8

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Poczta

Poczta

W rubryce „Poczta” zamieszczamy fragmenty Wa−
szych listów oraz nasze odpowiedzi na pytania i pro−
pozycje. Elektronika dla Wszystkich to nasze wspól−
ne pismo i przez tę rubrykę chcemy zapewnić jak
najbardziej żywy kontakt redakcji z Czytelnikami.
Prosimy o listy z oczekiwaniami w stosunku do nas,
z propozycjami tematów do opracowania, ze swoimi
problemami i pytaniami. Postaramy się w miarę
możliwości spełnić Wasze oczekiwania.

Specjalną częścią „Poczty” jest kącik tropicieli
chochlika drukarskiego „Errare humanum est”.
Wśród Czytelników, którzy nadeślą przykłady błę−
dów, będą co miesiąc losowane nagrody w postaci
kitów z serii AVT−2000. Piszcie więc do nas, bardzo
cenimy Wasze listy, choć nie na wszystkie możemy
szczegółowo odpowiedzieć. Jest to nasza wspólna
rubryka, dlatego będziemy się do Was zwracać po
imieniu, bez względu na wiek.

Pozdrawiamy: Dawida Bandurkę, Macieja Bejowskiego z Często−
chowy, Tomasza Kiragę z Radomia, Łukasza Zielińskiego z Re−
dy, Grzegorza Bentkowskiego, Zygmunta Szulowskiego z Puław,
Jacka Cieślika z Kielc, Wacława Stera z Chrzanowa, Leszka Ko−
łodzieja, Jana Peterewicza z Chojnic, Michała Stacha z Kamion−
ki Małej, Sławomira Bednarczyka, Marcina Dryję z Rzeszowa,
Pawła Kryszaka, Romualda Dudka, Marka Sawickiego, Damia−
na Kasprzaka, Marcina Garncarka, Marcina Borasa, Artura
Brandysa, Pawła Górnego z Mosiny, Ryszarda Galińskiego,
Agnieszkę Zaborowską z Warszawy, Roberta Fotkę z Poznania,
Piotra Piątka, Pawła Kędzierskiego z Gdańska, Bartłomieja
Mickiewicza, Dariusza Chwilkę, Jacka Nowickiego z Gdańska,
Cezarego Bugajskiego z Sosnowca i Bogdana Orłowskiego z Le−
gionowa.

Uwagi do rubryki Errare humanum est z EdW 11/2001 przysłali
ostatnio: Mariusz Ciszewski z Polanicy Zdroju, Marcin Dyoni−
ziak z Brwinowa, Adam Pokuć z Bukowa i Krzysztof Smoliński
z Sieradza.
Nagrody otrzymują: Marcin Dyoniziak i Adam Pokuć.

Bardzo, bardzo dziękujemy za życzenia i pozdrowienia, które napły−
nęły do nas na przełomie roku. Ze swej strony życzymy wszystkim
dalszych sukcesów na „elektronicznej drodze”.

Serdecznie prosimy, żebyście nie przesyłali do Redakcji próśb o udo−
stępnienie materiałów do pracy dyplomowej na temat........ Proszę
o szybką odpowiedź!

Podobnie musicie nam wybaczyć, że nie możemy rozwikłać wąt−

pliwości typu: na podstawie książki (...) wykonałem układ (...). Nie
działa. Proszę o odpowiedź, czy układ jest poprawny i czy w tej for−
mie konstrukcyjnej może działać. Jaki błąd mogłem popełnić? (...) Za
odpowiedź z góry dziękuję i dołączam znaczek na list.

Przy całej życzliwości i wielkim szacunku do Czytelników, nasze

szczupłe grono redakcyjne naprawdę nie sprosta wszystkim takim in−
dywidualnym potrzebom. W rubryce Skrzynka Porad publikujemy
odpowiedzi na pytania dotyczące większego grona Czytelników
i bardzo prosimy o nadsyłanie takich właśnie pytań.

Przypominamy także o podstawowych zasadach publikacji nadsy−

łanych projektów i artykułów.

Nietrudno zauważyć, że w EdW pojawia się coraz więcej projek−

tów i artykułów, nadsyłanych przez Czytelników. Jesteśmy z tego
bardzo zadowoleni i zachęcamy do jeszcze szerszej współpracy przy
tworzeniu naszego wspólnego pisma. Jednocześnie przypominamy,

że szanse na publikację w dziale E−2000,

µµ

P−3000 i w Forum Czy−

telników mają tylko te projekty, które zawierają działający mo−
del. Publikacja następuje po wstępnym zakwalifikowaniu w Redakcji
i późniejszym sprawdzeniu w Pracowni Konstrukcyjnej AVT. Powód
jest prosty: znamy się co nieco na elektronice i wiemy, jaka jest dro−
ga od pomysłu do jego realizacji. Chcemy być uczciwi względem
szerokiej rzeszy naszych Czytelników i dlatego nadal nie będziemy
publikować projektów „papierowych”, zawierających tylko schemat,
opis i projekt płytki, nie zrealizowanych w praktyce.

Jeśli nadesłany projekt nie zawiera działającego modelu, a idea

jest interesująca, może być zaprezentowana jedynie w rubryce Ge−
nialne schematy. W tej rubryce publikujemy różne nadesłane przez
Was materiały, które mogą stać się przydatne do rozmaitych własnych
eksperymentów. Przy okazji zachęcamy do nadsyłania materiałów
także do tej rubryki.

W Poczcie EdW 12/01 w odpowiedzi na pytanie „Jakim programem
można otworzyć projekty płytek zamieszczonych na waszej stronie
internetowej oraz na płycie EdW CD/B? napisaliśmy miedzy inny−
mi: ...EasyTrax nie czyta jednak profesjonalnych plików PCB za−
mieszczonych na naszej stronie internetowej lub na płycie EdW
CB/B”.

Zbigniew Gibek nadesłał nam ciekawe rozwiązanie, umożliwiają−

ce otwieranie freewarowym EasyTraxem profesjonalnych plików
PCB zapisanych w formacie AutoTraxa (czyli w takim formacie, jaki
dostępny jest na naszej stronie internetowej i na płycie EdW CD/B).

Witam.
Nie jest do końca prawdą, że EasyTrax nie potrafi odczytywać pli−

ków AutoTrax−a. Okazuje się, firma Protel zachowała format pliku
w niezmienionym stanie. Aby jednak otworzyć plik AutoTrax PCB na
EasyTrax−ie, należy dokonać prostej (i skutecznej − robiłem to wielo−
krotnie!) modyfikacji pliku PCB. Ponieważ pliki PCB obu Trax−ów, są
w formie czysto tekstowej można to zrobić programem Edit z DOS−u,
Notatnikiem z Windowsa, czy innym edytorem posługującym się czy−
stym tekstem.

W pliku AutoTrax PCB znajduje się nagłówek − w pierwszej linii:

PCB FILE 4,

który należy zmienić na:
PCB FILE 5

I to wszystko!!! Tak poprawiony plik PCB da się odczytać Easy−

Trax−em. Nie należy się przejmować innymi danymi w pliku PCB
AutoTrax. EasyTrax pomija inne nagłówki, których nie zna. Zamiana

9

Poczta

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

EdW 2/2002 Lista osób nagrodzonych

Daniel Adamiuk

Białystok

Sebastian Banasiak

Opole

Karol Bąk

Boguszowice

Roman Biadalski

Zielona Góra

Paweł Broda

Rzeszów

Mariusz Chilmon

Augustów

Aleksander Drab

Zdziechowice

Dariusz Drelicharz

Przemyśl

Marcin Dyoniziak

Brwinów

Irena Federowicz

Świnoujście

Sławomir Gregorowicz

Poznań

Anna Gruczek

Zawiercie

Tomasz Jadasch

Kęty

Krzysztof Kalinowski

Czarna

Adam Kapczyński

Marki

Dawid Kozioł

Elbląg

Krzysztof Kraska

Przemyśl

Marcin Malich

Wodzisław Śl.

Halina Milewska

Lublin

Krzysztof Mościcki

Łapy

Mariusz Nowak

Gacki

Krystian Olejniczak

Krotoszyn

Mariusz Pieniążek

Wawrzeńczyce

Zbigniew Pietrzyk

Wrocław

Piotr Pociecha

Świebodzice

Adam Pokuć

Buków

Anna Przybysz

Szczecin

Michał Rybarczyk

Nowa Sól

Andrzej Sadowski

Skarżysko Kam.

Stefan Skrzecz

Mońki

Szymon Snarski

Czeladź

Krystian Tabat

Jastrzębie Zdrój

Sławomir Wanecki

Poznań

Henryk Wawrzyńczak

Rajszew

Marcin Wiązania

Gacki

Piotr Wójtowicz

Wólka Bodzechowska

Waldemar Znamirowski

Leżajsk

odwrotna pozwala odczytać pliki EasyTrax
na AutoTrax−ie, i nie trzeba używać konwer−
tera „EasyAuto.exe”, który robi to samo.

P.S. Czy redaktor naczelny nie powinien

podpisywać się PIOTR „GURU” GÓRECKI
? ;−))

A oto kolejny fragment e−maila od Zbignie−
wa Gibka:

To jeszcze raz Ja.
Czytałem pierwszy listing w artykule „Mi−

krokomputer PECEL...” cz. 4. Znowu widzę
ten sam problem, z którym długo walczyło
czasopismo „BAJTEK” w roku 1986. Co po−
wiedzą Kuba albo Barnaba, gdy zobaczą
w oknie terminala:
Witaj Kuba/Barnaba!
Wiem że jesteś kobietą

To nie „Seksmisja”, panowie!

Żeby się przed tym zabezpieczyć, należa−

łoby zaprogramować wyjątek od podstawo−
wej reguły. Wiem, że pamięć w mikrokontro−
lerze jest zbyt cenna by ją marnować na wpi−

sywanie tych trzech imion − jakoś nie pamię−
tam trzeciego − to może zastosować metodę
porównywania sumy kontrolnej. Same dane
zajęłyby trzy bajty, ale należałoby się zasta−
nowić nad ilością pamięci „zjedzonej” przez
procedurę obliczania tej sumy. Przyjmując
najprostszy model: suma XOR wszystkich li−
ter imienia, pewnie by to zajęło mniej niż trzy
imiona wpisane jawnie i seria IF czy kon−
strukcja CASE.

Zbigniew „ZbeeGin” Gibek,

Świętochłowice

10

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Jak obliczać pojemności filtrujące w zasilaczach?

Precyzyjne obliczenie właściwości prostownika i filtru do zasilacza
nie jest wcale łatwe, ponieważ uzyskane właściwości zależą w istot−
nym stopniu od transformatora. W praktyce wykorzystuje się proste
wzory, trzeba jednak rozumieć podstawowe zależności. Są one
omówione w krótkim artykule na stronie 30 tego numeru.

W jednym z numerów EdW zamieszczony został artykuł
poświęcony zastosowaniu zasilacza komputerowego.
Chciałbym się dowiedzieć czy takie zasilacze można: łą−
czyć szeregowo dowolną ilość, czy można łączyć równole−
gle. Jakie są ograniczenia? Czy taki zasilacz może praco−
wać podczas zwarcia?

1. Zasilacze, w tym zasilacze komputerowe, nie powinny pracować
w stanie zwarcia. Choć zwykle mają wewnętrzne zabezpieczenia
przeciwzwarciowe, w niektórych przypadkach długotrwałe zwarcie
może wywołać awarię.
2. Nie łączy się równolegle źródeł zasilania. Już niewielkie różnice
napięć, rzędu miliwoltów, spowodują przepływ dużych prądów wy−
równawczych, co może doprowadzić do uszkodzeń. W przypadku
dwóch źródeł o jednakowym na−
pięciu (z dokładnością do 0,1V)
stosuje się w rzadkich przypad−
kach sposób z diodami, pokazany
na rysunku obok. Zamiast zwy−
kłych diod lepiej zastosować dio−
dy Schottky'ego. Diody uniemoż−
liwiają przepływ prądów wyrów−
nawczych, a prąd jest pobierany
ze źródła o największym napięciu. Gdy pod wpływem prądu obciąże−
nia napięcie tego „najwyższego” zasilacza nieco spadnie, prąd pobie−
rany jest z drugiego zasilacza.

Taki sposób łączenia zasilaczy stabilizowanych nie jest zalecany

z kilku powodów. Diody zwiększają rezystancję wyjściową i pogar−
szają stabilizację, a w pewnych przypadkach jeden z zasilaczy może
zostać przeciążony.

3. Zasilacze zawsze można natomiast połączyć szeregowo w celu

zwiększenia napięcia zasilającego. Wydajność prądowa zestawu jest
równa wydajności najsłabszego zasilacza. W praktyce warto więc
łączyć w szereg tylko jednakowe zasilacze. Typowy zasilacz kompu−
terowy daje napięcia (+5V, −5V, +12V, −12V) względem wspólnej

masy i często poszczególnych obwodów nie można rozłączyć. Tym
samym połączenie wszystkich bloków w szereg (5+5+12+12=34V)
może okazać się niemożliwe lub zbyt trudne dla przeciętnego hobby−
sty. Można więc połączyć w szereg dwa lub więcej oddzielnych zasi−
laczy komputerowych by uzyskać napięcie 24V+24V albo 10V+10V,
ale zazwyczaj nie ma to większego sensu, ponieważ wydajność prą−
dowa poszczególnych obwodów jest różna, więc efekt końcowy nie
jest optymalny.

Większość głośników ma kształt okrągły. Czy nie lepsze
pod względem akustycznym są głośniki o kształcie owal−
nym? Dlaczego nie są stosowane membrany głośników
z drewna, a nie jak obecnie z polimeru? Który materiał na
membrany jest lepszy?

Nie ma jednego jedynego materiału najlepszego na membrany. Po−
szczególne materiały mają swoje zalety i wady. A głośniki owalne
rzeczywiście pod pewnymi względami przewyższają głośniki okrą−
głe. Na fotografii poniżej, pochodzącej z folderu reklamowego,
można zobaczyć kilka głośników samochodowych znanej niemiec−
kiej firmy Blaupunkt, w tym głośnik owalny.

Ogólny postęp techniczny, automatyzacja produkcji i nowe mate−

riały pozwalają uzyskać coraz lepsze parametry głośnika przy zacho−
waniu rozsądnej ceny. W przypadku tańszych głośników o wyborze

Skrzynka
Porad

W rubryce przedstawiane są odpowiedzi na

pytania nadesłane do Redakcji. Są to sprawy,

które naszym zdaniem zainteresują szersze

grono Czytelników.

Jednocześnie informujemy, że Redakcja nie

jest w stanie odpowiedzieć na wszystkie nade−

słane pytania, dotyczące różnych drobnych

szczegółów.

Skrzynka porad

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

decydują zwykle koszty wytwarzania, a nie właściwości akustyczne.
Właśnie kwestie marketingowe oraz zależności między uzyskanym
efektem a kosztami produkcji decydują między innymi o kształcie
i materiałach wykorzystywanych w typowych głośnikach.

Istnieją też niewielkie firmy, specjalizujące się w wytwarzaniu

nietypowych głośników i kolumn dla wąskiego grona zainteresowa−
nych tym bogatych audiofilów. Wtedy stosowane są najróżniejsze
materiały i technologie, a w literaturze pojawiają się rozmaite opinie
o takich wynalazkach. Zwykle nie są to jednak głośniki owalne, a in−
nowacje polegają na wprowadzaniu nowych materiałów i rozwiązań
konstrukcyjnych.

Zbudowałem wzmacniacz 2x25W. (...) występują silne stu−
ki podczas włączania. W czasie pracy występują szumy
i odbiór stacji radiowych (...) czasem także jest zakłócany
przez inne urządzenia gospodarstwa domowego.

Czy układ VOX − bramka szumu byłby rozwiązaniem

moich problemów?

Wykorzystanie dobrego VOX−a może zmniejszyć dokuczliwość
wspomnianych problemów, jednak nie byłoby to fachowe rozwiąza−
nie, tylko kiepska proteza. Wykonanie wzmacniacza audio tylko na
pozór jest łatwym zadaniem, o czym przekonuje się wielu elektroni−
ków. Sam wzmacniacz mocy to nie wszystko. Trzeba starannie po−
prowadzić obwód masy, żeby uniknąć brumu i zniekształceń. Trzeba
odpowiednio zaplanować stopnie wejściowe i w razie potrzeby zasto−
sować filtry w.cz., żeby pozbyć się zakłóceń radiowych. Często wy−
starczą prościutkie filtry według rysunku obok. Metalową obudowę
koniecznie trzeba dołączyć do masy, a zasilacz musi być tak zapro−

jektowany, żeby nie przenosił
zakłóceń z sieci. Zwykle po−
trzebny jest dodatkowy obwód
opóźnionego dołączania gło−
śników z przekaźnikiem.

Wszystkich wspomnianych

problemów nie da się omówić ani w ramach Skrzynki porad, ani
w pojedynczym artykule. Oprócz wiedzy teoretycznej potrzebne jest
tu doświadczenie praktyczne, które nabywa się podczas bardziej
i mniej udanych prób.

Czym różni się dioda superjasna od ultrajasnej?

Przed laty diody LED pracujące przy prądach do 20...30mA dawały
niewiele światła. Z czasem konstruowano diody o lepszej sprawno−
ści. Dla odróżnienia od „standardowych” LED−ów, a także ze
względów reklamowych nazywano je superjasnymi (super bright),
ultrajasnymi (ultra bright) czy hiperjasnymi (hyper bright). Z takie−
go określenia wynika, iż świecą znacznie jaśniej od standardowych.
I jest to prawda. Niektóre współczesne diody LED rzeczywiście
świecą zadziwiająco jasno. Obecnie ceny takich ultra− i hiperja−
snych diod spadają dość szybko i diody te są coraz częściej stoso−
wane. W niektórych zastosowaniach wypierają żarówki, w innych −
diody laserowe.

W katalogach zazwyczaj podaje się światłość wyrażoną w mili−

kandelach (mcd), a ostatnio w kandelach (cd). Podana światłość nie
do końca świadczy o możliwościach diody, bowiem nie zawiera in−
formacji o (zwykle bardzo wąskim) kącie świecenia i nie jest to infor−
macja o całkowitym strumieniu świetlnym.

11

Projektem głównym w EdW 3/1997 był
Transofon − układ do zmiany wysokości gło−
su. Zaprezentowany transofon wzbudził wiel−
kie zainteresowanie, co objawiło się także
wielką liczbą sprzedanych kitów. Nazwę
transofon zaproponował jeden z naszych Czy−
telników. Układ, zgodnie z nazwą, służy do
zmiany wysokości głosu − przesuwa w górę
lub w dół sygnały pasma akustycznego.

Zmiana częstotliwości już o 40...50Hz po−

woduje, że nie można rozpoznać osoby po
głosie. Nieco większa zmiana powoduje, że
mężczyzna będzie mówił głosem kobiety
(podwyższenie częstotliwości), a kobieta −
głosem męskim (obniżenie częstotliwości).

Przesunięcie o kilkaset herców daje wręcz

kosmiczne efekty.

Znane są różne, analogowe i cyfrowe

układy realizujące takie zadanie. Zazwyczaj
jednak jakość dźwięku jest mizerna, pasmo
wąskie, a ubocznymi efektami są szumy,
zniekształcenia i inne niepożądane produkty.

Opisywany w artykule układ to transofon

o rewelacyjnych parametrach. Zakres często−
tliwości pracy (50Hz...15kHz) jest znacznie
szerszy, niż zakres widmowy mowy ludzkiej.
Układ przesuwa częstotliwość nie dając od−
czuwalnych szkodliwych efektów ubocz−
nych, takich jak gwizdy czy inne produkty

intermodulacji. Jakość przetworzonego
dźwięku pozostaje znakomita.

Nie trzeba chyba dodawać, iż transofon

może być wykorzystany dla rozrywki i in−
nych niezbyt poważnych celów − niedawno
do Redakcji zadzwonił Czytelnik z Białego−
stoku z niecodzienną prośbą. Z powodów,
które u wielu mogą wywołać uśmiech zdzi−
wienia, chce dołączyć porządny transofon do
telefonu, żeby go nie rozpoznano po głosie
z drugiej strony linii.

Zaprezentowany układ znajdzie także in−

ne, znacznie poważniejsze zastosowania.
Krótkofalowcy wykorzystujący technikę
SSB z pewnością zainteresują się modułem
precyzyjnego, szerokopasmowego przesuw−
nika fazy. Z projektem zapoznają się też oso−
by zajmujące się nagłaśnianiem obiektów −
układ pierwotnie projektowany był jako
układ antywzbudzeniowy, zmniejszający po−
datność systemu na samowzbudzenie na dro−
dze głośniki−mikrofon.

Zasada działania

Przedstawiony układ przesuwa widmo czę−
stotliwości w górę lub w dół. Powszechnie
stosowanym sposobem przesuwania pasma
częstotliwości jest użycie mieszacza. Do rea−
lizacji postawionego zadania nie wystarczy

ani klasyczny mieszacz, ani nawet mieszacz
zrównoważony. Potrzebny jest bardziej
skomplikowany układ, zawierający kilka blo−
ków, w tym dwa mieszacze i dwa filtry. Trzy
sposoby przesuwania widma częstotliwości
opisano we wspomnianym numerze EdW
(3/97) na stronie 62 w artykule Zabawy
z dźwiękiem. W Transofonie, zaprezentowa−
nym w EdW 3/97 na stronie 7 wykorzystano
pierwszą z metod przesuwania częstotliwości.

W prezentowanym teraz układzie wyko−

rzystano opisany tamże sposób trzeci.
Podobny sposób jest wykorzystywany od
dawna przez krótkofalowców do wytwarza−
nia sygnału pojedynczej wstęgi bocznej
w transceiverach SSB.

Z grubsza rzecz biorąc polega on na zastoso−

waniu dwóch modulatorów, do których dopro−
wadza się sygnał fali nośnej i sygnał akustyczny,
z tym że wymagane są po dwa sygnały: jeden
„normalny”, drugi przesunięty w fazie o 90

o

.

Działanie układu opiera się na znanym ze

szkoły wzorze na sinus sumy kątów:
sin (x + y) = sinx*cosy + cosx*siny
Ze wzorów redukcyjnych wynika że:
sin (90

o

± x) = cos x

co oznacza, że różnica między przebiegami
sinusoidalnym i kosinusoidalnym polega tyl−
ko na przesunięciu w fazie o 90

o

.

13

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

N

N

N

N

o

o

o

o

w

w

w

w

yy

yy

,,

,,

u

u

u

u

ll

ll

e

e

e

e

p

p

p

p

ss

ss

zz

zz

o

o

o

o

n

n

n

n

yy

yy

TT

TT

rr

rr

a

a

a

a

n

n

n

n

ss

ss

o

o

o

o

ff

ff

o

o

o

o

n

n

n

n

H

H

H

H

ii

ii

−

−

FF

FF

ii

ii

d

d

d

d

w

w

w

w

a

a

a

a

m

m

m

m

o

o

o

o

d

d

d

d

u

u

u

u

łł

łł

yy

yy

p

p

p

p

rr

rr

zz

zz

e

e

e

e

zz

zz

n

n

n

n

a

a

a

a

c

c

c

c

zz

zz

o

o

o

o

n

n

n

n

e

e

e

e

n

n

n

n

ii

ii

e

e

e

e

tt

tt

yy

yy

ll

ll

k

k

k

k

o

o

o

o

d

d

d

d

ll

ll

a

a

a

a

rr

rr

o

o

o

o

zz

zz

rr

rr

yy

yy

w

w

w

w

k

k

k

k

ii

ii

2

2

2

2

6

6

6

6

1

1

1

1

9

9

9

9

###

###

Transofon Hi−Fi
Precyzyjny szerokopasmowy przesuwnik fazy
Podwójny ekonomiczny układ mnożący

część 1

Opisane operacje matematyczne można

przeprowadzić w układzie elektronicznym.
Można to zrealizować cyfrowo, wykorzystując
specjalizowane procesory DSP, można też wy−
korzystać sposób analogowy. Ogólną ideę prze−
suwania częstotliwości w sposób analogowy
przedstawia rysunek 1. Wykorzystuje się tu
dwa układy mnożące, przy czym, zgodnie z po−
danymi właśnie wzorami, mnożeniu podlegają
sygnały przesunięte w fazie o 90

o

(

π

/2).

Przesunięcie o 90

o

przebiegu o ustalonej

częstotliwości fs nie przedstawia większe−
go problemu. Dużo trudniej przesunąć
o jednakowy kąt sygnały z szerokiego pa−
sma częstotliwości akustycznych. W krót−
kofalarstwie pasmo użyteczne nie przekra−
cza 2,5kHz, więc wykorzystywane układy
przesuwników fazowych nie są zbyt skom−
plikowane. Podczas projektowania prezen−
towanego układu postawiono cel znacznie
trudniejszy − zakres użyteczny co najmniej
od 100Hz...10kHz. Składowe sygnału mo−
wy ludzkiej mieszczą się właśnie w takim
paśmie. Ponadto, aby w sposób stosunkowo
prosty zapewnić wymaganą różnicę faz
przebiegu dla różnych częstotliwości fs, za−
miast generatora i przesuwnika zastosowa−
no tak zwany generator kwadraturowy,

który ze swej natury jest źródłem sygnałów
przesuniętych w fazie dokładnie o 90

o

.

Prezentowany układ transofonu, czyli

przesuwnika widma częstotliwości składa
się z dwóch modułów. Jeden jest przesuw−
nikiem fazy, drugi zawiera układ mnożący
i generator kwadraturowy. Uproszczony
schemat blokowy proponowanego „analo−
gowego” rozwiązania pokazany jest na
rysunku 2.

Przesuwnik fazy

Założono, że układ przesuwnika fazowego
ma przesunąć dokładnie o 90

o

fazę sygnałów

co najmniej w zakresie 100Hz...10kHz. Fazę
trzeba przesunąć, natomiast amplituda prze−

biegu ma pozostać niezmieniona. Na rysun−
ku 3 pokazany jest układ, który umożliwi zre−
alizowanie postawionego celu. Jest to rodzaj
filtru. Nazywany jest filtrem wszechprzepu−
stowym. Rysunek 4 pokazuje, że amplituda
przebiegu pozostaje niezmieniona w całym
paśmie akustycznym. Na rysunku 5 pokaza−
na jest charakterystyka fazowa układu z ry−
sunku 3. Elementy układu (C1, R3) zostały
tak dobrane, że przesunięcie fazy dla często−
tliwości 1kHz wynosi dokładnie 90

o

, co poka−

zuje też rysunek 6. Niestety, jak widać na ry−
sunku 5, przesunięcie fazy nie jest stałe, tylko
zależy od częstotliwości. Na pewno jeden ta−
ki filtr nie zrealizuje postawionego zadania.

Wystarczy jednak zbudować dwa nieza−

leżne tory zbudowane z kilku takich ogniw
o precyzyjnie dobranych parametrach, by
różnica fazy na ich wyjściach była równa
90

o

w szerokim zakresie częstotliwości.

Okazało się, że potrzebne są dwa tory,
z których każdy będzie zawierał po cztery
odpowiednio dobrane ogniwa filtru wszech−
przepustowego.

Pełny schemat ideowy precyzyjnego prze−

suwnika fazy pokazany jest na rysunku 7.

14

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 1 Zasada działania

Rys. 2 Schemat blokowy

Rys. 4

Rys. 5

Rys. 3

Rys. 6

Moduł może być zasilany napięciem syme−

trycznym ±4,5...±18V albo napięciem poje−
dynczym w zakresie 9...25V (do 36V przy za−
stosowaniu C11 o wyższym napięciu pracy).
Zależnie od rodzaju zasilania, należy wykonać
połączenie oznaczone X−Y (zasilanie syme−
tryczne) albo X−Z (zasilanie niesymetryczne).

Działanie układu jest oczywiste. Każdy

moduł filtru wszechprzepustowego przesuwa
fazę sygnału. W rezultacie sygnały o więk−
szych częstotliwościach pojawiające się na
wyjściach A, B są przesunięte o kąt dużo
większy niż 90

o

. Istotny jest fakt, że stałe

czasowe C1R3, C2R6, C3R9, ... C8R24 są
tak dobrane, że różnica fazy przebiegów na
wyjściach A, B wynosi 90

o

.

Rysunek 8 pokazuje charakterystyki fa−

zowe. Linie niebieska i czerwona pokazują
przesunięcie fazy obu torów, zmierzone na
wyjściach A i B. Jak widać, dla najwyższych
częstotliwości akustycznych przekracza ono
360

o

! Przesunięcie o 360

o

oznacza po prostu

opóźnienie sygnału o jeden okres, ale nie jest
to istotne w tym przypadku. Linia zielona na
rysunku 8 pokazuje różnicę fazy między
sygnałami wyjściowymi. Już ten rysunek po−
kazuje, że uzyskany wynik jest dobry.

Jak pokazuje w zbliżeniu rysunek 9,

dokładność przesuwnika jest wręcz rewe−
lacyjna.

W

zakresie

częstotliwości

78,3Hz...12,2kHz błąd przesunięcia fazy jest
mniejszy niż pół stopnia! Oczywiście warun−
kiem uzyskania takiej precyzji jest zastoso−

wanie identycznych kondensatorów (6,8nF)
oraz rezystorów o wartości dokładnie takiej
jak podano na schemacie. Przy zastosowaniu
elementów o tolerancji 1% należy liczyć się
z błędem fazy dochodzącym do 1,5 stopnia,
co i tak będzie znakomitym wynikiem. Oczy−
wiście można też zastosować rezystory i kon−
densatory o tolerancji 5% − wtedy błąd fazy
może przekroczyć 5 stopni, ale do mniej wy−
magających zastosowań taka dokładność
z powodzeniem wystarczy.

Moduł mnożący

W urządzeniu pracują analogowe układy

mnożące. Obecnie układy
takie są łatwo dostępne,
ale jak wiadomo, są dość
drogie. Pierwszy próbny
model (z innym przesuw−
nikiem fazowym) został
wykonany prawie dzie−
sięć lat temu i zawierał
układy mnożące Motoroli
MC1495, kupione oka−
zyjnie na warszawskim
Wolumenie. Potem oka−
zało się, że zakup dal−
szych egzemplarzy kostek
MC1495 lub MC1494
okazałby

się

zbyt

kosztowny, więc przepro−
jektowano układ. Prze−
prowadzono próby nawet
z

krajową

kostką

UL1042. W proponowa−
nej wersji wykorzystywa−
ne są znane od dawna,
popularne i tanie kostki
Motoroli MC1496. Układ
MC1496 jest modulato−
rem

zrównoważonym

i przy niezbyt dużych sy−
gnałach podawanych na
„górne piętro” z powo−
dzeniem pełni rolę ukła−
du mnożącego. Schemat
wewnętrzny

kostki

MC1496 i wyprowadze−
nia są pokazane na ry−
sunku 10. Sygnały wej−
ściowe (napięciowe) po−
dawane są na bazy tran−
zystorów

„dolnych”

i „górnych”. Po ich ana−
logowym

pomnożeniu

sygnałem wyjściowym
jest prąd kolektorów

„górnych” tranzystorów.

Pełny schemat modułu mnożącego poka−

zany jest na rysunku 11. Układ może być za−
silany napięciem symetrycznym albo poje−
dynczym. W większości przypadków układ
będzie zasilany pojedynczym napięciem rzę−
du 12V i wtedy nie trzeba montować elemen−
tów C8, C9, C12, U5.

15

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 10 Układ MC1496

Rys. 7 Przesuwnik fazy

Rys. 8 Charakterystyki fazowe

Rys. 9 Charakterystyki wypadkowe

MC1496

Rezystory R1, R32,

R2, R3 tworzą dzielnik
napięcia, polaryzujący
układy mnożące i gene−
rator.

Wzmacniacze opera−

cyjne kostki U3 pracują
w układzie generatora
kwadraturowego. Ele−
menty

C5,

C5,

R24...R29 wyznaczają
częstotliwość. Dodatko−
wy rezystor R30 jest po−
trzebny, żeby generator
rozpoczął pracę po włą−
czeniu zasilania. Rezy−
stor R31 i dwie diody
LED ograniczają ampli−
tudę

generowanego

przebiegu, zapobiegając
nasyceniu wzmacniaczy.
Sygnały z wyjść wzmac−
niaczy kostki U3, wzaje−
mnie przesunięte o 90

o

,

są doprowadzone do
wejścia „dolnego piętra”
układów mnożących U1,
U2 (nóżki nr 1).

Do wejścia „górnego

piętra” kostek U1, U2
(nóżki nr 8) przez wej−
ścia A, B są doprowa−
dzone przesunięte w fa−
zie sygnały audio z prze−
suwnika fazy. Warto zau−
ważyć, że sygnały te są stłumione przez dziel−
niki R6,R8 oraz RP5+R7,R9 ze względu na
dużą czułość „górnego piętra” kostek U1, U2.

Potencjometry montażowe PR1...PR4

umożliwiają symetryzację wszystkich stopni
układów mnożących. Potencjometr PR5 po−
zwala dodatkowo wyeliminować rozrzut war−
tości elementów w obu układach mnożących.

Sygnały prądowe z wyjść kostek U1, U2

(nóżki 6) są sumowane bezpośrednio „na
drucie”. Obciążeniem nie jest jednak poje−
dynczy rezystor, tylko lustro prądowe z tran−
zystorami T1, T2 i rezystorami R20, R21.
Dzięki obecności tego lustra, sygnał wyjścio−
wy uzyskuje się na rezystorze R22, dołączo−
nym jednym końcem do masy. Elementy

C14, R23 usuwają składową stałą i na wyj−
ściu, w punkcie D uzyskuje się przesunięty
w dziedzinie częstotliwości sygnał audio.

Ciąg dalszy za miesiąc.

Piotr Górecki

16

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 11

Opisywany układ przeznaczony jest do kon−
troli czasu wystąpienia mówcy podczas wy−
kładu czy przemówienia. Odlicza czas: mi−
nuty i sekundy. Maksymalna pojemność wy−
nosi 99 minut 59 sekund. Posiada także inne
praktyczne i przydatne funkcje,.

W artykule opisane są dwie wersje timera.

Jedna z bardzo dużym wyświetlaczem (o wy−
sokości cyfr 57 i 38mm), druga z typowymi
wyświetlaczami o

wysokości cyfr 20

i 14mm. Pokazany na fotografiach prototyp
z wielkimi wyświetlaczami i dodatkowym ti−
merem kontrolnym umieszczonym w obudo−
wie zasilacza/sterownika, pracuje w Warsza−
wie w sali wykładowej przy ul. Szwedzkiej.

