Serwonapędy prądu

przemiennego z silnikiem

synchronicznym

Idea silnika

bezszczotkowego

Silniki bezszczotkowe DC

Zalety

• przewaga na silnikami DC ( lepsze

odprowadzanie ciepła,większe momenty

przy mniejszych bezwładnościach),

• sterowanie z wykorzystaniem metod jak

dla silników DC ,

Wady

• trudno uzyskać stałą wartość S.E.M.

(tętnienia momentu) ,

• duże prądy wirowe

Sterowanie metodą orientacji wektora pola pozwala
zbliżyć właściwości silnika prądu przemiennego do
właściwości silnika prądu stałego.

Wektory wodzące:

Um można zapisać w postaci liczby zespolonej:

W funkcji czasu:

gdzie: Um(t) – wektor wodzący dla wielkości Um



sin

)

(















)

sin

(cos











)

sin

(cos

)

(

Równania wartości chwilowych napięć fazowych

dla wyidealizowanego silnika PMSM mają

postać:









Dla stojana:

gdzie:















)

cos

)

cos

)

cos

































)

cos

)

cos

)

cos































)

cos

)

cos

)

cos























Oznaczenia ze strzałką
oznaczają wektory mające
sens fizyczny, oznaczenia z
kreską wektory na
płaszczyźnie zespolonej











)

sin

(cos

)

sin(

)

(cos(



















)

sin(

)

(cos(



















)

cos

(















)

sin

(



















Dla położenia osi q zgodnego z położeniem wektora
prądu stojana is otrzymujemy max. moment obrotowy





wirnika

Prąd stojana









L 





























)

(





































































d,q – współrzędne wirujące związane z wirnikiem

Strumień wirnika





















































Po transformacji z układu stacjonarnego na obrotowy
d,q:































)

(

)

(

)

(

Dla warunków stacjonarnych Is=const















- kąt pomiędzy osiami wsp.

i d,q

















































)

(

Dla stanu stabilnego











)

(









































)

(

Dla stanu stabilnego i Id=0

Równania stanu silnika

synchronicznego

a)Dla układu trójfazowego A, B, C:



























































)

sin

)

sin

)

sin

)

sin

)

sin

)

sin

b)Dla układu osi prostokątnych :

















)

cos

)

sin

)

os(p

)

sin

















c)Dla układu osi prostokątnych d, q:



















Strategie sterowania:

1. Zachowanie stałego kąta mocy

Prąd Id=0,















2. Zachowanie maksymalnego współczynnika mocy cos=1





sin





3. Zachowanie stałego
strumienia stojana





sin





= ψ

=const

Zabezpieczenia

Sterownik bramkowy

Rezolwer

Pomiar położenia

i prędkości -

przetwornik RDC

Interfejsy rezolwera i enkodera

Generator PWM

A, B, NM

DSP

ŁA

Temp.



Interfejsy szeregowe do

komputera nadrzędnego

CS, SCLK, DATA

sin

cos

ref

SILNIK

Przerwania

K o m p a r a t o r A

K o m p a r a t o r B

K o m p a r a t o r C

U = 3 0 0 V

T 1

T 2

T 3

T 4

T 5

T 6

R e g u l a c j a

c z ę s t o t l i w o ś c i

R e g u l a c j a

n a p i ę c i a

G e n e r a t o r p r z e b i e g u

m o d u l u j ą c e g o

S = A s i n ( t + 1 2 0 )



S = A s i n ( t - 1 2 0 )



S = A s i n t



G e n e r a t o r p r z e b i e g u

t r ó j k ą t n e g o

T 1

T 2

T 3

T 4

T 5

T 6

C z a s

UDC

Ubn

UDC

Uan

UDC

Ucn

















)

cos

(















)

sin

(













– czas wektora

zerowego









































Sterowanie wektorowe metodą orientacji

wektora pola (FOC)

Tabela optymalnych

przełączeń wektora

napięcia

PWM

PMSM

estymator



N=1,2...6

N=1,2...12



komparator

strumienia

komparator

momentu

Rys. 5.1 Bezpośrednia regulacja momentu elektromagnetycznego i strumienia silnika

synchronicznego o magnesach trwałych zasilanego z falownika napięcia.

Schemat obwodów regulacji.





i









u





d

e

Program sterowania

Część energoelektroniczna

Przekształca zmierzone sygnały prądów (i

, i

) w dwóch

fazach silnika i dwóch napięć przewodowych do
stacjonarnego

układu

współrzędnych



Przekształcenie następuje wg zależności:
Strumień stojana można obliczyć całkując wartości
składowe napięcia i prądu:





























)

(

























Dwustanowe sygnały wyjściowe komparatorów dde

oraz numer sektora, w którym znajduje się wektor
strumienia decydują o wyborze wektora napięcia.





=(100)

=(110)

=(010)

=(011)

=(001)

=(101)

Rys. 5.2 Sześć sektorów (S

, S

,....S

)

i sześć wektorów napięcia (u

, u

,.....,u

)

Jeżeli strumień stojana jest w pierwszym sektorze
i ma być zwiększony, a moment
elektromagnetyczny ma być dodatni (to
odpowiada dy=1, dMe=1) wówczas po
rozpatrzeniu sześciu dostępnych wektorów,
wybierany jest wektor napięcia u2.
Z drugiej strony, gdy strumień stojana ma być
zwiększony, ale moment elektromagnetyczny ma
być ujemny (to odpowiada dy=1, dMe=-1),
wówczas wybiera się wektor napięcia u6. Dalej,
gdy strumień stojana ma być zmniejszony, ale
moment elektromagnetyczny ma być dodatni
(dy=-1, dMe=1), należy wybrać u3, i podobnie,
jeżeli strumień stojana ma być zmniejszony, a
moment elektromagnetyczny ujemny (dy=-1,
dMe=-1), to może być uzyskane przez
zastosowanie u5.

Zalety DTC:

- proste algorytmy regulacji,
- brak obwodów regulacji prądu,
- brak modulatora PWM,
- możliwość pracy w trybie regulacji prędkości bez
czujników prędkości
i położenia,
- duża dynamika regulacji.

Trudności w realizacji metody DTC:

- trudne dokładne odtwarzanie strumienia przy małych
prędkościach,
- odkształcenie strumienia i momentu przy małych
prędkościach,
- brak kontroli wartości prądu,
- pomiar napięcia mocno zakłócony.