Wyk11 el

TRANZYSTORY BIPOLARNE SMK WYKAAD 11
Na pdstw. W. Marciniak, WNT 1987: Przyrządy półprzewodnikowe i układy scalone
10. Częstotliwości graniczne tranzystora bipolarnego
a). Częstotliwości graniczne ze wzrostem częstotliwości zmieniają się warunki pracy
tranzystora maleje jego wzmocnienie prądowe. Częstotliwość graniczna, to częstotliwość
ograniczająca dopuszczalne pasmo częstotliwości tranzystora od góry.
Sygnał na drodze z emitera do kolektora ulega osłabieniu i opóznieniu w obszarze:
- warstwy zaporowej złącza E-B,
- warstwie bazy,
- warstwie zaporowej złącza C-B.
Całkowity czas przejścia sygnału (czas przelotu od emitera do
kolektora): tcalk = teb + tb + tbc H"� , zwłoka odpowiedzi prądu kolektora na jednostkowy skok
N
prądu emitera; podobnie stała czasowa tranzystora: � = � +�b +� .
calk eb bc
Stała czasowa dla sygnału sinusoidalnego odwrotność pulsacji, przy której następuje
zmniejszenie amplitudy małego sygnału o 3 dB, do wartości a/ 2 :
1 1 1 1
= + +
�calk �eb �b �bc
Najistotniejszą rolę odgrywają zjawiska w bazie, stąd w pierwszym przybliżeniu � H" �b .
calk
A. Częstotliwość graniczna dla układu WB (ze wspólną bazą)
- stała czasowa bazy
Dla sygnałów małej częstotliwości okres sygnału zmiennego >> czasu przelotu nośników
�b
przez bazę, ąb = (1+ )-1 związek między wartością chwilową prądów na początku i na
�
r
końcu bazy; liczba rzeczywista zależna od rekombinacji nośników w bazie. Dla sygnału o
okresie porównywalnym z czasem przelotu nośników:
- przesunięcie fazowe związane ze skończonym czasem przejścia sygnału przez bazę,
- osłabienie amplitudy sygnału związane z tzw. rozmyciem dyfuzyjnym (część nośników
gromadzonych w bazie w czasie trwania jednej połówki sinusoidalnego prądu emitera jest z
niej usuwana w drugiej połówce z powrotem do emitera nie bierze udziału w prądzie
kolektora ładowanie i rozładowanie pojemności dyfuzyjnej bazy).
Rys. 5.66 przedstawia wszystkie trzy zjawiska: osłabienie wskutek rekombinacji, przesunięcie
fazowe wskutek skończonego czasu przelotu i osłabienie wskutek rozmycia dyfuzyjnego. Dla
dużych częstotliwości współczynnik transportowy ąb jest liczba zespoloną, której moduł i
1
faza zależą od częstotliwości. Współczynnik ten można znalezć rozwiązując równanie
dqb
transportu w bazie: = -qb /� + (ie - ic ); qb = Qbm exp j�t; (ie - ic ) = qb (1+ j�� ) /�
r r r
dt
Jest to przybliżone równanie. Przyjmując, że czas przelotu nośników przez bazę jest równy
stałej czasowej dla sygnału sinusoidalnego oraz, że współczynnik wstrzykiwania ąe=1,
mamy:
�
b
ąi ( j�) = (1+ + j�� )-1 - tranzystor idealny (zjawiska zachodzące w bazie) lub:
b
�
r
ąi ( j�) = ąi /(1+ j�� ) , ąi wzmocnienie prądowe tranzystora idealnego w układzie WB dla
b
�0.
Rys. 5.67 przedstawia charakterystyki częstotliwościowe modułu (w skali
logarytmicznej) i fazy (w skali półlogarytmicznej) współczynnika wzmocnienia prądowego.
2 2
A(�) =|ąi ( j�) |= ąi / 1+ � � ; Ć(�) = -arctg��
b b
Charakterystyka amplitudowa w postaci logarytmicznej może być aproksymowana dwoma
odcinkami linii prostej: lgąi dla ��b<1 i drugim o nachyleniu -20dB na dekadę dla ��b>1.
2
Punkt zszycia tych dwóch odcinków ��b=1 nazywany jest częstotliwością graniczną �ąi.
�ąi = 1/�b
Przy pulsacji sygnału �=�ąi, prąd kolektora opózniony jest w fazie o 45o w stosunku do
prądu emitera, a jego amplituda jest ąi/ 2 . Jak widać z rys. 5.67 przybliżone rozwiązanie
odbiega od dokładnego szczególnie dla fazy (nie 45o lecz 57o+6*� dla tranzystora
dryftowego), � = ln[N (0) / N (WB )] .