Opis układu

Rysunek 1 ilustruje zasadę działania syste−
mu kontroli czasu mówcy. Timer, a właści−
wie dwa timery, zaczynają liczyć czas od ze−
ra w górę po włączeniu napięcia zasilającego.
Mogą być w każdej chwili wyzerowane
przez wyłączenie zasilania na co najmniej se−
kundę. Dodatkowo, jeśli w czasie pracy ob−
sługa zmieni biegunowość napięcia zasilają−
cego, timery będą nadal liczyć czas, ale
wskaźnik będzie migał, wskazując mówcy,
że już przekroczył przewidziany czas i powi−
nien szybko skończyć wystąpienie.

Przewidziano także możliwość lokalnego

zerowania głównego timera za pomocą wbu−
dowanego weń przycisku.

Rysunek 2 pokazuje schemat ideowy

wersji z mniejszymi wyświetlaczami. Pod−
stawą konstrukcji jest popularny „atmelek”
89C2051. Mostek prostowniczy D1...D4 jest
niezbędny, by układ pracował przy dowolnej
biegunowości napięcia zasilającego.

Uwaga! Mimo obecności mostka pro−

stowniczego, układ nie jest przystosowany
do zasilania napięciem zmiennym. Wskazuje
na to między innymi niewielka wartość kon−
densatora filtrującego C1. Za to kondensator
umieszczony za stabilizatorem ma wyjątko−
wo dużą wartość 470

µ

F. Nietypowym ele−

mentem jest także rezystor R1, włączony
„bezproduktywnie” między szyny zasilania.
Jest on niezbędny, by rozładować C3 do zera,
a tym samym zapewnić niezawodne zerowa−
nie nawet po krótkotrwałym wyłączeniu na−
pięcia zasilania. Drugim sposobem wyzero−
wania licznika jest naciśnięcie przycisku S1.
Program wykryje stan niski na tej nóżce
i wyzeruje stosowne rejestry.

Cztery cyfry wyświetlacza pracują oczy−

wiście w trybie multipleksowym. Wykorzy−

stano wskaźniki LED ze wspólną anodą. Ze
względu na małą wydajność portów w stanie
wysokim, tranzystory T1...T4 są konieczne,
by wysterować znacznym prądem anody wy−
świetlaczy. Ponieważ prąd anod jest dość du−
ży, zamiast popularnych BC558 zastosowano
małe „darlingtony” BC516 o większym prą−
dzie dopuszczalnym. Wydajność prądowa
portu P1 w stanie niskim jest dość duża i wy−
nosi 20mA, co jednak przy takim sposobie
sterowania niestety nie wystarcza. Dlatego
dodano tranzystory T5...T11. I tu zamiast po−
pularnych BC558 wykorzystano BC327
o większym prądzie kolektora. Rezystory
R8...R14 decydują o jasności świecenia
wskaźników.

W wersji podstawowej diody D7...D10

nie będą montowane – zamiast nich należy
wlutować zwory.

Elementy R7, D6, D6 pracują w obwodzie

kontroli biegunowości napięcia zasilającego.
W czasie normalnej pracy na punkt S trzeba
podać dodatni biegun napięcia zasilania.
Wtedy na końcówce P3.2 (nóżka 6) występu−
je stan wysoki, a timer normalnie zlicza i wy−
świetla czas.

Gdy biegunowość napięcia podawanego

na punkty R, S zmieni się, na końcówce P3.2
pojawi się stan niski. Program to wykryje
i wyświetlacz będzie migać. Dodatkowo,
w czasie migania jasność segmentów jest
dwukrotnie większa, przez co dodatkowo
zwraca uwagę mówcy. Zwiększanie jasności
zrealizowano w sposób programowy, bo ta−
kie rozwiązanie okazało się najprostsze.

Wersję z dużym wyświetlaczem, pokaza−

ną na fotografii wstępnej zrealizowano we−
dług nieco innego schematu, pokazanego na
rysunku 3. Jeden segment dużego wyświe−
tlacza zawiera kilka diod LED połączonych
w szereg, co oczywiście wymaga zastosowa−
nia napięcia zasilającego znacznie wyższego

17

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

##

##

Rys. 1

3

3

3

3

0

0

0

0

1

1

1

1

2

2

2

2

TT

TT

ii

ii

m

m

m

m

e

e

e

e

rr

rr

m

m

m

m

ii

ii

k

k

k

k

rr

rr

o

o

o

o

p

p

p

p

rr

rr

o

o

o

o

c

c

c

c

e

e

e

e

ss

ss

o

o

o

o

rr

rr

o

o

o

o

w

w

w

w

yy

yy

niż 5V. Próby wykazały, że napięcie zasilają−
ce musi wynosić około 15V. Ponieważ mi−
kroprocesor musi nadal być zasilany napię−
ciem około 5V, konieczne jest dodatnie czte−
rech

tranzystorów

pośredniczących

(T1...T4). Konieczne było też dodanie czte−
rech diod D7...D10, by wyrównać jasność
świecenia wszystkich wyświetlaczy. Rzecz
w tym, że zastosowane mniejsze wskaźniki
sekund mają segmenty zawierające mniej
diod LED, niż większe wskaźniki minut. Bez
diod D7...D10 jasność wyświetlaczy sekund
byłaby więc znacznie większa, niż wyświe−
tlaczy minut.

Inne obwody są identyczne, jak w wersji

z małymi wyświetlaczami.

Podczas uruchomiania i testów modelu

pokazanego na fotografii dały o sobie znać
specyficzne cechy układu. Na pierwszy rzut
oka napięcie zasilania może być dowolnie
duże, a potrzebną jasność można uzyskać za
pomocą rezystorów R8...R14 o odpowiedniej
wartości. Okazało się jednak, że napięcie za−
silające i spadek napięcia na R8...R14 nie
mogą być zbyt duże. Podczas pierwszych
prób przy napięciu zasilania powyżej
17V świeciły się słabo także segmenty, które
powinny być wyłączone. Na katodach seg−
mentów napięcie było na tyle wysokie, że
tranzystory T5...T11 przewodziły lekko na−
wet wtedy, gdy na ich bazach napięcie było
równe +5V. Trzeba było zmniejszyć wartość

napięcia zasilającego wskaźniki do około
15V i zmniejszyć wartości rezystorów do
22

Ω

, by uzyskać pożądaną jasność.

Program

Pełny listing programu umieszczony jest na
stronie internetowej EdW. Program jest w su−
mie prosty, a plik wynikowy .bin ma tylko
619 bajtów. Realizacja jest typowa: wewnę−
trzny licznik Timer0 pracuje w trybie 2 i ge−
neruje przerwania podczas przepełnienia. Za−
stosowano kwarc o częstotliwości 8MHz, bo
taki akurat był pod ręką. Wewnętrzny dziel−
nik podaje na Timer0 przebieg o częstotliwo−
ści fosc/12 czyli w

tym wypadku

0,666(6)MHz (okres wynosi 1,5

µ

s). Przebieg

ten trzeba podzielić za pomocą Timera0
i liczników programowych przez liczbę
666666 lub 666667 (drobna odchyłka nie ma
znaczenia. Liczbę 666666 rozłożono na
czynniki pierwsze i dobrano częstotliwości
podziału poszczególnych liczników. Timer0
powinien pracować z jak największym
współczynnikiem podziału, by w czasie mię−
dzy kolejnymi przepełnieniami procesor zdą−
żył wykonać zaplanowane czynności. W try−
bie 2 maksymalny współczynnik podziału
wynosi 255, a w proponowanym układzie
wykorzystano współczynnik 222. Oznacza
to, że timer generuje przerwanie co 333

µ

s

(222*1,5

µ

s) czyli z częstotliwością 3kHz.

Można byłoby tę częstotliwość wykorzystać
do sterowania wyświetlacza, ale śmiało moż−
na pracować przy mniejszej częstotliwości

i tym samym nieco mniej „męczyć” tranzy−
story przełączające. Dlatego przebieg z time−
ra jest dzielony przez 7 w programowym
liczniku ze zmienną T333us, co daje okres
ponad 2,331ms i częstotliwość nieco mniej
niż 500Hz. Każdy cykl pracy licznika
T333us, powoduje obsłużenie wyświetlacza
i oczywiście zostaje zliczony w kolejnych
licznikach programowych ze zmiennymi
T2ms (podział przez 11) i T25ms (podział
przez 39). Licznik T25ms przepełnia się co
jedną sekundę (teoretycznie przy kwarcu
o częstotliwości idealnie równej 8MHz co
1,000001s czyli z pomijalnym błędem
0,0001%). Nie można zastosować jednego
prostego licznika w miejsce liczników T2ms
i T25ms, bowiem zmienne są jednobajtowe,
a wymagany współczynnik podziału jest
większy niż 256 i wynosi 429.

Impulsy sekundowe z licznika T25ms są

zliczane przez liczniki jednostek i dziesiątek
sekund i minut (Jedsek, Dziesek, Jedmin,
Dziemin).

Przepełnienie licznika T333us, następujące

co 2,331ms, powoduje wykonanie procedury
obsługi wyświetlacza. Zamieszczony frag−
ment listingu pokazuje niezbędne czynności.
Chodzi o to by kolejno zaświecać kolejne wy−
świetlacze i prezentować na nich zawartość
liczników sekund i minut. W danej chwili mo−
że świecić tylko jedna z czterech cyfr multi−
pleksowanego wyświetlacza, dlatego na
początku cyklu obsługi wyświetlacza wszyst−
kie cyfry są wygaszane przez ustawienie

18

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 2 Schemat ideowy wersji „małej”

na liniach P3.3...P3.7 stanu wysokiego. Do
sterowania potrzebny jest licznik „multiple−
ksowy”. Do obsługi wyświetlacza czterocy−
frowego wystarczyłby licznik liczący do 4
(0...3). Tu wykorzystano licznik Mux liczący
do ośmiu. Takie rozwiązanie umożliwia dwu−
krotne zwiększenie jasności w bardzo prosty
sposób – wystarczy wykorzystać stany licz−
nika 4...7. Pomaga w tym zmienna pomocni−
cza Mux1.

Gdy biegunowość napięcia zasilającego

jest „normalna”, do zmiennej Mux1 przepisy−
wana jest wartość licznika Mux. W normal−
nym trybie wykorzystywane są stany licznika
Mux równe 0...3, natomiast gdy stan tego
licznika wynosi 4...7, nie świeci żaden wy−
świetlacz.

Gdy natomiast na końcówce P3.2 pojawi

się stan niski, zmienna Mux1 zawiera wy−
nik dzielenia bez reszty zawartości Mux
przez dwa. Zwiększa to dwukrotnie ja−
sność, bo wyświetlacz świeci także przy za−
wartości licznika Mux 4...7. Wskazanie ma
przy tym migać – realizuje to zmienna bito−
wa Wygasz. Gdy Wygasz ma wartość 1, pro−
gram nie zaświeca żadnego wyświetlacza.
Częstotliwość migania wyznacza licznik ze
zmienną Migacz – przepełnienie tego licz−
nika cyklicznie zmienia wartość zmiennej
bitowej Wygasz. W proponowanym progra−
mie licznik Migacz pobudzany co 2,331ms
liczy do 101, co daje częstotliwość migania
około 2Hz.

Jeśli zmienna Wygasz ma wartość 0, co

2,331ms następuje też zmiana wartości
zmiennych Mux i Mux1 oraz zaświecenie na−

stępnego wyświetlacza. Polecenie Select
Case sprawdza stan zmiennej Mux1 i zaświe−
ca jeden z wyświetlaczy, podając stan niski na
jedną z końcówek P3.3...P3.7. Aby wyświe−
tlacz pokazał odpowiednią cyfrę, do zmiennej
pomocniczej Wysw wpisywane jest zawartość
jednego z czterech liczników sekund bądź mi−
nut. Wartość zmiennej Wysw nie może być
wyświetlona wprost, ponieważ jest to liczba
dwójkowa. Aby zamienić ją na znak

19

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 3 Schemat ideowy wersji „JUMBO”

L

Liis

sttiin

ng

g 1

1

Set P3.7 : Set P3.5 : Set P3.4 : Set P3.3

Incr Mux
If Mux = 8 Then Mux = 0
Mux1 = Mux
If P3.2 = 0 Then

Mux1 = Mux \ 2
Incr Migacz
If Migacz > 100 Then

Migacz = 0
Wygasz = Not Wygasz

End If

End If
If Wygasz = 0 Then

Select Case Mux1

Case 0:
Wysw = Jedsek
Reset P3.7
Case 1:
Wysw = Dziesek
Reset P3.5
Case 2:
Wysw = Jedmin
Reset P3.4
Case 3:
Wysw = Dziemin
Reset P3.3

End Select

End If

P1 = Lookup(wysw , Tabela)

Tabela:
Data 192 , 249 , 164 , 176 , 153 , 146 , 130 , 248 ,
128 , 144

zrozumiały dla człowieka, należy zaświecić
odpowiednie segmenty wyświetlacza. Kon−
wersji z postaci dwójkowej dokonuje się
dzięki poleceniu Lookup. Wartość zmiennej
Wysw decyduje, która z liczb tabeli zostanie
wpisana do portu P1. Jeśli przykładowo bę−
dzie wartość 0, z tabeli zostanie pobrana
pierwsza liczba – 192. 192 to dwójkowo
11000000, więc na wyświetlaczu zostaną za−
świecone wszystkie segmenty, z wyjątkiem
segmentu g, czyli właśnie cyfra zero (pierw−
sza jedynka liczby 11000000 nie ma znacze−
nia, bo wyprowadzenie P1.7 jest wykorzysty−
wane do czego innego). Gdy natomiast
zmienna Wysw przyjmie wartość 1, polecenie
Lookup wpisze do portu P1 liczbę 249, dwój−
kowo 11111001, co zgodnie z oczekiwaniami
zaświeci tylko segmenty b, c wyświetlacza,
czyli pokaże cyfrę 1.

Montaż i uruchomienie

Wersję mniejszą według schematu z rysunku 2
można zmontować na jednostronnej płytce
drukowanej, pokazanej na rysunku 4. Wła−
śnie taka płytka i komplet elementów wcho−
dzą w skład zestawu AVT−3012.

Płytka jest dostosowana do obudowy Z14
Pomocą przy montażu może być fotogra−

fia. Montaż jest klasyczny, najpierw warto

montować elementy najmniejsze, potem co−
raz większe. W modelu pod procesor dano
podstawkę, pod wyświetlacze – nie. Przy bu−
dowie wersji według rysunku 2 nie powinny
wystąpić żadne niespodzianki – układ od ra−
zu powinien pracować poprawnie.

Uwaga! Układ powinien być zasilany na−

pięciem 9V z zasilacza stabilizowanego.
W takim przypadku wystarczy mały stabiliza−
torek 78L05. Przy napięciu niższym niż
8,2V jasność wyświetlacza radykalnie się
zmniejsza, natomiast przy napięciach powyżej
9V stabilizator U2 będzie się grzał i należało−
by go zastąpić silniejszą wersją 7805 w obu−
dowie TO−220, z ewentualnym radiatorkiem.

Nabywcy zestawu AVT−3012 otrzymają

zaprogramowany mikroprocesor. Inni mogą
znaleźć program napisany w BASCOM−ie na
stronie internetowej EdW.

Przy testach modeli wypróbowano różne

wyświetlacze i okazało się, że typowe dwu−
cyfrowe wyświetlacze LED różnych produ−
centów mają zdecydowanie różną spraw−
ność, a tym samym jasność przy danym prą−
dzie. Gdyby układ miał być zasilany z bate−
rii, warto postarać się o wyświetlacze
o podwyższonej jasności i zwiększyć wartość
rezystorów R8...R14.

Ciąg dalszy na stronie 21.

20

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Wykaz elementów

Wykaz elementów wersji małej

wg rysunków 2, 4

Rezystory

R

R11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..22,,22kk

Ω

Ω

R

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100kk

Ω

Ω

R

R33−R

R66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..33,,33kk

Ω

Ω

R

R77 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..66,,88kk

Ω

Ω

R

R88−R

R1155 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100

Ω

Ω

Kondensatory

C

C11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..222200µµFF//2255V

V

C

C22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100µµFF//1166V

V

C

C33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..447700µµFF//1155V

V

C

C44,,C

C55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..3333ppFF

Półrzewodniki

D

D11−D

D44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11N

N44000011

D

D55,,D

D66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BA

ATT4433

D

D77−D

D1100 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11N

N44110077

D

DS

SP

P11,,D

DS

SP

P22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..w

wyyśśw

wiieettllaacczz oo w

wssppóóllnneejj aannooddzziiee

((w

wyyssookkoośśćć ccyyffrryy 2200m

mm

m)),, nnpp.. S

SA

A0088−1111EEW

WA

A

D

DS

SP

P33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..w

wyyśśw

wiieettllaacczz ppooddw

wóójjnnyy oo w

wssppóóllnneejj aannooddzziiee

((w

wyyssookkoośśćć ccyyffrryy 1144m

mm

m)),, nnpp.. D

DA

A5566−1111EEW

WA

A

TT11−TT44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BC

C551166

TT55−TT1111 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BC

C332277

U

U11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..A

ATT8899C

C22005511

U

U22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..7788LL0055

Inne

S

S11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..µµssw

wiittcchh

X

X11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..kkw

waarrcc 88M

MH

Hzz

Wykaz elementów wersji dużej

wg rysunków 3, 5

Rezystory

R

R11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..22,,22kk

Ω

Ω

R

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100kk

Ω

Ω

R

R33−R

R66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..33,,33kk

Ω

Ω

R

R77 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..66,,88kk

Ω

Ω

R

R88−R

R1144 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..2222

Ω

Ω

Kondensatory

C

C11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..222200µµFF//2255V

V

C

C22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100µµFF//1166V

V

C

C33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..447700µµFF//1177V

V

C

C44 C

C55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..3333ppFF

Półprzewodniki

D

D11−D

D44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11N

N44000011

D

D55 D

D66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BA

ATT4433

D

D77−D

D1100 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11N

N44110077

TT1122−TT1155 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BC

C555588

TT11−TT44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BC

C551166

TT55−TT1111 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BC

C332277

U

U11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..A

ATT8899C

C22005511

U

U22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..7788LL0055

Inne

S

S11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..µµssw

wiittcchh

X

X11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..kkw

waarrcc 88M

MH

Hzz

D

DS

SP

P11,,D

DS

SP

P22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..w

wyyśśw

wiieettllaacczz oo w

wssppóóllnneejj aannooddzziiee

((w

wyyssookkoośśćć ccyyffrryy 5577m

mm

m )),, nnpp.. S

SA

A2233−1111EEW

WA

A ffiirrm

myy K

Kiinnggbbrriigghhtt

D

DS

SP

P33,, D

DS

SP

P44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..w

wyyśśw

wiieettllaacczz oo w

wssppóóllnneejj aannooddzziiee

((w

wyyssookkoośśćć ccyyffrryy 3388m

mm

m)),, nnpp.. S

SA

A1155−1111EEW

WA

A ffiirrm

myy K

Kiinnggbbrriigghhtt

Komplet podzespołów z płytką i obudową Z14 jest dostępny w sieci handlowej

AVT jako kit szkolny AVT−3012

Rys. 4

Rys. 5

Wersja z dużymi wyświetlaczami może być zrealizowana według

rysunku 1, 3 z wykorzystaniem płytki pokazanej na rysunku 5. Przy
zastosowaniu dwu 57−milimetrowych czerwonych wyświetlaczy
SC23−11EWA oraz dwu 38−milimetrowych czerwonych wyświetlaczy
SC15−11EWA − firmy King−bright − napięcie zasilania powinno wyno−
sić około 15V. Rozkład wyprowadzeń wielu różnych wyświetlaczy
LED podany był w EdW 05/2001 na stronach 41,42 i 84. Wyświetla−
cze wlutowane w płytkę uniwersalną i sterownik wg rysunków 3, 5
umieszczono w obudowie.

W “dużym” modelu pokazanym na fotografii wstępnej kontrolny ti−

mer z małym wyświetlaczem wbudowano w obudowę sterownika,
gdzie umieszczono też zasilacz i przełączniki. Układ timera kontrolne−
go zrealizowano wprawdzie na płytce z rysunku 5, ale układ połączeń
odpowiada rysunkowi 2. Ze względu na duże napięcie zasilania, ko−
nieczne okazało się zastosowanie stabilizatora U2 7805 w obudowie
TO−220. Pracą obu timerów sterują dwa przełączniki: jeden załącz/wy−
łącz, drugi zmieniający biegunowość zasilania.

Piotr Górecki

21

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

22

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Think It, Design It, Build It! (dewiza firmy
ALTIUM)

Chciałbym rozpocząć ten artykuł w dość nie−
typowy sposób. Zaczniemy od mini konkur−
su, podobnego w charakterze do podobnych
akcji realizowanych ostatnio w naszych prze−
intelektualizowanych mediach. Będzie to coś
w rodzaju: „Jakie miasto jest stolicą Polski:
A) Zalesie Górne, B) Zalesie Dolne, C) War−
szawa. Zadzwoń i wygraj 10 zł!”

Popatrzmy zatem na rysunki 1 i 2. Na

pierwszym z nich przedstawiony zastał sche−
mat układu elektronicznego. Jest nim projekt
programatora „quasi ISP” przeznaczonego
dla wszystkich procesorów z familii '51. Za−
sada działania układu jest dość prosta, ale
rozwiązanie układowe bardzo skomplikowa−
ne, głównie ze względu na zastosowanie
znacznej ilości elektronicznych kluczy prze−
łączających. Sieć połączeń jest tak rozbudo−
wana, że narysowanie schematu „klasyczny−
mi” metodami było całkowicie niemożliwe
i musiałem na rysunku stosować wyłącznie
połączenia typu BUS. Ten schemat to praw−
dziwy koszmar senny dla projektanta obwo−
dów drukowanych!

Ten właśnie koszmar ziścił się na rysun−

ku 2, przedstawiającym gotową płytkę obwo−
du drukowanego, wykonaną według schema−
tu z rysunku 1. Płytka została oczywiście za−
projektowana na laminacie dwustronnym
z metalizacją otworów, dokładnie sprawdzo−
na na zgodność ze schematem, a nawet już
wykonana fizycznie. Nie stwierdzono jakich−
kolwiek nieprawidłowości w działaniu ukła−
du, którego opis zostanie zamieszczony
w jednym z najbliższych numerów Elektroni−
ki Praktycznej. A teraz pytanie:

Ile czasu zajęło zaprojektowanie płytki

obwodu drukowanego:

A) 3 dni
B) kilkadziesiąt sekund
C) całą noc

Odpowiedź na pytanie znajduje się

w dalszej części artykułu.

Wraz z kończącym się XX−tym stuleciem

na łamach Elektroniki dla Wszystkich nastą−
pił wielki przełom: w kolejny wiek weszli−
śmy wyposażeni w narzędzia i umiejętności
odpowiednie dla nadchodzących czasów. Za−
poznaliśmy się z zasadami projektowania sy−
stemów mikroprocesorowych, zdobyliśmy
potrzebne do tej pracy narzędzia programo−
we i sprzętowe. Sądzę, że obecnie każdy
Czytelnik EdW potrafi, jeżeli oczywiście
chce tego, zaprojektować i zaprogramować
praktycznie każdy system mikroprocesoro−
wy. Warto by jednak uczcić w należyty spo−
sób nie tylko koniec ubiegłego stulecia, ale
i początek nowego, tak niestety tragicznie
rozpoczętego wieku. Warto by było zrobić
coś wielkiego, dokonać kolejnego przełomu
i na zawsze zerwać z pewnymi nawykami,
być może odpowiednimi dla raczkujących
amatorów, a nie dla Młodych Konstruktorów,
jakimi jesteście. Pomysł tej nowej akcji przy−
szedł mi do głowy nieco za późno: przełomo−
wy rok 2001 już się skończył.

Nie ulega wątpliwości, że projektowanie

i konstruowanie nowych układów elektro−
nicznych jest pracą twórczą i jak każda taka
praca wymaga odpowiedniego, w miarę
komfortowego środowiska narzędziowego.
Nie jest wygodnie pisać nowe dzieła siedząc
na niewygodnym zydlu, skupiając całą uwa−
gę na problemach związanych z utrzyma−
niem na nim równowagi, a nie na treści pisa−
nego utworu. Ktoś może powiedzieć, że Sha−
kespeare napisał swoje dramaty posługując
się prymitywnym gęsim piórem i wcale nie
przeszkodziło mu to stać się najwybitniej−

szym dramaturgiem wszechczasów. Tak, ale
była to inna epoka i wspomniane gęsie pióro
było wtedy najdoskonalszym znanym urzą−
dzeniem służącym do przelewania myśli na
papier. Sądzę, że gdyby mistrz elżbietańskie−
go dramatu żył w naszych czasach, to bez
wahania posłużyłby się nowoczesnym kom−
puterowym edytorem tekstowym.

Zastanówmy się teraz, jaką drogę musimy

przebyć w celu osiągnięcia ostatecznego re−
zultatu, jakim będzie nowe, skonstruowane
według naszych założeń urządzenie elektro−
niczne. Oczywiście, pierwszym i chyba naj−
ważniejszym etapem pracy jest sam pomysł
na nowy układ. Jakiekolwiek wspomaganie
tego etapu naszej działalności jest w zasadzie
niemożliwe. Potrzebna jest po prostu „iskra
Boża”, którą albo się posiada, albo nie. Jed−
nak nie wymyślimy koncepcji nowego urzą−
dzenia elektronicznego oddając się intelektu−
alnej kontemplacji w samym środku bezlud−
nej wyspy. Musimy uważnie obserwować
otoczenie, zwracać uwagę na problemy z jaki−
mi ludzie spotykają się w codziennym życiu,
a także, co bardzo ważne: bacznie obserwo−
wać poczynania innych konstruktorów i firm
produkujących urządzenia elektroniczne.
Bezcenną pomocą może być na tym etapie
pracy Internet, w którym zgromadzona zosta−
ła cała gigantyczna kopalnia informacji o in−
teresującym nas temacie. Możemy znaleźć
tam nie tylko idee nowych urządzeń, ale
i konkretne rozwiązania układowe. Może
odejdę nieco od głównego tematu, ale chciał−
bym przy okazji przestrzec Was przed zbyt
bezkrytycznym podejściem do informacji za−
wartych na stronach internetowych. Internet
w założeniu jest środowiskiem doskonale de−
mokratycznym i każdy ma tam prawo głosu.
Publikacje nie podlegają jakiejkolwiek cenzu−
rze (i bardzo dobrze), ale także ich rzetelność

P

P

P

P

rr

rr

o

o

o

o

tt

tt

e

e

e

e

ll

ll

###

###

To kolejna wielka inicjatywa Zbyszka
Raabe. To On zaplanował serię artyku−
łów o Protelu − najważniejszym obecnie
programie do projektowania obwodów
drukowanych. Zdążył napisać ten
pierwszy artykuł. Ale dokończymy Jego
dzieło.

Redakcja

nie jest w żaden sposób weryfikowana.
Nigdzie jeszcze chyba nie opublikowano ta−
kich steków bzdur, nieprecyzyjnych opisów
i schematów, które nie mają prawa działać na−
wet na papierze, jak na stronach interneto−
wych.

Załóżmy, że mamy już gotowy pomysł

nowego urządzenia elektronicznego. Następ−
nym etapem pracy będzie określenie, jakimi
metodami zrealizujemy nasz pomysł. Musi−
my rozstrzygnąć czy projektowany układ zo−
stanie wykonany w technice analogowej, cy−
frowej, czy mieszanej. Zastanowimy się, czy
do realizacji naszego pomysłu wykorzystamy
nowoczesny procesor, czy też może wystar−
czy zastosować tylko parę tranzystorów. Ten
etap pracy musi być poparty rozeznaniem
rynku podzespołów elektronicznych, a także
analizą cen oferowanych przez producentów
podzespołów elektronicznych. Tu także bez−
cenną pomocą okaże się Internet, z tym że in−
formacje podawane na stronach producentów
podzespołów są zwykle (niestety, nie za−
wsze) rzetelne.

Po przejściu przez opisane etapy pracy

przystępujemy wreszcie do najważniejszej
czynności, jaką będzie zaprojektowanie no−
wego układu elektronicznego. Przez „zapro−
jektowanie” rozumiem zarówno opracowanie
konkretnego schematu elektrycznego jak
i płytki obwodu drukowanego nowego urzą−
dzenia. Na tym etapie pracy jakakolwiek
działalność nie wspomagana przez komputer

23

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 1 Schemat ideowy

Rys. 2 Schemat montażowy

nie ma w obecnych czasach najmniejszego
sensu.

Komputerowe wspomaganie projektowa−

nia układów elektronicznych jest jedną
z pierwszych dziedzin działalności konstruk−
torskiej, która została opanowana przez kom−
putery osobiste. Pierwsze programy do pro−
jektowania płytek obwodów drukowanych
powstały już na komputerach ośmiobito−
wych, np. na legendarnym COMMODORE
C64. Pamiętam jeszcze taki edytor: Nazywał
się Platine, albo jakoś podobnie i jak na tam−
te czasy działał wręcz rewelacyjnie. Była to
jednak bardziej zabawka niż program CAD
i pora na komputerowe wspomaganie projek−
towania układów elektronicznych nastała do−
piero wraz z erą komputerów klasy PC.

Jednym z pierwszych programów CAD

przeznaczonym dla elektroników, który zy−
skał sobie ogromną i trwającą po dziś dzień
popularność był ORCAD. Był to program
napisany wręcz genialnie i jak na tamte cza−
sy (DOS!) niezwykle wygodny w użyciu.
Jednak dołączany do niego edytor płytek ob−
wodów drukowanych był, najoględniej
mówiąc produktem „nieco” nieudanym.
Szybko więc został zastąpiony przez współ−
pracujące z ORCAD−em programy takie jak
SMARTWORK, a później słynny AUTO−
TRAX. Przez wiele lat sytuacja była dość
stabilna: większość konstruktorów opraco−
wywała schematy w środowisku ORCAD−a,
„przesiadając się” w celu zaprojektowania
płytki PCB do AUTOTRAX−a. Jednak opra−
cowywanie nowej konstrukcji w dwóch, ob−
cych sobie środowiskach miało właściwie sa−
me wady. Miało się do wyboru dwie drogi:
albo rezygnować z automatycznego spraw−
dzania poprawności połączeń i sprawdzać
wykonaną pracę wyłącznie „na oko”, lub do−
konywać niezmiernie skomplikowanych ma−
nipulacji związanych z generacją netlist, ich
niejednokrotnie kilkukrotnej konwersji i in−
nymi szykanami wynikającymi z braku jed−
nolitego środowiska projektowego.

Najwyższy czas skończyć już z prymi−

tywnymi metodami stosowanym tak przy
edycji schematów jak i podczas projektowa−
nia płytek obwodów drukowanych.

Zadaniem, które sobie postawiłem jest

wprowadzenie Czytelników EdW w nowy
świat, świat zintegrowanego środowiska pro−
jektowego umożliwiającego wykonywanie
wszystkich czynności związanych z projek−
towaniem nowego układu elektronicznego.
Kluczem do tego nowego świata jest pakiet
CAD o nazwie PROTEL, produkt firmy AL−
TIUM.

Mogę już teraz odpowiedzieć na pytanie,

zadane na początku tego artykułu: płytka zo−
stała zaprojektowana w czasie zgodnym
z odpowiedzią B, a dokładnie w ciągu 87 se−
kund. Tyle bowiem czasu potrzebował auto−
router zawarty w pakiecie PROTEL na wy−
konanie miliardów obliczeń, przeprowadze−

nie tysięcy skorygowanych następnie połą−
czeń i ostateczne wykończenie projektu płyt−
ki. W czasie kiedy ja spokojnie popijałem so−
bie kawę, komputer wykonał gigantyczną
pracę będącą odpowiednikiem wielogodzin−
nej lub nawet wielodniowej pracy wykwalifi−
kowanego projektanta obwodów drukowa−
nych. Tak naprawdę, to Protel wykonywał tę
płytkę wielokrotnie. Po wykonaniu części za−
dania, projekt „przestawał się podobać” auto−
routerowi, był kasowany a program rozpo−
czynał pracę od początku. Obserwacja na
monitorze pracy autoroutera jest po prostu
fascynująca!

Równie ciekawym zajęciem jest sady−

styczne pastwienie się nad Protelem. Jeżeli
program wykona projekt płytki drukowanej
w sensownym czasie, to zawsze warto
sprawdzić, czy ta płytka aby nie mogłaby być
mniejsza. Ściskamy wtedy trochę elementy
na płytce i każemy rozpocząć projektowanie
płytki od początku. Po kilku takich zabiegach
i pojawieniu się komunikatu o niemożności
przeprowadzenia jakiegoś połączenia z kom−
putera aż dym leci, a my mamy całkowitą
pewność, że przedostatnia wersja płytki jest
najmniejszą z możliwych. Tak, Protel to na−
prawdę potężne narzędzie i jestem absolutnie
pewien, że w Waszych rękach zdziała praw−
dziwe cuda.

Muszę Wam powiedzieć, że gdyby nie

Protel, to układ programatora w ogóle by nie
powstał. Jego wykonanie, ze względu na
ogromny nakład pracy potrzebnej do zapro−
jektowania płytki PCB nie miałoby ekono−
micznego uzasadnienia.

Praca z autorouterem ma jeszcze jedną za−

letę, która czasami staje się też wadą. Niejed−
nokrotnie, już po wykonaniu projektu płytki,
a nawet po przetestowaniu prototypu przy−
chodzą nam do głowy nowe pomysły, udo−
skonalenia, które jednak wymagają zmiany
połączeń na płytce. Niejednokrotnie, po pro−
stu nie chce nam się tego robić. To oczywi−
ste: jeżeli zdamy sobie sprawę, że aby wpro−
wadzić te zmiany musielibyśmy przeprojek−
towywać całą płytkę, to trudno zmusić się do
takiej pracy, szczególnie jeżeli układ działa
i tak w miarę poprawnie. Podczas pracy z au−
torouterem takie uwarunkowania nie istnieją.
Nie jest nawet najmniejszym problemem
usunięcie wszystkich ścieżek z płytki i wpro−
wadzenie zmian na schemacie, które automa−
tycznie zostaną przeniesione do projektu
płytki. Kosztuje to minimalną ilość czasu,
a całą pracę wykona, nawet dziesiątki razy za
nas komputer.

