UKŁADY ZASILANIA

TRANZYSTORÓW

Dobór punktu pracy

Dobór właściwego punktu pracy jest w istotny sposób

uzależniony od przeznaczenia i założonych warunków

pracy układu.

Najważniejsze czynniki, które trzeba uwzględnić przy
doborze optymalnego punktu pracy to:

•wielkość wzmocnienia: g

m

 40I

C

( dla 1mA g

m



40mS )
•ograniczenia mocy wydzielanej w tranzystorach,
stabilność termiczna
•poziomy napięć i prądów na wyjściu wzmacniacza
•ograniczenia częstotliwościowe
•zniekształcenia nieliniowe
•poziom szumów
•poziom impedancji wejściowej i wyjściowej
•warunki zasilania - stabilizowane,
niestabilizowane, bateryjne

Obszar bezpiecznej pracy (SOA)

tranzystora bipolarnego

0

P

max

Przebicie

wtórne

Przebicie

napięciowe

I

C max

(przepalenie połączeń)

Nasycenie

i zniekształcenia

Zatkanie

tranzystora

(zniekształcenia)

SOA

I

C

U

CE

Zastosowanie

I

C

U

CE

Stopnie wejściowe o

małym poziomie szumów

(20 – 200) A

(1-5) V

Stopnie pośrednie

wzmacniaczy małych

sygnałów

(0,2 – 2) mA

(3-10) V

Wzmacniacze akustyczne

średniej mocy

(0.1 – 1) A

(5-12) V

Wzmacniacze akustyczne

dużej mocy

(2 – 10) A

(20-100) V

Dobór punktu pracy ze względu na

zastosowania

Dobór napięcia kolektor-emiter lub dren-

źródło

ze względu na stabilność termiczną

tranzystora

CC

CEQ

E

2

1

U



Moc strat rośnie

przy wzroście temperatury

przy U

Q

>

I

U

hiperbola mocy admisyjnej P

max

P

1

<P

2

<

P

max

E

CC

CC

E

2

1

Q1

Q2

E

2

1

Moc strat maleje

przy wzroście temperatury

przy U

Q

<

E

2

1

Typowo:

Analiza ogólnego, dwubateryjnego układu

zasilania tranzystorów bipolarnych

+
-

E

CC

+
-

E

B

R

C

R

B

U

C

E

U

BE

I

B

R

E

I

C

Zastępujemy tranzystor uproszczonym modelem Ebersa - Molla

+
-

E

CC

+
-

E

B

R

C

R

B

R

E

0

CE

B

F

I

I 



I

C

U

BE

B

C

E

U

CE

I

B

I

E

I

II

Równanie oczka wejściowego (I) ma postać

E

B

= I

B

R

B

+ U

BE

+ I

E

R

E

= U

BE

+ I

C

R

E

+ I

B

(R

B

+ R

E

)

Wykorzystując zależność





F

0

CB

F

C

B

I

1

I

I











uzyskujemy:















E

F

B

0

CB

F

E

B

F

BE

B

C

R

1

R

I

1

R

R

U

E

I





















Napięcie U

CE

uzyskamy z równania oczka

wyjściowego (II)

E

CC

= I

C

R

C

+ U

CE

+ I

E

R

E

= U

CE

+ I

C

(R

C

+ R

E

) + I

B

R

E

Po podstawieniu zależności i przekształceniu
równanie
otrzymujemy :

0

CB

F

F

E

E

F

F

C

C

CC

CE

I

1

R

R

1

R

I

E

U

































Jeżeli spełnione są warunki (zwykle są ):









)

CB

E

B

BE

B

E

F

B

I

R

R

U

E

oraz

R

1

R

















wówczas :

Podobnie, jeżeli spełnione są warunki:





E

C

C

CC

0

CB

E

F

F

R

R

I

E

I

R

oraz

1

1

















wówczas :





E

C

C

CC

CE

R

R

I

E

U







E

BE

B

C

R

U

E

I





Wpływ temperatury na zmiany punktu pracy.

Współczynniki stabilizacji prądu

Wielkości U

BE

, β, I

CB0

zależą od

temperatury

U

BE

(T

1

) = U

BE

(T

1

) - c (T

1

-

T

0

)

gdzie c jest współczynnikiem zmian temperaturowych zmian U

BE.

Współczynnik ten niemal nie zależy od prądu i jest stały w szerokim

zakresie zmian temperatury.

