U ZakBadajc, |e prd bazy jest pomijalnie maBy w porównaniu do pr du dzielnika: I1 H" I2 oraz przyjmujc IE H" IC , ze schematu na rys.9.11 otrzymujemy nUD + I2R2 = UBE + IE RE H" UBE + ICRE üø ôø UCC - nUD (9.47) ýø I2 = ôø R1 + R2 þø Z ukBadu równaD (9.47) mo|emy wyznaczy IC 159 RUCC + nUDR1 - () R1 + R2 UBE 2 IC = (9.48) RE R1 + R2 () Warunek peBnej kompensacji zmian napicia UBE mo|emy wyznaczy z przyrównania do zera pochodnej dIC dT = 0, czyli dUD nR1 - ()dU R1 + R2 BE = 0 (9.49) dT dT Je|eli dioda i tranzystor s wykonane w podobnym procesie technologicznym (dioda zrealizowana jako tranzystor w poB czeniu diodowym) i pracuj w tej samej temperaturze, to dUD dT H" dUBE dT (9.50) i warunek peBnej kompensacji ma posta R2 nR1 - () R1 + R2 = 0 , czyli = n - 1 (9.51) R1 Najcz[ciej stosuje si dwie diody ( n = 2 ) i wówczas R1 = R2 . Rozwa|any wcze[niej ukBad zródBa prdu staBego na rys.9.10a jest ukBadem stabilizacji z jedn diod (n = 1) i R2 = 0. 9.3.2. UkBady zasilania tranzystorów unipolarnych Tranzystor MOSFET z kanaBem zubo|anym mo|e pracowa zarówno ze wzbogacaniem jak i ze zubo|aniem. Jednak|e praca ze wzbogacaniem odbywa si dla maBego przedziaBu warto[ci napicia bramka - zródBo UGS . Dlatego podstawowym zakresem pracy tych tranzystorów jest praca ze zubo|aniem. Tranzystory te z kanaBem n pracuj w obszarze nasycenia przy ujemnych warto[ciach napicia UGS i dodatnich warto[ciach UDS , natomiast z kanaBem p gdy polarno[ wspomnianych napi jest zmieniona, tj. gdy napicie UGS jest dodatnie a UDS jest ujemne. Otrzymanie napi o podanej polarno[ci umo|liwia ukBad z dwoma zródBami zasilania (rys.9.12). Prd bramki IG tranzystorów MOSFET jest rzdu pikoamperów i jego wpByw w obwodzie polaryzacji mo|na pomin. Przy takim zaBo|eniu ukBad z rys.9.12a opisuj zale|no[ci =-UGG - IDRS ñøUGS (9.52) òøU = UDS + ID RD + RS () DD óø 160 +U -U a) b) R R I I U > 0 U < 0 U < 0 U > 0 I = 0 I = 0 U I = I U I = I R R R R -U +U Rys.9.12. UkBad z dwoma zródBami zasilania tranzystora MOS z kanaBem zubo|anym: a) typu n, b) typu p Natomiast ukBad z rys.9.12b, zgodnie z zastrzaBkowanymi kierunkami prdów i napi, opisuja równania UGS = UGG + IDRS ñø (9.53) òøU =-UDS + ID RD + RS () DD óø Nale|y zaznaczy, |e w obu ukBadach na rys.9.12 zaznaczono fizyczne kierunki przepBywu prdów drenu ID . W obu ukBadach zastosowano w obwodzie zródBa rezystor RS stabilizujcy (podobnie jak rezystor RE w obwodzie emitera) punkt pracy tranzystora o wspóBrzdnych IDQ , UDSQ . Problem staBo[ci punktu pracy wi|e si z rozrzutem technologicznym warto[ci napicia odcicia UP i prdu nasycenia IDSS (dla tranzystorów z kanaBem zubo|anym) napicia progowego UT i wspóBczynnika KW L (dla tranzystorów ' z kanaBem wzbogacanym) oraz wpBywem temperatury na te parametry. Termiczna zale|no[ ruchliwo[ci no[ników prdu w kanale oraz napi UP i UT s gBównym czynnikiem temperaturowych zmian prdu drenu. Istnieje jednak taka warto[ prdu drenu, przy której wpBywy te kompensuj si. Prd ten nosi nazw prdu autokompensacji. Wad przedstawionych na rys.9.12 ukBadów polaryzacji tranzystora jest konieczno[ zastosowania dwóch zródeB zasilania i to odmiennej polarno[ci. Wady tej pozbawiony jest ukBad zasilania z automatyczn polaryzacj bramki zrealizowany w oparciu o ukBad z rys.9.12, w którym UGG = 0. Bramka jest nadal polaryzowana spadkiem napicia na rezystorze RS . Wtedy ukBad z rys.9.12a nazywamy ukBadem zasilania z automatycznym minusem UGS =-IDRS (9.54) 161 a z rys.9.12b, ukBadem zasilania z automatycznym plusem UGS = IDRS (9.55) Jedno zródBo zasilania jest tak|e wykorzystywane w ukBadzie potencjometrycznym przedstawionym na rys.9.13. -U +U a) b) R R R I I U > 0 U < 0 U I = I U I = I R R R R Rys.9.13. Potencjometryczny ukBad zasilania tranzystora MOSFET z kanaBem zubo|anym: a) typu n, b) typu p UkBad z rys.9.13a opisuj równania R2 ñøU = UDD - IDRS ôø GS R1 + R2 (9.56) òø ôøUDD = UDS + ID RD + RS () óø natomiast ukBad z rys.9.13b R2 ñøU =- UDD + IDRS ôø GS R1 + R2 (9.57) òø ôøUDD =-UDS + ID RD + RS () óø UkBady te daj wiksz swobod doboru punktu pracy. Tranzystory zBczowe