Czym właściwie jest ten PROTEL,

o którym z pewnością już wielokrotnie sły−
szeliście? Jest to zintegrowane środowisko
programowe służące do wykonania wszyst−
kich czynności związanych z projektowa−
niem nowego urządzenia elektronicznego.
Pakiet PROTEL w wersji podstawowej, czy−
li tej, z którą na początku będziemy mieli do

czynienia składa się z następujących, ściśle
ze sobą powiązanych modułów:

1. Edytor schematów. Program ten umoż−

liwia narysowanie schematu dowolnego
urządzenia elektronicznego, bez jakichkol−
wiek ograniczeń co do ilości użytych ele−
mentów czy połączeń. Wyraziłem się trochę
nieprecyzyjnie: zamiast „rysowanie” sche−
matu powinienem napisać „tworzenie jedne−
go z podstawowych elementów bazy danych,
jaką jest schemat”. W rzeczywistości bo−
wiem podczas „rysowania” schematu jest au−
tomatycznie tworzony zestaw informacji
o użytych elementach, ich obudowach wyko−
rzystywanych na płytce obwodu drukowane−
go i sposobie ich połączenia ze sobą. Protel
wyposażony jest w biblioteki, zawierające
praktycznie wszystkie (z szokującymi wyjąt−
kami, o czym dalej) elementy elektroniczne
produkowane obecnie na Świecie. Jest to gi−
gantyczna baza danych, której zasoby wykra−
czają znacznie ponad potrzeby nawet za−
awansowanego konstruktora.

2. Edytor elementów bibliotecznych, za

pomocą którego możemy zmieniać wygląd
i właściwości elektryczne elementów dostar−
czonych w „fabrycznych” bibliotekach Pro−
tela. Możemy także tworzyć nowe elementy,
co niekiedy jest niezmiernie ważne. Było dla
mnie wielkim zaskoczeniem, że w tak rozbu−
dowanych bibliotekach nie znalazłem w swo−
im czasie elementów takich, jak ... po−
wszechnie znane procesory firmy ATMEL.
Na szczęście dodanie do bibliotek potrzeb−
nych elementów nie zajęło mi więcej niż kil−
kanaście minut! Niemniej, przygotowanie bi−
bliotek do pracy zajmie nam w przyszłości
trochę czasu. Pamiętajcie: dobry schemat to
także estetycznie narysowany schemat
i warto będzie poświęcić trochę czasu na do−
pracowanie wyglądu elementów bibliotecz−
nych tak, aby zadawalały one także nasze po−
czucie estetyki. Czasy schematów niechluj−
nie nabazgranych na kartkach z zeszytu za−
kończyły się bezpowrotnie!

3. Kolejnym blokiem zawartym w pakie−

cie programowym Protel jest edytor płytek
obwodów drukowanych wraz z jego chyba
najatrakcyjniejszym elementem: autoroute−
rem. Musimy pamiętać, że edytory schema−
tów i płytek są ze sobą związane „na śmierć
i życie” i właściwie nie mogą istnieć bez sie−
bie nawzajem. Każda zmiana wprowadzana
na schemacie jest natychmiast przekazywana
do części bazy danych zawierającej informa−
cje o płytce PCB. I odwrotnie: zmiany wpro−
wadzane na płytce będą uwzględniane także
na schemacie. A teraz to, co chyba najważ−
niejsze: w Protelu nie musimy generować
jawnie netlisty ponieważ jest ona tworzona
automatycznie w momencie przejścia od edy−
cji schematu do projektowania płytki PCB. Ta
lista jednak istnieje i program cały czas kon−
troluje zgodność połączeń na płytce z danymi
zawartymi na schemacie. A zatem, obojętne

24

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

czy posługujemy się autorouterem czy
wykonujemy płytkę ręcznie, powstanie
jakichkolwiek rozbieżności pomiędzy
schematem a płytką jest ABSOLUTNIE
NIEMOŻLIWE, w właściwie jego powsta−
nie wymaga ogromnego nakładu złej woli
ze strony projektanta!

4. Modułem wchodzącym w skład edytora

płytek PCB wartym dodatkowego komenta−
rza jest wspominany już wielokrotnie auto−
router. Umożliwia on automatyczne i całko−
wicie bezbłędne zaprojektowanie płytki ob−
wodu drukowanego, zgodnie z dyrektywami
narzuconymi programowi przez projektanta.
Autorouter Protela odznacza się wyjątkową
sprawnością. Przeprowadziłem dziesiątki te−
stów obserwując jego działanie i z całą odpo−
wiedzialnością mogę stwierdzić, że człowiek
nie jest w stanie wykonać płytki lepiej, niż ro−
bi to ten program komputerowy. Jak dotąd
nigdy nie udało mi się ulepszyć wyników pra−
cy autoroutera, nawet w przypadku projekto−
wania obwodów jednowarstwowych. Wbrew
pozorom wykonanie płytki jednowarstwowej
jest znacznie trudniejsze niż dwu i wielo−
stronnej i większość popularnych autoroute−
rów nie radzi sobie z tym problemem.

5. Do wykonywania płytki obwodu dru−

kowanego wykorzystywane są gotowe ele−
menty, tzw. obudowy zawarte w licznych bi−
bliotekach dodawanych do pakietu Protel.
Podobnie jak w przypadku symboli biblio−
tecznych wykorzystywanych przy tworzeniu
schematów, obudowy zawarte w tych biblio−
tekach możemy dowolnie modyfikować, do−
dawać nowe i usuwać niepotrzebne. Możemy
także stworzyć własne biblioteki dostosowa−
ne do wymagań producenta płytek, z którym
współpracujemy a także do naszych wyma−
gań estetycznych.

To, co napisałem nie jest bynajmniej peł−

nym opisem funkcji Protela. Jest to jedynie
skrótowa informacja, której zadaniem jest
pobieżne zaznajomienie Was z możliwościa−
mi uproszczonej wersji tego pakietu. Pozwo−
li to Wam na podjęcie decyzji, czy w ogóle
warto zajmować się tym programem. Sądzę
jednak, że już podjęliście „jedyną właściwą”
decyzję ...

Jak i skąd „zdobyć”
pakiet Protel?

Odpowiedź na to pytanie jest pozornie bardzo
prosta: wystarczy nawiązać kontakt z dystry−
butorem firmy ALTIUM działającym na tere−
nie Polski (http://www.evatronix.com.pl) i za−
kupić potrzebne nam oprogramowanie.
Transakcji możemy dokonać błyskawicznie,
nawet korzystając wyłącznie z Internetu i pła−
cąc kartą kredytową. Musimy tylko przygoto−
wać sobie potrzebną sumkę pieniędzy, która
wynosi ... no, zgadnijcie, ile? Odpowiem na
to pytanie, jeżeli wszyscy usiądziecie wygo−
dnie aby uniknąć upadku przy ewentualnym
omdleniu. A zatem koszt nabycia pakietu Pro−

tel w pełnej wersji wynosi 7,995USD! Nie,
nie jest to błąd w druku: pakiet Protel kosztu−
je prawie osiem tysięcy dolarów, czyli ponad
trzydzieści dwa tysiące złotych. Ta cena nie
powinna nikogo dziwić, ponieważ wszystkie
programy typu CAD, przeznaczone w zało−
żeniu dla niewielkich grup zamożnych
odbiorców, czyli firm zajmujących się pro−
jektowaniem i produkcją dóbr materialnych,
są z zasady bardzo kosztowne. No i po co te
kpiny?
Rzeczywiście, trochę Was podpuściłem
i wprawiłem w minorowy nastrój. Jednak
miałem w tym pewien cel. Tu mała dygresja.
Elektronika jest specyficzną dziedziną tech−
niki, w której granica pomiędzy hobbystami
a profesjonalistami jest wyjątkowo płynna,
a nawet czasami praktycznie niezauważalna.
Ponadto, każdy elektronik był kiedyś hobby−
stą. Nie można zostać elektronikiem na zasa−
dzie wyboru zawodu po maturze, zasta−
nawiając się jaki kierunek studiów mamy
obrać: „Może pójdę na prawo, może na filo−
zofię, no a może na elektronikę?”. Elektroni−
kiem trzeba się urodzić, od dziecka zajmo−
wać się majsterkowaniem na coraz wyższym
poziomie, a studia na Wydziale Elektroniki
będą jedynie uwieńczeniem procesu kształ−
cenia. Firma Protel doskonale zdawała sobie
sprawę z tej sytuacji i udostępniła pełną we−
rsję Protela wszystkim tym, którzy zechcą się
zapoznać z tym programem. Trialowa wersja
Protela nie posiada żadnych ograniczeń
z wyjątkiem jednego: na danym komputerze
będzie działać tylko przez miesiąc. Po upły−
wie tego terminu Protel nieodwołalnie prze−
staje działać, nie pomaga nawet ponowne je−
go instalowanie czy też naiwne sztuczki po−
legające na zmianie ustawień zegara syste−
mowego.

Nie czujcie się jednak zawiedzeni. Mie−

siąc to 30 dni czyli 720 godzin. Przez ten
czas można bardzo wiele zrobić, szczególnie
jeżeli przygotujemy sobie szczegółowy plan
działania i listę projektów, jakie będziemy
mieli zamiar wykonać. Ponadto, jeżeli mamy
kolegę, który także zajmuje się elektroniką
i posiada komputer, to możemy przedłużyć
działanie Protela instalując go kolejno na
dwóch lub więcej komputerach. W takim po−
stępowaniu nie będzie nic nielegalnego ani
nawet nieetycznego: przecież Wasze postę−
powanie jest najlepszą reklamą pakietu,
z którego korzystacie. Podobnie mogą
przedłużyć działanie Protela uczniowie Tech−
ników Elektronicznych działający w szkol−
nych pracowniach komputerowych.

A co ma zrobić zwykły, szeregowy, dzia−

łający w pojedynkę hobbysta? Po pierwsze,
dobrze zorganizować sobie pracę tak, aby
maksymalnie wykorzystać te 30 dni. Musimy
też pamiętać, aby przed upływem wyznaczo−
nego terminu zarchiwizować wykonane pra−
cę w plikach o formacie innym, niż stosowa−
ny przez pakiet Protel. Niedopełnienie tego

warunku może spowodować utratę dostępu
do naszych danych, a w konsekwencji ko−
nieczność ponownej instalacji systemu WIN−
DOWS poprzedzonej formatowaniem dysku
i ponownego instalowania Protela.
Miłość do Protela (całkowicie uzasadniona
i zawsze odwzajemniona) przybiera czasami
dziwne formy. Nie wspomnę o crackach,
które przedłużają działanie programu w nie−
skończoność. Mogę za to opowiedzieć Wam
anegdotkę o śmiesznym facecie, który tak za−
kochał się w tym programie, że postanowił
nawet zakupić dla niego osobny dysk twardy.
Dysk jest całkiem malutki, coś około 1GB,
czyli obecnie o wartości złomu komputero−
wego. Na tym dysku instaluje sobie system
Windows i Protela, gromadząc dane i pozo−
stałe programy na „porządnym” dysku
60GB. Nieszczęśnik ten, aby nie rozstawać
się z ulubionym programem co miesiąc for−
matuje twardy dysk i instaluje na nim od no−
wa system i Protela, marnując na te czynno−
ści prawie godzinę. Śmieszne, prawda?

Przejdźmy jednak do konkretów: w jaki

sposób można stać się posiadaczem pakietu
Protel w wersji 30 dniowej? W chwili, kiedy
piszę ten artykuł do zdobycia wymarzonego
oprogramowania konieczny jest dostęp do
Internetu, chociażby chwilowy oraz posiada−
nie skrzynki pocztowej e−mail. W najlepszej
sytuacji będą Ci, którzy posiadają jakiekol−
wiek stałe łącze, np. SDI czy ISDN.

Plik instalacyjny Protela w wersji podsta−

wowej ma objętość ok. 25MB, pliki bibliotek
ok. 24MB, a Service Pack6, którego instala−
cja jest zalecana przez producenta także ok.
10MB. Razem daje do blisko 60MB danych
do ściągnięcia. Jeżeli do ściągnięcia potrzeb−
nych plików mamy zamiar wykorzystać stałe
łącze, do którego mamy dostęp w pracy czy
w szkole, to musimy przemyśleć jeszcze jed−
ną sprawę. Ściągnięte pliki będą miały znacz−
ną objętość i ich przetransportowanie na
komputer domowy może być bardzo trudne.
Objętość tych plików uniemożliwia przenie−
sienie ich na nasz komputer za pośrednic−
twem dyskietek.

Wpisujemy zatem adres: www.protel.com

i po chwili znajdujemy się już o parę kroków od
zaopatrzenia się w potrzebne oprogramowanie.

Klikamy na opcję „Trial Protel 99 SE”.

Mamy do wyboru dwie możliwości: zosta−
niemy zapytani, czy mamy zamiar ściągnąć
sobie potrzebny plik bezpośrednio z Interne−
tu, czy też zamówić wersję próbną Protela
dystrybuowaną na dysku CDROM. Płyty
CDROM wysyłane są pocztą przez firmę
ALTIUM całkowicie za darmo, producento−
wi wystarcza fakt zainteresowania jego pro−
duktem.

Klikamy na wybraną opcję, co powoduje

wyświetlenie kolejnej strony z formularzem
rejestracyjnym, który musimy starannie wy−
pełnić. Wypełnienie formularza do niczego
nas nie zobowiązuje, podawane informacje

25

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

będą przez firmę ALTIUM traktowane jako
poufne i w żadnym wypadku nie zostaną wy−
korzystane do celów komercyjnych innych,
niż związane z dystrybucją pakietu Protel,
nadsyłaniem potwierdzeń zamówień i zawia−
domień o kolejnych aktualizacjach progra−
mu. Formularz wypełniamy starannie, wypeł−
niając rubryki z naszym (lub „pożyczonym” od
kolegi) adresem e−mail oraz adresem poczto−
wym. Bardzo szybko w skrzynce znajdziemy
zaadresowany do nas osobiście list, w którym
firma ALTIUM prosi o potwierdzenie nadesła−
nych danych i prośby o skorzystanie z trialowej
wersji Protela. Odebranie listu potwierdzamy
klikając na napis: Click here to confirm your
details. Prawie natychmiast w skrzynce poczto−
wej pojawi się kolejny list, tym razem potwier−
dzający całą transakcję i zawierający rzecz nie−
słychanie ważną: hasło potrzebne do rozpako−
wania zazipowanych plików i rozpoczęcia pro−
cesu instalacji wersji trialowej Protela.

Jeżeli zdecydowaliśmy się poprosić firmę

ALTIUM o przysłanie nam płytki CDROM
z trialową wersją Protela, to proces rejestracji
przebiegać będzie identycznie z jednym wyjąt−
kiem: zamiast hasła zbędnego podczas instala−
cji oprogramowania z CDROM otrzymamy
obietnicę jak najszybszego dostarczenia nam
zamówionej płytki. „Jak najszybszego” ozna−
cza zwykle 2... 3 tygodnie, co można uznać za
termin bardzo krótki. W każdym razie możecie
być zupełnie pewni, że prędzej czy później li−
stonosz przyniesie Wam małą, adresowaną do
Was imiennie paczuszkę z płytą.

Czego będziemy potrze−
bować do rozpoczęcia
pracy z Protelem

Pierwszym i absolutnie nieodzownym narzę−
dziem umożliwiającym rozpoczęcie pracy
z Protelem jest oczywiście komputer klasy
PC. Niestety, inaczej niż w przypadku BA−
SCOM−a, który nie miał wygórowanych wy−
magań sprzętowych Protel nie zadawala się
byle czym. Producent określił następującą,
minimalną konfigurację sprzętową:
− Windows 95/98
− PC z procesorem Pentium 166MHz
− 64MB RAM
− wolny obszar na dysku twardym 200MB
− karta graficzna umożliwiająca wyświetlanie
w rozdzielczości 800 x 600 pixeli
− napęd CDROM

Miałem okazję przetestować pracę Prote−

la na komputerze o zbliżonej konfiguracji,
z wyjątkiem karty graficznej, która była

znacznie lepsza od podanej przez producenta
programu.
Owszem, można było coś niecoś zrobić, ale
o komforcie pracy należało raczej zapo−
mnieć. Pamiętajmy, że przykładowa płytka
obwodu drukowanego, którą przedstawia ry−
sunek 2 wykonana została rzeczywiście
w czasie 87 sekund, ale na komputerze z pro−
cesorem Pentium 1GHz i pamięcią RAM
512MB. Gdyby ten sam projekt realizować
na komputerze o minimalnej konfiguracji
sprzętowej zalecanej przez producenta, to au−
torouter musiałby pracować nieporównywal−
nie dłużej. To, co napisałem nie oznacza by−
najmniej że musimy koniecznie kupić kom−
puter wyposażony w najszybszy z osiągal−
nych procesorów. W końcu większość pro−
jektów, jakie będziemy wykonywać będzie
z pewnością układami dość prostymi i Protel
upora się z nimi nawet na słabszej maszynie.
Moim zdaniem, zadawalająca konfiguracja

sprzętowa, przy której moż−
na sprawnie wykonać więk−
szość projektów, wygląda
następująco:
− Windows 98/98SE/2000
− PC z procesorem Pentium
II 400MHz (lub odpowie−
dnikiem AMD)

− 128MB RAM
− wolny obszar na dysku twardym 350MB
− karta graficzna umożliwiająca wyświetlanie
w rozdzielczości 1024 x 768 pixels/ 32 bit
color
− napęd CDROM

Jak więc widać, wymagania sprzętowe

Protela nie odbiegają zbytnio od wymagań
typowego oprogramowania pracującego pod
kontrolą MS WINDOWS, a są znacznie niż−
sze od żądań stawianych przez byle jaką grę
komputerową.

Chciałbym jeszcze wspomnieć o chyba

najważniejszym z narzędzi potrzebnych pod−
czas pracy z Protelem. Zabrałem na ten temat
głos już wielokrotnie, ale w dalszym ciągu
zdarza mi się otrzymywać pytania dotyczące
polskich instrukcji do profesjonalnego opro−
gramowania oraz listy rozpoczynające się od
śmiesznego i żałosnego biadolenia: „Nie
znam angielskiego ...”. W dalszych częściach
tego artykułu zajmiemy się dość
szczegółowo obsługą pakietu
Protel, podam Wam najważniej−
sze informacje pozwalające na
samodzielne stworzenie nowego
schematu, zaprojektowanie do
niego płytki obwodu drukowa−
nego oraz edycję elementów bi−
bliotecznych. Nie podam Wam
jednak wszystkiego. Jest to po
prostu niemożliwe, ponieważ
pełna instrukcja dołączana do
Protela to z dodatkami prawie
tysiąc stron! Powtarzam zatem
po raz kolejny i ostatni: niezna−

jomość języka angielskiego w początku
XXI stulecia jest zwykłym analfabety−
zmem, wywołanym przez krańcowe leni−
stwo i brak ambicji! Elektronik (podobnie
jak lekarz czy przedstawiciel wielu innych
zawodów) który nie zna angielskiego nie
jest elektronikiem, tylko nieukiem. Po raz
kolejny chciałbym sprecyzować moje stano−
wisko: nie wymagam od Was biegłej znajo−
mości tego języka w mowie i piśmie. Być
może nie każdego stać na kosztowną naukę
i konieczne w niej wyjazdy za granicę. Na−
tomiast bierna znajomość angielskiego, czy
raczej amerykańskiego pozwalająca zrozu−
mieć tekst instrukcji do programu kompute−
rowego jest w zasięgu każdego. Do pozna−
nia języka w tym zakresie wystarczy jaki−
kolwiek podręcznik podstaw gramatyki oraz
słownik. No i oczywiście trzeba CHCIEĆ!

Instalacja pakietu PRO−
TEL

Instalacja pakietu Protel przebiega dokła−
dnie tak, jak instalacja większości profesjo−
nalnie napisanych programów pracujących
pod kontrolą OS MS WINDOWS. Pierwszą
i najważniejszą zasadą jest jak najmniej
przeszkadzać instalatorowi. Musimy jednak
pamiętać, że jeżeli będziemy instalować
Protela z pliku ściągniętego z Internetu, to
niezbędne będzie podanie we właściwym
momencie hasła. Hasło to zostało nam przy−
słane na podany adres skrzynki pocztowej.
Ponieważ hasło jest bardzo długie, to aby
uniknąć denerwujących pomyłek warto za−
stosować metodę COPY\PASTE, pozwala−
jącą na przeniesienie treści hasła z otrzyma−
nego pliku e−mail bezpośrednio do okienka
instalatora (rysunek 3). Instalacja oprogra−
mowania z płyty CDROM nie wymaga po−
dawania jakiegokolwiek hasła.

Nie sądzę, aby potrzebne Wam były

jakiekolwiek dodatkowe wskazówki doty−
czące procesu instalacji. A zatem, rozpocz−
nijcie systematyczną naukę posługiwania
się Protelem.

Zbigniew Raabe

26

Projekty AVT

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 3

27

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rewelacyjnie prosta i niezmiernie atrakcyjna zabawka, wprowadzająca w świat robo−
tyki, automatyki i bioniki. Wielki elektroniczny świerszcz, który wprawdzie nie gra i nie
śpiewa, ale za to porusza się i wytrwale szuka światła. Maszyna dąży do źródła świa−
tła porównując sygnały z dwóch fotoelementów. Regulacja czułości obu torów pozwa−
la dostosować układ do różnych warunków świetlnych.

Ruch zapewniają dwa miniaturowe silniki o nietypowej konstrukcji. Obserwacja ich

pracy znacznie zwiększa atrakcyj−
ność układu.

Zasilanie z dwóch baterii R03

(AAA). Zestaw zawiera pojemnik dla
baterii.
Wymiary płytki 100 x 60mm.

MiniKIT MK127 można
zamówić w Dziale Handlowym
AVT w cenie 40 zł brutto.

Kolorowy krab, który wyszedł z oceanu i poszukuje światła. Tym razem w wersji elek−
tronicznej. Dwa nietypowe silniki zapewniają napęd. Nieskomplikowany układ gwaran−
tuje regulację prędkości, a dodatkowy przełącznik − dwa tryby poruszania się.

Regulowana czułość dwóch torów pozwala uzyskać interesujący sposób „chodze−

nia”, podobny do oryginału.

Atrakcyjność projektu gwarantuje nie tylko wygląd, ale także możliwość obserwa−

cji pracy nietypowych, częściowo otwartych silników.

Zasilanie z dwóch baterii R03 (AAA). Zestaw zawiera pojemnik dla baterii. Wymia−

ry płytki 87 x 114mm.

MiniKIT MK129 można zamówić w Dziale Handlowym AVT w cenie 49 zł
brutto.

Belgijska firma Velleman jest światowym liderem w produkcji kitów elektronicznych

MiniROBOT
Światłoczuły
świerszcz

MiniROBOT
Światłoczuły
świerszcz

MiniROBOT
Wędrujący krab

MiniROBOT
Wędrujący krab

Najciekawsze kity

28

Listy od Piotra

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

W dwóch najbliższych odcinkach zaj−

miemy się odmianami filtrów górno−

przepustowych i wspólnie zaprojektu−

jemy kilka filtrów. Wszystkie omawia−

ne układy są filtrami drugiego rzędu,

więc stromość charakterystyki wyno−

si 12dB/oktawę (40dB/dekadę).

Na początku każdego odcinka umie−

ściłem gotowe proste recepty dla nie−

cierpliwych praktyków. Skorzystanie

z nich jest beznadziejnie łatwe. Prze−

konują o tym zaprezentowane przykła−

dy rachunkowe. W dalszej części każ−

dego odcinka bardziej zaawansowani

znajdą ogólne wzory, nieco bardziej

skomplikowane, ale za to pozwalające

dobrać dodatkowe parametry.

Aby w pełni skorzystać z podanego

materiału, konieczne jest przyswoje−

nie sobie informacji ze wszystkich od−

cinków wstępnych, począwszy od

EdW 9/2001.

1. Filtr górnoprzepustowy

z wielokrotnym

sprzężeniem zwrotnym

Najpierw bierzemy na warsztat filtr z wielo−
krotnym sprzężeniem zwrotnym (MFB −
multiple feedback). Schemat ideowy pokaza−
ny jest na rysunku 20. Aby zmieścić się
w zalecanym zakresie wartości elementów
posłużymy się wzorem:
C[nF] = 10000[nFHz] / f [Hz]

Pojemność wychodzi w nanofaradach, je−

śli częstotliwość podamy w hercach. Jeżeli
obliczona wartość nie jest „okrągła”, wybierz
najbliższą wartość z szeregu E6 (1; 1,5; 2,2;
3,3; 4,7; 6,8; 10).

Przy wzmocnieniu równym 1 wszystkie

kondensatory będą jednakowe:
C=C1=C2=C3

Następnie obliczamy reaktancję wybranego

kondensatora przy częstotliwości granicznej:

Xc[k

Ω

] =

Uwaga! Podstawiasz tu wybraną wartość

pojemności z szeregu E6, a nie wartość
obliczoną wcześniej ze wzoru! Reaktancja wy−
chodzi w kiloomach, jeśli częstotliwość poda−
my w hercach, a pojemność w nanofaradach.

Następnie obliczamy wartości rezystorów

w zależności od dobroci filtru, którą chcemy
uzyskać:
Dla dobroci 0,5:
R1=Xc *1
R2=Xc * 2,25
Dla dobroci 0,707:
R1=Xc * 0,472
R2=Xc * 2,12
Dla dobroci 1,35 (podbicie +3dB):
R1= Xc * 0,178
R3 = Xc * 2,86

Rysunek 21 pokazuje charakterystyki fil−

trów o częstotliwości granicznej 1kHz, obli−
czonych według podanych właśnie wzorów
z rezystorami o dokładnych wartościach obli−
czonych ze wzoru. We wszystkich przypad−
kach pojemność wynosi 10nF, natomiast
wartości rezystorów wynoszą:
Q=0,5: R1=15,9k

Ω

, R2=35,8k

Ω

Q=0,7: R1=7,05k

Ω

, R2=33,7k

Ω

Q=1,35: R1=2,83k

Ω

, R2=45,5k

Ω

Kto chce, może żmudnie dobierać rezystory,

jeśli koniecznie chce uzyskać dokładne warto−
ści wyliczone ze wzorów, ale nie ma to żadne−
go sensu, jeśli zastosowane kondensatory mają
tolerancję 10% lub 5%. Należy po prostu wziąć
najbliższe nominały z szeregu 1−procentowego,
albo jeśli ktoś nie ma takich możliwości, nawet
z szeregu 5−procentowego. Drobne różnice

wartości uzyskanej częstotliwości granicznej
rzędu kilku procent w większości przypadków
nie mają żadnego znaczenia.

Przykłady

Żeby utrwalić podane informacje, zaprojek−
tujmy wspólnie filtr górnoprzepustowy
o częstotliwości granicznej, powiedzmy,
80Hz i dobroci 0,7. Jeden z Czytelników pro−
sił niedawno o taki filtr; chce go zastosować
w torze mikrofonowym do odcięcia najniż−
szych składowych. Taki filtr często spotyka
się w profesjonalnych konsolach mikserskich
jako tak zwany filtr kroków.

Najpierw dobieramy pojemność:

C[nF] = 10000[nFHz] / 80[Hz] = 125nF

W szeregu E6 mamy najbliższe pojemno−

ści 100nF i 150nF. Decydujemy się na 100nF
(foliowy MKT). Wszystkie kondensatory bę−
dą jednakowe:
C=C1=C2=C3

Reaktancja przy częstotliwości granicznej

wynosi:
Xc[k

Ω

] = 160000 / (80[Hz]*100nF[nF])

Xc = 20k

Ω

Obliczamy wartości rezystorów dla do−

broci filtru równej 0,707:
R1 = 20k

Ω

* 0,472 = 9,44k

Ω

R2 = 20k

Ω

* 2,12 = 42,4k

Ω

Filtr nie musi być precyzyjny, więc zasto−

sujemy rezystory z szeregu 5−procentowego:
R1=9,1k

Ω

R2=43k

Ω

FF

FF

ii

ii

ll

ll

tt

tt

rr

rr

yy

yy

a

a

a

a

k

k

k

k

tt

tt

yy

yy

w

w

w

w

n

n

n

n

e

e

e

e

część 5

Rys. 20

Rys. 21

160000

fg[Hz]*C1[nF]

Schemat i charakterystyki filtru pokazane

są na rysunku 22a,b. Linią niebieską zazna−
czono charakterystykę z rezystorami z szere−
gu 5−procentowego. 3−decybelowa częstotli−
wość graniczna wynosi 78,7Hz, a różnica
o niecałe 1,3Hz w stosunku do założonej jest
zupełnie nieistotna. Potwierdza to linia czer−
wona, która pokazuje charakterystykę z rezy−
storami o wartościach dokładnych (9,44k

Ω

,

42,4k

Ω

). Jak widać, różnica jest naprawdę

niewielka.

Wspomniany

Czytelnik

prosił

też

o podobny filtr o większej stromości. W fil−
trze kroków większa stromość nie jest po−
trzebna, ale jeśli filtr miałby jednocześnie li−
kwidować brum 50Hz, można rozważyć taką
możliwość. Połączenie dwóch jednakowych
filtrów z rysunku 22 da filtr o stromości
80dB/dekadę, ale 3−decybelowa częstotli−
wość graniczna nieuchronnie przesunie się
w górę do około 97Hz. Aby ją obniżyć trze−
ba zwiększyć rezystancję mniej więcej 1,2−
krotnie. Rysunek 23a,b pokazuje schemat
i charakterystyki filtru z tak skorygowanymi
wartościami rezystorów z 1−procentowego
szeregu E96: 11,5k

Ω

, 52,3k

Ω

.

Czerwoną linią zaznaczono charakterystykę
wypadkową o częstotliwości granicznej
80,55Hz. Linia niebieska pokazuje charakte−
rystykę jednego filtru, który jak widać, ma
częstotliwość graniczną około 64Hz.

Dla zaawansowanych

i dociekliwych

Podane sposoby obliczania filtru drugiego
rzędu są bardzo proste i przyjazne, niemniej
nie pozwalają w pełni wykorzystać możli−
wości danej konfiguracji. Jeśli ktoś chce,
może skorzystać z nieco bardziej skompliko−
wanej procedury projektowej. Nadal rozwa−
żany układ filtru MFB powtórzony na ry−
sunku 24.

Tym razem znajdziemy wartości elemen−
tów dla dowolnych
wartości częstotli−
wości, dobroci i co
jest nowością –
wzmocnienia.
Do obliczeń potrze−
bujemy wartości:

fo – częstotliwości granicznej
Q – dobroci
G – wzmocnienia.

Obliczenia

Na początek dla ułatwienia przyjmujemy, że
C1=C3 i wybieramy wartość
C[nF] = 10000[nFHz] / f [Hz]

Pojemność wychodzi w nanofaradach, je−

śli częstotliwość podamy w hercach. Wybie−
ramy najbliższą wartość z szeregu.

Mamy już C1=C3=C
Obliczamy reaktancję wybranego kon−

densatora przy częstotliwości granicznej:
Xc[k

Ω

] = 160000 / (fg[Hz]*C1[nF])

podstawiając wybraną wartość pojemności
z szeregu, a nie wartość obliczoną wcześniej
ze wzoru. Reaktancja wychodzi w kiloo−
mach, jeśli częstotliwość podamy w hercach,
a pojemność w nanofaradach.

Teraz obliczamy wartości pozostałych

elementów w zależności od dobroci filtru
i wzmocnienia:

R1 = Xc

R2 = Xc [Q*(2G+1)]

C2 =

Wybierana na początku procedury projek−

towej wartość pojemności C może być prak−
tycznie dowolna (wtedy inne będą też warto−
ści innych elementów). Przy podanym sposo−
bie obliczania pozostałe elementy też będą
mieć „rozsądne” wartości. Nie należy bez po−
trzeby zwiększać pojemności, bo wejście fil−
tru będzie stanowić niepotrzebnie duże ob−
ciążenie pojemnościowe dla poprzedniego
stopnia – kondensator C1 jest w istocie dołą−
czony do punktu wirtualnej masy. Przy dobo−
rze wzmocnienia G i dobroci Q należy się
kierować wskazówkami podanymi we wstęp−
nych odcinkach cyklu.

Piotr Górecki

29

Listy od Piotra

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 22

a)

b)

Rys. 23

Rys. 24

a)

b)

G

Q (2G+1)

C1

G

30

Układy

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

W nadsyłanych do Redakcji formula−
rzach Miniankiety oraz pytaniach skiero−
wanych do Skrzynki porad stosunkowo
często pojawiają się prośby o artykuł wy−
jaśniający zasady doboru transformato−
rów, prostowników i kondensatorów
w zasilaczach.

Tylko początkującym wydaje się, że

zadanie jest łatwe i wystarczy poznać kil−
ka prostych wzorów czy zasad.

Okazuje się, że precyzyjne zaprojekto−

wanie zasilacza o zadanych parametrach
wcale nie jest zadaniem łatwym.

Do mniej odpowiedzialnych zastoso−

wań można zastosować prostą procedurę:
mając dane wymagane napięcie i prąd
wyjściowy, najpierw należy obliczyć moc
wyjściową, mnożąc prąd i napięcie wyj−
ściowe. Jeśli w zasilaczu będzie pracował
stabilizator, należy zastosować transfor−
mator o mocy 1,6...2,5 razy większej, niż
obliczona moc wyjściowa. Do zasilacza
niestabilizowanego wybierzemy transfor−
mator o mocy 1,4...2 razy większej.
W układach ze stabilizatorem katalogowe
zmienne napięcie wyjściowe transforma−
tora powinno być równe lub trochę wy−
ższe od potrzebnego stałego napięcia wyj−
ściowego. W zasilaczu niestabilizowanym
może wynosić 80...100% potrzebnego sta−
łego napięcia wyjściowego.

Zastosowany kondensator filtrujący

musi mieć odpowiednio duże napięcie no−
minalne, żeby nie uległ przebiciu, gdy
przy małych prądach obciążenia, przy
nominalnym napięciu sieci, napięcie na
nim będzie dużo wyższe od katalogowego
napięcia transformatora.

Nie sposób podać tu dokładniejszych

wskazówek, bo wiele zależy od parame−
trów zastosowanego transformatora i od
zakresu napięć sieci, przy których zasi−
lacz ma dostarczyć wymagane napięcia
i prądy.

Niestety, często okazuje się, że tego ty−

pu szacunkowe obliczenia zawodzą. Ni−
niejszy artykuł prezentuje od strony
praktycznej najważniejsze problemy, do−
tyczące tego zagadnienia.

Transformator

Typowy fabryczny transformator sieciowy
ma oznaczenie TSxx/yy, gdzie TS − trans−
formator sieciowy, xx to liczba określająca
moc tego transformatora, natomiast yy to
numer porządkowy. W oznaczeniu zawarta
jest więc informacja o mocy transformatora,

nie ma natomiast żadnych danych na temat
prądu i napięcia. Takich informacji trzeba
szukać w katalogu.