Jego wartość wynosi od 1,5 mV/

0

C do 2,5 mV/

0

C.

β

F

(T

1

) = β

F

(T

0

)[1 + γ (T

1

-

T

0

)]

gdzie γ jest współczynnikiem temperaturowych zmian
β.
Współczynnik ten niemal nie zależy od temperatury.

Jego wartość wynosi od 5 10

-3

1/

0

C do 10 10

-3

1/

0

C

 

 

















b

T

T

exp

T

I

T

I

0

1

0

0

CB

1

0

CB

gdzie:
b jest współczynnikiem temperaturowych zmian
prądu I

CB0

.

Dla krzemu b  20

0

C

F

F

C

BE

u

0

CB

i

C

I

S

U

S

I

S

I





















Zatem

I

C

= f [I

CB0

(T), U

BE

(T), β

F

(T) ]

Obliczając różniczkę zupełną powyższej funkcji otrzymujemy :

F

F

C

BE

BE

C

0

CB

0

CB

C

C

d

I

dU

U

I

dI

I

I

dI























Zastępując różniczki przyrostami:

gdzie :

 

 

0

BE

1

BE

BE

const

,

const

I

BE

C

BE

C

u

T

U

T

U

U

U

I

U

I

S

0

CB





























 

 

0

F

1

F

F

const

I

,

const

U

F

F

C

C

C

F

F

C

T

T

I

I

I

I

S

0

CB

BE







































 

 

0

0

CB

1

0

CB

0

CB

const

,

const

U

0

CB

C

0

CB

C

i

T

I

T

I

I

I

I

I

I

S

BE

























Współczynniki S

i

, S

u

, S

β

wyznaczymy różniczkując wyrażenie na

prąd kolektora:

E

F

B

E

BE

C

u

R

1

R

R

1

U

I

S

















F

i

C

F

F

C

S

I

I

S

















Zależności przybliżone obowiązują, gdy R

B

/β

F

> >

R

E

, a tak jest w większości układów praktycznych.

E

B

F

B

E

E

B

0

CB

C

i

R

R

1

R

R

R

R

I

I

S



















Analizując wzory (2.3.10) - (2.3.12) widzimy, że w celu uzyskania
jak najmniejszych współczynników stabilizacji należy dążyć do jak
największej wartości rezystora R

E

, jak najmniejszej wartości rezystora

R

B

i stosować tranzystory o jak największej wartości β.

Zauważmy, że duża wartość rezystora R

E

prowadzi do minimalizacji

wszystkich współczynników stabilizacji prądu kolektora.

Zmianę napięcia U

CE

spowodowaną zmianą temperatury można

obliczyć z zależności :

ΔU

CE

= - ΔI

CE

(R

C

+

R

E

)

Stosowanie zatem zbyt dużych wartości rezystora
R

E

prowadzi zatem z drugiej strony do wzrostu

napięcia zasilania E

CC

i zwiększenia zmian napięcia

ΔU

CE

z temperaturą.

A zatem wartość rezystora R

E

jest ograniczona zarówno od góry jak

i od dołu.

Od góry wartość ta jest ograniczona dwoma czynnikami :

a) maksymalnym napięciem zasilania, które w może być zastosowane
w układzie

C

CE

max

CC

C

CE

CC

C

E

I

U

E

I

U

E

R

R











b) warunkami stabilizacji napięcia kolektora, które
pogarszają się,
gdy R

E

rośnie





C

CE

max

C

E

C

E

I

U

R

R

R

R

















Od dołu, wartość R

E

jest ograniczona warunkami

stabilizacji prądu
kolektora, które pogarszają się, gdy R

E

maleje.

Minimalną wartość R

E

można wyznaczyć jako :

















































C

0

CB

C

EB

C

0

CB

max

B

min

E

E

I

I

I

U

I

I

R

R

R

Należy podkreślić, że we wzmacniaczy rezystancyjnym zbyt małe
wartości R

E

i R

B

powodują w praktyce nadmierne zmniejszenie

wzmocnienia dla składowych zmiennych, ponieważ rezystancje te
bocznikują wejście i wyjście tranzystora.

Tak więc, przy wyborze wartości R

E

należy się kierować rozsądnym

kompromisem między warunkami stabilizacji prądowej i napięciowej
oraz wartością napięcia zasilania i wzmocnienia układu oraz rezystancji
wejściowej i wyjściowej układu.