JFET, (które pracuj za zubo|aniem) mog by zasilane przez omówione ukBady - tranzystor JFET z kanaBem typu n przez ukBady z rys.9.12a, 9.13a, a tranzystor z kanaBem typu p, przez ukBady z rys.9.12b, 9.13b. Tranzystory MOS z kanaBem wzbogacanym w obszarze nasycenia wymagaj napi UGS i UDS o jednakowych znakach, z kanaBem typu n - dodatnich, z kanaBem p - ujemnych. Pod tym wzgldem s one podobne do tranzystorów bipolarnych. Tranzystor z kanaBem wzbogacanym typu n mo|e by zasilany przez ukBad z rys.9.12a, w którym w miejsce zródBa zasilania ( -UGG ) zastosujemy zródBo ( +UGG ) oraz przez ukBad z rys.9.13a. Rezystancje w obu ukBadach musz by tak dobrane, aby napicie bramka - zródBo byBo dodatnie. Analogicznie tranzystor z kanaBem wzbogacanym typu p mo|e by zasilany przez ukBad z 162 rys.9.12b, w którym w miejsce zródBa zasilania ( +UGG ) zastosujemy zródBo ( -UGG ) oraz przez ukBad z rys.9.13b. Rezystancje w obu ukBadach musz by tak dobrane, aby napicie bramka - zródBo byBo ujemne. 9.4. ZASILANIE I STABILIZACJA PUNKTÓW PRACY TRANZYSTORÓW W UKAADACH SCALONYCH 9.4.1. Ogólna charakterystyka obwodów zasilania w ukBadach scalonych Technologia monolityczna stwarza idealne warunki dla wyeksponowania w ukBadzie korzystnych wBa[ciwo[ci elementów wytwarzanych na pBytce póBprzewodnika w tym samym procesie technologicznym. Nale|y tu przede wszystkim wymieni du|e podobieDstwo tranzystorów, zbli|on temperatur zBcz, wspóBbie|ne zmiany parametrów tranzystorów oraz rezystancji przy zmianach temperatury otoczenia. W ukBadach monolitycznych wystpuj te| inne ograniczenia ni| w ukBadach dyskretnych. W technologii kBadów bipolarnych zakres warto[ci rezystancji jest ograniczony do kilkudziesiciu k&! (20k&! - rezystory bazowe), a ponadto rozrzuty warto[ci rezystancji s du|e (15%  30%). W technologii unipolarnej prawie wogóle nie stosuje si rezystorów, przy czym s one zastpowane zródBami prdowymi lub ukBadami  luster prdowych w obwodach polaryzacji prdem staBym oraz s stosowane jako obci|enia dynamiczne dla skBadowych zmiennych. Nie ma mo|liwo[ci realizacji kondensatorów o pojemno[ci przekraczajcej kilkadziesit pF, dlatego ukBady wielostopniowe s z reguBy ukBadami o sprz|eniach galwanicznych bez kondensatorów separujcych i odsprzgajcych. W ukBadach tych szczególnego znaczenia nabiera staBo[ punktów pracy tranzystorów, gdy| ich zmiany s wzmacniane w kolejnych stopniach. Ze wzgldu na bezpo[rednie sprz|enia, czsto zachodzi potrzeba stosowania ukBadów przesuwania poziomu napicia. Stabilizacj punktów pracy zapewnia si przez powszechne stosowanie kompensacji nieliniowej, która jest znacznie uBatwiona dziki zbli|onej temperaturze tranzystorów i du|emu podobieDstwu ich charakterystyk. W monolitycznej technologii bipolarnej (z wyjtkiem tzw. komplementarnej technologii bipolarnej z izolacj tlenkow) charakterystyki i parametry tranzystorów p-n-p s gorsze (np. ²0 = 10 ) 163 ni| tranzystorów n-p-n (np. ²0 = 40 - 200), dlatego ogranicza si ich stosowanie. W ukBadach monolitycznych praktycznie nie ma mo|liwo[ci wykonania elementów indukcyjnych. Ze wszystkimi elementami ukBadu scalonego zwizane s bierne i czynne elementy paso|ytnicze, skd konieczno[ stosowania elementów o warto[ciach typowych, a nie minimalnych i maksymalnych. 9.4.2. Podstawowe bloki w ukBadach zasilania i stabilizacji punktów pracy tranzystorów bipolarnych 9.4.2.1. yródBa staBoprdowe - lustra prdowe Na rys.9.14 przedstawiono typowy sposób zasilania tranzystora T , stosowany w bipolarnych ukBadach scalonych. +U R R I I I T1 I I T2 Rys.9.14. PrzykBad zasilania tranzystora U w bipolarnych ukBadach scalonych Tranzystor T chocia| pracuje w poBczeniu diodowym, to jest nadal elementem aktywnym, poniewa| znajduje si na granicy obszaru aktywnego (UCB = 0 ). Tranzystory T i T pracuj przy tym samym napiciu UBE , maj takie same prdy baz IB1 = IB2 = IB , a tym samym równie| takie same prdy kolektorów IC1 = IC2 = IC . Dla ukBadu z rys.9.14 mo|na zapisa zale|no[ci UCC = IRR + UBE (9.58) IR = IC1 + 2IB = IC + 2IB Rozwizujc ukBad równaD (9.58) ze wzgldu na I , otrzymujemy