W skróconych katalogach podane są za−

zwyczaj dwa główne parametry transforma−
tora: napięcie i prąd. Są to napięcia i prądy
zmienne, mierzone przy nominalnym napię−
ciu sieci i przy obciążeniu rezystancją, np.
zestawem oporników lub żarówką − patrz
rysunek 1. Pomnożenie napięcia i wielkości
prądu daje moc − moc czynną, jaką można
pobrać z transformatora w określonych wa−
runkach pracy (gdy obciążeniem jest rezy−
stancja). Warto zauważyć, że tak obliczona
moc zazwyczaj nieco różni się od mocy (po−
zornej, wyrażanej w woltoamperach, a nie
w watach) transformatora, o której informu−
je pierwsza liczba oznaczenia (xx). Ten fakt
nie ma jednak większego znaczenia prak−
tycznego.

Trzeba jednak zawsze pamiętać, że poda−

ny w katalogu prąd, napięcie i moc można
uzyskać przy nominalnym napięciu sieci.
Tymczasem w wielu regionach kraju napię−
cie sieci często spada poniżej dopuszczal−
nych norm i bywa mniejsze niż 200V. Przy
obniżonym napięciu sieci nie da się „wydu−
sić” z transformatora katalogowych parame−
trów. I to jest czynnik, który zawsze trzeba
uwzględniać przy projektowaniu zasilaczy.
Nie sposób podać dokładnych recept − trze−
ba po prostu zastosować transformator
o większej mocy, o napięciach i prądach
wyższych niż wynikałoby z najprostszych
oszacowań.

Podane w katalogu napięcie to napięcie

zmienne przy obciążeniu znamionowym.
Przy braku obciążenia napięcie transforma−
tora jest wyższe. Nie ma sposobu na obli−
czenie, o ile wyższe. Poszczególne transfor−
matory istotnie różnią się pod tym wzglę−
dem. Na rysunku 2 pokazane są dwie przy−
kładowe charakterystyki. Na osiach zazna−
czono nie bezwzględne, tylko procentowe
wartości prądu i napięcia, odniesione do ka−
talogowych wartości nominalnych UN, IN.
Krzywa A dotyczy jednego transformatora,
Krzywa B − innego. Napięcie wyjściowe

pierwszego transformatora znacznie zmie−
nia się przy zmianach prądu obciążenia. Po−
tocznie mówimy, że transformator o charak−
terystyce A jest miękki, a o charakterystyce
B − twardy lub sztywny. Przebieg zmian na−
pięcia zależy głównie od rezystancji obu
uzwojeń (a ta związana jest ze średnicą dru−
tu, liczbą zwojów, ale to wyższa szkoła ja−
zdy). W uproszczeniu pokazuje to rysunek
3 − oba uzwojenia mają jakąś rezystancję
i przepływ prądu przez te rezystancje powo−
duje zmniejszanie napięcia wyjściowego.
Jednocześnie w rezystancjach tych wydzie−
la się moc strat w postaci ciepła − transfor−
mator grzeje się.

Na pierwszy rzut oka zdecydowanie lep−

szy wydaje się być „sztywny” transformator
o charakterystyce B, mający mniejsze rezy−
stancje uzwojeń. Nie zawsze tak jest. Wiele
transformatorów o małej mocy specjalnie
konstruuje się tak, by były bardzo „mięk−
kie”. Rezystancja ich uzwojeń jest tak duża,
że nawet przy zwarciu prąd i moc strat nie
są wielkie. W rezultacie nawet po zwarciu
uzwojenia wtórnego uzwojenie transforma−
tora nie podgrzeje się więcej niż o 130 stop−
ni. Takie transformatory nazywany zwarcio−
bezpiecznymi, bo nawet zwarcie uzwojenia
wtórnego nie spowoduje uszkodzenia trans−
formatora.

Prostowniki i filtry

Prostowniki i filtry

Rys. 1

Rys. 2

Rys. 3

31

Układy

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Powyższe rozważania oraz rysunki 2 i 3

sugerują, że moc użyteczna, prąd i napięcie
nominalne nie są dla danego transformatora
ściśle określonymi punktami granicznymi,
których przekroczenie od razu grozi kata−
strofą. Są to wartości wynikające głównie ze
spodziewanego wzrostu temperatury w nor−
malnych warunkach pracy. Oznacza to, że
z transformatora, zwłaszcza „sztywnego”,
można przez krótki czas pobrać znacznie
więcej mocy, niż wynika z jego danych kata−
logowych. Przy pracy w niskiej temperaturze
można z danego transformatora „wydusić”
trochę więcej prądu. Z kolei jeśli transforma−
tor ma pracować w szczelnej obudowie, sła−
bo oddającej ciepło, już obciążenie go mocą
nominalną spowoduje nadmierny wzrost
temperatury uzwojeń, co może skończyć się
awarią. Dla bezpieczeństwa trzeba wtedy za−
stosować nieco większy transformator.

Napięcia

Powróćmy jeszcze raz do napięć. Schemat
prostego zasilacza niestabilizowanego oraz
przebiegi napięć są pokazane na rysunku 4.

Wiadomo, że amplituda napięcia sinuso−

idalnego (UA) jest

2

czyli około 1,41 razy większa od wartości
skutecznej (Usk), którą mierzymy wolto−
mierzem.

Teoretycznie przy napięciu na uzwojeniu

równym 12V (Usk) po wyprostowaniu uzy−
skuje się na kondensatorze napięcie 12* 2
pomniejszone o spadek napięcia na diodzie
prostowniczej, czyli około:
12*1,41−0,6V=16,4V

Przy zastosowaniu prostownika pełno−

okresowego według rysunku 5 napięcie bę−
dzie pomniejszone o spadek napięcia na
dwóch diodach, czyli wyniesie około 15,8V.

Omawiana prosta zasada pozwala łatwo

obliczyć, jakie będzie napięcie wyjściowe
w sytuacji bez obciążenia. Wystarczy zmie−
rzyć napięcie zmienne transformatora w sta−
nie jałowym (które na pewno jest większe
od nominalnego, podanego w katalogu), po−
mnożyć przez pierwiastek z dwóch (około
1,4) i odjąć 1V, jako spadek napięcia na
dwóch diodach przy znikomym prądzie.

Przy większych prądach sytuacja się

komplikuje. Czy w układzie z rysunku 5

z transformatora o katalogowym napięciu
nominalnym 12V uda się uzyskać stałe na−
pięcie wyjściowe równe 15,8V przy prądzie
obciążenia I

L

równym katalogowemu prądo−

wi nominalnemu I

N

?

Nie!

I to z kilku powodów. Kluczowe znacze−

nie ma tu okoliczność, że prąd uzwojenia
wtórnego transformatora płynie tylko
w krótkich chwilach, ale za to ma wtedy
wartość dużo większą, niż przebieg sinusoi−

dalny w układzie z rysunku 1. Przy tak
dużej chwilowej wartości prądu, spadki
napięcia na rezystancjach uzwojeń i na
diodach są dużo większe, niż w „spokoj−
nym” układzie z rysunku 1. W praktyce
oznacza to po prostu, że napięcie wypro−
stowane przy większych prądach jest
dużo niższe, niż wynikałoby z przemno−
żenia katalogowego napięcia nominalne−
go transformatora przez pierwiastek
z dwóch.

Na rysunku 6 pokazano w dużym upro−

szczeniu porównanie spadków napięć na re−
zystancjach uzwojenia w dwóch układach,
zawierających ten sam „sztywny” transfor−
mator toroidalny o katalogowej mocy nomi−
nalnej 150W, napięciu 12V i prądzie 13A.
Porównanie napięć i prądów wskazuje, że
w układzie zasilacza sytuacja jest dużo gor−

sza, niż w układzie z obciąże−
niem rezystancyjnym. Gwałtow−
ny impuls prądu ładujący kon−
densator powoduje duże spadki
napięć na rezystancjach uzwojeń
transformatora. Wielkość spad−
ków napięć zależy oczywiście
od tych rezystancji, czyli od
„sztywności”

transformatora,

niemniej nawet w przypadku
bardzo „sztywnych” transforma−
torów, jakimi są na przykład to−

roidalne, omawiane spadki napięcia są za−
skakująco duże. To kolejny powód, by w za−
silaczach stosować transformatory o mocy
nominalnej dużo większej (na przykład
dwukrotnie większej), niż wynikałoby z po−
równania potrzebnej mocy wyjściowej i ka−
talogowej mocy transformatora.

Diody prostownicze

W prostownikach omawianych tu klasycz−
nych zasilaczy można stosować dowolne
diody lub mostki prostownicze. Warto pa−
miętać, że mostek złożony z pojedynczych
diod może prostować prąd o wartości dwa
razy większej, niż prąd jednej diody. Ilustru−
je to rysunek 7. Mostek z popularnych diod

1N4001...1N4007
może

pracować

przy prądach do 2A.

Ponieważ w za−

silaczu przez diody
płynie prąd impul−
sowy o dużej warto−
ści, spadek napięcia
w stanie przewo−
dzenia jest większy,
niż „standardowe”
0,6...0,7V. Rysunek
8 pokazuje charak−
terystykę diody pro−
stowniczej,

która

ma katalogowy prąd
wyprostowany rów−
ny 1A, przy czym
dopuszczalna war−
tość prądu w impul−
sie może dochodzić
do 20A. Jak widać,
już przy prądzie
1A spadek napięcia
może wynosić po−
nad 1V, natomiast
w układzie prostow−
nika z filtrem im−
puls prądu będzie

Rys. 4

Rys. 6

Rys. 5

większy i chwilowy spadek napięcia może
sięgnąć nawet 1,5V, czyli 3V na dwóch dio−
dach mostka! Fakt ten trzeba brać pod uwa−
gę w zasilaczach o niskim napięciu.

Aby znacząco zmniejszyć takie straty, war−

to w prostownikach stosować diody Schott−
ky'ego, które mają spadek napięcia i straty
mocy co najmniej dwukrotnie mniejsze.

Trzeba też pamiętać, że w pierwszej

chwili po włączeniu zasilania, gdy konden−
sator filtru jest zupełnie pusty, prąd ładowa−
nia jest bardzo duży, praktycznie równy prą−
dowi zwarcia zastosowanego transformato−
ra. W dużych zasilaczach, zawierających
„sztywne” transformatory, ten prąd może
mieć wartość dziesiątków i setek amperów.
Choć płynie on krótko, chwilę po włączeniu
zasilania, może uszkodzić diody prostowni−
cze. Dlatego w wielu zasilaczach dużej mo−
cy dodaje się niewielki szeregowy rezystor,
który ograniczy prąd szczytowy do wartości
bezpiecznej dla diod. Przykład pokazany jest
na rysunku 9 − jest to fragment schematu
wzmacniacza mocy audio.

Problemu tego nie należy mylić z potęż−

nym impulsem prądu, jaki często występuje
podczas włączania do sieci w dużych trans−
formatorach toroidalnych − tam przyczyny są
zupełnie inne.

Kondensator filtrujący

Pojemność filtrująca decyduje o wielkości tęt−
nień napięcia wyjściowego. Ogólna zasada
jest prosta − czym większa pojemność konden−

satora filtrującego, tym lepiej − tętnienia bę−
dą mniejsze. Czym większy prąd pobierany,
tym większa pojemność jest potrzebna.

W filtrze należy zastosować kondensator

o odpowiednio dużym napięciu pracy. Naj−
wyższe napięcie wystąpi na kondensatorze
przy braku obciążenia. Zwłaszcza przy
transformatorach „miękkich” w stanie jało−
wym napięcie stałe na kondensatorze jest
większe nie 1,4x, tylko 2...2,5x od podane−
go w katalogu zmiennego napięcia

nominalnego. W praktyce należałoby
sprawdzić napięcie na kondensatorze
przy napięciu 230V, bo takie jest obe−
cnie nominalne napięcie sieci energe−
tycznej.

Kondensator filtrujący jest łado−

wany w szczytach przebiegu sinusoidy.
Gdy wypadkowa rezystancja transfor−
matora jest mała (sztywny transforma−
tor), kondensator jest ładowany dużym
prądem w ciągu krótkiego czasu − patrz
rysunek 10a. W transformatorze
„miękkim”, gdzie wypadkowa rezy−
stancja transformatora jest znaczna (do−
tyczy głownie transformatorów małej
mocy), kondensator jest ładowany
mniejszym prądem przez dłuższy czas −
patrz rysunek 10b. Jeszcze wyraźniej
pokazuje to rysunek 11. W pierwszym
przypadku czas ładowania zaznaczony
kolorem różowym jest krótki, około
1,7ms, natomiast zaznaczony niebie−
skim kolorem czas rozładowania jest
długi, niewiele krótszy od połowy okre−
su (dotyczy prostownika dwupołówko−
wego). W drugim przypadku czas roz−
ładowania będzie zauważalnie krótszy,
co jest korzystniejsze w aspekcie po−
jemności filtrującej i tętnień. W prakty−
ce nie trzeba wgłębiać się w szczegóły,
tylko przeprowadzić obliczenia dla naj−

gorszego przypadku, czyli bardzo

krótkich impulsów ładujących i czasu rozłado−
wania równego 10ms bądź 20ms.

Pojemność filtru dobieramy biorąc pod

uwagę dwa główne czynniki: maksymalny po−
bór prądu i dopuszczalne napięcie tętnień. Ko−
rzystamy z prostej zależności:

C*

∆

U = I*t

gdzie C − pojemność filtrująca,

∆

U − między−

szczytowa amplituda tętnień, I − maksymalny
prąd obciążenia, t − okres 20ms dla prostowni−
ka półokresowego, 10ms dla prostownika mo−
stkowego.

Skąd po przekształceniu mamy wzór:

C = I*t /

∆

U

Przykład 1. Maksymalny pobór prądu z za−

silacza z prostownikiem mostkowym wynie−
sie 0,1A. Dopuszczamy, by międzyszczytowa
amplituda tętnień wynosiła 1V. Pojemność fil−
tru nie może być mniejsza niż:
C = 0,1A * 10ms / 1V = 1mF = 1000

µ

F

32

Układy

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 8

Rys. 9

Rys. 10

Rys. 11

a)

b)

Rys. 7

Przykład 2. W zasilaczu stabilizowanym

o napięciu wyjściowym 5V i prądzie 2A na−
pięcie przed stabilizatorem nie powinno za−
wierać tętnień większych niż 0,5V.
C = 2A * 10ms / 0,5V = 40mF = 40000

µ

F

Wymagana pojemność jest niepraktycznie

duża, w układzie zastosujemy kondensator
o pojemności 10000

µ

F, z konieczności godząc

się na większe tętnienia (2V).

Stabilizator

Gdy w zasilaczu będzie pracował stabilizator
(zazwyczaj w postaci układu scalonego), trze−
ba uwzględnić, że do poprawnej pracy każde−
go stabilizatora wymagany jest jakiś spadek
napięcia na tym stabilizatorze. W katalogach
napięcie to oznaczane jest drop out. Dla popu−
larnych stabilizatorów serii 78xx, 79xx,
LM317, LM337 napięcie to wynosi 1,5...2V,
zależnie od prądu pracy. Dostępne są także
stabilizatory typu Low Drop Out (LDO), pra−
cujące poprawnie już przy różnicy napięć we−
wy rzędu 1V lub nawet mniej. Szczegółów
trzeba szukać w katalogach. Temat stabilizato−
rów był omawiany szerzej w EdW 9−10/96.

Ogólnie biorąc, najniższe chwilowe napię−

cie na wejściu stabilizatora musi być wyższe
o te 1,5...2V od wymaganego napięcia wyj−
ściowego. Problem ilustruje rysunek 12.

Przy większych prądach stabilizator musi

być umieszczony na stosowanym radiatorze,
by temperatura struktury nie przekroczyła
+150

o

C. Zazwyczaj radiator nie musi być

wielki. Sytuacja jest tu w miarę korzystna, po−
nieważ gdy zwiększa się pobór prądu, spada
napięcie przed stabilizatorem i straty mocy nie

rosną proporcjonalnie do wartości prądu. Nie
sposób podać tu szczegółowych wskazówek
ani wzorów, bo wiele zależy od sztywności
transformatora i napięcia tętnień.

Wnioski

Jak wspomniano na wstępie, zaprojektowanie
zasilacza wcale nie jest zadaniem łatwym.
O ile dobranie diod prostowniczych, konden−
satora filtru i stabilizatora jest stosunkowo
proste, o tyle dobór transformatora jest tru−
dniejszy. Przy dokładnej analizie należałoby
uwzględnić wiele czynników, co zwykle jest
niemożliwe. W ogromnej większości przypad−
ków wykorzystuje się bowiem gotowe, fa−
bryczne transformatory. W skróconym katalo−
gu podane są tylko prąd i napięcie nominalne,
skąd można obli−
czyć moc. Nie ma
tam natomiast żad−
nych

informacji

o rezystancjach we−
wnętrznych, czyli
„sztywności” trans−
formatora, a zapre−

zentowane rozważania wskazują, jak wiele za−
leży od tej „sztywności”. Kolejnym decydują−
cym czynnikiem jest zakres dopuszczalnych
napięć sieci, przy których zasilacz ma za−
gwarantować wymagane napięcia i prądy
wyjściowe.

Rysunek 13 pokazuje obrazowo wpływ

niekorzystnych zjawisk, które ograniczają
możliwości zasilacza. Jeśli przy wymaga−
nym prądzie na wyjściu ma występować do−
brze stabilizowane napięcie, i to nawet przy
obniżonym napięciu sieci, trzeba dobrać
transformator ze znacznym zapasem, jak
podano na wstępie.

Piotr Górecki

33

Układy

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 13

Rys. 12

36

Szkoła Konstruktorów

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rozwiązanie zadania powinno zawierać schemat elektryczny i zwięzły opis działania.

Model i schematy montażowe nie są wymagane, ale przysłanie działającego modelu lub jego

fotografii zwiększa szansę na nagrodę.

Ponieważ rozwiązania nadsyłają Czytelnicy o różnym stopniu zaawansowania, mile widziane

jest podanie swego wieku.

Ewentualne listy do redakcji czy spostrzeżenia do erraty powinny być umieszczone na oddzielnych

kartkach, również opatrzonych nazwiskiem i pełnym adresem. Prace należy nadsyłać w terminie

45 dni od ukazania się numeru EdW (w przypadku prenumeratorów – od otrzymania pisma pocztą).

S

S

S

S

zz

zz

k

k

k

k

o

o

o

o

łł

łł

a

a

a

a

K

K

K

K

o

o

o

o

n

n

n

n

ss

ss

tt

tt

rr

rr

u

u

u

u

k

k

k

k

tt

tt

o

o

o

o

rr

rr

ó

ó

ó

ó

w

w

w

w

Temat bieżącego zadania ma ścisły związek
z zadaniem 65, które dotyczyło wskaźnika
wody w zbiorniku znajdującym się na dział−
ce. Po raz kolejny okazało się, że elektronika
może pomóc także działkowcom i że istnieje
znaczne zapotrzebowanie na różne nietypowe
rozwiązania. W naszej Szkole mieliśmy już
kilka zadań dotyczących ogrodów i działek.
W tym miesiącu proponuję temat bardziej
ogólny. Wiem, że wielu Czytelników ma
ogródki przydomowe lub działki pracowni−
cze. Na podstawie własnych doświadczeń
i potrzeb zaprojektujcie dowolne urządzenie
elektroniczne, przydatne w ogródku lub na
działce. Rozwiązanie tego zadania ukaże się
w czerwcu i to jest dobry termin, żeby skorzy−
stać z nadesłanych propozycji i pomysłów.

Oto oficjalny temat:

Zaprojektować urządzenie elektro−

niczne, przydatne w ogródku lub na
działce.

Celem zadania jest najpierw znalezienie

i określenie problemu, a następnie rozwiąza−
nie go. Jeśli nie macie doświadczenia, nie
znacie potrzeb w tym zakresie, zapytajcie ro−
dzinę i znajomych. Hasło „elektronika na
działce” daje Wam ogromne pole do popisu.
Tematem rozwiązania mogą być rozmaite
urządzenia alarmowe, sygnalizacyjne, po−
miarowe (temperatura), odstraszające i jakie−
kolwiek inne.

Zadanie obejmuje nie tylko zagadnienia

związane z uprawą roślin, ale także na przy−
kład problem zabezpieczenia domku na
działce i jego zawartości, powiadomienia
o włamaniu czy zdalnego sterowania przez
radio czy przez telefon.

Bardzo proszę, żebyście przysyłali także

doniesienia o wykonanych wcześniej rozwią−
zaniach, własnych albo cudzych.

Osoby, które nie czują się na siłach za−

projektować układ, a znają jakiś problem do
rozwiązania, proszę także o listy z opisem
tego problemu. Niewykluczone, że stanie
się to tematem kolejnego zadania, a pomy−
słodawca otrzyma nagrodę za propozycję
zadania.

Nie zlekceważcie zaproponowanego te−

matu. Żywe reakcje po wcześniejszych za−
daniach tego typu upewniają mnie, że na−
prawdę istnieje duże zainteresowanie
„elektroniką na działce”. Zachęcam więc
do udziału w bieżącym zadaniu nie tylko
bardziej zaawansowanych uczestników
Szkoły, ale też osoby, które zechcą zapre−
zentować tylko ogólne idee albo problem
do rozwiązania.

Temat zadania 68 brzmiał: zaprojektować
przyrząd sprawdzający częstotliwość
drgań ręki masażysty.

Zadanie było trudne, tym bardziej cieszę

się więc ze wszystkich nadesłanych prac
w tym kilku modeli. Zaproponowaliście
różne sposoby realizacji postawionego za−
dania. Głównym problemem było uzyska−
nie „czystej” informacji o drganiach, czyli
wytworzenie impulsów prostokątnych o po−
ziomach logicznych. Zliczenie i zobrazo−
wanie tych impulsów było zdecydowanie
łatwiejsze.

Rozwiązania teoretyczne

Niektórzy Koledzy chcą wykorzystać rezy−
stancję ciała masażysty i pacjenta. Propozycje

takie nadesłali Marcin Grzegorzek z Rybni−
ka, Piotr Szumiłło z Wieprza, Łukasz
Szczęsny z Wybcza i Karol Szymański
z Gdańska. Idea jest prosta − podczas uderza−
nia powinna zmieniać się rezystancja między
ciałem pacjenta a masażysty. Sposób ten,
choć bardzo prosty, ma pewne wady. Rzecz
w tym, że masażysta często używa olejku,
zwykłego lub eterycznego, który jest dobrym
izolatorem. W efekcie zmiany rezystancji bę−
dą zależeć od warunków i mogą zmieniać się
w szerokim zakresie, co nie jest czynnikiem
sprzyjającym.

W układzie Marcina (Grzegorzek.gif)

pracuje licznik 4017 i negatory 4069. 14−let−
ni Łukasz chciałby wykorzystać mikropro−
cesor AT89C2051 i wyświetlacz LCD
(Szczesny.gif), kluczowa część programu
w BASCOM−ie ma postać:

Cls

Lcd „FRQ=:“; Frequency; „Hz“
Frequency = 0, Counter=0
Start Counter0
Wait1
Stop Counter0
Frequency=Counter0

Loop

Spora grupa uczestników chce wykorzy−

stać dźwięk. Rozwiązania zawierają mikro−
fon, wzmacniacz, układ formujący impulsy
i licznik, ewentualnie inny układ obrazujący
wynik. Większość nadesłanych propozycji
tej grupy zawiera tylko schematy blokowe,
podobne do tego z rysunku 1. Większość
rozwiązań z innymi czujnikami też opiera się
na podobnym schemacie blokowym. Zapro−
ponowaliście różne liczniki i wyświetlacze,
ale zazwyczaj były to: licznik 4017 i wyświe−

Rozwiązanie zadania nr 68

Zadanie nr 72

37

Szkoła Konstruktorów

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

tlacz w postaci dziesięciu diod LED. 15−letni
Piotr Romysz z Koszalina przysłał rozwią−
zanie e−mailem z załącznikiem w postaci pli−
ku Worda. Choć pliku nie dało się otworzyć
w normalny sposób, odczytany innymi spo−
sobami tekst wskazuje, że Piotr oprócz mi−
krofonu i układu formującego wykorzystał
dwa liczniki 4029, dekodery 4543 i wyświe−
tlacze 7−segmentowe, przez co układ może
mierzyć częstotliwość powyżej 10Hz.

Inna grupa osób chce wykorzystać zwy−

kły styk mechaniczny (przycisk), na przykład
microswitch. Ta koncepcja może być dobra,
zwłaszcza jeśli chodzi o trening „na sucho”,
gdy masażysta wykorzystuje do treningu ro−
dzaj poduszki z wbudowanym stykiem.
W warunkach naturalnych (masażysta + pa−
cjent) sposób z przyciskiem jest trudniejszy
do realizacji, choć ze względu na prostotę na−
prawdę warto rozważyć takie koncepcje.
Rozwiązania z przyciskiem zaproponowali
między innymi Robert Jaworowski z Augu−
stowa, Szymon Stachurski z Mielęcina i Ja−
rosław Stefaniak z Rzeszowa.

Pokrewnym sposobem jest użycie magne−

su i kontaktronu, mające swoje zalety i wady.

Tylko kilka osób zastanawiało się nad

sensem wykorzystania czujników fotoop−
tycznych. Bariera laserowa albo zwykła dio−
da LED czy IRED, a do tego fotoelement
mogą spełnić swoje zadanie, ale praktyczna
realizacja i regulacja systemu byłaby utru−
dniona.

Piotr Bechcicki z Sochaczewa podzielił

się ogólnymi przemyśleniami na temat czuj−
ników i sposobów uzyskiwania informacji
o drganiach ręki. Wspomniał o możliwości
wykorzystania (kosztownego) czujnika przy−
spieszenia z rodziny ADXL. Jacek Koniecz−
ny z Poznania w dwóch listach przysłał kilka
ogólnych propozycji, w tym dość skompliko−
wane systemy mechaniczne, fotoelektryczne
oraz rozbudowane układy elektroniczne.
Przedstawione koncepcje nie są z gruntu złe,
jednak ich realizacja byłaby zbyt skompliko−
wana, zwłaszcza, że pomysłodawca nie spre−
cyzował szczegółów. Zachęcam Autora, żeby
zamiast proponować innym swoje skądinąd
interesujące pomysły, choć raz spróbował
wykonać działające urządzenie według swej
koncepcji, wtedy na pewno zrozumie, że
układy trzeba upraszczać, a nie komplikować.

Marcin Ma−

lich z Wodzisła−
wia Śl. przysłał 8−
stronicową bro−
szurkę w postaci
pdf−a

(Ma−

lich.zip). Warto
ściągnąć z naszej
strony interneto−
wej tę broszurkę
i

ją dokładnie

przejrzeć. Marcin
ostatecznie zde−
cydował się na
czujnik akustycz−
ny

(mikrofon),

niemniej przeana−
lizował też szereg
innych

rozwią−

zań. Wspomniał
o możliwości wy−
korzystania prze−
twornika często−
tliwość/napięcie
typu LM331 (RC4151) oraz analogowych
woltomierzy LM3914 i ICL7107. Zapropono−
wał kilka układów czyszczenia impulsów, uni−
wibratorów, liczników i wyświetlaczy. Bardzo
ciekawą koncepcję pokazuje zamieszczony na
końcu broszurki prosty układ z kostką
NE(LM)567 i brzęczykiem, którego schemat
można zobaczyć na rysunku 2. Detektor tonu
567 wykrywa obecność przebiegów o usta−

wionej częstotliwości
Fo±5%. Wyskalowany
potencjometr pozwala
ustawić zakres często−
tliwości, które spowo−
dują włączenie brzę−
czyka

w

zakresie

6...16Hz. W praktyce
wykorzystanie przy−
rządu polegałoby na
ustawianiu potencjo−

metrem P1 coraz wyższej częstotliwości
i sprawdzanie, czy drgania ręki masażysty po−
wodują włączenie brzęczyka. Za ten oryginal−
ny pomysł i za staranność przygotowania bro−
szurki Marcin otrzymuje pięć punktów i na−
grodę, choć nie wykonał modelu.

Do grupy rozwiązań teoretycznych zali−

czyłem też sposób zaproponowany przez
Mariusza Chilmona z Augustowa. Oto frag−
ment e−maila: Rozwiązanie zadania nr 68 by−
ło dla mnie zdecydowanie zbyt trudne. Posta−
nowiłem, więc pójść nieco inną drogą. Napi−
sałem skrypt w języku JavaScript mierzący
częstotliwość klikania myszką. Co prawda,
ma on wątpliwą przydatność dla masażysty
(który rozniósłby delikatną myszkę :), ale
przyda się nałogowym komputerowcom. Do−
łączam go do listu w postaci gotowej strony
www (klikacz.html).

Fragment ekranu ściągnięty podczas ko−

rzystania z „klikacza” pokazany jest na

rysunku 3. Sam program można ściągnąć ze
strony internetowej (Chilmon.html). Przy
okazji wyjaśniam Mariuszowi i wszystkim
zainteresowanym:

1. Autor propozycji zadania w Szkole

śmiało może przysłać rozwiązanie „swojego“
problemu i ma taką samą szansę na nagrody,
jak wszyscy inni uczestnicy,

2. O szczegóły dotyczące prenumeraty

i spraw z tym związanych trzeba zwracać się
do Działu Prenumeraty AVT
([e-mail]).

Rozwiązania praktyczne

Na fotografii 1 pokazany jest model Ale−
ksandra Draba ze Zdziechowic. Schemat
można znaleźć na stronie internetowej
(Drab.gif). Przycisk S1 to czujnik, S2 służy
do zerowania licznika.

15−letni Paweł Broda z Rzeszowa przed−

stawił kilka możliwych rozwiązań czujników
i wykonał układ pokazany na fotografii 2.
W modelu wykorzystał czujnik rezystancyj−
ny i zlicza impulsy w dwóch licznikach 4017
w ciągu 10 sekund. Układ jest dość skompli−
kowany (Broda.gif) i można go znacznie

Rys. 1

Rys. 2

Rys. 3

Fot. 1 Prototyp Aleksandra Draba

38

Szkoła Konstruktorów

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

uprościć, niemniej młodziutkiego konstruk−
tora jest też za co pochwalić.

Fotografia 3 pokazuje model Marcina

Wiązani z Gacek. Czujnikiem jest mecha−
niczny styk − przełącznik. Przetwornik
LM2917N i wskaźnik LM3914 umożliwiają
zobrazowanie wyniku na wyświetlaczu dio−
dowym. Marcin przysłał też schemat innego
testera, wykorzystującego rejestr przesuwny
− schemat pokazany jest na rysunku 4.

Na fotografii 4 można zobaczyć ele−

gancki model Romana Biadalskiego
z Zielonej Góry. Czujnikiem jest tu mikro−
fon, a układ jest tak rozwiązany, że włoże−
nie wtyku mikrofonu włącza też zasilanie
układu.

Dwa ostatnie modele przekazuję do Pra−

cowni Konstrukcyjnej, skąd po sprawdzeniu,

mam nadzieję, trafią do działu E−2000 lub do
Forum Czytelników, a ich Autorzy otrzyma−
ją honoraria. Na razie dostaną drobne upo−
minki w postaci kitów startowych.

Uwagi końcowe

Gratuluję wszystkim, którzy zmierzyli się
z tym trudnym zadaniem. Duży plus mogą
sobie postawić Koledzy, którzy wspomnieli
lub choćby pomyśleli o problemie bezpie−
czeństwa i obudowy.

Jeśli ktoś dopiero teraz chciałby zaprojek−

tować odpowiedni układ, powinien przede
wszystkim zwrócić uwagę na łatwość obsługi.
W przedstawionych propozycjach bywało
z tym różnie. Wygląda na to, że najmniej krę−
pujący jest sposób z czujnikiem dźwiękowym.
Warto wtedy zastanowić się, czy nie zastoso−
wać skutecznego filtru dolnoprzepustowego,

żeby odciąć wszelkie niepożądane dźwięki
o wyższych częstotliwościach.

10 uderzeń na sekundę to naprawdę rewe−

lacyjny wynik. Czy trzeba mierzyć częstotli−
wości powyżej 10Hz? Niekoniecznie − jeśli
już ktoś chce, wystarczy informacja, że czę−
stotliwość jest większa niż 10Hz. Szczerze
mówiąc, zakres pomiarowy mógłby wynosić
5...10Hz z dodatkową sygnalizacją częstotli−
wości poniżej 5Hz i powyżej 10Hz. Łatwo to

zrealizować w przypadku przetwornika
F/U i linijki LM3914.

Nagrody i upominki otrzymują: Marcin Ma−

lich, Roman Biadalski, Marcin Wiązania, Pa−
weł Broda, Aleksander Drab i Mariusz Chil−
mon. Aktualna punktacja podana jest w tabeli.

Zachęcam serdecznie do udziału w bieżą−

cym i następnych zadaniach.

Wasz Instruktor

Piotr Górecki

Fot. 2 Układ Pawła Brody

Fot. 3 Model Marcina Wiązani

Rys. 4

Fot. 4 Model Romana Biadalskiego

Marcin Wiązania . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gacki 65
Krzysztof Kraska . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Przemyśl 37
Mariusz Chilmon . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Augustów 35
Dariusz Drelicharz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Przemyśl 30
Bartłomiej Radzik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ostrowiec Św. 30
Marcin Malich . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wodzisław Śl. 23
Dariusz Knull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zabrze 22
Jarosław Chudoba . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gorzów Wlkp. 21
Piotr Wójtowicz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wólka Bodzechowska 21
Roman Biadalski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zielona Góra 20
Mariusz Ciołek. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kownaciska 20
Jakub Kallas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gdynia 20
Filip Rus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zawiercie 20
Rafał Stępień . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Rudy 20
Michał Pasiecznik. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zawiszów 18
Jacek Konieczny . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Poznań 17
Radosław Koppel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gliwice 17
Piotr Romysz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Koszalin 17
Łukasz Cyga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Chełmek 16
Radosław Ciosk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Trzebnica 15
Maciej Jurzak. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Rabka 15
Ryszard Milewicz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wrocław 15
Emil Ulanowski. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Skierniewice 15
Artur Filip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Legionowo 14
Aleksander Drab. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zdziechowice 13
Jarosław Tarnawa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Godziszka 13
Arkadiusz Zieliński . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Częstochowa 12
Piotr Dereszowski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Chrzanów 11
Szymon Janek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Lublin 11
Wojciech Macek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Nowy Sącz 11
Sebastian Mankiewicz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Poznań 11
Maciej Ciechowski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gdynia 9
Mariusz Ciszewski. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Polanica Zdr. 9
Filip Karbowski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Warszawa 9
Witold Krzak . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Żywiec 9
Piotr Kuśmierczuk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gościno 9
Michał Waśkiewicz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Białystok 9
Piotr Wilk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Suchedniów 9

Punktacja Szkoły Konstruktorów

39

Szkoła Konstruktorów

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rozwiązanie zadania 68

W EdW 10/2001 zamieszczony był fragment
schematu układu, który według pomysło−
dawcy działa następująco: (...) pojawienie się
stanu wysokiego na wyjściu bramki A powo−
duje zaświecenie diody LED1. Tranzystor
pełni rolę inwertera. Stan wysoki na wyjściu
bramki A spowoduje więc zgaszenie diody
LED2 i wyłączenie generatora, zbudowane−
go na bramce B. (...)