A A
Mówi się o nadmiarze fazy , która wynosi 12o+6o*�. W radianach: mb=0,2+0,1*�.
Poprawka fazowa jest, więc:
ąi
2
ąi ( j�) = exp(- jmb� /�ąi ); �ąi = 2,43Dn /WB - bezdryftowy;
1+ j� /�ąi
2
�ąi = 2,43Dn[1+ (� / 2)4 / 3]/WB - dryftowy
- stała czasowa warstwy zaporowej E-B
Konduktancja dynamiczna złącza baza-emiter spolaryzowanego w kierunku przewodzenia
bocznikowana jest przez pojemność warstwy zaporowej Cje. Złącze E-B można zastąpić
obwodem równoległym:
Wyrażenie na sprawność wstrzykiwania emitera należy uzupełnić o czynnik określający
stosunek użytecznego prądu do całkowitego prądu ie:
ąe ( j�) = ąe /(1+ j�reb'C ); ąe = (1+ K + L)-1 - sprawność wstrzykiwania dla małych
je
częstotliwości. Częstotliwość graniczna emitera:�eb = (reb'C )-1 to taka częstotliwość, przy
je
której moduł współczynnika wstrzykiwania emitera zmniejsza się o 3dB w stosunku do
wartości dla małych częstotliwości. Opóznienie czasowe, wnoszone przez warstwę zaporową
złącza E-B jest spowodowane tym, że proces wstrzykiwania nośników jest zgodny w fazie z
napięciem na złączu, a napięcie opóznia się w stosunku do wejściowego prądu emitera.
� =1/�eb = teb
eb
- stała czasowa warstwy zaporowej złącza baza-kolektor
= ładowanie pojemności Cb c przez szeregową rezystancję kolektora rc;
= skończony czas przelotu nośników przez warstwę zaporową tego złącza. Jeśli zdefiniować
stałą czasową: � 'bc = 1/�'bc = C'bc rc , to dla pierwszego przypadku funkcja przenoszenia prądu
przez złącze B-C (stosunek prądu wypływającego z warstwy B-C do prądu wpływającego):
ą'c ( j�) = (1+ j� /�'bc )-1, zaś dla drugiego:
ą''c ( j�) = (1+ j� /�''bc )-1; �''bc = 1/� ''bc ; � ''bc = ldb-c / 2v . Ponieważ transport nośników ma
charakter unoszeniowy (pole elektryczne), więc potrzebna jest poprawka na nadmiar fazy :
1
ą''c ( j�) H" exp(- jmbc� /�''bc )
1+ j� /�''bc
3
Sumaryczna stała czasowa złącza B-C: �c=�c +�c , a całkowita funkcja przenoszenia prądu:
ąc ( j�) = ą'c ( j�)ą''c ( j�) .
Całkowita funkcja przenoszenia prądu przez tranzystor w układzie WB:
ą( j�) = ąe ( j�)ąb ( j�)ą'c ( j�)ą''c ( j�) = K( j�)exp(- jm� /�ą )
ą �''bc mb + �bmbc
K( j�) = ; m = �ą ;
(1+ j� /�eb )(1+ j� /�b )(1+ j� /�'bc )(1+ j� /�''bc ) �b�'bc
1
�ą = ; ą = ąeąbą'c ą''c
� +�b +�bc
eb
ą
Zazwyczaj: � >> � +�bc i �ą = �b; m = mb; ą ( j�) E" exp(- jm� /�ą )
b eb
1+ j� /�ą
B. Częstotliwość graniczna dla układu WE (ze wspólnym emiterem)
Ponieważ � ( j�) = ą( j�) /(1-ą( j�)) , więc:
K( j�)exp(- jm� /�ą )
� ( j�) = , po zalozeniu � << �ą
1- K( j�)exp(- jm� /�ą )
�
� ( j�) = exp(- jm� /�ą ); �� = �ą (1-ą) /(1+ mą)
1+ j� /��
Pulsacja �� nazywana jest pulsacją graniczną w układzie WE taka pulsacja, przy której
moduł wzmocnienia |�(j�)| maleje o 3dB, czyli do wartości �/ 2 . Częstotliwość graniczna w
układzie WE jest � razy mniejsza niż w układzie WB (odwrotność czasu życia nośników w
bazie).