UCC - UBE UCC - UBE IC IC = - 2IB = - 2 (9.59) R R ²0 Je|eli UCC >> UBE , ²0 >> 2 , to wzór (9.59) upraszcza si do postaci 164 UCC IC H" (9.60) R Zatem wspóBrzdne punktu pracy tranzystora T okre[laj zale|no[ci UCC üø IC2 = IC H" ôø R (9.61) ýø RC öø ôø UCE 2 = UCC - IC2RC H" UCCëø1- ÷ø ìø íø øø R þø Poniewa| temperaturowe zmiany rezystancji RC i R w ukBadzie scalonym mog by wspóBbie|ne (temperaturowy wspóBczynnik stosunku RC R jest bardzo maBy), zatem punkt pracy tranzystora T nie zale|y od zmian temperatury, a jedynie od ró|nicy parametrów tranzystorów T i T . Ten prosty sposób wymuszania prdu jednego tranzystora przez drugi stanowi podstaw realizacji zródeB staBoprdowych w ukBadach scalonych. Schemat ideowy najprostszego, a przy tym podstawowego zródBa staBoprdowego z tranzystorami bipolarnymi przedstawiono na rys.9.15. I I = I I T1 I I T2 U Rys.9.15. Podstawowe zródBo U staBoprdowe - lustro prdowe ZakBadajc, jak poprzednio, identyczno[ tranzystorów oraz pomijajc wpByw napicia UCE 2 tranzystora T na jego prd kolektora w obszarze aktywnym mo|emy napisa 2IC1 IC1 + IB1 + IB2 = IC1 + 2IB = IO + = IREF (9.62) ²0 std otrzymujemy IREF IO = = IC1 (9.63a) 1+ 2 ²0 Je|eli ²0 >> 1, to IO H" IREF (9.63b) Prd wyj[ciowy zródBa IO jest równy w przybli|eniu prdowi odniesienia IREF , wymuszonemu przez zródBo odniesienia (ang. 165 reference current). Ten rodzaj zródBa staBoprdowego nosi nazw zwierciadBa prdowego, lub lustra prdowego (ang. current mirror). WpByw napicia UCE 2 na prd zródBa okre[limy na podstawie charakterystyki wyj[ciowej tranzystora T (rys.9.16) i 2 B ( ) 2 2 A = 0 ( ) 2 2 0 U 2 u 2 U Rys.9.16. WpByw napicia na prd zródBa Przy zmianie napicia UCE 2 zmienia si prd kolektora IC2 wskutek zjawiska modulacji szeroko[ci bazy ëø öøëø öø UBE UCE 2 IC2 = IS exp 1- (9.64) ìø ÷øìø ÷ø íø ÕT øøíø U øø A Korzystajc z proporcji mo|emy napisa IC2 UCE 2 IC2 UCE 2 = 0 ( ) () = (9.65) U + UCE 2 U A A Czyli 2 IO = IC2 UCE 2 = IC2 UCE 2 = 0 1+ (9.66) ( ) ( )ëø UCE öø ìø ÷ø íø U øø A Ze wzgldu na ró|ne napicia UCE tranzystorów, równie| prdy ich kolektorów nie s jednakowe ( IC1 `" IC2 ). ZakBadajc równo[ prdów przy zerowym napiciu UCE , stosunek tych prdów wynosi UCE 2 1+ IC2 U UCE 2 A = H" 1+ (9.67) IC1 1+ UCE1 U A U A Ró|niczkowa rezystancja wyj[ciowa zródBa wynosi "uCE 2 U + UCE 2 U A A ro == H"H" rec (9.68) "iC2 IC2 UCE 2 IC2 UCE 2 ( ) ( ) 166 W lustrze prdowym istnieje mo|liwo[ wymuszenia w drugim tranzystorze prdu ró|nego od prdu odniesienia. Zaleta ta jest bardzo wa|na ze wzgldów praktycznych. Je|eli powierzchnia zBcz emiter - baza tranzystorów T i T w ukBadzie z rys.9.15 s ró|ne i wynosz odpowiednio S1 i S2 , to stosunek prdów kolektorów tych tranzystorów jest równy stosunkowi powierzchni ich zBcz emiterowych. Zatem IC1 S1 = (9.69) IC2 S2 Poniewa| IC1 IC2 IC1 = IREF - IB1 - IB2 = IREF - - (9.70) ²0 ²0 to po podstawieniu (9.69) do (9.70), otrzymujemy S2 S1 IO = IC2 = IREF (9.71) 1+ S2 S1 1+ ²0 Je|eli S1 = S2 to wzór (9.71) przyjmuje posta (9.63), natomiast gdy ²0 >> 1+ S2 S1 , to S2 IO H" IREF (9.72) S1 S2 S1 S2 Wyra|enie 1+ S2 S1 H" S1 nazywa si wzmocnieniem lustra 1+ ²0 prdowego. Na rys.9.17 przedstawiono zespóB luster prdowych, w którym ten sam prd odniesienia wymusza jednocze[nie, zgodnie z zale|no[ci (9.72), ustalone prdy wyj[ciowe w wielu tranzystorach. I I1 I2 I3 I I T1 T2 T3 T N T I NI Rys.9.17. ZespóB luster prdowych ZaBó|my, dla uproszczenia rozwa|aD, |e wszystkie tranzystory s jednakowe (maj t sam powierzchni zBcza emiterowego). Wtedy, zgodnie ze schematem, otrzymujemy 167 IREF = IC + N + 1 IB (9.73) ( ) Std IREF I1 = I2 = = IN = IO = (9.74) N + 1 1+ ²0 Dla du|ych warto[ci ²0 i niezbyt du|ej liczby N wszystkie prdy wyj[ciowe s w przybli|eniu równe IREF . Zró|nicowanie tych prdów otrzymujemy przy ró|nych powierzchniach zBcz emiterowych. W przypadku zastosowania tranzystorów p-n-p o maBej warto[ci ²0 ( ²0 H" 10 ), albo przy poBczeniu razem zbyt du|ej ilo[ci baz tranzystorów realizujcych zespóB luster prdowych pojawiaj si coraz wiksze ró|nice pomidzy prdem odniesienia IREF , a prdem