Tym razem otrzymałem wyjątkowo dużo

odpowiedzi. Wytropiliście usterki, niemniej
pojawiło się sporo stwierdzeń ewidentnie
błędnych. Nie jest to jednak problem. Druga
klasa Szkoły konstruktorów mająca postać
rubryki Co tu nie gra? przeznaczona jest nie
tylko dla mniej doświadczonych elektroni−
ków, a jej celem jest zwrócenie uwagi na po−
wtarzające się błędy. Błądzić jest rzeczą
ludzką (errare humanum est), więc nie jest
żadnym powodem do wstydu znalezienie
w tej rubryce swojego schematu, albo też
nadesłanie nietrafnej odpowiedzi. Wszyscy
się stale uczymy i stale popełniamy większe
i mniejsze błędy. Dlatego uczestnicy, którzy
nie trafili w sedno, nie muszą się wstydzić,
a raczej powinni starannie przeanalizować
poniższe rozważania.

Co ciekawe, ogólna idea bloku z rysunku A

nie jest z gruntu zła i w pewnych warunkach
i przy określonych wartościach elementów
układ mógłby pełnić opisane funkcje. Zakła−
damy przy tym, że bramki są zasilane napię−
ciem 12V, podobnie jak tranzystor. Nie zna−
czy to, że wszystko jest w porządku − układ
koniecznie trzeba zmienić. Zanim to zrobi−
my, przeanalizujmy szczegóły.

Dla niektórych uczestników zaskoczeniem

może być informacja, że układ mógłby praco−
wać, gdyby zamiast zwykłej diody zastoso−
wać diodę Schottky'ego i gdyby odłączyć
diodę LED1 według rysunku B. Jak wiado−
mo, napięcie na nieobciążonym wyjściu
CMOS jest dokładnie równe zeru lub napię−
ciu zasilania. Przy napięciu zasilania równym

12V rezystancja wyjściowa bramki będzie
rzędu 100

Ω

lub mniej. W stanie wysokim

wyjścia bramki A obciążenie tego wyjścia
opornością 100k

Ω

zmieni napięcie wyjścio−

we o kilka... kilkanaście miliwoltów. Przy tak
małych prądach spadek napięcia na diodzie
Schottky'ego wyniesie 0,3...0,4V. Oznacza to,
że przy stanie wysokim na wyjściu bramki A
napięcie baza−emiter tranzystora będzie
mniejsze niż 500mV, co zapewni zablokowa−
nie tranzystora. Gdy na wyjściu bramki A po−
jawi się stan niski, dioda D1 zostanie spolary−
zowana zaporowo, a tranzystor będzie otwar−
ty dzięki prądowi bazy płynącemu przez R2.
Prąd ten przy wartościach podanych na rysun−
ku B wyniesie więcej niż 0,1mA, co przy
spodziewanym wzmocnieniu tranzystora po−
wyżej 100, zapewni na kolektorze napięcie bli−
skie 12V, czyli „czysty“ stan wysoki.

Gdy jednak dioda D1 nie jest diodą

Schottky'ego, tylko zwykłą diodą, spadek
napięcia na niej jest porównywalny z napię−
ciem baza−emiter otwartego tranzystora
(ok. 0,6V) i nie sposób przewidzieć, czy

przy stanie wysokim na wyj−
ściu bramki A uda się zatkać
tranzystor. O sukcesie lub po−
rażce zadecydują pojedyncze
miliwolty. Efekt może zale−
żeć od temperatury oraz typu
tranzystora i diody. To byłby
klasyczny przykład rozwiąza−
nia, gdzie działanie układu
jest niepewne i zależy od pa−
rametrów użytych egzempla−
rzy diody i tranzystora. Obe−
cność diody LED1 i rezystora

R1 przecina wątpliwości. Aby dioda
LED1 świeciła w sensowny sposób, jej
prąd musi być większy niż 1mA. Taki prąd
spowoduje spadek napięcia około 0,1V na
wewnętrznej rezystancji wyjściowej bram−
ki. Przy stanie wysokim na wyjściu bram−
ki A tranzystor na pewno nie zostanie za−
tkany.

Choć więc tranzystor może pełnić rolę in−

wertera, a układ połączeń D1, R2 nie jest sam
w sobie błędny, zaproponowane rozwiązanie
nie zda egzaminu.

Sporo osób stwierdziło, że dioda D1 powin−

na być włączona odwrotnie. Niektórzy chcą
tylko odwrócić diodę według rysunku C,
co jest błędem, bo spowoduje przepływ du−
żego prądu bazy, gdy na wyjściu bramki A
pojawi się stan niski. Odwrotne włączenie
diody wymagałoby włączenia w szereg z nią
rezystora według rysunku D. W takim przy−
padku pozostawienie obwodu LED1, R1 nie
byłoby już wprawdzie groźne, ale nadal nie−
zbyt eleganckie.

Jeśli diodę LED2 można dołączyć do plu−

sa zasilania, można wykorzystać układ z ry−
sunku E. Jeśli jednak chodzi o dwie struktu−
ry diody dwukolorowej ze wspólną katodą,

warto poszukać innego rozwią−
zania.

Może dodać jedną diodę

(zwykłą lub LED−a) w obwód
emitera tranzystora według ry−
sunku F, jak proponuje Dawid
Kozioł z Elbląga? A może upro−
ścić układ według propozycji
Piotra Pociechy ze Świebo−
dzic, pokazanej na rysunku G?
Inne, nieco mniej udane propo−
zycje poprawy pokazane są na
rysunku H.

I jeszcze jedna sprawa. Kilka osób napisa−

ło, że koniecznie trzeba włączyć rezystor
między kolektor tranzystora a masę. Jeden

C

C

C

C

o

o

o

o

tt

tt

u

u

u

u

n

n

n

n

ii

ii

e

e

e

e

g

g

g

g

rr

rr

a

a

a

a

?

?

?

?

− S

Szzkkoołłaa K

Koonnssttrruukkttoorróów

w kkllaassaa IIII

A

C

D

B

40

Szkoła Konstruktorów

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

z Kolegów stwierdził: ponieważ przez dio−
dę LED2 nie płynie żaden prąd, jej rezy−
stancja przy zatkaniu tranzystora będzie
rzędu setek megaomów. Przez to zjawisko
o napięciu na wejściu bramki B będą decy−
dować upływności płytki drukowanej.

Aż tak źle nie będzie − brak rezystora

nie jest ewidentnym błędem, a co najwy−
żej niedoróbką. Dodanie rezystora ściąga−
jącego do masy jest dobrą i zalecaną
praktyką, niemniej i bez tego układ powi−
nien pracować. Po zatkaniu tranzystora
na jego kolektorze napięcie spadnie do
wartości co najwyżej 1,6...1,8V, co po−
winno być potraktowane przez tę bramkę
z wejściem Schmitta jako stan niski. Te
1,6...1,8V to napięcie progowe zielonej
diody LED, czyli napięcie przewodzenia
przy znikomych prądach poniżej 1

µ

A.

Napięcia tego nie można dokładnie zmie−
rzyć woltomierzem − przybliżoną wartość
obliczymy odejmując od wartości napię−
cia zasilania napięcie wskazywane przez
woltomierz cyfrowy o rezystancji 10M

Ω

,

włączony między plus zasilania a kolek−
tor tranzystora (włączenie woltomierza
między kolektor a masę da zawsze napię−
cie równe zeru).

Gratuluję wszystkim uczestnikom,

którzy zwrócili uwagę na wymienione
kwestie. Nagrody otrzymują: Rafał
Węgierkiewicz z Czarnej, Dawid Ko−
zioł z Elbląga i Piotr Pociecha ze
Świebodzic.

Zadanie 72

Na rysunku J pokazany jest fragment rozwią−
zania samochodowego regulatora głośności.
Układ scalony CMOS oznaczony U3 daje stan
wysoki tylko na jednym z wyjść Q0...Q9
i otwiera tylko jeden z tranzystorów. Autor
propozycji zastosował drabinkę dobranych re−
zystorów o wartościach 10M

Ω

...330

Ω

, by re−

gulować głośność w sposób logarytmiczny.

Jak zwykle pytanie brzmi:

Co tu nie gra?

Wyjaśnienia nie muszą być obszerne − cał−

kowicie wystarczą dwa lub trzy zdania. Od−
powiedzi opatrzcie dopiskiem NieGra72
i nadeślijcie w terminie 45 dni od ukazania
się tego numeru EdW. Nagrodami będą drob−
ne kity AVT.

F

G

J

H

E

47

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Do czego to służy?

Opublikowany w EdW 9, 10, 11/1998 opis
wykonania minitransceivera Antek na pasmo
80m (3,5−3,8MHz) wywołał duże zaintereso−
wanie Czytelników. Analizując sprzedaż ki−
tów AVT−2310 łatwo zauważyć, że nadal nie
maleje zaintersowanie tym prostym urządze−
niem dla krótkofalowców. Na ten fakt składa
się kilka powodów: jednym z nich jest cena.
Za nieduże pieniądze można niewielkim na−
kładem pracy wykonać urządzenie umożli−
wiające przeprowadzenie dwustronnych łącz−
ności emisją SSB w popularnym pasmie 80m.

Niezła propagacja w minionym roku

związana z większą aktywnością Słońca spo−
wodowała zaintersowanie pracą QRP także
na wyższych pasmach KF. Również i w tym
roku, szczególnie dobre warunki pracy w pa−
smie 40m powodują, że słychać na tym pa−
smie wiele stacji polskojęzycznych.

Wychodząc naprzeciw zapytaniom Czy−

telników: „Jak przerobić Antka na pasmo
40m“, publikujemy kilka rad i wskazówek
które mogą być pomocne przy łatwych prze−
róbkach Antka także na pasmo 160m.

Z porad tych, mogą skorzystać Czytelnicy

którzy zakupili już kit w wersji podstawowej,
czyli z elementami dobranymi do zakresu
80m i poprzez wymianę wskazanych wartości
mogą uzyskać pasmo 40m bądź 160m. Ina−
czej mówiąc jeżeli komuś znudziło się pasmo
80 może sobie przerobić minitranseiver na
inne równie atrakcyjne pasmo i z odpowie−
dnią anteną popróbować tam sił pracy QRP.

Oczywiście istnieje także możliwość za−

stosowania przełącznika zakresów i uzyska−
nia urządzenia wielopasmowego lecz na pod−
stawie długoletnich doświadczeń autor w tym
przypadku nie poleca takiego rozwiązania.

Trzeba przypomnieć, że praca w pasmie

amatorskim może być prowadzona tylko

przez osoby uprawnione, dlatego warto na
początek wykonać układ ograniczony do czę−
ści odbiorczej, a dopiero po osłuchaniu się na
pasmie i zdobyciu licencji − uzupełnienie ele−
mentów wchodzących w skład części nadaw−
czej. Wiele niezbędnych informacji jak uzy−
skać uprawnienia (gdzie zdać egzamin) jest
publikowanych m.in. w miesięczniku Świat
Radio.

Jak to działa?

Dokładny opis zasady działania minitrans−
ceivera Antek (AVT 2310) był publikowany
w EdW 10/98 str. 12−15 zaś sposób wykona−
nia i uruchomienia w EdW 11/98 str. 11−14.

Z tego też powodu poniższy opis zostanie

ograniczony tylko do niezbędnych informacji.

Schemat elektryczny minitransceivera

Antek z naniesionymi wartościami elemen−
tów dla pasma 40m (odmiennym kolorem)
jest zamieszczony na rysunku 1.

Ważną właściwością urządzenia jest użycie

układów scalonych NE612 (NE602) pełnią−
cych różne funkcje podczas pracy, filtru dra−
binkowego 4MHz oraz dwóch przekaźników.

Urządzenie może być zasilane z akumula−

tora 12V bądź zasilacza stabilizowanego 12−
13,8V/1A.

Do zasilania układów scalonych US2

i US3 wykorzystano napięcie 5V pochodzące
ze stabilizarora US6, zaś do zasilania genera−
torów − napięcie 9V otrzymane z układu sca−
lonego US7. Dodatkowy stabilizator napięcia
5V (opcja US8) jest zaplanowany jako zasi−
lacz programowanej skali cyfrowej AVT−
2318 opublikowanej w EdW 12/98 umożli−
wiającej wyświetlenie wartości częstotliwo−
ści pracy minitransceivera.

Przekaźniki PZ1 i PZ2 przełączają urzą−

dzenie z odbioru na nadawanie z chwilą naci−
śnięcia przycisku PTT przy mikrofonie (po−

danie napięcia 12V na cewki przekaźników).
PZ1/A służy do przełączania anteny z filtru
dwuobwodowego na stopień końcowy w.cz.,
zaś PZ1/B − do podawania napięcia na ukła−
dy odbiornika i nadajnika. Obydwie sekcje
PZ2 są wykorzystane do przełączania sygna−
łów VFO i BFO (zamieniają je miejscami,
doprowadzając do nóżek 6 układów NE612).
Użyto tutaj dwóch przekaźników na 12V ty−
pu RA12WN−K.

Częstotliwość generatora VFO dla plano−

wanego zakresu pasma 40m (7,0−7,1MHz)
powinna mieścić się w zakresie 11,0−
11,1MHz.

W naszym urządzeniu jest uproszczony

układ VFO wykonany na dwóch tranzysto−
rach T1, T2 (2xBC547; tranzystor T1 pracu−
je w układzie generatora Seilera, zaś T2 to ty−
powy wtórnik emiterowy spełniający rolę se−
paratora). Cewka L7 − indukcyjność genera−
tora − to pierwotne uzwojenie filtru 7x7 o nu−
merze 204, które ma wartość indukcyjności
około 1

µ

H. Z jedną sekcją kondensatora

zmiennego typu ELTRA o pojemności około
14pF i wartościami innych kondensatorów
podanych na schemacie, VFO pokrywa wy−
magany zakres 11,0−11,1MHz jeszcze z nie−
wielkim zapasem. Ponieważ przekładnia na
osi kondensatora o przełożeniu wynoszącym
3:1 jest nieco za mała do precyzyjnego
wstrojenia się na odbieraną stację, można
zrezygnować z dolnej części pasma, jeżeli
nie planuje się pracy emisją CW. W tym celu
należy zmniejszyć pojemność obwodu LC
generatora tak, aby ograniczyć zakres pracy
do 7045−7100kHz, czyli do części SSB pa−
sma. Operacji zmniejszenia pojemności moż−
na dokonać rozginając delikatnie wkrętakiem
płytki rotora kondensatora C10 zwiększając
tym samym odstęp między płytkami. Jedno−
cześnie zmniejszamy wypadkową pojemność

##

##

M

M

M

M

ii

ii

n

n

n

n

ii

ii

tt

tt

rr

rr

a

a

a

a

n

n

n

n

ss

ss

c

c

c

c

e

e

e

e

ii

ii

vv

vv

e

e

e

e

rr

rr

A

A

A

A

N

N

N

N

TT

TT

E

E

E

E

K

K

K

K

n

n

n

n

a

a

a

a

p

p

p

p

a

a

a

a

ss

ss

m

m

m

m

o

o

o

o

4

4

4

4

0

0

0

0

m

m

m

m

48

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

obwodu LC. W takim przypadku jednemu
obrotowi osi kondensatora będzie odpowia−
dała zmiana częstotliwości 20kHz, tak więc
trzy obroty dadzą 60kHz.

Generator BFO jest także podwójnie wy−

korzystywany: do odbioru jako dodatkowy
układ do demodulacji sygnału SSB i jako ge−
nerator fali nośnej podczas nadawania.
W tym przypadku wystarczył układ z jednym
tranzystorem T3 − BC547, w którego w pętlę
dodatniego sprzężenia zwrotnego włączono
piąty rezonator kwarcowy X5 o identycznej
częstotliwości, jak w filtrze drabinkowym.
Poprzez włączenie w szereg z rezonatorem
cewki L8 (w rozwiązaniu modelowym jest
nią dławik o indukcyjności 10

µ

H) uzyskano

obniżenie częstotliwości rezonatora o 200Hz,
czyli w konsekwencji uzyskano częstotli−
wość BFO o wartości 3,9998MHz. Chodziło
tutaj o przesunięcie częstotliwości nośnej na
lewe dolne zbocze charakterystyki filtru
kwarcowego w celu uzyskania górnej wstęgi
bocznej (USB). Chcąc przesunąć częstotli−
wość BFO na górne zbocze charakterystyki
filtru, w celu uzyskania dolnej wstęgi bocz−
nej, należy w miejsce dławika wstawić try−
mer o pojemności około 20pF.

Jak już wspomniano przełącznik w.cz. −

(przekaźnik PZ2) służy do zamiany dopro−
wadzeń sygnałów generatorów. Dzięki nie−
mu podczas odbioru do układu US1 dochodzi
sygnał VFO, zaś do US2 sygnał BFO, a pod−

czas nadawania − odwrotnie (do US1 docho−
dził BFO a do US2−VFO). Do styków przełą−
czających przekaźnika są doprowadzone sy−
gnały z generatorów poprzez dzielniki rezy−
storowe zapewniające poziomy napięć w.cz.
w granicach 300mV, jako wejściowe warto−
ści optymalne układów NE612.

Odbiór

Przy odbiorze (styki przekaźników w funkcji
spoczynkowej) odfiltrowany sygnał z anteny
za pośrednictwem trójsekcyjnego filtru dol−
noprzepustowego L1...L3 oraz dwuobwodo−
wego filtru pasmowoprzepustowego L4...L6
zestrojonych na pasmo 40m jest podawany na
pierwsze wejście mieszacza US2−NE612.
Filtr dolnoprzepustowy, wykorzystywany
dwustronnie zmniejsza także poziom sygna−
łów wejściowych odbiornika o częstotliwo−
ściach powyżej 40m. Na drugie wejście mie−
szacza jest kierowany sygnał z przestrajanego
generatora VFO o częstotliwości w zakresie
11,0−11,1MHz. Sygnał wyjściowy z układu
scalonego, będący różnicą obydwu składo−
wych, poprzez filtr SSB o częstotliwości
środkowej około 4MHz, jest podany na kolej−
ny układ NE612, pracujący podczas odbioru
jako wzmacniacz p.cz. i detektor SSB. Filtr
kwarcowy SSB jest w układzie drabinkowym
zestawionym z rezonatorów o częstotliwości
4MHz. Pasmo przenoszenia takiego filtru wy−
nosi około 2kHz (przy −3dB).

Na drugie wejście detektora US3 jest po−

dawany sygnał z generatora BFO o częstotli−
wości 3,9998MHz. Sygnał wyjściowy, będą−
cy różnicą doprowadzonych częstotliwości
składowych, jest podawany na przedwzmac−
niacz małej częstotliwości US4 − 741 i dalej,
poprzez potencjometr siły głosu R29, do
wzmacniacza końcowego LM386, a następ−
nie do głośnika lub słuchawek. Kształtowanie
charakterystyki sygnału m.cz. w zakresie 0,3−
3kHz zapewniają elementy RC na wejściu
układu wzmacniacza operacyjnego (R23 C54
C55 R24) oraz w pętli sprzężenia zwrotnego
(R27 C58). Kondensator C60 dołączony do
układu LM386 ustala maksymalne wzmoc−
nienie m.cz. i powinien być dobrany indywi−
dualnie podczas uruchamiania urządzenia
w taki sposób, aby nie następowało sprzęże−
nie m.cz. podczas ustawienia pokrętła regula−
cji siły głosu w skrajne prawe położenie.

Nadawanie

Podczas nadawania sygnał ze wzmacniacza
mikrofonowego US1 jest podawany poprzez
dwójnik C7 R7 na pierwsze wejście modula−
tora US1, zaś sygnał generatora fali nośnej
BFO − na drugie wejście tego układu.
Wzmacniacz mikrofonowy jest zrealizowany
na układzie operacyjnym 741 w identyczny
sposób, jak przedwzmacniacz odbiornika.

Rys. 1

Również i w tym przypadku dwójnik R4 C9
służy do obniżenia wzmocnienia powyżej
3kHz. Poziom sygnału m.cz. jest regulowany
za pośrednictwem potencjometru montażo−
wego R1. W momencie pojawienia się sy−
gnału akustycznego na wyjściu modulatora
(nóżka 5) pojawia się fala nośna. Do równo−
ważenia modulatora przewidziano potencjo−
metr montażowy R10 włączony w szereg
z rezystorami ograniczającymi R8 R11. Re−
zystor R9 służy do zachwiania równowagi
modulatora z chwilą zwarcia jego wolnej
końcówki do masy. W konsekwencji wywo−
łuje to pojawienie się fali nośnej na wyjściu
modulatora. Fakt ten jest wykorzystywany
podczas strojenia nadajnika oraz do pracy te−
legrafią (CW).

Kierunek przebiegu sygnału w.cz. nadaj−

nika jest taki sam, jak przy odbiorze. Sygnał
DSB z wyjścia modulatora jest podany na
filtr kwarcowy, na wyjściu którego pojawia
się górna wstęga boczna (przy założonym
mieszaniu różnicowym).

Oczywiście na wyjściu US3 występuje

suma i różnica częstotliwości składowych
doprowadzonych do jego wejść, jak w każ−
dym mieszaczu. Po wzmocnieniu sygnału
w układzie z tranzystorem T4 znajdujący się
w obwodzie kolektora filtr dwuobwodowy
L11...L9 zestrojony na wymagane pasmo
7,0−7,1MHz (identyczny jak w odbiorniku)
ustala właściwy zakres pracy i wstęgę.

Tranzystor T5 pełni funkcję drivera i przy

zastosowaniu popularnego tranzystora BC211
zapewnia około 200mW mocy. Rezystory
R38 i R36 wprowadzają niewielkie ujemne
sprzężenie zwrotne wpływające pozytywnie
na liniowość układu. Dopasowanie drivera
do wzmacniacza mocy zrealizowano za po−
średnictwem transformatora bifilarnego TR2.

W stopniu końcowym mocy użyto tranzy−

stora MOSFET typu IRF520, który, choć by−
wa stosowany w przetwornicach i wzmacnia−
czach m.cz., tutaj spełnił doskonale swoją ro−
lę zapewniając moc wyjściową nadajnika
około 2W praktycznie bez zniekształceń.
Oczywiście poprawną pracę układu osiągnię−
to poprzez ustawienie właściwego punktu
pracy stopnia za pośrednictwem potencjome−
tru montażowego R33. Dopasowanie obwo−
du drenu tranzystora do dolnoprzepustowego
filtru antenowego zapewniono poprzez bifi−
lrany transformator TR1, który ma co praw−
da taką samą konstrukcję, jak TR2, jednak
jest włączony w przeciwnym kierunku, to
znaczy wpływa na podwyższenie impedancji
wyjściowej.
Podstawowe parametry minitransceivera
ANTEK/40m:
− częstotliwość pracy: 7,0 − 7,1MHz
− emisja: SSB (LSB)
− czułość odbiornika: 0,5

µ

V (przy 10dB S+N:N)

− moc wyjściowa nadajnika: 2W
− tłumienie niepożądanej wstęgi bocznej: >40dB
− tłumienie fali nośnej: >40dB

− napięcie zasilania: 12V (13,8V)
− wymiary obudowy: 140x140x40mm

Montaż i uruchomienie

Cały układ minitransceivera zmontowano na
płytce drukowanej o wymiarach 135x135mm
dostępnej w sieci handlowej jako AVT−2310/A.

Montując układ nie należy przeoczyć wie−

lu zworek oraz poprowadzenia dodatkowym
przewodem ekranowanym sygnałów do gnia−
zdek: głośnikowego oraz mikrofonowego,
których zastosowanie wynikło z chęci wyeli−
minowania płytki dwustronnej.

Bardzo ważnym elementem konstrukcji

jest obudowa, która pełni kilka funkcji, m.in.,
oprócz ekranu od pól w.cz. (eliminuje możli−
wość zakłóceń odbioru oraz nadawania),
usztywnia całą konstrukcję zmniejszając nie−
stabilność VFO oraz umożliwia przykręcenie
do tylnej ścianki − za pośrednictwem pod−
kładki mikowej − tranzystora T6.

Wykorzystananie fabrycznej obudowy

metalowej o oznaczeniu T31, charakteryzu−
jącej się wymaganymi wymiarami zewnętrz−
nymi 140x140x40mm, wymaga nieco prze−
róbek. Polegają one m.in. na obcięciu we−
wnętrznych zagięć montażowych, wywierce−
niu w przedniej płytce otworu na oś konden−
satora zmiennego o średnicy około 15mm
oraz drugiego otworu o średnicy 6mm na oś
potencjometru siły głosu. Tylna płytka obu−
dowy została wymieniona na aluminiową
(przez wygięcie kawałka blachy o grubości
2mm), która łatwiej odprowadza ciepło
z tranzystora końcowego niż pierwotna bla−
cha z niepotrzebnym otworem i w dodatku
malowana farbą. Sposób wykonania niezbęd−
nych otworów do zamocowania tranzystora
T6 oraz pod gniazda (antenowe, mikrofono−
we, zasilania i głośnikowe) był zamiesz−
czony w EdW 11/98.

Zamiast cewek filtrów 7x7 o numerach

127 można dobrać inne typy filtrów o induk−
cyjności w granicach 10

µ

H i skorygować po−

jemności kondensatorów, bądź przewinąć in−
ne filtry 7x7 nawijając uzwojenia cewek L5,
L6, L11, L10 po 34 zwoje DNE 0,1, zaś L4
i L9 po 4 zwoje takiego samego przewodu.
Podobnie można postąpić z cewką L7 o sym−
bolu 204 (indukcyjność około 1,4

µ

H) lub na−

winąć na innym korpusie filtru 7x7 około
10 zwojów DNE 0,2.

Indukcyjność cewki L8 powinna być taka,

aby powodowała obniżenie częstotliwości re−
zonatora kwarcowego BFO o około 200Hz.
W rozwiązaniu modelowym był zastosowany
typowy dławik o indukcyjności 10

µ

H.

Samo uruchomienie układu nie odbiega

od sposobu uruchomienia innych opisywa−
nych transceiverów SSB. Choć urządzenie
zostało tak zaprojektowane, aby po
wstawieniu wszystkich elementów wzasa−
dzie nie trzeba było dokonywać skompli−
kowanych czynności strojeniowych, to jed−
nak przedstawione w dalszej części opisu

czynności są niezbędne do prawidłowej pra−
cy układu.

Jak zwykle w pierwszej kolejności należy

sprawdzić wartości napięć zasilających, po−
ziomy sygnałów i wartości częstotliwości ge−
neratorów. Do tego celu m.in. zastosowano
kondensatory C18 oraz C67 z opisanymi
punktami VFO i BFO.

Do punktów tych można podłączyć oscy−

loskop (do obserwacji, czy kształt wyjściowy
sygnału jest jak najbardziej zbliżony do sinu−
soidy) oraz cyfrowy miernik częstotliwości.

Poziomy sygnałów doprowadzonych do

nóżek 6 układów scalonych US2 i US3 po−
winny być zbliżone do zalecanych wartości
aplikacyjnych 300mV (ew. regulacja poprzez
korekcję dzielników rezystorowych R17/R18
i R19/R20). Układ BFO powinien pracować
od razu poprawnie zapewniając częstotli−
wość BFO o

wartości zbliżonej do

3,9998MHz. Trochę czasu wymaga ustawie−
nie częstotliwości VFO. Przy wykręconym
rotorze kondensatora zmiennego C10 usta−
wiamy rdzeń w cewce L7 w taki sposób, aby
miernik częstotliwości wskazał częstotliwość
zbliżoną do 11MHz. Następnie, przy wkręco−
nym rotorze, częstotliwość powinna obniżyć
się i osiągnąć w skrajnym położeniu
11,1MHz.

Korekcję tę przeprowadza się poprzez do−

branie wartości C13 i C14 oraz przez rozgi−
nanie bądź doginanie płytek rotora kondensa−
tora zmiennego. Poprzez kilkukrotną korek−
cję L7 oraz kondensatorów z pewnością na−
stąpi taki moment, kiedy w dwóch skrajnych
położeniach gałki strojenia osiągniemy krań−
cowe wartości częstotliwości 11MHz oraz
11,1MHz, co kończy wstępną pracę z VFO
(pozostanie jeszcze ewentualne dobieranie
kondensatorów pod względem współczynni−
ków temperaturowych w przypadku zauwa−
żenia zbyt dużego płynięcia częstotliwości).
Warto wspomnieć, że zamiast obecnie trud−
nego do zdobycia kondensatora zmiennego
można użyć popularnej diody pojemnościo−
wej BB105 i przestrajać przy pomocy poten−
cjometru (ta modyfikacja jest pokazana na
schemacie innym kolorem).

Po dołączeniu do wejścia antenowego ge−

neratora na zakres 7MHz (lub już konkretnej
anteny np. W3DZZ) pozostanie dostrojenie
obwodów wejściowych (ustawienie rdzeni
w cewkach L5 i L6) na najsilniejszy sygnał
w głośniku.

Prądy spoczynkowe tranzystorów T4 − T6

można zmierzyć za pomocą woltomierza do−
łączanego do rezystorów (orientacyjne war−
tości na rezystorach: R41 − 0,9V, R36 − 1,4V,
R31 − 0,15V).

Po uruchomieniu nadajnika przyciskiem

PTT i skontrolowaniu przełączania sygnałów
VFO i BFO oraz ewentualnym skorygowaniu
punktów pracy, należy zestroić filtr dwu−
obwodowy.

Ciąg dalszy na stronie 71.

49

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

50

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Ciąg dalszy ze strony 71.

W tym celu ustawiamy suwak potencjome−

tru R10 w skrajne położenie i tak ustawiamy
rdzenie w cewkach L10 i L11, aby uzyskać na
sztucznym obciążeniu 50

Ω

maksymalny sygnał

wejściowy. Jeżeli będziemy wykorzystywali do
tego oscyloskop, to od razu skontrolujemy, czy
sygnał jest jak najbardziej zbliżony do sinusoi−
dy. Dołączony miernik częstotliwości powinien
wskazać wartość z przedziału 7 do 7,1MHz.
Można przy okazji skorygować zestrojenie
VFO (rdzeniem L7) i nanieść obok pokrętła
strojenia co najmniej dwa znaczniki częstotli−
wości. Jako sztuczne obciążenie można wyko−
rzystać rezystor 51

Ω

/2W (lub kilka równolegle

połączonych, np. 2 sztuki po 100

Ω

/1W).

Następnie równoważymy modulator po−

przez sprowadzenie suwaka potencjometru
w takie położenie (okolice środka zakresu),
aby na wyjściu uzyskać jak najmniejszy po−
ziom sygnału (ideałem byłoby zero). W przy−
padku zwarcia punktu CW do masy znów po−
winna pojawić się fala nośna.

Jeżeli opisane powyżej czynności wypa−

dły pomyślnie, pozostaje jeszcze dobrać po−
ziom sygnału z mikrofonu za pośrednictwem
potencjometru R1 tak, aby uzyskać maksy−
malny poziom SSB bez zniekształceń wyni−
kających z przesterowania modulatora. Ja−
kość sygnału można łatwo skontrolować po−
przez odbiornik z krótką anteną (np. kilka−
dziesiąt cm przewodu) ustawiony w pobliżu
wyjścia antenowego minitransceivera.

Po upewnieniu się, że na wyjściu otrzy−

maliśmy prawidłowy sygnał SSB, czyli czy−
telny z naksymalnie wytłumioną nośną i gór−
ną wstęgą boczną, dopiero teraz możemy do−
łączyć antenę i jeszcze raz skontrolować, czy
jakość sygnału nie uległa pogorszeniu i czy
przypadkiem nie nastąpiło wzbudzenie
wzmacniacza nadajnika.

Wypada sprawdzić temperaturę tranzysto−

rów i jeżeli będzie zbyt wysoka, prowadząca
nieuchronnie do zniszczenia podczas dłuż−
szej pracy, to jest to kolejnym sygnałem, że
należy sprawdzić ustawienie prądu spoczyn−
kowego, a następnie zapewnić lepsze chło−
dzenie poprzez dodatkowy radiator.

Inne możliwości przeróbek

Jak już wspomniano na wstępie, w bardzo
prosty sposób można przystosować minitran−
sceiver do pracy w zakresie 160m (1810−
1980kHz). Dla tego zakresu filtry dwuobwo−
dowe z zastosowaniem obwodów 127 wyma−
gają wymiany kondensatorów C20, C22, C48
i C49 na 470pF (można do istniejących kon−
densatorów 100pF dolutować od strony dru−
ku kondensatory po 150−180pF). Wymagany
zakres pracy VFO 7810−7980kHz (dla orygi−
nalnego filtru 6MHz) można uzyskać po−
przez głębsze wkręcenie rdzenia w cewce L7
(ew. dobraniu większej wartości kondensato−
ra C13). Podczas prób i zestrojenia w pasmie
160m można zrezygnować z filtru dolnoprze−
pustowego. Podczas normalnej pracy lepiej

jednak zastosować taki filtr (L1, L2, L3:
4,7

µ

H; C1, C4: 2,2nF; C2, C3: 4,7nF).

Ze względu na wykorzystane układy sca−

lone NE612 urządzenie można przystosować
praktycznie do wszystkich podzakresów KF,
łącznie z pasmem CB (a nawet VHF/SSB
w części pasm 6m i 2m).

Pasmo 6m (50−52MHz; na początek wystar−

czy wycinek np. 50,100−50,400MHz) można
uzyskać na dwa sposoby. Najprościej będzie
zastosować rezonatory o wartości około
40MHz (po zmniejszeniu wartości współpracu−
jących kondensatorów w filtrze do 15pF oraz
zmodyfikowaniu układu BFO) i podwyższeniu
częstotliwości VFO na wartość ponad 10MHz.

Innym sposobem będzie pozostawienie ory−

ginalnego filtru 6MHz i użycie układu VXO na
wartość ponad 44MHz (np. zastosowanie rezo−
natora piezoceramicznego o wartości około
14,67MHz + potrajacz częstotliwości).

Podstawowym mankamentem w realizacji

minitransceivera (nie tylko na bazie opisywa−
nego kitu) jest mała stabilność generatora LC
co wymaga pieczołowitego doboru konden−
satorów w układzie VFO. Najlepszym roz−
wiązaniem byłoby zastosowanie pętli PLL
ale cena takiego układu przewyższa cenę ca−
łego minitransceivera. Z tego też względu au−
tor poleca użycie układu VXO. Przydatna
może być tutaj płytka AVT 2438 − generator
VXO/2m lub 6m (opis w EdW 7/2000).