Układy zasilania tranzystorów bipolarnych

Oprócz omówionego poprzednio układu zasilania
tranzystora
bipolarnego z dwu baterii stosowane są również
układy zasilania:

• stałym prądem bazy
• potencjometrycznego ze sprzężeniem emiterowym
• potencjometryczny ze sprzężeniem kolektorowym
• stałym prądem emitera
• różnicowy
• z nieliniowymi elementami kompensującymi wpływ
zmian
temperatury

Są to układy zasilania jednobateryjne, w których bateria
E

BB

zastąpiona źródłem obliczanym z tw. Thevenina

Analiza i projektowanie tych układów odbywa się za
pomocą
wzorów wyprowadzonych dla układu zasilania
dwubateryjnego,
z tym, że obydwa układy należy sprowadzić najpierw do
równoważnego układu zasilania dwubateryjnego.

+
-

E

CC

R

B

U

CE

U

BE

I

B

I

C

R

C

Zasilanie stałym prądem bazy



 





























B

BE

CC

B

0

C

B

C

BE

CC

C

R

U

E

R

I

R

R

1

U

E

I

Rzadko stosowany - ze
względu na:
1. Duży wpływ temperatury
2. Bardzo duże wartości R

B

I

B

E

CC

+
-

R

C

R

2

U

CE

U

BE

I

B

R

E

R

1

I

C

Zasilanie potencjometryczne z tzw.

sprzężeniem emiterowym



 















































B

E

BE

B

B

E

0

C

B

E

BE

B

C

R

)

1

(

R

U

E

R

1

R

I

R

R

1

U

E

I























mocy

ze

wzmacniac

-

I

E

15

,

0

do

05

,

0

napieciowe

ze

wzmacniac

-

I

E

4

,

0

do

1

,

0

R

C

C

C

C

E

2

1

2

1

B

R

R

R

R

R





2

1

2

CC

B

R

R

R

E

E





R

2

R

1

R

E

C

E

R

C

E

CC

+



+

R

1

R

2

R’

E

R’

C

E’

CC

+



E

B



I

B

R’

B

Przekształcenie w układ dwubateryjny

2

1

2

1

'

B

R

R

R

R

R





C

C

R

R

,



E

E

R

R

,



2

1

2

CC

B

R

R

R

E

E

,





CC

CC

E

E

,



Zasilanie z tzw.

sprzężeniem kolektorowym

+
-

E

CC

R

C

U

C

E

U

BE

I

B

R

F

I

C





CE

C

B

C

CC

U

R

I

I

E







B

B

BE

CE

R

I

U

U







 















































B

C

BE

CC

B

C

0

C

B

C

BE

CC

C

R

)

1

(

R

U

E

R

1

R

I

R

R

1

U

E

I

Ogólny układ zastępczy rezystorowych

obwodów polaryzacji

(dotyczy także tranzystorów polowych)

R

6

R

2

R

1

R

4

C

E

R

5

U

CC

+



+

R

E

R

C

E

CC

+



E

B



R

B

R

3

5

6

2

1

6

1

C

4

6

2

1

6

2

E

3

2

1

2

1

B

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R























CC

6

2

1

2

B

U

R

R

R

R

E







CC

6

2

1

2

1

CC

U

R

R

R

R

R

E









Układ zasilania ze stałym prądem emitera

(1)

.

const

I

R

U

E

I

CQ

E

BE

EE

EQ









R

B

+
-

E

CC

U

CE

U

BE

I

B

I

CQ

R

C

I

źr

E

EE

C

E

R

E

I

EQ

Ponieważ:
U

BE

0.6V...0,7V 

const.

stąd:

Układ zasilania ze stałym prądem emitera

(2)

R

B

+
-

E

CC

U

CE

U

BE

I

B

I

C

R

C

I

źr

I

EQ

=I

źr

I

CQ

=co

nst.