wyj[ciowym. Na rys.9.18. przedstawiono zmodyfikowany ukBad zródBa staBoprdowego - lustra prdowego o zmniejszonym wpBywie prdów baz. I I 3 T3 I = I I I 3 T1 I I Rys.9.18. yródBo staBoprdowe - T2 lustro prdowe o zmniejszonym U wpBywie prdów baz Prdy emitera i bazy tranzystora T wynosz IC1 + IC2 2 IE 3 = IB1 + IB2 = = IO (9.75) ²0 ²0 IE 3 2 IB3 = = IO (9.76) ²0 + 1 ²0 ²0 + 1 ( ) Po zsumowaniu prdów w wzle kolektora tranzystora T otrzymujemy 2 IREF - IC1 - IO = 0 (9.77) ²0 ²0 + 1 ( ) Std 168 IREF IO = (9.78) 2 1+ ²0 ²0 + 1 ( ) Nawet dla maBych warto[ci ²0 , warunek ²0 ²0 + 1 >> 2 jest speBniony, ( ) a tym samym prd wyj[ciowy IO niewiele ró|ni si od prdu odniesienia IREF . Podobne wBa[ciwo[ci do opisanych wy|ej posiada zródBo prdowe - lustro prdowe Wilsona (rys.9.19), w którym relacj pomidzy prdem wyj[ciowym IO a prdem odniesienia IREF opisuje identyczna zale|no[ jak (9.78). I I r T3 U T1 T2 U Rys.9.19. Lustro prdowe Wilsona Ze wzgldu na kaskodowe poBczenie tranzystorów T i T , lustro prdowe Wilsona posiada znacznie wiksz dynamiczn rezystancj wyj[ciow ni| ukBady z pojedynczymi tranzystorami. Rezystancja ta wynosi U ro H" ²0 A (9.79) 2IO Ponadto lustro prdowe Wilsona charakteryzuje si lepszymi wBa[ciwo[ciami czstotliwo[ciowymi (szerokopasmowymi), w porównaniu do innych luster prdowych. Ogóln metod zapewniajc zwikszenie rezystancji wyj[ciowej zródBa staBoprdowego - lustra prdowego jest budowanie ukBadów kaskodowych. Podstawowy ukBad kaskodowego lustra prdowego przedstawiono na rys.9.20. Tranzystor T pracuje, podobnie jak tranzystor T , przy napiciu UCB = 0 . Dynamiczna rezystancja wyj[ciowa tego tranzystora, równa rce4 = U IC4 H" U IO , wnosi ujemne sprz|enie zwrotne prdowe A A szeregowe w obwodzie emitera tranzystora T , powodujc znaczne zwikszenie wypadkowej dynamicznej rezystancji wyj[ciowej ukBadu do warto[ci 169 U ro H" ²0 A (9.80) IO I I r T1 T2 U T 3 T4 Rys.9.20. Kaskodowe zródBo U staBoprdowe- lustro prdowe Dziki tak du|ej warto[ci dynamicznej rezystancji wyj[ciowej prd wyj[ciowy zródBa nie ulega zmianie pod wpBywem zmieniajcego si napicia na wyj[ciu. 9.4.2.2. StaBoprdowe zródBa odniesienia Omówione w poprzednim rozdziale zródBa staBoprdowe, nazywane równocze[nie lustrami prdowymi, rozwa|ano gBównie pod ktem dokBadno[ci, z jak wymuszany jest prd wyj[ciowy IO przez prd odniesienia IREF . Nie zajmowano si natomiast, w jaki sposób wytworzy prd odniesienia o maBej wra|liwo[ci na zmiany napicia zasilajcego i temperatury. W przypadku realizacji staBoprdowych zródeB odniesienia podstawow spraw jest stabilizacja napiciowa tak, aby wyj[ciowe prdy odniesienia byBy niezale|ne od napi zasilajcych. Na rys.9.21 przedstawiono proste przykBady takich zródeB, w których wystpuje jednak sBaba zale|no[ prdu wyj[ciowego od napicia zasilajcego. +U +U a) b) I I T1 I T1 T2 U T2 T3 2U R U R Rys.9.21.yródBa staBoprdowe niezale|ne od napicia zasilania Zaniedbujc prd bazy tranzystora T , dla obu ukBadów mo|na napisa 170 UBE ÕT I1 IO H" = ln (9.81) R2 R2 IS Poniewa| prd I1 zale|y od napicia UCC UCC - 2UBE I1 = (9.82) R1 zatem prd zródBa po[rednio jest logarytmiczn funkcj napicia zasilania. Na podstawie zale|no[ci (9.81), (9.82) mo|emy wyznaczy wra|liwo[ IO prdu na zmiany napicia UCC UCC ëø " IO öø ÕT IO ìø ÷ø SU = = (9.83) CC IO ìø " UCC ÷ø IOR2 íø øø Wad ukBadów z rys.9.21 jest silna zale|no[ napicia UBE od temperatury. Dla oceny wra|liwo[ci zródBa na zmiany temperatury definiuje si temperaturowy wspóBczynnik wzgldnej zmiany prdu zródBa. ëø öø " IO 1 T " IO 1 IO 1 ìø ÷ø TW IO == = ST (9.84) ( )IO " T T IO ìø " T T ÷ø íø øø WspóBczynnik TW wyra|a si w jednostkach 10 /°C lub w ppm/°C. Analizowany ukBad charakteryzuje si do[ du| wra|liwo[ci IO na zmiany UCC , wynoszc ok. 0,035, oraz du|ym wspóBczynnikiem TW IO , który mo|na oszacowa ok. -1100 ppm/°C. ( ) Lepszym rozwizaniem jest zródBo staBoprdowe przedstawione na rys.9.22, nazywane zródBem Widlara. +U R I I I I I T1 T2 U U R Rys.9.22. StaBoprdowe zródBo Widlara Stosujc prawo Kirchhoffa, otrzymujemy 171 IC1 IO UBE1 - UBE 2 - IOR2 = ÕT ln - ÕT ln - IOR2 = 0 (9.85) IES1 IES 2 Je|eli tranzystory s jednakowe, to IES1 = IES 2 i wtedy ÕT IC1 IO = ln (9.86) R2 IO ZakBadajc: IB1, IB2 << IC1 oraz UBE1 << UCC mo|emy wyznaczy przybli|on warto[ prdu kolektora IC1 UCC - UBE1 UCC IC1 H" I1 = H" (9.87) R1 R1 Podstawiajc (9.87) do (9.86), otrzymujemy ÕT UCC IO H" ln (9.88) R2 IOR1 Jak wynika z równania (9.85) spadek napicia IOR2 jest równy ró|nicy UBE1 - UBE 2 , co oznacza, |e nawet przy stosowaniu niezbyt du|ych warto[ci R2 prd IO mo|e by maBy. Jest to wBa[ciwo[ zródBa Widlara, wykorzystywana zawsze, gdy wymagany jest maBy prd zródBa. Prd zródBa IO jest logarytmiczn funkcj napicia zasilania UCC (rów.9.88), a jego wra|liwo[ na zmiany temperaturowe jest mniejsza ni| w ukBadzie z rys.9.21. Na rys.9.23 przedstawiono staBoprdowe zródBo odniesienia z samoczynn polaryzacj napiciem U , w którym prdy wyj[ciowe s caBkowicie niezale|ne od napicia zasilajcego (ang. self - biasing U reference) [22]. +U Õ I a) b) I = ln R I T5 T6 R T4 I D P I R I D D I T1 I = I I D T2 T3 D R 0 I Rys.9.23. StaBoprdowe zródBo odniesienia z samoczynn polaryzacj napiciem : a) schemat blokowy, b) charakterystyka przej[ciowa 172 UkBad ma dwa wyj[cia: jedno typu emisyjnego, w którym prd zródBa wypBywa od dodatniego bieguna napicia zasilania oraz drugie typu absorbcyjnego, w którym prd zródBa wpBywa do masy ukBadu (ang. current source / sink). Tranzystory T , T tworz ukBad jak na rys.9.21b, zatem prd kolektora IC1 dany jest wzorem (9.81). Lustro prdowe zBo|one z tranzystorów T , T wymusza równo[ prdów IC1 = I1. Rozwizaniem obu równaD, jak to przedstawiono graficznie na rys.9.23b, jest punkt P, lub punkt znajdujcy si w pocztku ukBadu wspóBrzdnych (czyli IC1 = I1 = 0 ). Aby wyeliminowa mo|liwo[ ustalenia si niepo|danego punktu pracy, przy IC1 = 0, ukBad posiada specjalne zabezpieczenie z diodami D -D (tranzystory w poBczeniu diodowym), którego zadaniem jest spowodowanie przepBywu prdu przez rezystor R wówczas, gdy IC1 = 0. Z chwil, gdy osignity zostanie wBa[ciwy punkt pracy P, dioda D spolaryzowana jest zaporowo i ukBad zabezpieczajcy zostaje odBczony od reszty ukBadu. 9.4.2.3. yródBa napicia odniesienia yródBa napicia odniesienia (ang. voltage references) powinny posiada maB rezystancj wyj[ciow oraz powinny by niewra|liwe na zmiany napicia zasilania i temperatury. W przypadku realizacji tych zródeB gBównym zadaniem jest stabilizacja temperaturowa. Kosztem rezygnacji z bardzo maBej rezystancji wyj[ciowej wymaga si, aby temperaturowy wspóBczynnik napicia odniesienia TW UREF byB ( ) mniejszy ni| 100 ppm/°C. Proste przykBady zródeB napiciowych, przedstawione na rys.9.24, ilustruj jedynie metody ustalania napicia wyj[ciowego o zmniejszonej wra|liwo[ci na zmiany napicia zasilania, bez stabilizacji temperaturowej. Napicie na wyj[ciu oraz dynamiczna rezystancja wyj[ciowa ukBadu z rys.9.24a wynosz UREF = UZ + UBE (9.89) " UZ " UBEÕT ro =+ = rz + (9.90) " I " I I Napicie UBE na tranzystorze T w poBczeniu diodowym o ujemnym wspóBczynniku temperaturowym cz[ciowo kompensuje temperaturowe zmiany napicia UZ o dodatnim wspóBczynniku temperaturowym. 173 +U +U +U a) b) c) I I I U U U I T1 DZ R I T2 I T1 R U T1 TN Rys.9.24. Proste przykBady zródeB napiciowych: a) z diod Zenera, b) o napiciu wyj[ciowym , c) mno|nik yródBo napiciowe na rys.9.24b posiada napicie wyj[ciowe UREF = NUBE (9.91) oraz dynamiczn rezystancj wyj[ciow " UBE ÕT ro = N = N (9.92) " I I Wad tego ukBadu jest bardzo du|a warto[ temperaturowego wspóBczynnika napicia wyj[ciowego " UREF " UBE mV = N H" -2N (9.93) C " T " T Rys.9.24c przedstawia alternatywne rozwizanie, nazywane mno|nikiem UBE , w którym przy pominiciu prdu bazy w stosunku do prdu dzielnika ( I1 H" I2 ), otrzymujemy R2 UBE = UREF R1 + R2 Std ëø öø R1 UREF = 1+ UBE (9.94) ìø ÷ø R2 íø øø Dynamiczna rezystancja wyj[ciowa zródBa wynosi R1 R1 + R2 ro = + (9.95) ²0 gmR2 Na rys.9.25 przedstawiono zródBo napicia odniesienia z temperaturow kompensacj napi UZ i UBE [22]. 