Andrzej Janeczek

[e-mail]

50

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Do czego to służy?

Opisany układ może być interesującą cieka−
wostką do zabawy. Na pewno znajdzie zasto−
sowanie w układach sygnalizacyjnych i alar−
mowych. Autor artykułu był kiedyś świad−
kiem zabawnej sceny: pies zauważył, że
odzywa się do niego... samochód. Auto wy−
posażone było w obwody, które po wykryciu
głośniejszego dźwięku włączały na chwilę

kierunkowskazy i brzęczyk. Gdy pies szczek−
nął, układ samochodu „odszczekiwał” krótko;
cała zabawa i zdziwienie psa powtarzały się
przez jakiś czas. Opisany układ może pełnić
i taką funkcję dodatkowego sygnalizatora do
samochodu, mieszkania czy domu.

Generalna zasada działania jest bezna−

dziejnie prosta: po wykryciu odpowiednio
głośnego dźwięku układ na określony czas

włącza generator oraz syrenę alarmową.
Nowością jest to, że przyrząd nie ma od−
dzielnego mikrofonu. Jeden jedyny głośnik
pełni zarówno rolę mikrofonu jak i sygnali−
zatora. Dodatkową zaletą jest fakt, że moż−
na dowolnie regulować czułość oraz czasy
działania i częstotliwość sygnalizatora.

#

#

Rys. 1 Schemat ideowy

S

S

S

S

yy

yy

rr

rr

e

e

e

e

n

n

n

n

a

a

a

a

ss

ss

tt

tt

e

e

e

e

rr

rr

o

o

o

o

w

w

w

w

a

a

a

a

n

n

n

n

a

a

a

a

g

g

g

g

łł

łł

o

o

o

o

ss

ss

e

e

e

e

m

m

m

m

2

2

2

2

6

6

6

6

1

1

1

1

1

1

1

1

51

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Jak to działa?

Schemat ideowy układu pokazany jest na
rysunku 1. W trybie czuwania tranzystor
T1 jest zatkany i głośnik G1 pracuje jako
mikrofon. Niewielki sygnał z głośnika jest
silnie wzmacniany przez wzmacniacz U1B.
Jego wzmocnienie, przynajmniej przy
mniejszych częstotliwościach, wynosi po−
nad 200x (R7, R8). Układ U1Ajest kompa−
ratorem. W

spoczynku na wyjściu

U1B (nóżka 7) nie występuje przebieg
zmienny, a napięcie stałe jest takie same,
jak w punkcie połączenia R2, R3. Z kolei
napięcie stałe na nóżce 2 kostki U1Ajest
nieco niższe od napięcia stałego na nóżce 7
U1B. Potencjometr PR1 wyznacza spo−
czynkową różnicę napięć na obu wejściach
U1A, a tym samym czułość układu. Rezy−
story R1, R5 zapewniają niewielką histere−
zę i względnie „czyste” stany logiczne na
wyjściu U1A. W spoczynku na wyjściu
komparatora U1A, czyli na nóżce 1, napię−
cie jest bliskie dodatniemu napięciu zasila−
nia. Na wyjściu inwertera U2C utrzymuje
się stan wysoki i dwa generatory z bramka−
mi U2D, U2E nie pracują. Negator U2F po−
woduje, że tranzystor T1 („darlington” mo−
cy) jest wyłączony.

Jednocześnie stan wysoki z wyjścia

U2C wymusza stan niski na wyjściu U2A.
Obecność diod D1, D2 zapewnia, że w tym
stanie na wejście U2B podawany jest bez
przeszkód stan wysoki z wyjścia komparato−
ra U1A.

Pojawienie się na nóżce 7 U1B wzmoc−

nionego przebiegu zmiennego spowoduje
wystąpienie się na nóżce 1 napięcia bliskie−
go zeru. Inwerter U2B zmieni stan. Dodat−
nie zbocze na jego wyjściu spowoduje poja−
wienie się stanu niskiego na wyjściu U2C.
Ten stan niski dzięki diodzie D2 „przytrzy−
ma” wejście U2B w stanie niskim, nieza−
leżnie od stanu wyjścia komparatora.
W efekcie na wyjściu U2C pojawi się ujem−
ny impuls o czasie trwania wyznaczonym
przez R12C7. Impuls ten włączy generato−
ry. Z głośnika popłynie sygnał o częstotli−
wości wyznaczonej przez R14C9, przery−
wany w rytmie określonym przez R13C8.
Ujemny impuls na wyjściu U2C nie tylko
włączy generator, ale też szybko rozładuje
C6 przez D5 i R11 i wymusi na wyjściu
U2Astan wysoki.

Gdy ujemny impuls na wyjściu

U2C skończy się, układ nie wróci od razu
do stanu czuwania. Kondensator C6 będzie
się pomału ładował przez R11 i na czas wy−
znaczony przez R11C6 na rezystorze R10
i na wejściu U2B zostanie wymuszony stan
wysoki. Generator nie będzie pracował, ale
układ będzie nieczuły na jakiekolwiek
dźwięki, ponieważ stan wysoki z wyjścia
U2Apodany przez diodę D1 wymusi prze−
rwę w działaniu układu. Jeśli po naładowa−
niu C6 i zmianie stanu U2Agłośnik zareje−

struje dźwięki, generator znów się włączy
na czas zależny od R12C7.

Oznacza to, że w hałaśliwym otoczeniu

układ będzie cyklicznie włączany (czas
R12C7) i wyłączany (czas R11C6).

Kondensator C7 w spoczynku pozostaje

bez napięcia, więc powinien być kondensa−
torem tantalowym, ceramicznym albo folio−
wym. Nie powinien to być zwykły alumi−
niowy „elektrolit”, bo uległby szybkiemu
rozformowaniu, uniemożliwiając pracę
układu. Kondensatory C1, C4 zostały niety−
powo włączone do plusa zasilania ze wzglę−
du na fakt, że głośnik ma jedną końcówkę
też dołączoną do plusa zasilania, a więc ob−
wód ten pełni rolę lokalnej masy dla prze−
biegów zmiennych z głośnika.

Montaż i uruchomienie

Układ można zmontować na niewielkiej płyt−
ce drukowanej, pokazanej na rysunku 2.
Montaż jest klasyczny i nie powinien sprawić
trudności nawet mniej zaawansowanym.
W razie potrzeby tranzystor T1 należy wypo−
sażyć w niewielki radiator. Zazwyczaj nie bę−
dzie to potrzebne, bo pracuje on przecież
z przebiegiem prostokątnym i jest albo w peł−
ni nasycony, albo zatkany.

Układ może współpracować z dowolnym

głośnikiem. Należy jednak wziąć pod uwa−
gę, że przy napięciu zasilania 12V moc do−
starczona do 4

Ω

głośnika przez jednokie−

runkowy przebieg będzie wynosić około
7,5W, a do 8−omowego prawie 4W. Zapew−
ni to dużą głośność, wymaga jednak zasto−
sowania głośnika o odpowiednio dużej mo−
cy: minimum 10W przy 4

Ω

i min. 5W przy

8

Ω

. Jeszcze lepsze wyniki, ściślej znacznie

większą głośność można uzyskać stosując
tubowy głośnik od samochodowej syreny
alarmowej (głośnik dynamiczny, nie prze−
twornik piezo).

Z rezystorami R7, R8 o wartościach

220k

Ω

, 1k

Ω

czułość układu jest duża. Kto

chciałby ją zwiększyć jeszcze bardziej, może
zwiększyć R7 do 1M

Ω

− wtedy układ zarea−

guje już na naprawdę ciche dźwięki.

Można dowolnie zmieniać wartości sta−

łych czasowych, na przykład zmniejszyć
R12C7, zwiększyć R11C6, zewrzeć D3,
usunąć C8, R13, by po wykryciu hałasu

uzyskać tylko jeden krótki sygnał ostrze−
gawczy.

Jeśli układ miałby być automatyczną sy−

reną alarmową, koniecznie trzeba postarać
się o głośnik tubowy, który zapewni napraw−
dę głośny dźwięk. Dowolny inny głośnik
może być zastosowany, jeśli układ będzie
pracował tylko jako sygnalizator. Można też
włączyć w szereg z głośnikiem rezystor
(4,7...47

Ω

), co zmniejszy głośność i pozwoli

zastosować nawet mały głośniczek.

Piotr Górecki

Rys. 2 Schemat montażowy

Wykaz elementów

Rezystory

R

R11,,R

R1100 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11M

M

Ω

Ω

R

R22,,R

R66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1155kk

Ω

Ω

R

R33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..3333

Ω

Ω

R

R44,,R

R99,,R

R1144 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000kk

Ω

Ω

R

R55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100kk

Ω

Ω

R

R77 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..222200kk

Ω

Ω

R

R88 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11kk

Ω

Ω

R

R1111 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100M

M

Ω

Ω

R

R1122 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..447700kk

Ω

Ω

R

R1133 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..4477kk

Ω

Ω

R

R1155 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..447700

Ω

Ω

P

PR

R11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11kk

Ω

Ω

Kondensatory

C

C11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000µµFF//1166V

V

C

C22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000nnFF cceerraam

miicczznnyy

C

C33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11000000µµFF//1166V

V

C

C44,,C

C88 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100µµFF//1166V

V

C

C55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000nnFF

C

C66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11µµFF//1166V

V

C

C77 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100µµFF//1166V

V ttaannttaalloow

wyy

C

C99 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..** 44,,77nnFF

Półprzewodniki

D

D11−D

D55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11N

N44114488

TT11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BD

D664499

U

U11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..TTLL006622

U

U22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..4400110066

Inne

G

G11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..G

Głłoośśnniikk

Komplet podzespołów z płytką jest

dostępny w sieci handlowej AVT jako

kit szkolny AVT−2611

52

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Do czego to służy?

Do czego służy bezpiecznik, wie każdy − ma
on przerwać obwód, jeśli prąd przekroczy
dopuszczalną wartość. Popularne bezpieczni−
ki topikowe mają swoje zalety, ale też liczne
wady. Większość bezpieczników wcale nie
chroni układu elektronicznego przed uszko−
dzeniem, a jedynie zapobiega zwarciu i poża−
rowi w przypadku, gdy chroniony układ
elektroniczny ulega awarii. Niekorzystne
właściwości bezpieczników topikowych są
przyczyną, że są one rzadko stosowane po
stronie wtórnej transformatora sieciowego.
Są umieszczane jedynie w obwodzie sieci
energetycznej, gdzie chronią nie tyle trans−
formator i układ, co przewody i inne bez−
pieczniki w obwodach sieci.

Wydawałoby się, że po stronie wtórnej

transformatora można zastosować układy
elektroniczne, które będą pełnić funkcje bez−
pieczników. Jednak zaprojektowanie i wyko−
nanie dobrego bezpiecznika elektronicznego
nie jest wcale łatwe, o czym przekonało się
już wielu elektroników. Trzeba bowiem po−
godzić różne, częściowo wzajemnie sprzecz−
ne, wymagania na przykład:
− niewielki spadek napięcia,
− szybkość dostosowaną do potrzeb
− regulowany próg zadziałania

Jak to działa?

W bezpiecznikach elektronicznych z reguły
sprawdza się spadek napięcia na rezystorze
pomiarowym o niewielkiej wartości. W pre−
zentowanych rozwiązaniach takiego rezystora

pomiarowego nie ma. Pomiar zrealizowano
w niecodzienny sposób. Idea przedstawiona
jest w uproszczeniu na rysunku 1. Podczas
normalnej pracy MOSFET jest w pełni
otwarty, to znaczy, że na jego bramce napię−
cie, że jest rzędu 8V lub więcej. Otwarty
MOSFET przedstawia sobą niewielką rezy−
stancję. Wartość tej rezystancji to oczywiście
podawany w katalogach parametr R

DSon

.

Właśnie rezystancja otwartego MO−

SFET−a pełni rolę rezystora pomiarowego.
Prąd płynący przez tę rezystancję wywołuje
niewielki spadek napięcia, rzędu setek lub
dziesiątek miliwoltów. Napięcie to jest dopro−
wadzone przez rezystor Rb do wejścia
wzmacniacza operacyjnego, który tu pełni ro−
lę komparatora. Komparator porównuje ten
spadek napięcia z niewielkim napięciem z po−
tencjometru P. Nadmierny prąd spowoduje
wystąpienie na rezystancji MOSFET−a spad−
ku napięcia większego niż napięcie z poten−
cjometru, a to spowoduje reakcję komparato−
ra i wyłączenie MOSFET−a. Napięcie na wej−
ściu odwracajacym komparatora wzrośnie je−
szcze bardziej i układ się zatrzaśnie. Tranzy−
stor zostanie na trwałe odcięty, a powrót do
normalnej pracy może nastąpić dopiero wsku−
tek świadomej ingerencji człowieka.

Przedstawiona idea została zrealizowana.

Powstał i został starannie przebadany model,
pokazany na fotografii 1. Układ pracował
w różnych warunkach, przy czym zależnie od
warunków i potrzeb był w istotny sposób
modyfikowany. Wyniki pomiarów okazały
się więcej niż obiecujące i okazało się, iż war−
to zaprojektować dwa oddzielne układy: „do−
datni“ i „ujemny”. Ich działanie jest w sumie
jednakowe, a różnica polega na tym, która

szyna zasilania jest przerywana. Sposób włą−
czenia i uproszczony schemat wewnętrzny
obu wersji jest pokazany na rysunku 2.

Pełny schemat ideowy wersji „ujemnej”

jest pokazany na rysunku 3. Stabilizator U1
zasila układ sterujący napięciem stabilizowa−
nym o wartości 9V. Kondensatory C1, C2 są
potrzebne, by wyeliminować jakiekolwiek
ryzyko samowzbudzenia stabilizatora, co
mogłoby nastąpić w niesprzyjających warun−

E

E

E

E

ll

ll

e

e

e

e

k

k

k

k

tt

tt

rr

rr

o

o

o

o

n

n

n

n

ii

ii

c

c

c

c

zz

zz

n

n

n

n

yy

yy

b

b

b

b

e

e

e

e

zz

zz

p

p

p

p

ii

ii

e

e

e

e

c

c

c

c

zz

zz

n

n

n

n

ii

ii

k

k

k

k

2

2

2

2

6

6

6

6

1

1

1

1

7

7

7

7

#

#

#

Rys. 1 Zasada działania

Fot. 1

Rys. 2 Wykorzystanie

kach pracy. Dzięki stabilizatorowi U1 układ
bezpiecznika może poprawnie pracować przy
napięciu wejściowym 10...35V.

Należy zwrócić uwagę, że do poprawnej

pracy układu konieczne jest napięcie, które
w pełni otworzy MOSFET−a. Do pełnego
otwarcia typowego MOSFET−a mocy wyma−
gane jest napięcie co najmniej 8V. Właśnie dla−
tego w układzie zastosowano stabilizator 9−
woltowy. Tylko tak zwane logiczne MOSFET−
y mocy, zwykle mające w oznaczeniu literkę
L, mające obniżone napięcie progowe, oraz
MOSFET−y małej mocy, otworzą się w pełni
przy napięciu bramka−źródło równym 4,5...5V.

Oznacza to, że układ będzie pracował pra−

widłowo przy napięciach zasilania wynoszą−
cych co najmniej 10V. Jeśli konieczna byłaby
praca przy napięciu niższym, obwód stabili−
zatora należy zasilać z oddzielnego źródła
napięciem większym niż 10V.

Kluczową rolę w układzie pełni wzmac−

niacz operacyjny U2, który porównuje napię−
cia na obu swych wejściach. Napięcie na wej−
ściu nieodwracającym pochodzi z suwaka po−
tencjometru PR1 i może być regulowane
w granicach mniej więcej 3,6mV...360mV (co
teoretycznie daje zakres regulacji „prądu za−
działania” w granicach 0,1A...10A). Napięcie
to jest porównywane z napięciem na rezystan−
cji otwartego MOSFET−a, które jest podawane
na wejście odwracające przez sieć rezystorów
R10, R9, R6. Rezystor R9 jest potrzebny,

żeby niezawodnie „ściągnąć do dołu” napięcie
na wejściu odwracającym w sytuacji, gdy na
przykład obciążenie nie jest podłączone. War−
tość R9 nie jest krytyczna. Warto zauważyć,
że przy podanych na schemacie wartościach
R9, R10, na wejście przekazywane jest prawie
całe napięcie z tranzystora T2. Wbrew pozo−
rom, w czasie normalnej pracy dioda LED D1
i brzęczyk piezo Y1 nie wpływają na działanie
układu, bowiem spadek napięcia na tranzysto−
rze T2 podczas pracy nie przekracza 400mV,
a przy takich napięciach ani dioda LED, ani
brzęczyk praktycznie nie przewodzą prądu.

Oba te elementy pełnią w układzie ważną

rolę. Brzęczyk sygnalizuje dźwiękiem fakt

zadziałania bezpiecznika, co pozwoli unik−
nąć niepotrzebnego szukania przyczyny bra−
ku reakcji zasilanego układu. Dioda LED też
może pełnić funkcje sygnalizatora świetlne−
go, jednak jej główne zadanie jest inne. Nie−
zależnie od wartości napięcia zasilającego
układ, nie dopuszcza do niekontrolowanego
wzrostu napięcia na wejściu wzmacniacza
operacyjnego, co pozwala uniknąć trwałego
zatrzaśnięcia lub innych kłopotów, np. z tzw.
inwersją.

W układzie pracuje wzmacniacz operacyj−

ny TLC271 w trybie high bias, co uzyskuje
się dołączając nóżkę 8 do ujemnej szyny za−
silania. Właśnie ten tryb pracy jest w tym
wypadku optymalny, ale nie ze względu na
szerokie pasmo przenoszenia i dużą szybkość
zmian napięcia wyjściowego (slew rate), tyl−
ko z uwagi na korzystne parametry wejścia
i

możliwość pełnej korekcji napięcia

niezrównoważenia za pomocą potencjometru
PR2 (do czego potrzebny jest dzielnik R7, R8).

Bardzo ważną rolę odgrywają w układzie

kondensator C4 i obwód jego rozładowania
z tranzystorem T1. Od stałej czasowej R6C4
zależy szybkość zadziałania bezpiecznika
w przypadku gwałtownego wzrostu prądu.
Czas zadziałania w większości przypadków
nie powinien być bliski zeru. W proponowa−
nej wersji czas zadziałania wynosi kilkadzie−
siąt milisekund lub mniej, zależnie od warto−
ści prądu udarowego.

Kondensator C4 zapobiega też zadziała−

niu bezpiecznika przy włączeniu napięcia za−
silającego oraz po dołączeniu obciążenia −
rozładowany kondensator C4 przez krótki
czas utrzymuje na wejściu odwracającym na−
pięcie niższe, niż na wejściu nieodwracają−
cym, przez co wymusza „stan wysoki” na
wyjściu wzmacniacza, a tym samym zapew−
nia niezawodne otwarcie tranzystora T2.

Obwód z tranzystorem T1 i przyciskiem

S1 jest potrzebny, by ręcznie „wyzerować”
układ po zadziałaniu bezpiecznika, gdy tran−
zystor T2 zostanie zatkany. Tranzystor T1
szybko rozładuje kondensator C4 i zwierając
nóżkę 2 wzmacniacza U2 do masy wymusi
na jego wyjściu stan wysoki, który otworzy
tranzystor. Na pierwszy rzut oka wydaje się,
że przycisk S1 mógłby być włączony za−
miast tranzystora T1. Należy jednak pamię−
tać, że w tym czasie, gdy przewodzi tranzy−
stor T1, wymuszone jest otwarcie także tran−
zystora T2 nawet wtedy, gdy przez obciąże−
nie płynie nadmiernie duży prąd. Jeśli więc
przycisk S1 byłby włączony zamiast tranzy−
stora T1, bezpiecznik zupełnie nie pełniłby
swojej roli przy ciągłym naciskaniu przyci−
sku. Żeby wyeliminować ryzyko uszkodze−
nia obciążenia, zastosowano obwód z kon−
densatorem C3. Stała czasowa R4C3 okre−
śla, na jak długo zostaną włączone tranzysto−
ry T1 i T2 przy dowolnie długim naciśnięciu
przycisku S1.

Pełny schemat wersji „dodatniej” pokaza−

ny jest na rysunku 4. Jest to niemal identycz−
ny układ, tylko w pewnym sensie odwrotny,
co wynika z konieczności zastosowania tu
tranzystora MOSFET z kanałem P. Dlatego
zastosowano stabilizator 79L09 i wzmac−
niacz operacyjny TL081. Z łatwością można
zidentyfikować poszczególne obwody, zwła−
szcza że numeracja elementów jest analo−
giczna jak w wersji „ujemnej”. Różnica pole−
ga na uproszczonym obwodzie korekcji na−
pięcia niezrównoważenia − suwak PR2 jest
dołączony wprost do szyny zasilania i nie ma
rezystorów R7, R8. Dodatkowo przewidzia−
no też możliwość zastąpienia stabilizatora
79L09 „programowaną dioda Zenera”, czyli
układem TLC431, co wymaga dodatkowych
rezystorów R11...R13. W wersji podstawo−
wej wykorzystany będzie stabilizator 79L09,
a wspominane opcjonalne elementy nie będą
stosowane.

53

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Rys. 3 Schemat ideowy wersji „ujemnej”

*)

*)

*)

Rys. 4 Schemat ideowy wersji „dodatniej“

Montaż i uruchomienie

Wersję „ujemną” można zmontować na płytce
pokazanej na rysunku 5. Montaż nie sprawi
trudności. Układ scalony należy włożyć do
podstawki na końcu, po zmontowaniu wszyst−
kich elementów. W układzie podstawowym
nie trzeba montować rezystorów R7, R8 i po−
tencjometru PR2. Są one potrzebne, jeśli uży−
ty egzemplarz wzmacniacza operacyjnego ma
znaczne napięcie niezrównoważenia, a układ
ma działać także przy małych prądach.

Wersję „dodatnią” można zmontować na

płytce pokazanej na rysunku 6. Elementy
R11, R12, R13 i U3 nie będą montowane.
W układzie podstawowym nie trzeba też
montować potencjometru PR2.

Układy zmontowane prawidłowo ze spraw−

nych elementów będą pracować od razu. Trze−
ba tylko za pomocą P1 ustawić pożądany prąd
zadziałania. W przypadku wersji „ujemnej
z tranzystorem BUZ11 zakres regulacji powi−
nien wynosić mniej więcej 0,1...10A. W wersji
„dodatniej” z tranzystorem IRF9540 zakres re−
gulacji wyniesie mniej więcej 30mA...3A.
Wartości te będą różne, zależnie od rezystancji
danego egzemplarza tranzystora i od napięcia
niezrównoważenia egzemplarza wzmacniacza
operacyjnego. Jeśliby okazało się, że nie moż−
na uzyskać małych prądów zadziałania nawet
w skrajnej pozycji suwaka PR1, należy wluto−
wać elementy do korekcji napięcia niezrówno−
ważenia (potencjometr PR2, R7, R8).

Jeśli bezpiecznik będzie pracował przy

dużych prądach, rzędu amperów, należy klu−

czowe obwody wykonać grubymi przewoda−
mi o przekroju co najmniej 1,5mm

2

, a moduł

bezpiecznika włączyć według rysunku 7,
a nie tak, jak pokazuje rysunek 2.

Możliwości zmian

Jak podano, zakres regulacji prądu zadziała−
nia bezpiecznika można zmieniać za pomocą
PR1 w bardzo szerokich granicach, mniej
więcej stukrotnie. Dokładne wartości naj−
mniejszego i największego prądu zadziałania
zależą nie tylko od napięcia na suwaku po−
tencjometru, ale też od rezystancji otwartego
MOSFET−a. W układach modelowych wyko−
rzystano MOSFET−y mocy o bardzo małej
rezystancji R

DSon

, przez co zakres regulacji

sięga co najmniej kilku amperów. Kto chciał−
by zbudować bezpiecznik o mniejszych prą−
dach nominalnych, powinien po prostu zasto−
sować MOSFET−y o większej rezystancji
R

DSon

, nawet małe BS170 czy BS107.

Warto pamiętać, że generalnie rezystancja

w stanie otwarcia tranzystorów MOSFET
z kanałem P jest dwukrotnie większa, niż od−
powiadających im tranzystorów z kanałem
N. Przykładowo dla tranzystorów z kanałem
N maksymalna wartość R

DSon

w temperaturze

pokojowej wynosi:

BUZ10 − 0,07

Ω

BUZ11 − 0,04

Ω

BUZ11A − 0,055

Ω

IRF540 − 0,052

Ω

IRF530 − 0,16

Ω

BS170 − 5

Ω

BS107 − 26

Ω

.

Dla tranzystorów
z kanałem P:
IRF9540 − 0,117

Ω

BUZ271 − 0,15

Ω

BUZ171 − 0,3

Ω

Podane wartości

dotyczą temperatu−
ry pokojowej. Przy
wzroście temperatu−
ry złącza rezystan−
cja zauważalnie ro−
śnie. W katalogach

można znaleźć zależność R

DSon

od temperatu−

ry. Rysunek 8 pokazuje, że rezystancja ta
wzrasta mniej więcej dwukrotnie przy wzro−
ście temperatury do górnej dopuszczalnej gra−
nicy +150

o

C.

Radiator dla MOSFET−a nie jest potrzeb−

ny jeśli moc strat przy temperaturze złącza
nie wyższej od +150

o

C nie przekroczy 1W.

Przy tranzystorze BUZ11 oznacza to mozli−
wość pracy bez radiatora z prądami rzędu kil−
ku amperów. Aby jednak uniezależnić się od
omówionych zmian termicznych warto za−
stosować niewielki radiator.

Wartości elementów podane na schemacie

i w wykazie okażą się odpowiednie do wielu
zastosowań. Kto chciałby jednak wykonać
bezpiecznik o innej charakterystyce czaso−
wo−prądowej, może śmiało zmieniać warto−
ści kondensatorów C4 w szerokim zakresie
od zera do 1

µ

F oraz C3 w zakresie

1nF...220nF. Wartość C3 powinna być pro−
porcjonalna do wartości C4 − przy maleńkiej
wartości C3 i wielokrotnie większej C4 czas
otwarcia T1 może okazać się za mały do roz−
ładowania C4. W razie wątpliwości trzeba to
sprawdzić za pomocą oscyloskopu.

Jeśli ktoś w wersji „dodatniej” zechce wy−

korzystać stabilizator U3 zamiast U1 powi−
nien dobrać wartość R11 w zależności od na−
pięcia zasilającego, by prąd płynący przez
kostkę TLC431 nie spadał poniżej 1mA.

Leszek Potocki

54

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Wykaz elementów

R

R11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..2244kk

Ω

Ω

R

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100

Ω

Ω

R

R33,,R

R66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11M

M

Ω

Ω

R

R44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000kk

Ω

Ω

R

R55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000kk

Ω

Ω

R

R99 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100kk

Ω

Ω

R

R1100,,R

R1133 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11kk

Ω

Ω

R

R1111 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..**
R

R1122 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..22,,22kk

Ω

Ω

P

PR

R11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11kk

Ω

Ω

m

miinniiaattuurroow

wyy

P

PR

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..2222kk

Ω

Ω

m

miinniiaattuurroow

wyy

C

C11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100

µµ

FF//5500V

V

C

C22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1100

µµ

FF//1166V

V

C

C33,,C

C44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000nnFF

D

D11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..LLEED

D żżóółłttaa

TT11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..B

BC

C554488

TT22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..IIR

RFF99554400

U

U11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..7799LL0099
U

U22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..TTLL008811
U

U33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..TTLLC

C443311

S

S11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..m

mssw

wiittcchh

Y

Y11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..ppiieezzoo zz ggeenneerraattoorreem

m

Wersja „ujemna”

R

R77,,R

R88 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..nniiee m

moonnttoow

waaćć

w

w uukkłłaaddzziiee ppooddssttaaw

woow

wyym

m

P

PR

R22 .. .. ..nniiee m

moonnttoow

waaćć w

w uukkłłaaddzziiee ppooddssttaaw

woow

wyym

m

Wersja „dodatnia”

P

PR

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..nniiee m

moonnttoow

waaćć

w

w uukkłłaaddzziiee ppooddssttaaw

woow

wyym

m

R

R1111,,R

R1122,,R

R1133 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..nniiee m

moonnttoow

waaćć

w

w uukkłłaaddzziiee ppooddssttaaw

woow

wyym

m

U

U33 .. ..nniiee m

moonnttoow

waaćć w

w uukkłłaaddzziiee ppooddssttaaw

woow

wyym

m

W skład zestawu AVT−2617 wchodzą płytki i elementy

dla wersji „ujemnej” i „dodatniej”.

Rys. 5 Schemat montażowy wersji „ujemnej“

Rys. 6 Schemat montażowy wersji „dodatniej“

Rys. 7 Praca przy dużych prądach

Rys. 8 Charakterystyka cieplna R

DSon

56

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Przeglądając archiwalne numery EdW nie
znalazłem ani jednego projektu przeznaczo−
nego dla naszych czworonożnych przyjaciół.
Wiele jest natomiast projektów różnorakich
układów dla akwarystów. Jest to jawna dys−
kryminacja nas − właścicieli psów.

Każdy właściciel psa wie jak ważne jest,

aby pies miał zawsze dostęp do świeżej wo−
dy. Często jest tak, że zmieniamy psu wodę
raz na jakiś określony czas, np. raz na dzień.
Tymczasem pies wypija różne ilości wody,
zależnie od ochoty czy pory roku. Czasami
pełna miska wody stoi przez cały dzień,
a czasami staje się pusta po kilku godzinach.
Inteligentna psia miska będzie pilnować za
nas, czy trzeba już napełnić ją świeżą wodą.

Z takiej inteligentnej miski mój pies pije

już od 2 lat i do tej pory nie zawiodła.
A z mojej obserwacji wynika, że mój pies ma
teraz o wiele częściej zmienianą wodę.

Opis układu

Schemat ideowy przedstawiony został na ry−

sunku 1. Podstawowym elementem „Psiej
miski“ jest układ scalony 4093. Na bramce
U1B zbudowany jest generator, którego czę−

stotliwość wyznaczają elementy R1, C1.
Częstotliwość ta ma kilkaset kHz i nie powo−
duje zjawiska elektrolizy. Sygnał ten prze−
chodzi przez kondensator C4, wodę, konden−
sator C5 i trafia na diody D1 i D2. Diody te
sprawiają, że na wejście 1 bramki U1A poda−
wany jest stan niski. Gdy nie ma w misce wo−
dy − na wejście 1 bramki U1A podawana jest
przez rezystor R4 logiczna jedynka. Bramka
U1A pełni funkcję generatora o nierównym
współczynniku wypełnienia. Do jej wyjścia
dołączona jest czerwona dioda świecąca D5
o podwyższonej jasności świecenia. Genera−
tor włącza się, gdy w misce zabraknie wody.
Sygnalizowane jest to miganiem diody LED
i przerywanym sygnałem akustycznym.
W nocy sygnał akustyczny nie jest generowany.
Na bramce U1D zbudowany jest detektor pory
dnia. Dzięki fotorezystorowi R2 można okre−
ślić czy jest dzień, czy noc i wyłączyć akustycz−
ny sygnał braku wody w misce w ciągu nocy.

Montaż i uruchomienie

Układ nie wymaga uruchomienia i działa od
razu, pod warunkiem, że został zmontowany
ze sprawnych elementów.

Teraz nadszedł czas, aby układ zainstalo−

wać w misce. Miska ta musi być plastikowa.
Na środku jej dna wiercimy otwór o średnicy
5mm, w który wkładamy diodę świecącą D5.
Na bokach miski około 1cm powyżej dna,
wiercimy dwa przeciwległe otwory o średni−
cy 1mm. Następnie wkładamy w nie sondy.
Sondy w modelu zostały wykonane ze szpi−
lek złącza krawędziowego typu jumper.
Dwuletnia praca takich sond w misce mode−
lowej wykazała, że są one odporne na koro−
zję. Fotorezystor umieszczamy na zewnętrz−
nym boku miski w takim miejscu, aby nie był
zasłonięty np. ścianą lub drugą miską.

Ciąg dalszy na stronie 57.

II

II

n

n

n

n

tt

tt

e

e

e

e

ll

ll

ii

ii

g

g

g

g

e

e

e

e

n

n

n

n

tt

tt

n

n

n

n

a

a

a

a

p

p

p

p

ss

ss

ii

ii

a

a

a

a

m

m

m

m

ii

ii

ss

ss

k

k

k

k

a

a

a

a

Rys. 1

Wykaz elementów:

Rezystory
R

R11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..222200kk

Ω

Ω

R

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..ffoottoorreezzyyssttoorr
R

R33,,R

R44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11M

M

Ω

Ω

R

R55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..333300kk

Ω

Ω

R

R66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..33,,99M

M

Ω

Ω

R

R77 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..447700

Ω

Ω

Kondensatory
C

C11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..44,,77nnFF
C

C22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..4477

µµ

FF//1166V

V

C

C33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000nnFF cceerraam

miicczznnyy

C

C44,,C

C55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000nnFF

C

C66 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..222200nnFF
C

C77 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..447700nnFF

Półprzewodniki
D

D11−D

D44 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..11N

N44114488

D

D55 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..LLEED

D

U

U11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..44009933

Inne

Q

Q11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..ppiieezzoo zz ggeenneerraattoorreem

m

M

Miisskkaa
P

Piieess

FF

FF

o

o

o

o

rr

rr

u

u

u

u

m

m

m

m

C

C

C

C

zz

zz

yy

yy

tt

tt

e

e

e

e

ll

ll

n

n

n

n

ii

ii

k

k

k

k

ó

ó

ó

ó

w

w

w

w

57

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Ciąg dalszy ze strony 56.

W modelu fotorezystor umieszczony zo−

stał we fabrycznym uchu miski, ale można
wywiercić dla niego osobny otwór. Na ko−
niec od spodu miski zalewamy diodę, sondy
i fotorezystor klejem tak, aby dobrze się
trzymały. W modelu użyty został klej
w "pałce" nakładany na gorąco za pomocą

pistoletu.

Układ zasilany jest dwiema bateriami ty−

pu CR2032. Jeżeli ktoś zechciałby zastoso−
wać bardziej oszczędny sposób zasilania,
może zasilić układ z baterii "płaskiej" 4,5V.
Problemem może się wówczas okazać za−
montowanie baterii w misce. Jeżeli jest to du−
ża miska, to można ją jakoś upchać. Ja pora−
dziłem sobie w inny sposób. Skleiłem dwie
małe miski dnami, a w dolnej misce, w ko−

morze przeznaczonej na wodę przykleiłem
baterię. Miska przez to stała się dwa razy wy−
ższa, ale i bardziej stabilna dzięki ciężkiej
4,5V baterii. Układ zasilany z płaskiej baterii
4,5V pozwala na ciągłą pracę układu przez 2
lata. Przy zasilaniu z baterii 4,5V należy
zmienić rezystor R7 na rezystor 390

Ω

.