Inne pojęcie częstotliwości granicznej pulsacja graniczna �T pole wzmocnienia:
�
�
�
�T=�|�(j�)|=const przy �>��
�T=��H"�ą
�
�ł łł
N
1/�ń=tcalk=
�ł� śł
�ł I �ł
Oprócz trzech pulsacji granicznych �ą, �T, �� istnieje potrzeba zdefiniowania częstotliwości,
powyżej której tranzystor nie wzmacnia mocy. Pulsacja graniczna �max taka pulsacja, przy
�
�
�
której wzmocnienie mocy jest równe jedności (nie zależy od układu włączenia tranzystora).
Jeżeli wzmocnienie mocy >1 to tranzystor może pracować w układzie generatora, dlatego
�max maksymalna pulsacja generacji tranzystora.
b) Częstotliwości graniczne definicje techniczne
fą częstotliwość, przy której moduł zwarciowego współczynnika wzmocnienia prądowego
|ą(f)| w układzie WB maleje o 3 dB do poziomu ą/ 2 (ą=ą(f)|f0)
f� - częstotliwość, przy której moduł zwarciowego współczynnika wzmocnienia prądowego
|�(f)| w układzie WE maleje o 3 dB do poziomu �/ 2 (�=�(f)|f0)
fT iloczyn częstotliwości i modułu współczynnika wzmocnienia prądowego |�(f)| zmierzony
w zakresie f>f�
f1 częstotliwość, przy której moduł współczynnika wzmocnienia prądowego |�(f)| w
układzie WE równa się jedności,
fmax maksymalna częstotliwość generacji, czyli częstotliwość, przy której wzmocnienie
mocy równe jest jedności
4
c). Częstotliwości graniczne wyrażone przez elementy modelu hybryd
f� = [2Ąrb'e (Cb'e + Cb'c )]-1
fT = f1 = gm[2Ą (Cb'e + Cb'c )]-1
fą = geb' / 2ĄCeb'
rbb' = h11e - � / gm , gb'c = �gm / � , � = h12e
gm =| IC | /ĆT ; gb'e = gm / �
11. Sposoby polaryzacji tranzystorów bipolarnych
Dla prawidłowej pracy tranzystora w określonym układzie należy ustalić punkt pracy,
tzn. spolaryzować tranzystor odpowiednimi wartościami prądów i napięć stałych. Konstruktor
wybiera punkty pracy zapewniające najlepsze wzmocnienie, najmniejsze zniekształcenie
5
sygnału o określonej amplitudzie. Ponadto zmiana temperatury pracy oraz rozrzut parametrów
tranzystorów (powtarzalność) wymuszają częste korekty punktu pracy.
Do analizy stałoprądowych warunków pracy tranzystora służy model Ebersa-Molla
(rys. 7.3a) lub jego wersje uproszczone (zastąpienie diody DEB zródłem napięciowym ĆB, a
diody DCB zródłem prądowym ICBO lub ICEO.
Na zmiany punktu pracy tranzystora mają wpływ zmiany temperatury oraz rozrzut
parametrów poszczególnych egzemplarzy tranzystorów.
a). Wpływ temperatury na właściwości tranzystora bipolarnego
Wszystkie charakterystyki i parametry końcówkowe tranzystora zmieniają się w
funkcji temperatury. Parametry fizyczne podlegające zmianom z temperaturą, to:
- koncentracja nośników samoistnych ni H" exp(-Wg / 2kT) ,
-a
- ruchliwość nośników � H" T ,
(1-a)
- współczynnik dyfuzji D H" T ,
b
- czas życia nośników � H" T ,
r
- potencjał Fermiego ĆF (T ) = ĆF (To ) - cT
W tranzystorach bipolarnych zmiany temperatury dotyczą:
- prądu zerowego ICBO jak dla złącza p-n, zmiana wykładnicza gdyż ni; rośnie 2-krotnie przy
wzroście temperatury o 10oC,
- napięcia UEB dla IE=const jak dla złącza p-n; dryft napięcia UEB=-2mV/1oC,
- współczynnika wzmocnienia prądowego ą lub � - zależy od temperatury poprzez czas życia
nośników i współczynnik dyfuzji, zwykle decyduje �r, stąd ą, � rosną z temperaturą, co może
spowodować uszkodzenie tranzystora wskutek niestabilności cieplnej, (gdy nie ma
odpowiedniego ograniczenia prądu w układzie).