174 + U I T1 U T2 U R U D U R Rys.9.25. yródBo napicia T3 odniesienia z temperaturow U kompensacj napi i Napicie wyj[ciowe zródBa wynosi R1 2R2 ( 2 UREF = UBE + UZ - 3UBE = (9.96) ()R R2R2 RUZ +R1 +-R2 )UBE + 1 Zaniedbujc wpByw temperaturowego wspóBczynnika stosunku rezystorów R1 R2 na napicie wyj[ciowe, warunek kompensacji otrzymuje si, przyrównujc do zera pochodn dUREF dT , czyli dUREF R2 dUZ R1 - 2R2 dUBE = + = 0 (9.97) dT R1 + R2 dT R1 + R2 dT Z równania (9.97) otrzymujemy warunek kompensacji dUZ R1 = 2 +dT (9.98) dUBE R2 dT ZakBadajc typowe warto[ci dUZ dUBE =+3 mV C oraz =-2 mV C dT dT otrzymujemy R1 / R5 = 05, U = UZ / 3 (9.99) , REF W technice ukBadów monolitycznych bardzo czsto wykorzystuje si ogóln zasad realizacji zródBa napicia odniesienia polegajc na kompensacji ujemnego temperaturowego wspóBczynnika napi cia UBE 175 przez dodatni wspóBczynnik napicia ÕT . Zasad t zilustrowano schematem blokowym na rys.9.26 [22]. I T U U + U = U + KÕ KÕ Õ Generator K Õ Rys.9.26. Ogólna zasada realizacji zródBa napicia odniesienia typu band - gap Napicie odniesienia U jest równe U = U + KÕ (9.100) Warunek kompensacji otrzymuje si, gdy dU dU dÕ = + K = 0 (9.101) dT dT dT Z równania (9.101 mo|emy wyznaczy wymagan wielko[ niezale|nego od temperatury wspóBczynnika K "U "Õ K = (9.102) "T "T Uwzgldniajc typowe warto[ci dU "Õ , = -2 mV C oraz = +0085 mV C dT "T otrzymujemy K = 23,5 oraz U = 1,26V. Poniewa| warto[ napicia odniesienia jest zbli|ona do warto[ci napicia bariery potencjaBu krzemu, dlatego ukBady realizowane wg. tej zasady s nazywane ukBadami z barier potencjaBu (ang. band - gap reference circuits). Na rys.9.27 przedstawiono przykBadowe rozwi zanie zródBa napicia odniesienia typu band - gap. Tranzystory T i T tworz staBoprdowe zródBo Widlara. Spadek napicia na rezystancji R3, przy pominiciu prdów baz, wynosi IC1 IC2R3 = UBE1 - UBE 2 = ÕT ln (9.103) IC2 176 +U I R U R I I T3 U T1 T2 U Rys.9.27. PrzykBadowa U R realizacja zródBa odniesienia typu band - gap Wyznaczajc z równania (9.103) prd IC2 , przy ²0 >> 1, mo|emy wyznaczy napicie na rezystancji R2 R2 IC1 U2 = IC2R2 = ÕT ln (9.104) R3 IC2 Napicie odniesienia jest równe R2 IC1 UREF = U2 + UBE 3 = UBE 3 + ÕT ln (9.105) R3 IC2 Porównujc (9.100) i (9.105) otrzymujemy R2 IC1 K = ln (9.106) R3 IC2 Stosunek prdów IC1 IC2 jest niezale|ny od temperatury. Aby uzyska peBn kompensacj temperaturow napicia UREF , to dobierajc np. (dla T=300K) IC1 IC2 = 10 musimy zapewni R2 R3 = 10,2 . 9.4.3. Podstawowe bloki w ukBadach zasilania i stabilizacji punktów pracy tranzystorów unipolarnych 9.4.3.1. yródBa staBoprdowe - lustra prdowe UkBady zródeB staBoprdowych - luster prdowych realizowane s w technologii MOS na bardzo podobnych zasadach jak w technologii bipolarnej. 177 Na rys.9.28 przedstawiono proste zródBo staBoprdowe - lustro prdowe, z tranzystorami MOSFET z kanaBem wzbogacanym typu n, stanowice odpowiednik ukBadu z rys.9.15. I I = I I M1 M2 U U Rys.9.28. Proste lustro prdowe Je|eli tranzystory M , M pracuj w obszarze nasycenia, to ID1 = K' W1 L1 UGS - UT 2 1+ »UDS1 () () N (9.107) ID2 = K' W2 L2 UGS -UT 2 1+ »UDS 2 () ( ) N Poniewa| oba tranzystory pracuj przy tym samym napiciu podBo|e - zródBo (UBS ), dlatego maj te same napicia progowe: UT1 = UT 2 = UT . Zatem na podstawie równaD (9.107) otrzymujemy K' W L 1+ »UDS 2 IO ID2 N ( ) ( ) 2 = = (9.108) IREF ID1 K' W L 1+ »UDS1 ( ) ( ) N 1 Przy pominiciu efektu modulacji dBugo[ci kanaBu stosunek prdów IO IREF zale|y tylko od rozmiarów tranzystorów W L2 IO ( ) = (9.109) IREF W L1 ( ) Dynamiczna rezystancja wyj[ciowa zródBa wynosi "UDS 2 1 1 ro == = = rds2 (9.110) "ID2 » ID2 » IO Aby tranzystor M pracowaB zawsze w obszarze nasycenia, musi by speBniony warunek UGS - UT > UDS 2 = U0min (9.111) I I1 I2 I M2 M3 MN M Rys.9.29. ZespóB luster prdowych 178 Na rys.9.29 przedstawiono zespóB luster prdowych, w którym ten sam prd wej[ciowy lustra IREF wymusza jednocze[nie N prdów wyj[ciowych, zgodnie z relacj (9.109). Na rys.9.30 przedstawiono schematy luster prdowych Wilsona, które z uwagi na kaskodowe poBczenie dwóch tranzystorów w obwodzie wyj[ciowym charakteryzuj si du|o wiksz rezystancj wyj[ciow ni| rezystancja