E

EE

C

E

Układ bez kondensatora C

E

- różnicowy

Układ różnicowy

R

B

+
-

E

CC

U

BE

R

C

I

źr

E

E

E

U

CE

I

B

I

C

I

B

I

C

u

E

0V

źr

CQ

I

2

1

I



R

B

Najprostsze źródła prądowe

R

U

E

I

BE

p

C









S

ds

S

m

ds

d

R

g

R

g

1

g

1

I

U

R











I

Zakres

triodowy

R

S

U

I

D

U

DS

U

’’

GS

U

’

GS

I

D

= I

źr

R

T

U

BE

U

E

p

I

C

= I

źr

R

T

U

BE

U

E

CC

I

C

= I

źr

R

1

R

2

E

p

Układ źródła prądowego z kompensacją

nieliniową

R

T

1

T

2

I

I

R

I

R

I

B2

I

B1

I

c1

U

BE

+E

B

U

R

0

0

BE

B

0

0

R

I

2

R

U

E

2

I

I























1

T

e

22

e

21

e

12

e

22

d

r

h

h

h

h

1

R







Lustro prądowe

a) b) c)

T

1

U

BE2

R

+E

B

T

4

T

1

T

1

T

2

T

2

T

2

T

3

T

3

I

I

R

I

R

I

R

I

I

U

BE!



U

BE

+U

CC

Inne źródła prądowe z kompensacją

nieliniową











































02

01

03

R

1

1

1

1

I

I



























2

2

1

I

I

02

04

R



















T

2

BE

1

BE

2

E

1

E

U

U

exp

I

I

R

I

...

I





Źródło wymuszające kilka równych prądów

R

U

E

I

I

I

I

1

BET

R

2

źr

2

źr

1

źr











R

T

1

I

R

I

B1

I

c1

U

+E

T

2

I

źr1

I

B2

BE

T

3

I

źr2

I

B3

T

4

I

źr3

I

B4

U

R

1

źr

2

źr

3

źr

I

I

I

I







R

T

1

I

R

I

B1

I

c1

U

+E

T

2

I

źr1

I

B2

BE

T

3

I

źr2

I

B3

T

4

I

źr3

I

B4

U

R

E3

R

E4

<

Źródło wymuszające kilka różnych

prądów

Obwody polaryzacji tranzystorów

bipolarnych

z elementami nieliniowymi

n

I

C

R

E

R

2

R

C

R

1

+U

CC

I

B

I

E

I

1

I

2

nU

D

U

D

U

D

1

I

2

=I

1

Kompensacja zmian U

BE

niskie i średnie temperatury

(pokojowe)

Kompensacja wpływu I

c0

-wyższe temperatury-

(kilkadziesiąt i więcej

0

C)

U( T)=0

n

I

C

R

E

R

2

R

C

R

1

+U

CC

I

B

I

E

I

1

I

2

nU

D

U

D

U

D

1

U

D0

I

C0

Przykłady - wpływ temperatury na prąd

kolektora

-symulacja PSpice-

V2

m

=10mV

Przykłady - wpływ składowej
stałej
prądu kolektora na
wzmocnienie

I

C

I

C

V2

Przykłady

wpływ prądu kolektora na wzmocnienie

składowa zmienna

Obwody polaryzacji tranzystorów

bipolarnych

z elementami nieliniowymi

I

C

R

E

R

2

R

3

R

C

R

1

R

T

+U

CC

0

T

I

C

0

T

R

T

R

2

+R

3

R

2

R

BM

Układ zasilania tranzystora polowego

R

G

R

S

R

D

R

G

R

S

I

G

I

D

I

S

U

DS

U

DD

R

D

U

DD

Elementarne obwody zasilania tranzystorów: a) JFET z kana

łem typu N;

b) MOSFET z kana

łem typu P

U

GS

Q

Q

-2V

-2,5V

-3V

-1V

I

D

U

GS

U

DS

R

S

U

GS

=0

-0,5V

-1V

-2V

-3V

-1,5V

U

DD

Układ zasilania tranzystora polowego





D

S

D

DD

DS

R

R

I

U

U







S

D

GS

R

I

U





Tj=T2>T1

Tj=T1

RS

ID

-UGS

ID

-UGS

RS

Określenie zmian prądu drenu:
a) przy rozrzucie charakterystyk; b) przy zmianach temperatury

Układ zasilania tranzystora polowego

I

D

R

S opt

I

D

(Temp)

Układ zasilania tranzystora polowego

o większej stałości prądu drenu

E

G

T

max

T

min

R

S

U

GS

Zakładana, maksymalna
zmiana prądu drenu

R

1

R

2

R

S

R

D

Zmiana I

D

w układzie

konwencjonalnym
(tzn. bez R

1

)

DD

2

1

2

G

U

R

R

R

E







E

G

I

D

U

DD