6
b). Układy polaryzacji tranzystorów bipolarnych
Na podstawie schematu zastępczego z rys. 7.3c:
IC = �N IB + ICEO = �N IB + (�N +1)ICBO = ą IE + ICBO
N
Prąd kolektora jest funkcją:
IC = f (�N , ICBO , IB ) (w ukladach WE i WC); I = f (ĆB ),
B
IC = f (ą , ICBO , IE ) (w ukladach WB); I = f (ĆB ),
N E
�N , ICBO ,ĆB - zaleza od temperatury
Dla małych przyrostów składowych, przyrost prądu kolektora można zapisać:
"IC "IC "IC
dIC = d�N + dICBO + dĆB; wspolczynniki stabilizacji sa :
"�N "ICBO "ĆB
"IC "IC "IC
S� = | ICBO ,ĆB; Si = | �N ,ĆB; Su = | �N , ICBO
"�N "ICBO "ĆB
Im mniejsze wartości S�, Si, Su, tym lepsza stałość prądu kolektora.
Cztery podstawowe układy polaryzacji tranzystorów bipolarnych:
- polaryzacja stałym prądem bazy (rys. 7.4a),
- polaryzacja stałym prądem emitera (rys. 7.4b),
- polaryzacja w pętli napięciowego sprzężenia zwrotnego (rys. 7.4c),
- polaryzacja mieszana (rys. 7.4d)
7
A. Polaryzacja stały prądem bazy rys. 7.4a
IB = (U -ĆB ) / RB; IC = �N IB + (�N +1)ICBO , stad :
BB
S� = (U -ĆB ) / RB + ICBO; Si = (�N +1) H" �N ; Su = -�N / RB
BB
W tym układzie projektant nie ma możliwości optymalizacji wartości elementów obwodu
polaryzacji (UBB, RB) gdyż z zadanego punktu pracy (IC, UCE) wynika określona wartość
IBH"UBB/RB. Zwiększenie UBB i RB w jednakowych proporcjach nie zmienia współczynników
S� i Si, zaś zmniejsza Su. Wartości wszystkich trzech współczynników stabilizacji są bardzo
duże punkt pracy bardzo niestabilny.
B. Polaryzacja stałym prądem emitera rys. 7.4b
IE = (U -ĆB ) / RE ; IC = �N (U -ĆB ) /(�N +1)RE + ICBO; stad
EE EE
S� = (U -ĆB ) /(�N +1)2 RE H" U / �N 2RE
EE EE
Si = 1; Su = -�N /(�N +1)RE H" -1/ RE
Wszystkie współczynniki stabilizacji maja znacznie mniejsze wartości niż w przypadku
poprzednim.
C. Polaryzacja w pętli napięciowego sprzężenia zwrotnego
Prąd bazy płynie przez rezystor RF włączony w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego
napięciowego. Sprzężenie zwrotne działa stabilizująco na wartość napięcia UCE (polaryzacja
stałym napięciem UCE).
8
IB = [IC - (�N +1)ICBO ]/ �N
�N (UCC -ĆE ) + ICBO (�N +1)(RC + RF )
IC = ,
RF + (�N +1)RC
S� = IC RF /(�N +1)(RF + RC ); Si = (�N +1)(RC + RF ) /[(�N +1)RC + RF ];
Su = -�N /[(�N +1)RC + RF ]
Sprzężenie zwrotne jest tym silniejsze i stabilność lepsza, im mniejsza jest wartość rezystora
RF. Dla RF0:
S� = 0, Si = 1, Su = -1/RC
D. Polaryzacja mieszana
Punkt pracy ustalany jest częściowo prądem bazy, a częściowo również prądem emitera.
yródło UBB zastąpione jest dzielnikiem napięcia (R1, R2) zasilanym ze zródła UCC, a rezystor
RE powoduje ujemne sprzężenie zwrotne prądowe.
U 'BB -ĆB - ICEO RE �N (U 'BB -ĆB ) + ICBO (�N +1)(R'B +RE )
IB = , IC =
R'B +(�N +1)RE R'B +(�N +1)RE
S� = IC R'B /(�N +1)(R'B +RE ), Si = (�N +1)(R'B +RE ) /[(�N +1)RE + R'B ]
Su = -�N /[(�N +1)RE + R'B ]
Stabilność poprawia się, gdy R B0, RE". W granicznym przypadku:
S� = 0, Si = 1, Su = 0.
W praktyce nie można tego zrealizować, gdyż nie można nieograniczenie zmniejszać R B
(wzrasta pobór prądu dzielnika oraz silnie bocznikowany jest sygnał wejściowy); nie można
też nieograniczenie zwiększać RE (nieograniczenie rośnie wymagana wartość napięcia
zasilania).
9

Wyszukiwarka