prostego lustra. I I I a) b) I M M M3 3 4 M1 M M M2 2 1 U Rys.9.30. Lustra Wilsona (a), zmodyfikowane (b) W ukBadzie zmodyfikowanym na rys.9.30b, dziki dodaniu tranzystora M , w obu gaBziach tranzystory pracuj przy takich samych napiciach UDS , co ma istotne znaczenie dla speBnienia relacji IREF = IO . Z po[ród wielu ró|nych rozwizaD ukBadowych luster prdowych, lustra Wilsona wyró|niaj si korzystniejszymi wBa[ciwo[ciami czstotliwo[ciowymi (szerokopasmowymi). W wielu zastosowaniach wymaga si bardzo du|ej rezystancji dynamicznej zródBa prdu, w szerokim zakresie zmian napicia zródBa. Opisane rozwizania ukBadowe zródeB prdowych w technologii bipolarnej, mog mie równie| zastosowanie do realizacji zródeB prdowych w technologii CMOS. Na rys.9.31 przedstawiono schemat ideowy kaskodowego lustra prdowego, stanowice odpowiednik bipolarnego ukBadu z rys.9.18. ZakBadajc, |e tranzystory M - M s identyczne, ze schematu na rys.9.30a otrzymujemy UDS1 = 2UGS - UGS 2 üø ôø (9.112) UGS 2 = UGS1 = UGS ID =IREF =IO ýø ôø þø UDS1 = UGS (9.113) Warunkiem pracy tranzystorów M i M w obszarze nasycenia jest, aby speBnione byBy nierówno[ci 179 UDS 2 e" UGS 2 - UT üø (9.114) UO e" 2UGS - UT ýø þø I a) b) 1 2 I M3 M2 U 2 U U 2 1 2 U 1 M4 M1 U 1 2 1 2 - 2 ( ) - U Rys.9.31. Kaskodowe lustro prdowe: a) schemat ideowy, b) charakterystyka prdowo napiciowa W tym zakresie napi wyj[ciowych prd zródBa jest staBy. Dalsze zmniejszanie napicia UO powoduje zmniejszenie napicia UDS 2 , gdy| napicie UDS1 jest ustalone przez koBo napi 2UGS - UGS 2 = UDS1 i tranzystor M pracuje dalej w obszarze nasycenia. Tranzystor M zaczyna pracowa w obszarze liniowym, a pr d wyj[ciowy IO maleje, co jest spowodowane zmniejszaniem si napicia UDS 2 . W momencie gdy warto[ napicia UO zmniejszy si poni|ej 2 UGS - UT , oba () tranzystory pracuj w obszarze liniowym (rys.9.31b). Dynamiczn rezystancj wyj[ciow lustra kaskodowego mo|emy wyznaczy na podstawie jego maBosygnaBowego schematu zast pczego i jego kolejnych przeksztaBceD, przedstawionych na rys.9.32 [28]. Rezystancja ta wynosi - Ugs2 + rds2Ugs2 gm2 + gds1 () U [] ro = = (9.115) I -Ugs2gds1 = rds1 + rds2 1+ gm2rds1 H" rds2 1+ gm2rds1 () () W stosunku do podstawowego lustra prdowego z rys.9.28 rezystancja wyj[ciowa lustra kaskodowego wzrosBa 1+ gm2rds1 razy. () Poniewa| potencjaB drenu tranzystora M mo|e si nieznacznie zmienia, to zmiana ta powoduje zmian napicia zródBo - podBo|e w tranzystorze M , zatem w tranzystorze tym wystpi efekt podBo|a. 180 3 3 2 2 3 3 2 2 4 4 1 1 4 4 1 1 2 3 3 2 2 2 2 2 2 + () 2 1 2 2 1 4 4 1 1 1 1 1 2 Rys.9.32. MaBosygnaBowy schemat zastpczy lustra kaskodowego i jego kolejne przeksztaBcenia Na rys.9.33 przedstawiono koDcow posta przeksztaBconego schematu zastpczego z rys.9.32, w którym uwzgldniono skBadow zmienn napicia zródBo - podBo|e Ubs2 tranzystora M . I g 2 g 2U2 g 2U U 2 Rys.9.33. MaBosygnaBowy schemat zastpczy lustra kaskodowego, U 2 1 U 2 g uwzgldniajcy efekt podBo|a B2 tranzystora M Dynamiczna rezystancja wyj[ciowa lustra, przy uwzgldnieniu efektu podBo|a tranzystora ro = rds1 + rds2 1+ gm2 + gmb2 rds1 (9.116) () [] jest nieco wiksza ni| ta, któr wyznaczono przy pominiciu efektu podBo|a. Kaskodowe lustro prdowe z tranzystorami MOSFET zapewnia znacznie wiksz dynamiczn rezystancj wyj[ciow ni| jego odpowiednik z tranzystorami bipolarnymi. Wad  kaskodowego lustra prdowego z rys.9.31 jest stosunkowo du|e napicie na wej[ciu lustra, równe 2UGS , oraz stosunkowo du|a warto[ minimalnego napicia wyj[ciowego, która nie mo|e by mniejsza ni| UOmin e" 2UGS - UT (jak 181 wyja[niono wcze[niej, przy dalszym obni|aniu napicia na wyj[ciu tranzystor M wchodzi w obszar liniowy i prd wyj[ciowy maleje). Ogranicza to znacznie mo|liwo[ wykorzystania tych luster we wspóBczesnych analogowych ukBadach scalonych CMOS pracuj cych przy niskich napiciach zasilajcych. Na rys.9.34 przedstawiono schemat ideowy niskonapi ciowego lustra prdowego (ang. high swing current mirror), które w porównaniu do kaskodowego lustra z rys.9.31 posiada mniejsze napi cie wej[ciowe i wikszy zakres napicia