Dariusz Drelicharz

Forum Czytelników

57

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

Układ naśladuje pracę policyjnych lamp
stroboskopowych. Lampy te migają na
przemian − dwa razy jedna i dwa razy druga.
Układ taki może znaleźć zastosowanie np. w
robotyce. Nasz pojazd poruszając się po
mieszkaniu będzie bardziej zwracał na siebie
uwagę efektownym „kogutem”, co może
uchronić go od rozdeptania przez domow−
ników. Może również być uzupełnieniem
jednego z licznie prezentowanych na łamach
Elektroniki dla Wszystkich „Raabowozów”,
czy też zabawki naszego rodzeństwa lub
naszych dzieci.

Opis układu

Schemat ideowy przedstawia rysunek 1. Jak
widać, „Policyjny kogut” zbudowany został
na popularnych układach scalonych (4001
i 4017). Na bramkach U1C i U1D zrealizowano
generator astabilny. Generowany przez niego
sygnał steruje pracą licznika U2. Bramki U1A
i U1B podłączone są do licznika w taki sposób,
że diody świecące D1 i D2 migają na przemian
po dwa razy. Aby nasz „kogut” wyglądał jak
prawdziwy, jedna dioda powinna być czer−
wona, a druga niebieska. W modelu zas−
tosowane zostały diody o podwyższonej jas−

ności, i co z tym się łączy, wąskim kątem
świecenia. Jednak uzyskany efekt jest bardzo
dobry, zwłaszcza gdy jest ciemno.

Montaż i uruchomienie

Układ zmontować można w pająku lub na
płytce uniwersalnej. Nie wymaga uruchamiania.
Po podłączeniu zasilania działa od razu. Model
zasilany jest z 12V. W przypadku zasilania go
innym napięciem (w granicach 3−15V), należy
zmienić wartość rezystora R3, ograniczającego
prąd płynący przez diody LED.

Dariusz Drelicharz

P

P

P

P

o

o

o

o

ll

ll

ii

ii

c

c

c

c

yy

yy

jj

jj

n

n

n

n

yy

yy

k

k

k

k

o

o

o

o

g

g

g

g

u

u

u

u

tt

tt

Rys. 1

Wykaz elementów:

R

R11,,R

R22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..112200kk

Ω

Ω

R

R33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..668800

Ω

Ω

C

C11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..333300nnFF
C

C22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000nnFF cceerraam

miicczznnyy

C

C33 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..110000

µµ

FF//1166V

V

D

D11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..LLEED

D cczzeerrw

woonnaa

D

D22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..LLEED

D nniieebbiieesskkaa

U

U11 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..44000011
U

U22 .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..44001177

FF

FF

o

o

o

o

rr

rr

u

u

u

u

m

m

m

m

C

C

C

C

zz

zz

yy

yy

tt

tt

e

e

e

e

ll

ll

n

n

n

n

ii

ii

k

k

k

k

ó

ó

ó

ó

w

w

w

w

58

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

G

e

n

i

a

l

n

e

s

c

h

e

m

a

t

y,

czyli co by było, gdyby...

W tej rubryce prezentujemy schematy
nadesłane przez Czytelników. Są to za−
równo własne (genialne) rozwiązania
układowe, jak i ciekawsze schematy z li−
teratury, godne Waszym zdaniem pu−
blicznej prezentacji bądź przypomnienia.
Są to tylko schematy ideowe, nieko−
niecznie sprawdzone w praktyce, stąd

podtytuł „co by było, gdyby...” Redakcja
EdW nie gwarantuje, że schematy są bez−
błędne i

należy je traktować przede

wszystkim jako źródło inspiracji przy
tworzeniu własnych układów.
Przysyłajcie do tej rubryki przede wszy−
stkim schematy, które powstały jedynie
na papierze, natomiast układy, które zre−

alizowaliście w

praktyce, nadsyłajcie

wraz z modelami do Forum Czytelników
i do działu E−2000. Nadsyłając godne za−
interesowania schematy z literatury, po−
dawajcie źródło. Osoby, które nadeślą
najciekawsze schematy oprócz satysfak−
cji z ujrzenia swego nazwiska na łamach
EdW, otrzymają drobne upominki.

Miernik współczynnika mocy

Jak wiadomo, współczynnik mocy związany jest z tak zwanym kosinu−
sem fi, czyli przesunięciem fazowym prądu i napięcia w sieci energetycz−
nej. Przeciętny użytkownik nie zastanawia się nad współczynnikiem mo−
cy urządzeń zainstalowanych w gospodarstwie domowym. Płaci za po−
braną energię czynną, niezależnie od współczynnika mocy. Kiedyś spra−
wą współczynnika mocy zainteresowani byli tylko dyspozytorzy i kie−
rownicy zakładów przemysłowych. Dziś problem jest bardziej znany
i muszą go uwzględniać konstruktorzy sprzętu powszechnego użytku.

Zamieszczony schemat pokazuje sposób pomiaru przesunięcia mię−

dzy prądem i napięciem. Wykorzystuje się tu układ mnożący − jest nim
woltomierz ICL710X. Napięciem odniesienia jest drobny ułamek na−
pięcia sieci. Na wejście pomiarowe podawane jest napięcie z prostow−
nika synchronicznego z dwoma kluczami analogowymi 4066. Klucze
są sterowane na przemian w takt zmian biegunowości prądu.

Nadesłał Witold Szymański

Wzmacniacz

Warto przypomnieć układy scalone wzmacniaczy mocy, które można cza−
sem tanio kupić. Na przykład BA5406. Jest to wzmacniacz stereofoniczny,
dający moc 5W. Może byćużyty jako wzmacniacz samodzielny albo jako
dopałka, gdy trzeba zastąpić zepsuty wzmacniacz innego typu.

Od Redakcji.
Wzmacniacz BA może pracować w zakresie napięć zasilania 5...18V. Przy
napięciu 12V z głośnikami 4

Ω

daje typowo 2x4,2W mocy. Przy mocach

wyjściowych powyżej 2x1W niezbędny jest radiator.

Nietypowy

multiwibrator

Pokazany schemat ideowy zawiera nietypo−
we połączenie trzech generatorów.

Częstotliwość i czas trwania błysków
można zmieniać przez zmianę warto−
ści kondensatorów.

nadesłał Piotr Podczarski

60

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

Chcemy czy nie, telewizja odgrywa w na−
szym życiu coraz większą rolę. Niektórzy
wpadają z tego powodu w euforię. Bo prze−
cież zapewnia błyskawiczną komunikację,
pozwala śledzić ważne wydarzenia na świe−
cie, niewątpliwie zbliża ludzi, spełnia
ogromne zadanie edukacyjne, a także dostar−
cza rozrywki. Z drugiej zaś strony telewizja
może być niestety narzędziem manipulacji ze
strony możnych tego świata. Często treści
w niej pokazywane mają demoralizujący
wpływ na widzów. Wielu ludzi właśnie z te−
lewizji czerpie całą swoją wiedzę o świecie,
w związku z tym żyją w rzeczywistości wy−
kreowanej przez producentów telewizyjnych.
Coraz częściej też, niestety, telewizja zastę−
puje nam kontakty z innymi. Trzeba więc du−
żo zdrowego rozsądku i silnej woli, by nie
spędzić przed szklanym ekranem połowy ży−
cia i po prostu umieć spod lawiny tandetnych
najczęściej „tok i reality szołów”, idiotycz−
nych reklam, tasiemcowych seriali, trzecio−
rzędnych filmów i innego śmiecia wyłowić
wartościowe propozycje. Ale to już zmar−

twienie każdego z nas. Zmartwienie bardzo
realne zwłaszcza biorąc pod uwagę to, co
w niedalekiej przyszłości przyniesie nam po−
stęp techniczny, który jak zwykle związany

jest z techniką cyfrową. Mądre głowy mówią
o przechodzeniu od epoki cywilizacji przemy−
słowej, która rozpoczęła się w XVIII wieku,
do epoki cywilizacji informacyjnej, która ma

dodatek

do

miesięcznika

To warto wiedzieć

P

o

z

n

a

ć

i

z

r

o

z

u

m

i

e

ć

s

p

r

z

ę

t

a g a z y n

l e k t r o n i k i

ż y t k o w e j

M

U

TT

TT

e

e

e

e

ll

ll

e

e

e

e

w

w

w

w

ii

ii

zz

zz

jj

jj

a

a

a

a

c

c

c

c

yy

yy

ff

ff

rr

rr

o

o

o

o

w

w

w

w

a

a

a

a

,,

,,

czyli

c

c

c

c

zz

zz

a

a

a

a

ss

ss

rr

rr

o

o

o

o

zz

zz

e

e

e

e

jj

jj

rr

rr

zz

zz

e

e

e

e

ć

ć

ć

ć

ss

ss

ii

ii

ę

ę

ę

ę

zz

zz

a

a

a

a

d

d

d

d

o

o

o

o

b

b

b

b

rr

rr

yy

yy

m

m

m

m

p

p

p

p

ss

ss

yy

yy

c

c

c

c

h

h

h

h

o

o

o

o

a

a

a

a

n

n

n

n

a

a

a

a

ll

ll

ii

ii

tt

tt

yy

yy

k

k

k

k

ii

ii

e

e

e

e

m

m

m

m

zapanować w wieku XXI. Uważa się, że
przemysł usług informacyjnych będzie siłą
napędową rozwoju gospodarczego. Do two−
rzenia społeczeństwa informacyjnego (przy−
znaję, że to określenie wydaje mi się zanadto
odczłowieczone) potrzebne są infostrady,
czyli globalna infrastruktura informacyjna
w postaci szerokopasmowych sieci umożli−
wiających przekazywanie różnego rodzaju
informacji i dostęp do baz danych w syste−
mach interaktywnych. Obecnie prekursorem
przyszłych infostrad jest poczciwy Internet,
ale prawdopodobnie już niedługo setki pro−
gramów telewizyjnych, radiowych i informa−
cyjnych docierać będą do każdego domu za
pośrednictwem:

Telewizyjnych przekazów
cyfrowych: satelitarnych,
a także kablowych
i naziemnych

Na początek jak zwykle trochę historii. Nie bę−
dzie to historia zbyt odległa, bo choć dziś nie
wyobrażamy sobie świata bez telewizji musi−
my pamiętać, że narodziła się ona na przełomie
lat dwudziestych i trzydziestych XX wieku.
Była to oczywiście telewizja czarno−biała.
Eksperymentalne badania nad telewizją kolo−
rową rozpoczęły się po drugiej wojnie świato−
wej. W wyniku tych prac w USA powstał sy−
stem NTSC (National Television System Com−
mitee). System ten został przyjęty w 1953 roku
jako amerykański standard telewizyjny. Funk−
cjonuje on również w Kanadzie i Japonii. Jakiś
czas później we Francji została opatentowana
inna zasada przesyłania sygnałów telewizji ko−
lorowej znana pod nazwą SECAM (sequentiel
a memoire − kolejnoliniowy z pamięcią). W ro−
ku 1962 firma Telefunken zaprezentowała je−
szcze inny system telewizji kolorowej zwany
systemem PAL (Phase Alternation Line).
Wszystkie wymienione wyżej systemy używa−
ne obecnie w różnych krajach są systemami
analogowymi. Sygnał telewizyjny składa się
ogólnie mówiąc z połączonych sygnałów wizji
i fonii, które są ciągłą funkcją czasu. Ten
pierwszy musi zawierać w sobie przesyłaną
z odpowiednio dużą częstotliwością informa−
cję o luminancji (jasności) każdego punktu
obrazu oraz jego chrominancji, czyli kolorze.
W telewizji analogowej odpowiednio „sprepa−
rowane” sygnały luminancji i chrominancji
tworzą razem z impulsami synchronizacji
i wygaszania tak zwany całkowity sygnał wi−
zyjny. Moduluje on amplitudowo falę nośną
o częstotliwości w zakresie od 48,25 MHz do
783,25 MHz (dla standardu CCIR obowiązują−
cego w Europie zachodniej). Do tego dodawa−
ny jest sygnał fonii modulujący częstotliwo−
ściowo falę nośną „odległą” od nośnej wizji
najczęściej o 4,5; 5,5 lub 6,5MHz (Polska i Eu−
ropa wschodnia), w zależności od przyjętego
w danym kraju standardu. Jakość obrazu tele−
wizyjnego determinuje ilość wybieranych
w danym systemie poziomych linii, które go

tworzą. I tak w amerykańskim NTSC jest to
525 linii, a w europejskim PAL−u 625. Szero−
kość kanału telewizyjnego, czyli pasma często−
tliwości zajmowanego przez sygnał telewizyj−
ny (obraz i dźwięk), wynosi odpowiednio
6MHz dla NTSC i 7 lub 8 MHz dla systemu
PAL. Wszystkie częstotliwości przeznaczone
dla telewizji programowej (naziemnej) zostały
podzielone na 5 zakresów (pasm), a zakresy na
kanały. W zakresie I−III znajduje się 12 kana−
łów − jest to tzw. zakres fal metrowych. W za−
kresie IV−V znajduje się 19 kanałów, których
numery zaczynają się od 21 − jest to tzw. zakres
fal decymetrowych. W latach osiemdziesią−
tych w USA i Japonii rozpoczęto próby no−
wych systemów przekazu telewizyjnego
umożliwiającego dokonanie znacznego skoku
jakościowego. Chodzi o nowy standard dużej
rozdzielczości obrazu HDTV (High Definition
Television) umożliwiający odtwarzanie na
ekranie o formacie 16:9 (stosunek szerokości
do wysokości ekranu) 2−krotnie większej licz−
by linii wybierania niż w systemach konwen−
cjonalnych. Ze względu jednak na konieczność
przesyłania w jednostce czasu znacznie więk−
szej ilości informacji o obrazie, analogowe sy−
stemy HDTV mogą funkcjonować tylko w te−
lewizyjnych przekazach satelitarnych, pracują−
cych na częstotliwościach nośnych rzędu kil−
kunastu GHz, gdzie szerokość kanału telewi−
zyjnego jest odpowiednio większa (standardo−
wo 27 MHz). I tak oto doszliśmy do ważnego
dla naszych rozważań zagadnienia jakim są:

Wady i ograniczenia
systemów telewizji
analogowej

Długi czas, jaki był potrzebny dla wprowa−
dzenia telewizji kolorowej w różnych kra−
jach, a także konieczność zachowania kompa−
tybilności z istniejącymi wówczas systemami
monochromatycznymi sprawiły, że nie udało
się przyjąć jednego, wspólnego dla wszyst−
kich systemu telewizji kolorowej. W efekcie
powstały ogromne problemy dla nadawców,
producentów sprzętu i dla odbiorców progra−
mów telewizyjnych. Obrazy rejestrowane
w USA nie mogą być bezpośrednio wykorzy−
stane w Europie, ale muszą być poddane pro−
cesowi zamiany standardów i na odwrót.
Odbiornik produkowany na rynek brytyjski
nie może być wykorzystywany we Francji itd.
Przez wiele lat telewidzowie na całym świe−
cie płacili wysoką cenę za różnorodność ana−
logowych systemów emisyjnych. Kolejny
problem wynika z tego, że jak już mówiliśmy
całkowity analogowy sygnał wizyjny zawiera
sygnały luminancji, chrominancji i synchro−
nizacji niejako zmieszane ze sobą. Mogą więc
one wpływać na siebie generując szkodliwe
produkty mieszania. Częstotliwości sygnału
chrominancji znajdują się w zakresie często−
tliwości sygnału luminancji, co może wywo−
ływać na ekranie kropki interferencyjne i fał−
szywe zakolorowania. Transmisja analogowa

ma również tę wadę, że poziom szumu, za−
kłócającego sygnał użyteczny, rośnie wraz
z długością drogi przekazu. Zarówno tłumie−
nie przewodu koncentrycznego, rosnące z od−
ległością, jak i zwiększenie odległości od an−
teny naziemnej przyczyniają się do pogorsze−
nia stosunku sygnał/szum. Jeszcze inny pro−
blem związany tym razem z naziemną trans−
misją analogową, to wzajemne zakłócanie się
nadajników i przekaźników pracujących
w różnych częściach kraju. Ale najważniejszy
mankament telewizji analogowej to brak wol−
nych kanałów w wykorzystywanym zakresie
częstotliwości. Posługując się technologią
analogową nie można w pojedynczym kanale
o szerokości 6−8 MHz upakować więcej in−
formacji. Ogranicza to działalność nowych
nadawców, a także praktycznie (jeśli chodzi
o telewizję naziemną) uniemożliwia wprowa−
dzenie w tej technologii systemów telewizji
wysokiej rozdzielczości. Większość wymie−
nionych wyżej problemów rozwiązuje wpro−
wadzana właśnie telewizja cyfrowa.

Co to jest
telewizja cyfrowa?

Technologia cyfrowa, prowadząca nas w XXI
wiek, zmieniła całkowicie tradycyjną koncep−
cję emisji programów telewizyjnych. Krótko
mówiąc w telewizji cyfrowej obraz i towarzy−
szący mu dźwięk są w procesie odpowiedniej
„obróbki” elektronicznej zamieniane na ciąg
cyfr binarnych czyli zer i jedynek. (Uff! Udało
mi się uniknąć nieludzko brzmiącej „digitali−
zacji”). Sygnał telewizyjny transmitowany jest
więc jako strumień bitów opisujących, w na−
stępujących po sobie momentach czasowych,
obraz i dźwięk. Genialnie proste! Pozostał je−
dynie drobny szczegół − opracowanie standar−
du dla cyfrowych transmisji telewizyjnych
umożliwiających wprowadzenie systemu
w życie. Zacznijmy od Starego Kontynentu.
Od początku lat dziewięćdziesiątych podejmo−
wane były w Europie działania mające na celu
utworzenie ogólnoeuropejskiej platformy
(prawda, że to kolejne karkołomne zastosowa−
nie tego słowa?) dla rozwoju telewizji cyfro−
wej. Nadawcy, operatorzy sieci kablowych,
producenci sprzętu oraz przedstawiciele orga−
nów regulacyjnych utworzyli European Laun−
ching Group (ELG), która w1993 roku prze−
kształciła się w grupę DVB (Digital Video
Broadcasting). Należy do niej obecnie 220
organizacji z 30 państw świata. Problem, przed
którym stanęła grupa DVB polegał na stworze−
niu ogólnych zasad dla cyfrowej transmisji ru−
chomych obrazów telewizyjnych. Czy uda się
zmieścić dużo więcej informacji w tej samej
przestrzeni dostępnych kanałów telewizyj−
nych? Obraz telewizyjny w systemie PAL
w formacie 4:3 (tradycyjna proporcja ekranu)
składa się z 414720 punktów (wg standardu
CCIR 720 x 576). Każdy z punktów charakte−
ryzuje informacja o jego jasności i kolorze. Za−
łóżmy, że informacja o jasności zawarta jest

61

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

w czterech bitach (2

4

= 16 poziomów szarości).

Ponieważ w ciągu jednej sekundy przesyła−
nych jest 25 obrazów, dla cyfrowej transmisji
czarno−białej należałoby przesłać 25 x 414720
x 4 bitów na sekundę, tj. 41,472Mbit/s. Jeśli
ma to być obraz kolorowy, musimy jeszcze do−
datkowo przesłać 6 bitów dla każdego punktu,
informujących o kolorze (dla rozróżnienia 64
kolorów). Wymaga to transmisji dalszych
62,208 megabitów w ciągu sekundy. Z powyż−
szych rozważań wynika konieczność przesła−
nia w sumie 103,68Mbit/s. To dużo jak na sze−
rokość dostępnych kanałów telewizyjnych,
a przede wszystkim możliwości obróbki takie−
go strumienia danych.

O sztuce kompresowania,
czyli znęcanie się
nad bitami

Dla zrealizowania koncepcji przesyłania da−
nych o sygnale telewizyjnym w postaci cy−
frowej konieczne było opracowanie metod
skutecznej ich kompresji. Informacja musia−
ła być znacznie odchudzona, a jednocześnie
przekazywana w sposób eliminujący błędy.
Na szczęście gigantyczny ciąg zer i jedynek
opisujący obraz telewizyjny daje się znako−
micie kompresować. Żeby zrozumieć jak to
możliwe, trzeba uświadomić sobie fakt, że
bardzo często w następujących po sobie
obrazach telewizyjnych występują fragmenty
podobne do siebie a nawet takie same. Sy−
gnał wizji zawiera więc informację nadmia−
rową tzw. redundancję. Drugi składnik sy−
gnału wizji to informacja niemożliwa do
przewidzenia lub nowa treść zawarta w obra−
zie − tzw. entropia. Pierwotny strumień da−
nych opisujących sygnał wizji jest sumą tych
dwóch rodzajów informacji − entropii i re−
dundancji. Kompresja polega między innymi
na pozbywaniu się w różnym stopniu redun−
dancji. Innymi słowy „na bieżąco” przesyłać
musimy jedynie informacje o tych fragmen−
tach obrazu, które podlegają ciągłym zmia−
nom. Elementy niezmienne mogą zostać
przesłane tylko raz. Przykładem może być
ruch bohatera statycznej sceny w jakimś
wnętrzu. Tło, na którym rozgrywa się akcja
nie zmienia się i dlatego może być przekaza−
ne jednorazowo. Następne przekazy dotyczą
tylko ruchu postaci. Jak łatwo się zoriento−
wać, ten rodzaj kompresji to nic innego jak
delikatne oszukiwanie wzroku widza. Nazy−
wa się to z angielska „predictive coding”
czyli kodowanie z przewidywaniem. Drugi
rodzaj możliwej do zastosowania kompresji
polega na jak najkrótszym zapisaniu takich
samych bitów, występujących obok siebie.
Gdy pewna informacja cyfrowa ma np. po−
stać długiego szeregu zer, zamiast wysyłać je
wszystkie można nadać im formę określającą
rodzaj bitów i ich ilość. Czyli zamiast piętna−
stu zer wystarczy zapisać 15 razy 0, co w za−
pisie dwójkowym wygląda 1111 razy 0. Wi−
dać tu możliwość istotnej redukcji ilości

przekazywanych informacji oraz bardzo pro−
sty sposób odzyskania kompletnych danych.
Trzeba jeszcze wspomnieć o tzw. redukcji bi−
tów metodą DCT. Skrót ten oznacza „discre−
te cosine transform” czyli dyskretną transfor−
mację cosinusową. Już sama nazwa budzi re−
spekt, ale w gruncie rzeczy sprawa jest pro−
sta. Cały obraz dzielony jest na pola o wy−
miarach 8 x 8 pikseli. Obraz każdego piksela
określa pewna częstotliwość. W związku
z tym każde pole charakteryzuje 68 częstotli−
wości. Przypisuje się im współczynniki
oznaczające jak często każda z nich występu−
je w sygnale. Po przeanalizowaniu wszyst−
kich składowych ustala się, które z częstotli−
wości pojawiają się najrzadziej. Związanych
z nimi danych po prostu nie przesyła się.
Opisane powyżej tryby kompresji sygnału
wizyjnego wykorzystane zostały w systemie
kodowania opracowanym przez międzynaro−
dową grupę specjalistów zajmujących się
analizą obrazu i transmisją cyfrową − MPEG
(Moving Picture Experts Group). System ten
określany jest symbolem MPEG−2 i znajduje
zastosowanie nie tylko w telewizji cyfrowej.
W tym formacie zapisuje się też filmy na pły−
tach DVD. Algorytmy stosowane podczas
kodowania MPEG−2 są skomplikowane i wy−
magają sprawnej obróbki danych, ale efekt
jest imponujący. MPEG−2 umożliwia
50 krotne zmniejszenie ilości bitów nadawa−
nych w jednostce czasu. Dane po kompresji
uszeregowane są w bloki po 188 bajtów. Na
początku każdego umieszczany jest bajt syn−
chronizacji. Takiego sygnału nie strawi oczy−
wiście żaden odbiornik telewizyjny. Odbior−
ca musi zaopatrzyć się w odpowiedni deko−
der, mniej więcej taki, jak na fotografii
wstępnej. Bardzo ważną sprawą przy każdej
kompresji danych jest korekcja błędów trans−
misji. Umożliwia to nadzorowanie prawidło−
wego odtwarzania przesyłanej informacji.
Zakłócenia atmosferyczne, odbicia sygnału
na drodze nadajnik − odbiornik występujące
np. w miejscach połączeń przewodu w.cz.
(każda nieciągłość połączenia w.cz. jest
szczególnie groźna dla przebiegów o stro−
mych zboczach, a takimi są sygnały cyfro−
we), są źródłem błędnych odczytów danych
po stronie odbiornika. W celu odtworzenia
źle odebranych lub zagubionych danych sto−
suje się tzw. protokół Reeda − Salomona. Jest
to sposób kodowania wyprzedzający błędy
w odczycie. Nosi on nazwę FEC (Forward
Error Correction) i polega na wprowadzeniu
dodatkowych dwudziestu bajtów parzystości
do każdego bloku danych. Są one matema−
tycznym odwzorowaniem jego zawartości.
Na ich podstawie, po stronie odbiorczej jest
możliwe odtworzenie zagubionej informacji.
W praktyce, zasadę metody Reeda − Solomo−
na można przybliżyć stosując analogię do
transmisji sygnału analogowego, modulujące−
go amplitudowo falę nośną. Jeżeli dodatko−
wo prześlemy obwiednię, czyli zewnętrzny

kształt sygnału, będziemy mogli po stronie
odbiorczej „wypełnić” ją brakującymi ampli−
tudami, które np. zostaną zagubione.
W transmisji cyfrowej funkcję obwiedni
spełnia właśnie grupa dodatkowych bajtów.
Kolejnym sposobem „uodpornienia” sygnału
na zakłócenia jest zastosowanie w transmisji
cyfrowej technologii widma rozproszonego,
omawianej już na łamach EdW (patrz EdW
z listopada 2000, artykuł „Sinozęby łączy bez
kabla”). Umieszczanie fragmentów informa−
cji pochodzących z kolejnych bloków danych
w pewnej kolejności powoduje, że bajty z po−
szczególnych bloków są ze sobą wymiesza−
ne. Chwilowy zanik sygnału nie powoduje
więc dużego braku danych w jednym bloku
a jedynie niewielkie ubytki w kilku blokach
danych. Takie rozproszone braki bitów z re−
guły nie są nawet dostrzegalne przez widza
patrzącego na ekran. Kończąc ten nudnawy
wywód o kompresji musimy zapamiętać
ważną myśl: kompresja ma podstawowe zna−
czenie dla ekonomicznego wykorzystania
dostępnego pasma częstotliwości, umożli−
wiając zwielokrotnienie liczby usług (np.
różnych programów telewizyjnych) przesyła−
nych w jednym kanale zajmowanym dotąd
przez jedną tylko usługę analogową. Dotyczy
to wszystkich systemów transmisji sygna−
łów: naziemnych, kablowych i satelitarnych.

Obszerność strumienia bitów skompreso−

wanych przy użyciu MPEG−2 zależy oczywi−
ście również od tego jakiej jakości obraz chce−
my przesyłać. Obrazuje to poniższa tabela.

Z powyższej tabeli wynika bardzo ważny

dla naszych dalszych rozważań wniosek, że
dodatkową pojemność kanałów przesyło−
wych, jaką daje wprowadzenie technologii
cyfrowej można wykorzystać w dwojaki spo−
sób. Albo zwiększyć liczbę nadawanych pro−
gramów, albo postawić na poprawę jakości,
decydując się na wprowadzenie telewizji wy−
sokiej rozdzielczości HDTV.

Co Europa to nie
Ameryka, czyli znowu
różne standardy

Choć technologia cyfrowa w telewizji wy−
znacza nową jakość i rozwiązuje większość
problemów, z którymi nie mogła sobie pora−
dzić poczciwa transmisja analogowa, to jed−
nak nie spełniły się wielkie nadzieje na opra−
cowanie jednego, ogólnoświatowego syste−
mu telewizji cyfrowej. Wdrażanie systemów
telewizji cyfrowej w Stanach Zjednoczonych
i Europie przebiega według nieco różnych

62

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

oznaczenie

sygnału cyfrowego

równoważna jakość

sygnału analogowego

strumień

bitów

LDTV

(TV niskiej jakości)

VHS

ok. 1,5 Mb/s

SDTV

(TV standardowa)

PAL/SECAM 625 linii,

format 4:3 lub 16:9

4,5 – 6 Mb/s

EDTV

(TV „ulepszona”)

studyjna, 625 linii,

format 16:9

ok. 9 Mb/s

HDTV

TV wysokiej rozdz.)

HDTV 1250 linii/50Hz 24 – 32 Mb/s

63

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

scenariuszy, które mają oczywiście wiele
punktów wspólnych. Na naszym kontynencie
projekty specyfikacji dla wszystkich syste−
mów przesyłania cyfrowych sygnałów tele−
wizyjnych stworzone przez grupę DVB, za−
twierdzała organizacja normalizacyjna ETSI
(European Telekommunications Standards
Institute). Kanały przesyłowe w systemach
naziemnych, satelitarnych i kablowych róż−
nią się szerokością pasma. W filozofii przyję−
tej przez DVB każdy kanał jest swego rodza−
ju „kontenerem”, którego pojemność zależy
od pasma tego kanału. „Kontenery” mogą
być dzielone na różne liczby podkanałów,
które przenoszą strumienie bitów odpowia−
dające wymaganej jakości przekazu. W kana−
łach telewizji naziemnej o szerokości pasma
7 lub 8 MHz można zmieścić ok. 20 Mb/s in−
formacji. Kanały satelitarne o szerokości 27
MHz mają pojemność ok. 40 Mb/s. W konse−
kwencji trzeba było przyjąć dla tych syste−
mów przesyłowych różne metody modulacji
cyfrowej i tzw. kodowania wewnętrznego
(czyli drugiego poziomu zabezpieczenia sy−
gnału przed błędami). W praktyce grupa
DVB opracowała cztery standardy nadawcze
telewizji cyfrowej, które następnie zostały
zatwierdzone przez ETSI. Są to:
− DVB−T z kanałami przesyłowymi o szero−
kości 7 lub 8 MHz dla TV naziemnej
− DVB−S w paśmie 11/12 GHz, z kanałami
30−40 MHz dla TV satelitarnej
− DVB−C kompatybilnego z DVB−S, ale wyko−
rzystującego kanały 8 MHz dla TV kablowej
− MMDS DVB−MS dla systemu anten zbio−
rowego odbioru satelitarnego, wykorzysty−
wany głównie jako łącza między ośrodkami
nadawczymi, niedostępny dla zwykłego
odbiorcy.

Dla wszystkich wymienionych standar−

dów DVB wspólny jest system MPEG−2 ko−
dowania sygnałów źródłowych oraz pierw−
szy poziom zabezpieczenia sygnału przed
błędami (omówiony wcześniej kod korek−
cyjny Reeda−Solomona). W cyfrowych ka−
nałach − naziemnych, satelitarnych i kablo−
wych − można przesłać już nie jeden, jak
w technice analogowej, ale kilka programów
telewizyjnych i sygnałów dodatkowych.
Prowadzi to (a przynajmniej powinno) do
obniżenia kosztów transmisji pakietu pro−
gramów telewizyjnych. DVB przewiduje
dwa rodzaje transmisji: SCPC (Single Chan−
nel Per Carrier) oraz MCPC (Multi Channel
Per Carrier). W pierwszym z nich fala nośna
modulowana jest sygnałem tylko jednej sta−
cji telewizyjnej. Kanał np. transpondera sa−
telitarnego jest dzielony wówczas na kilka
wąskich pasm częstotliwości i osobne pasmo
przydziela się każdej stacji telewizyjnej.
W MCPC fala nośna jest modulowana sy−
gnałem wielu (do 10) stacji telewizyjnych
uzyskanym przez ich multipleksowanie.
W jednostce czasu nadawane są kolejno pa−
kiety bitów różnych stacji telewizyjnych.

Aby je poskładać w jednolity sygnał danej
stacji każdy pakiet ma identyfikator zwany
PID (Package Identification). Według PID−
ów składa się w całość sygnał wizyjny
i dźwiękowy stacji nadawczej. Osobnym te−
matem, którym również zajęła się grupa
DVB było stworzenie systemu warunkowe−
go dostępu (CA − Conditional Access) do po−
szczególnych usług. Ma on zapewnić, że
nadawane programy będą odbierane tylko
przez uprawnione do tego osoby to znaczy
te, które wniosły odpowiednie opłaty. Pro−
blem okazał się dosyć trudny nie tyle od
strony technicznej, ile ze względu na
sprzeczne interesy różnych grup nadawców.
Za standaryzacją CA opowiadali się przede
wszystkim nadawcy publiczni, przeciwnika−
mi tej koncepcji byli nadawcy pay−TV,
w której można zamawiać konkretne pozy−
cje programowe. Ostatecznie ustalono, że
pewne rozwiązania technologiczne elemen−
tów dostępu warunkowego w systemach
DVB mogą stanowić własność operatorów,
a więc na rynku funkcjonować będzie coraz
więcej różnych rodzajów CA. Opracowana
została też specyfikacja uniwersalnego
odbiornika telewizji cyfrowej. Ma mieć sze−
roki ekran 16:9, możliwość odbioru progra−
mów naziemnych, kablowych i satelitar−
nych, a także dzięki zastosowaniu interfejsu
API (Applications Programme Interface)
możliwość wykorzystania różnego typu
oprogramowania np. usług interaktywnych.
W Ameryce stworzenie standardów telewizji
cyfrowej nie przebiegało tak łatwo i porzą−
dnie. Tu, obok gwałtownego postępu tech−
nicznego, dała znać o sobie szalona konku−
rencja. Amerykanie byli spragnieni przeka−
zów telewizyjnych lepszej jakości, wszak
ich poczciwy NTSC był pierwszym na świe−
cie i co za tym idzie najmniej nowoczesnym
analogowym systemem telewizji kolorowej.
Któryż to raz okazało się, że ci, którzy
pierwsi wprowadzają nowinki techniczne
płacą największą cenę i najgorzej na tym
wychodzą. Początkowo, jeszcze w latach 80.
opracowano w USA we współpracy z japoń−
ską firmą SONY analogowy standard 1125
linii/60Hz o nazwie Hi−Vision, który miał
stać się światowym systemem telewizji du−
żej rozdzielczości HDTV. Został jednak
w 1986 roku odrzucony przez Międzynaro−
dowy Komitet Konsultacyjny Radiokomuni−
kacji CCIR i wtedy Amerykanie przyjęli
własną, zupełnie nową strategię opartą na
najnowszych osiągnięciach techniki cyfro−
wej. W 1987 r. Federalna Komisja Łączności
FCC podjęła działania w celu opracowania
nowego systemu telewizyjnego, który zastą−
piłby system NTSC, wykorzystując standar−
dowe, naziemne kanały przesyłowe o szero−
kości 6 MHz. W 1990 r. FCC ogłosiła kon−
kurs na amerykański system HDTV. Zgło−
szono pięć projektów, ale po kilku latach
prób stwierdzono jednak, że żaden z nich nie

zasługuje na rekomendację jako system ogól−
noamerykański. Konkurujące ze sobą firmy
utworzyły więc tzw. Wielkie Przymierze
(Grand Alliance). W efekcie ich współpracy
i połączenia najlepszych elementów zgłoszo−
nych wcześniej indywidualnie propozycji po−
wstał nowy projekt amerykańskiej telewizji
cyfrowej zaakceptowany w końcu przez FCC
w roku 1996 i przyjęty przez ATSC (Advan−
ced Television Standards Commitee) jako
standard w USA. Umożliwia on przesyłanie
sygnałów w różnych formatach, co pozwala
nadawcom na wybór dostosowany do mate−
riału programowego − od HDTV do progra−
mów o mniejszej rozdzielczości. Wprawdzie
amerykański standard naziemnej telewizji cy−
frowej ATSC i europejski standard DVB−T
różnią się szeregiem parametrów technicz−
nych, przede wszystkim: systemem dźwięku
(MPEG−1 w DVB−T; Dolby AC−3 w ATSC)
i systemem modulacji, ale zasadnicza różnica
między telewizją cyfrową w Europie i Ame−
ryce polega na tym, w jaki sposób nadawcy
zamierzają wykorzystać dodatkową pojem−
ność kanałów przesyłowych. W Stanach
Zjednoczonych hasło „naziemna telewizja
cyfrowa” oznacza przede wszystkim HDTV
z szerokim formatem obrazu i rozdzielczo−
ścią 1080 linii, gdyż amerykanie są przeko−
nani, że to właśnie HDTV jest przyszłością
telewizji. Według nich kto raz obejrzy pro−
gram w systemie HDTV już nigdy nie będzie
chciał oglądać przekazów LDTV czy SDTV,
tak jak swego czasu każdy chciał przesiąść
się z telewizji czarno−białej na kolorową.
Program wprowadzania telewizji cyfrowej
w USA był inicjatywą firm prywatnych pod
nadzorem FCC. O powodzeniu przedsię−
wzięcia ma zadecydować rynek, na którym
ogromną konkurencję dla telewizji naziem−
nej stanowią cyfrowe, satelitarne systemy
bezpośredniego odbioru, a także telewizja
kablowa. Telewizja satelitarna to najszybciej
dziś rozwijający się w USA (i nie tylko) seg−
ment rynku telekomunikacyjnego. W ostat−
nich latach na orbicie okołoziemskiej umie−
szczono rekordową liczbę satelitów. Na po−
nad 160 komercyjnych satelitach funkcjonu−
je dziś ok. 3,5 tysiąca transponderów, a na
kolejne 80 satelitów już złożono zamówienia
(fotografia 1). Wprowadzenie technologii
cyfrowej do przekazów satelitarnych spowo−
dowało w USA od roku 1994 prawdziwą eks−
plozję. W ciągu pierwszych 10 miesięcy od
wprowadzenia na rynek sprzedano 1mln an−
ten. Dla porównania pierwszy milion magne−
towidów sprzedano po trzech, a pierwszy mi−
lion kolorowych telewizorów po ośmiu la−
tach od ukazania się tych urządzeń w sprze−
daży. Satelitarna telewizja cyfrowa dała
nadawcom nowe możliwości sięgnięcia do
kieszeni odbiorców. Wielkim powodzeniem
cieszą się w Stanach pakiety transmisji spo−
rtowych, dostarczane na zasadzie subskrypcji
lub w systemie pay−per−view (płacisz za to co

oglądasz, czyli za konkretne zamówione po−
zycje programowe). Największy sukces od−
niósł pakiet przygotowany przez NFL (Na−
tional Football League). Za roczną opłatą 159

USD jego odbiorcy
mogą oglądać przez
ponad 17 tygodni ok.
200 transmisji z me−
czów zawodowych
drużyn futbolu ame−
rykańskiego. Cyfro−
we platformy sateli−
tarne bardzo korzyst−
nie

wpłynęły

na

opłacalność filmo−
wego systemu pay−
per−view. Wpływy
z programów na ży−
czenie, są wielokrot−
nie wyższe niż w sie−
ciach kablowych mi−
mo, że mają one jak
na razie dużo więk−
szą liczbę abonen−
tów. Na tym przykła−
dzie dynamiczny ry−
nek

amerykański

najlepiej pokazuje
ogromną przewagę
telewizji

cyfrowej

nad analogową. (sie−
ci kablowe pracowa−
ły jeszcze do niedaw−
na niemal wyłącznie
w technologii analo−
gowej). Decyzje za−
padają więc coraz
szybciej. FCC planu−
je, że w roku 2006
zakończona zostanie

całkowicie w USA emisja programów w sy−
stemie NTSC. Podsumowując trzeba powie−
dzieć, że w Stanach Zjednoczonych siłą na−
pędową przy wdrażaniu telewizji cyfrowej
jest dążenie do jak najszybszego rozpoczęcia
emisji HDTV. Amerykanie lubią luksus i jak
pokazują badania są gotowi chętnie za niego
zapłacić. Wzrasta tam popyt na telewizory
40−55 calowe w tym ekrany plazmowe, jak
na przykład pokazany na fotografii 2, pla−
zmowy PDP−503 firmy Pioneer. Na tak du−
żych ekranach programy w NTSC, delikatnie
mówiąc, nie wyglądają zbyt dobrze. Poza
tym większość materiałów pokazywanych
w stacjach amerykańskich, realizowanych
jest na taśmie filmowej 35 mm, a więc w for−
macie o dużej rozdzielczości. Jest to amery−
kańską specjalnością: niemal na całym świe−
cie film 35 mm oznacza kino, natomiast
w USA − przede wszystkim telewizję. Zupeł−
nie inną filozofię przyjęto na Starym Konty−
nencie. Otóż żaden z europejskich nadaw−
ców nie wyraził dotychczas większego zain−
teresowania emisją programów HDTV. Naj−
bliższe plany wiążą wciąż z 625 liniową te−
lewizją cyfrową SDTV. Choć wszystkie
standardy DVB − satelitarny, naziemny i ka−
blowy − umożliwiają przesyłanie sygnałów
HDTV to jednak uważa się za bardziej celo−
we wykorzystanie zwiększonej pojemności
systemów przesyłowych raczej dla zwięk−
szenia liczby programów niż dla poprawy ja−
kości obrazu. W czasie pokazów HDTV wi−
dzowie pytani dlaczego podoba im się obraz
w nowym systemie odpowiadają na ogół, że
ze względu na szeroki format 16:9. Argu−
ment większej rozdzielczości nie wydaje się
specjalnie interesujący dla europejskich
odbiorców przyzwyczajonym do oglądania
kaset VHS o jakości gorszej od programów
625 liniowej SDTV. Być może pojawienie
się na rynku telewizorów z naprawdę duży−
mi ekranami i o przystępnej cenie może spo−
wodować w Europie zapotrzebowanie na
HDTV. Fotografia 3 pokazuje największy
europejski telewizor z lampą kineskopową −
produkt firmy LOEWE. Trudno jednak wy−
obrazić sobie, że Europa zignoruje HDTV,
zwłaszcza jeśli na dobre opanuje ona Ame−
rykę. Póki co telewizja cyfrowa ma zastąpić

64

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

Fot. 1 Na orbicie okołoziemskiej coraz

większy tłok

Fot. 2 Coraz więcej amerykanów

wybiera luksus − na zdjęciu

ekran plazmowy firmy Pioneer.

Fot. 3 Największy europejski telewizor

z ekranem kineskopowym −

produkt firmy Loewe.

\

analogowy system PAL. Wyrok na systemy
analogowe i to zarówno w przekazach na−
ziemnych jak i satelitarnych został więc wyda−
ny i tylko kwestią czasu jest jego wykonanie.

A co u nas?

W Polsce obserwujemy na razie znaczny
wzrost liczby abonentów satelitarnych plat−
form cyfrowych, które zaczęły emisję
w 1998 roku. Są to: Cyfra+ i WizjaTV (dą−
żące ostatnio do połączenia się) oraz Polsat
Cyfrowy (patrz fotografia 4). Trwa walka
o klienta. Propozycje programowe są podob−
ne choć oczywiście w Cyfrze+ nie ma Polsa−
tu, a w Polsacie Canalu+. Większość abo−
nentów znad Wisły nie wie oczywiście do−
kładnie o co z tą całą transmisją cyfrową
chodzi. Ich oczekiwania, zgodnie z założe−
niami DVB, dotyczą raczej zwiększenia ilo−
ści programów. Wielu myli telewizję cyfro−
wą z HDTV, za co sporą odpowiedzialność
ponoszą sprzedawcy sprzętu opowiadający
różne absurdy zdezorientowanym klientom.
Tacy, po zakupie anteny i dekodera, mogą
przeżyć rozczarowanie spodziewając się ja−
kiegoś znacznego skoku jakościowego,
którego z omówionych wyżej przyczyn na
razie w Europie, a zwłaszcza w jej wscho−
dniej części, nie będzie. Warto niestety pod−
kreślić, że transmisja cyfrowa nie polepsza
jakości sygnału początkowego np. słabej ko−
pii filmowej, którą nadawca po zdigitalizo−
waniu (a jednak!) wysłał w eter. Cyfrowa
przemiana sygnału i jego droga przez sateli−
tę raczej nie poprawia jakości. Poza tym
kompresja zawsze pozostawia jakieś ślady.
Niestety polscy nadawcy dość nonszalancko
traktują klientów nie zawsze dbając o wyso−
ką jakość sygnału wejściowego. Prawdą jest
też, że wiele dodatkowych usług, które mo−
głyby być dostępne takich jak chociażby
EPG (Electronic Programme Guide − infor−
macja o programie) często pozostaje na pa−
pierze, w reklamach i szumnych zapowie−
dziach albo nie działają jak należy. Nadawcy
zachowują się tak, jakby sam fakt nadawania
w systemie cyfrowym nobilitował ich do te−
go stopnia, że nie muszą już dbać o szcze−
góły. Można mieć nadzieję, że ostra konku−
rencja wymusi z czasem wysoką jakość

usług. Ostatnio gorącym tematem jest wyku−
pienie przez Polsat praw do transmisji przy−
szłorocznych mistrzostw świata w piłce noż−
nej, w których po raz pierwszy od 16 lat za−
gra nasza dzielna reprezentacja. Zapowiedź
pokazywania meczów w zakodowanym sy−
stemie cyfrowym, o ile nie wywoła kolej−
nych blokad dróg, strajków okupacyjnych
i wojny domowej, może być największym
jak dotąd impulsem do przesiadki wielu
odbiorców na satelitarną telewizję cyfrową,
zwłaszcza, że konkurencja nadawców wy−
wołuje spadek cen anten i dekoderów. Uwa−
ża się jednak, że telewizja naziemna ze
względu na swoje unikatowe cechy (jak
możliwość zapewnienia warunków po−
wszechnego dostępu niemal wszystkim mie−
szkańcom kraju, możliwość emisji progra−
mów regionalnych oraz możliwość odbioru
przy pomocy urządzeń przenośnych) będzie
nadal miała kluczowe znaczenie dla przy−
szłości telewizji. Po przejściu na technologię

cyfrową (o czym zaczyna się już mówić
w naszym kraju) otworzą się przed telewizją
naziemną dużo większe możliwości, których
mówiliśmy wcześniej.

Na koniec
trochę futurystyki

Coraz bliżej więc nam do zrealizowania idei
domowej platformy multimedialnej MPH
(Multimedia Home Platform), która pojawi−
ła się w projektach grupy DVB jako przy−
szłościowa koncepcja telewizji. Satelitarny
system odbiorczy zostanie sprzężony z kom−
puterem i telewizorem tworząc jedną sieć
nadawczo−odbiorczą − fotografia 5 pokazuje
takie urządzenie firmy Nokia. Oprócz
ogromnej liczby audycji, będą dostępne (nie−
które już są) interaktywne programy,
w których widz może wpływać np. na roz−
wój akcji filmu, wybierać różne ujęcia tej sa−
mej sceny lub nawiązywać dialog z twórca−
mi audycji. System będzie zapewniał dostęp
do Internetu i to dostęp o nieznanym dotych−
czas komforcie. Dość powiedzieć, że trans−
misja satelitarna umożliwia przesyłanie da−
nych z szybkością 38Mb/s. Wszystkiego co−
raz więcej i w coraz krótszym czasie. Bez
odpowiedzi pozostają tylko prozaiczne pyta−
nia. Czy wystarczy nam czasu, sił i wyobra−
źni do przyjęcia i przetworzenia tak olbrzy−
mich ilości informacji? Czy znajdziemy wte−
dy choć trochę czasu na własne przemyśle−
nia i kontakty z drugimi? Wydaje się prawie
pewne, że idą złote czasy dla psychologów
i psychiatrów.

Wojciech Turemka

65

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

Fot. 4 Dekoder DSX6010 produkowany

przez firmę Philips. Odbiór pakietu

WizjaTV (27 programów w tym

24 w polskiej wersji językowej)

z satelity Astra (system MPEG−2)

Fot. 5 Zaprezentowany przez firmę Nokia na wystawie IFA 2001 w Berlinie ter−

minal multimedialny łączący w sobie Internet, telewizję programową i inne

media. Oprócz typowych funkcji nowy terminal umożliwia oglądanie po−

wtórek w trakcie transmisji telewizyjnych, a także jednoczesne oglądanie

programów telewizyjnych i korzystanie z Internetu oraz zapisywanie na

twardym dysku filmów i audycji. Ponadto możliwe jest zamawianie filmów

na życzenie, odtwarzanie i zapisywanie muzyki w formacie MP3, korzysta−

nie z poczty elektronicznej oraz ściąganie i zapisywanie trójwymiarowych

gier komputerowych.

Nie ulega wątpliwości, że jedną z najpręż−
niej rozwijających się gałęzi elektroniki jest
telekomunikacja. Fakt ten specjalnie nas
nie dziwi, w końcu od samych początków
rozwoju elektroniki właśnie telekomunika−
cja daje najszersze pole zastosowań dla jej
najnowszych osiągnięć. Aby się o tym prze−
konać, wystarczy przyjrzeć się niedalekiej
historii tej dziedziny. Za początek rozwoju
telekomunikacji przyjąć można wynalezie−
nie telegrafu elektromagnetycznego Mor−
se'a, którego następcą był telegraf elektrycz−
ny. Ten ostatni zapoczątkował dziedzinę te−
lekomunikacji wykorzystującej do transmi−
sji kable, które następnie wykorzystane zo−
stały przez szczególnie rewolucyjny wynala−
zek − aparat telefoniczny Bella. Odkrycie to
pociągnęło za sobą wiele nowych wynalaz−
ków, jak choćby łącznice, czyli pierwsze cen−
trale (bynajmniej nie automatyczne). Telefo−
ny doczekały się mnóstwa udoskonaleń
i mutacji, a łącza telefoniczne zostały
później wykorzystane również do innych ce−
lów − chociażby do przesyłania danych cy−
frowych przez modemy analogowe i faksy
w początkach lat sześćdziesiątych. Tak wy−
gląda w wielkim skrócie historia „miedzia−
nej” telekomunikacji, która trwa po dzień
dzisiejszy i wygląda na to, że ma przed sobą
całkiem pewną przyszłość.

Dlaczego właśnie

„miedź”?

Mogłoby się wydawać, że technologie teleko−
munikacyjne wykorzystujące do transmisji
zwykłe kable miedziane są na wymarciu. Zastę−
powane są one przecież światłowodami
o ogromnych przepustowościach (ostatni rekord
ustanowiła firma NEC i wynosi on 10,9Tb/s).
Szerokie zastosowanie mają też techniki trans−
misji radiowej (np. GSM i przyszły UMTS)
oraz satelitarnej. Na szczęście nie oznacza to
wcale końca „ery miedzi”. Dlaczego? Jest ku te−
mu całe mnóstwo powodów, z których może nie
całkiem zdajemy sobie sprawę.

Najważniejszym argumentem za stosowa−

niem starej technologii wydaje się być jej
przystępność. Ogromna większość cywilizo−
wanych terenów posiada gotową sieć przewo−
dów, które używane są najczęściej jako zwy−
kłe linie telefoniczne. Firmy telekomunikacyj−
ne zainwestowały krocie, aby zbudować od−
powiednio gęstą infrastrukturę przewodów,
a zastąpienie jej w całości przez światłowody
wiązałoby się z astronomicznymi kwotami.

W tym miejscu pojawia się następny argu−

ment, a mianowicie cena. Linie światłowodo−
we mimo swych wszystkich zalet mają jedną
dotkliwą wadę − są bardzo drogie. Pod tym
względem stosowanie zwykłych linii kablo−
wych jest o wiele korzystniejsze.

Powyższe argumenty może nie są w zu−

pełności przekonujące, tym bardziej że świat
w tak zaskakującym tempie rozwija się głów−
nie dzięki radykalnym zmianom, ale zazna−
czyć należy, że przeciętny odbiorca usług te−
lekomunikacyjnych nie jest w stanie wyko−
rzystać możliwości, jakie daje mu połączenie
światłowodowe. W związku z tym można by

pokusić się o twierdzenie, że w zupełności
powinny wystarczyć nam korzyści z eksplo−
atowania nowych technologii wykorzystują−
cych stare media transmisyjne.

Komu to potrzebne?

No właśnie, w zasadzie w Polsce, jak dotąd, li−
nie telefoniczne wykorzystywane są głównie
w celu prowadzenia najzwyklejszych, analo−
gowych rozmów telefonicznych. Są jednak
i tacy (głównie przedsiębiorstwa, a ostatnio
również amatorskie i profesjonalne sieci kom−
puterowe), którzy potrzebują dodatkowych
usług telekomunikacyjnych w postaci szyb−
kiego łącza do Internetu, czy obsługi cyfro−
wych video konferencji. Media pozostają sta−
re (kable miedziane), ale zastosowanie no−
wych technik i sposobów pozwoli przesyłać
przez linię abonencką nieprawdopodobnie du−
że ilości danych cyfrowych zamiast, czy obok
rozmowy telefonicznej. Potrzebne są do tego
dodatkowe urządzenia − modemy, umieszczo−
ne po obu stronach linii: w centrali i u abonen−
ta. Nie są to jednak zwyczajne modemy, z po−
mocą których łączymy się z Internetem.

Zpomocą przychodzą technologie DSL

i odpowiednie modemy.

DSL, czyli Digital Subscriber Line (cy−

frowe łącze abonenckie), to technologia cy−
frowa, która pozwala w dużo większym stop−
niu wykorzystać możliwości przesyłowe linii
kablowej niż zwykły, analogowy modem
telefoniczny. To właśnie dzięki tej technice
gałąź telekomunikacji wykorzystująca do
transmisji przewody miedziane tak prężnie
się rozwija.

Technologie xDSL podzielić można na

dwie grupy. Pierwszą z nich stanowi techni−

66

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

M

E

U

dodatek

do

miesięcznika

To warto wiedzieć

P

o

z

n

a

ć

i

z

r

o

z

u

m

i

e

ć

s

p

r

z

ę

t

a g a z y n

l e k t r o n i k i

ż y t k o w e j

M

U

TT

TT

e

e

e

e

c

c

c

c

h

h

h

h

n

n

n

n

o

o

o

o

ll

ll

o

o

o

o

g

g

g

g

ii

ii

e

e

e

e

x

x

x

x

D

D

D

D

S

S

S

S

LL

LL

ka symetrycznego przesyłania informacji,
przy stosowaniu której prędkość wysyłania
i odbierania danych jest taka sama. Do grupy
tej należą urządzenia HDSL i SDSL. Drugą
grupę stanowi technika niesymetrycznego
przesyłania danych, dla której prędkość wy−
syłania danych jest znacznie mniejsza od
prędkości pobierania. Do tej grupy zaliczamy
urządzenia ADSL i VDSL.

W związku z taką rozmaitością można by

się zastanawiać po co producenci urządzeń
DSL tak bardzo różnicują swoje produkty. Jak
się okazuje, mają ku temu ważne powody.
Mianowicie urządzenia asymetryczne znajdu−
ją zwykle zastosowanie u indywidualnych lub
grupowych „konsumentów Internetu” i użyt−
kowników HDTV (High Density TV), dla
których większe znaczenie ma prędkość po−
bierania danych niż ich wysyłania. Urządze−
nia symetryczne są jednak bardziej popularne
i używa ich się wszędzie tam, gdzie ważne
jest, aby prędkości wysyłania i odbierania da−
nych były porównywalne, np. przy połącze−
niach międzysieciowych (tzw. mostach − ang.
bridge), przy serwerach internetowych, czy
też u odbiorców korzystających z wideokon−
ferencji (patrz tabela 1).

Tabela 1. Rodzaje modemów DSL, ich

prędkości i zastosowanie.

Zalety

Obok możliwości stosowania rozwiązań
DSL'owych wszędzie tam, gdzie dysponuje−
my infrastrukturą kabli miedzianych, pierw−
szorzędną zaletą tej technologii jest jej pręd−
kość. Dla przykładu, urządzenia dostępowe
VDSL potrafią na pojedynczej parze mie−
dzianej osiągnąć prędkość dochodzącą do
51 Mb/s. Jest to prędkość, która sprosta na−
wet kilku najbardziej wymagającym pod
względem przepustowości usługom teleko−
munikacyjnym, udostępnianym w tym sa−
mym czasie. Tak szybkie łącze daje możli−
wość jednoczesnego oglądania telewizji cy−

frowej, prowadzenia rozmów telefonicznych,
odbierania i wysyłania faksów, prowadzenia
video konferencji i korzystania z szybkiego
połączenia z Internetem.

Poza dużą szybkością modemów DSL, za

stosowaniem tej technologii przemawia rów−
nież jej uniwersalność, ponieważ większość
urządzeń DSL umożliwia jednoczesne korzy−
stanie ze zwykłego telefonu, który nie jest za−
kłócany przez pracę modemu. Jest to bardzo
ważna zaleta, ponieważ dzięki niej nie ma po−
trzeby dzierżawy od firmy telekomunikacyjnej
dodatkowej pary miedzianej dla modemu DSL.

Tu pojawia się kolejna zaleta tego rozwią−

zania − ponieważ modemy DSL nie zajmują li−
nii telefonicznej, nie ma potrzeby ich urucha−
miania − są one gotowe do pracy od razu po
podłączeniu do linii, w przeciwieństwie do
zwykłych modemów, które wymagają
„wdzwaniania się” do operatora sieci i blokują
tym samym korzystanie ze zwykłego telefonu.

Inną ważną zaletą tej technologii jest ła−

twość obsługi i instalacji. Instalacja pochłania
niewiele czasu w porównaniu z czasem po−
trzebnym na założenie instalacji światłowo−
dowej. Modem DSL wystarczy po prostu
podłączyć do posiadanego gniazda telefonicz−
nego i od razu można zacząć z niego korzy−
stać, oczywiście pod warunkiem, że operator
udostępnia usługi DSL, ale to inna historia.

Wady

Nie wszystko wygląda jednak tak dobrze −
modemy DSL mają niestety ograniczony za−
sięg transmisji. Co prawda możliwe jest sto−
sowanie tzw. transceiver'ów, ale jest to inwe−
stycja droga i nieopłacalna. Wada ta dyskwa−
lifikuje tego typu urządzenia do połączenia
odbiorców znajdujących się w dużej odległo−
ści od najbliższej centrali operatora teleko−
munikacyjnego (zobacz tabelę 2). Jest to
szczególnie dotkliwe na wsiach i w małych
miastach, które w ogóle nie posiadają central
telefonicznych i są pod tym względem uza−
leżnione od najbliższego, większego miasta.
Najlepsza sytuacja pod względem średniej
długości połączeń do klientów panuje w Za−
chodniej Europie, gdzie linie telefoniczne są

najkrótsze. Gorzej jest w Stanach Zjednoczo−
nych, gdzie 20% mieszkańców posiada linie
telefoniczne o długości przekraczającej moż−
liwości najmniej wymagających urządzeń
DSL, a poza tym linie te wyposażone są zwy−
kle w filtry, całkowicie uniemożliwiające sto−
sowanie technologii DSL. Najgorsza sytua−
cja jest natomiast we Wschodniej Europie,
gdzie linie są najdłuższe, a dodatkowo ich ja−
kość pozostawia wiele do życzenia.

Tabela 2. Przykładowe prędkości

transmisji modemów DSL

Urządzenia

Na rynku znajduje się obecnie bardzo wiele
różnorodnych urządzeń DSL. Produkują je tak
znane firmy jak: Alcatel (dział przejęty przez
Thomsona), Ericsson, Motorola, 3COM, Zy−
xel, a także Lucent Technologies, Schmid Te−
lecom i PCTel. Zdjęcia przykładowych urzą−
dzeń DSL przedstawione zostały w artykule.
Modemy, w które zaopatrywany jest klient,
mają zwykle postać skrzynki wielkości co naj−
wyżej tunera satelitarnego i wyposażone są
w złącze do linii telefonicznej oraz, czasami,
w złącze do telefonu analogowego. Poza tym,
muszą mieć one oczywiście przyłącze do
komputera klienta. Często zdarza się jednak,
że modem DSL jest jednocześnie routerem
Ethernetowym, do którego przyłączana jest
sieć LAN. Urządzenie jest w takim wypadku
bramą, przez którą komputery z sieci mają do−
stęp do Internetu, lub może być używane do
łączenia dwóch odległych sieci komputero−
wych. Produkowane są również modemy DSL

67

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U

Skrót nazwy

Nazwa

Prędkość transmisji

Zastosowanie

HDSL

High data rate
Digital Subscriber Line

1,5 Mb/s / 2 Mb/s

Urządzenia dostępowe dla firm i serverów internetowych,
połączenia sieci LAN i WAN.

SDSL

Single line
Digital Subscriber Line

1,5 Mb/s / 2 Mb/s

Takie jak dla HDSL oraz urządzenia dostępowe
dla osób prywatnych.

ADSL

Asymmetric
Digital Subscriber Line

1,5 – 9 Mb/s Downstream
16 – 640 kb/s Upstream

Urządzenia dostępowe dla osób prywatnych, video
na życzenie, simplex video, jednostkowe połączenia
z siecią LAN, interaktywne multimedia.

VDSL

Very high data rate
Digital Subscriber Line

13 – 52 Mb/s Downstream
1,5 – 2,3 Mb/s Upstream

Takie jak dla ADSL oraz HDTV (High Density TV).

Odległość

Prędkość

transmisji

Standard

5,4km
4,8km
3,6km
2,7km
1,4km
0,9km
0,3km

1,544Mbps
2,048Mbps
6,312Mbps
8,448Mbps
12,960Mbps
25,920Mbps
51,840Mbps

DS1 (T1)
E1
DS2
E2
Ľ STS−1
˝ STS−1
STS−1

w postaci kart rozszerzeń do komputera PC,
robione np. przez Motorolę i Texas Instru−
ments. Są one znacznie tańsze, lecz mają po−
ważną wadę − podczas pracy znacznie obcią−
żają zasoby komputera, dlatego mogą być in−
stalowane jedynie na szybkich maszynach.

Inaczej przedstawia się sprawa u operato−

ra telekomunikacyjnego. Co prawda zdarza
się, że również u niego znajduje się identycz−
ne urządzenie komunikujące się z modemem
klienta, lecz zwykle operator zaopatrzony
jest w duże urządzenia modułowe, które po−
trafią obsłużyć wiele pojedynczych mode−
mów DSL klientów.

Modemy symetryczne

Do modemów symetrycznych, czyli mode−
mów, które wysyłają i odbierają dane z jed−
nakową prędkością, zaliczamy urządzenia
HDSL i SDSL. Modemy HDSL (High data
rate Digital Subscriber Line) osiągają pręd−
kość dochodzącą do 2Mb/s lub 1,5Mb/s przy
wykorzystaniu standardów odpowiednio E1
i T1. Modemy te wykorzystują linie kablowe
w zakresie częstotliwościowym od 80kHz do
240kHz. Niestety, mają one istotną wadę −
wymagają połączenia dwoma lub trzema pa−
rami kabli miedzianych w zależności od stan−
dardu transmisji.

Na szczęście wadę tę wyeliminowano

w urządzeniach SDSL (Single Digital Sub−
scriber Line), które posiadają wszystkie zale−
ty modemów HDSL. Ponadto, modemy te
umożliwiają podłączenie do linii zwykłego
telefonu analogowego, nie zajmując pasma
w zakresie od 0 do 4kHz − usługa ta określa−
na jest skrótem POTS (Plain Old Telephone
Service).

Modemy asymetryczne

Do modemów asymetrycznych zaliczamy
urządzenia ADSL i VDSL. Urządzenia
ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line)
pozwalają przesyłać dane z prędkością od 16
do 640kb/s oraz odbierać je z szybkością od
1.5 / 2 do 9Mb/s przy wykorzystaniu jednej
pary miedzianej. Ponadto, urządzenia ADSL
pozwalają na jednoczesne korzystanie z ana−
logowego telefonu (POTS).

Urządzenia VDSL (Very high speed Digi−

tal Subscriber Line), nazywane dawniej mo−
demami BDSL, VADSL, lub, czasami,
ADSL, wyróżnia prędkość. Na pojedynczej
parze miedzianej potrafią one pracować przy
bardzo dużych prędkościach dochodzących
do 51Mb/s dla danych odbieranych oraz
5Mb/s dla danych przesyłanych, wykorzystu−
jąc linię przesyłową w zakresie od 100kHz

do 2,2MHz i udostępniając usługę POTS.
Obecnie, w odpowiedzi na potrzeby rynku,
myśli się nad stworzeniem urządzenia syme−
trycznego, które charakteryzowałoby się
prędkością nie odbiegającą od możliwości
pobierania danych przez modemy VDSL.
W najbliższym czasie można spodziewać się
tak szybkich modemów, lecz będzie to praw−
dopodobnie okupione bardzo znacznym
spadkiem zasięgu.

DSL na świecie i w Polsce

Nietrudno zgadnąć, że największy rozwój
technologii DSL nastąpił w Stanach Zjedno−
czonych. Wiele firm telekomunikacyjnych
oferuje tam szeroki wachlarz usług, możli−
wych dzięki wykorzystaniu technik DSL. Nie−
stety, ostatnio firmy te przeżywają kryzys po−
mimo wciąż rosnących zysków, co spowodo−
wane jest prawdopodobnie głównie sytuacją
na rynku telekomunikacyjnym i na giełdzie.

W Polsce rozwiązania DSL cieszą się ro−

snącą popularnością mimo niesprzyjających
warunków na rodzimym rynku telekomuni−
kacyjnym. Rozwój dostawców DSL hamuje
polityka dużych operatorów telekomunika−
cyjnych. W jej wyniku, w chwili obecnej do
zestawienia łącza DSL w Polsce niezbędne
jest wydzierżawienie oddzielnej pary mie−
dzianej. W takiej sytuacji do użytkownika
dotrzeć muszą aż dwa łącza − jedno telefo−
niczne, drugie DSL. Taki stan rzeczy w zasa−
dzie wyklucza wykorzystanie zalet urządzeń
DSL, które umożliwiają jednoczesną trans−
misję głosu i danych na jednym kablu, a to
właśnie ta cecha technologii DSL spowodo−
wała jej popularyzację w Stanach Zjednoczo−
nych, gdzie firmy telekomunikacyjne współ−
pracują z dostawcami Internetu. Ponadto
w Polsce słabo rozbudowana infrastruktura
powoduje, że dodatkowej pary przewodów
może po prostu nie być, co w konsekwencji
prowadzi do tego, że korzystanie z usług
DSL staje się niemożliwe.

Obecnie jedyną usługą DSL powszechnie

dostępną w Polsce jest SDI (Stały Dostęp do
Internetu) udostępniany przez czołowego do−
stawce usług telekomunikacyjnych. SDI mo−
że być udostępniane wszędzie tam, gdzie sta−
re centrale zostały już zmodernizowane.
Usługa ta używa systemu dostępu wykorzy−
stującego modemy analogowe lub ISDN
(w technologii IDSL − Integrated services di−
gital network DSL), oparte na sieciach komu−
towanych, nie optymalizowanych pod kątem
przesyłania danych. SDI umożliwia połącze−
nie z Internetem o szybkości 115,2kb/s (szyb−
kość ta spada do 70kb/s w czasie korzystania

z telefonu) oraz udostępnia usługi POTS,
które mogą być używane jednocześnie. Obe−
cnie jednak względnie wysoka cena oraz ni−
ska jakość tej usługi raczej dyskwalifikują ją
do użytkowania przez przeciętnego, indywi−
dualnego odbiorcę.

DSL w przyszłości

Jeden z ostatnich raportów IDC (Internatio−
nal Data Corp − firma zajmująca się bada−
niem rynku elektronicznego) przewiduje
świetlaną przyszłość technologii DSL pomi−
mo kruchej sytuacji dostawców tej usługi
w Stanach Zjednoczonych. Do roku 2004 na
całym świecie ma zostać założonych aż 66,4
miliona przyłączy do sieci przy użyciu tej
technologii, co przy liczbie 4,5 miliona w ro−
ku 2000 świadczyłoby o bardzo szybkim roz−
woju DSL. IDC przewiduje, że liczba użyt−
kowników DSL już w 2003 roku będzie
większa od użytkowników łącz kablowych,
a większość popytu wygenerują użytkownicy
prywatni.

Największym odbiorcą tej technologii są

jak dotąd Stany Zjednoczone, jednakże do
roku 2004 ich udział w światowym rynku
DSL spadnie do 39% ogólnej liczby linii
(obecnie wynosi on ponad 50%).

W Polsce uprzywilejowaną pozycję w ze−

stawianiu łączy DSL mają wciąż wielcy ope−
ratorzy telekomunikacyjni, którzy posiadają
odpowiednią infrastrukturę przewodów.
Mniejsi operatorzy, nie mający takiego udo−
godnienia, zmuszeni są dzierżawić kable od
większych firm, co wiąże się z dodatkowymi
kosztami. Motorem rozwoju usług DSL mo−
głoby więc być nawiązanie współpracy po−
między dostawcami Internetu i operatorami
telekomunikacyjnymi. Wygląda jednak na to,
że w chwili obecnej, niestety, sytuacja temu
nie sprzyja.

Rafał Baranowski

e−mail:

Rafal.

Baranowski

@bloknet.pl

68

To warto wiedzieć

E l e k t r o n i k a d l a W s z y s t k i c h

Luty 2002

M

E

U