wyj[ciowego [14] I U I M3 M2 U 2 U 2 U M4 M 1 U 1 Rys.9.34. Niskonapiciowe U U 1 lustro prdowe typu  high swing ZaBó|my, dla uproszczenia rozwa|aD, |e wszystkie tranzystory M - M maj te same rozmiary i te same napicia UGS . Napicie UGG polaryzujce bramki tranzystorów M i M nale|y tak dobra, aby wszystkie tranzystory pracowaBy w obszarach nasycenia. Zatem UDS1min e" UGS - UT üø (9.117) UGG = UDS1min + UGS = 2UGS - UT ýø þø Aby tranzystor M pracowaB w obszarze nasycenia, potencjaB jego drenu nie mo|e by ni|szy od UGG - UT (tzn. U < U . Std, napicie wyj[ciowe UO nie mo|e obni|y si poni|ej pewnej minimalnej warto[ci UOmin e" UGG - UT = 2UGS - 2UT (9.118) Porównujc zale|no[ci (9.114) i (9.118) widzimy, |e napicie UOmin lustra prdowego typu  high swing jest mniejsze o warto [ napicia progowego UT od napicia UOmin w konwencjonalnym lustrze kaskodowym z rys.9.32a. Biorc pod uwag, |e napicie progowe U zawiera si w granicach 0,7  1V, ma to istotne znaczenie przy realizacji niskonapi ciowych analogowych ukBadów CMOS. 182 Równie| napicie wej[ciowe lustra typu  high swing jest mniejsze i wynosi UGS ( w klasycznym lustrze kaskodowym 2UGS ). 9.4.3.2. yródBa napiciowe Bardzo czsto punkty pracy tranzystorów w unipolarnym ukBadzie scalonym ustalane s za pomoc zródeB napiciowych doBczonych do bramek tych tranzystorów. W zakresie zmiennoprdowym bramki tych tranzystorów zwarte s do masy. yródBa napiciowe o takim przeznaczeniu mog posiada do[ du|e rezystancje wewntrzne, poniewa| obci|one s bardzo du|ymi impedancjami wej[ciowymi tranzystorów MOSFET, a przez to mog by realizowane w najprostszej postaci, np. dzielników napi ciowych. Szczególnym rodzajem zródeB napiciowych s ukBady przesuwania napicia staBego, które s stosowane w obwodach sprzgajcych dwóch kolejnych stopni ukBadu scalonego oraz na wyj[ciu ostatniego stopnia w celu zapewnienia zerowego napi cia wyj[ciowego przy zerowym napiciu wej[ciowym. Poniewa| ukBady przesuwania napicia znajduj si w gBównym torze transmisji sygnaBu, dlatego nie powinny wnosi tBumienia sygnaBu u |ytecznego, obci|a stopnia poprzedniego oraz powinny gwarantowa sterowanie napiciowe stopnia nastpnego. yródBa napiciowe o maBej wra|liwo[ci napicia na zmiany temperatury i napicia zasilania nazywa si zródBami odniesienia. yródBa napiciowe s w znacznie wikszym stopniu wra|liwe na zmiany temperatury ni| na zmiany napicia zasilania (odwrotnie ni| w przypadku zródeB prdowych). Na rys.9.35 przedstawiono przykBady realizacji dzielników napiciowych w technologii NMOS i CMOS zbudowanych z tranzystorów MOSFET w poBczeniu diodowym. Poniewa| przez dzielnik tranzystorowy przepBywa ten sam pr d drenu ID (przy pomijalnie maBych prdach obci|eD) zatem napicie UDSi i-tego tranzystora w dzielniku jest równe ID UDSi =+ UT (9.119) KW Li ' () Napicie na j-tym wyj[ciu dzielnika wynosi j U = (9.120) j DSi "U - USS dla j = 1, , k - 1 i=1 183 przy czym k jest w ogólnym przypadku liczb tranzystorów tworzcych dzielnik, zasilany napiciem UDD + USS , czyli k UDD + USS = (9.121) DSi "U i=1 +U a) b) I +U M4 U I M 3 U M 3 U U M 2 U 2 M2 U 2 U U M 1 U 1 U M 1 U 1 U -U Rys.9.35. Dzielniki napiciowe zbudowane z tranzystorów MOSFET w poBczeniu diodowym: a) w technologii NMOS, b) w technologii CMOS Na rys.9.36 przedstawiono proste przykBady ukBadów przesuwania napicia staBego. +U a) b) I M 2 M 2 M1 U u U u u U I I u -U Rys.9.36. UkBady przesuwania napicia staBego: a) ze zródBem staBoprdowym, b) wtórnikowy W ukBadzie na rys.9.36a poziom napicia wyj[ciowego uO jest przesunity wzgldem poziomu napicia wej[ciowego uI o staB warto[ -2UGS , który przy identycznych tranzystorach M , M wynosi 184 ëø öø ID uO - uI = -2UGS = -2 - UT ÷ø (9.122) ìø KW L ' íø øø W ukBadzie na rys.9.36b przesunicie to wynosi -UGS . Inne typowe rozwizania stosowane w obwodach zasilania ukBadów scalonych s przytaczane w dalszych rozdziaBach przy omawianiu konkretnych rozwizaD ukBadowych.

Wyszukiwarka

Podobne podstrony:
w7 uklady zasilania tranzystorow ppt
układy zasilania instalacji
uklady zasilania w silniku iskrowym

więcej podobnych podstron