L

Liis

st

ty

y o

od

d P

Piio

ot

tr

ra

a

41

W

W p

po

op

prrzze

ed

dn

niim

m o

od

dc

ciin

nk

ku

u zza

ad

da

ałłe

em

m p

py

ytta

a−

n

niie

e,, c

czzy

y w

ws

sp

pó

ółłc

czzy

yn

nn

niik

k w

wy

yp

pe

ełłn

niie

en

niia

a iim

m−

p

pu

ulls

só

ów

w s

stte

erru

ujją

ąc

cy

yc

ch

h zza

alle

eżży

y o

od

d p

prrą

ąd

du

u,, c

czzy

y

o

od

d n

na

ap

piię

ęc

ciia

a?

? C

Czzy

y p

prrzze

ep

prro

ow

wa

ad

dzzo

on

ne

e rro

ozzu

u−

m

mo

ow

wa

an

niie

e d

do

op

prro

ow

wa

ad

dzziiłło

o d

do

o s

sp

prrzze

ec

czzn

no

o−

ś

śc

cii?

? W

Wy

yjja

aś

śn

niia

am

m tty

ym

m,, k

kttó

órrzzy

y jje

es

szzc

czze

e n

niie

e

w

wiie

ed

dzzą

ą:: żża

ad

dn

ne

ejj s

sp

prrzze

ec

czzn

no

oś

śc

cii n

niie

e m

ma

a!!

Rysunki 6a, b, c (w poprzednim nu−

merze) wskazują, że przy małych prą−
dach wypełnienie będzie zależeć od p

prrą

ą−

d

du

u obciążenia. Sytuacja taka ma miej−

sce, gdy w części okresu prąd spada do
zera, czyli gdy cewka w części okresu
jest wolna od energii (bezczynna). Moż−
na powiedzieć, że układ automatycznej
regulacji (rys. 2) tak dobiera współczyn−
nik wypełnienia, by przenieść na wyj−
ście potrzebną moc (U2*I

L

).

Natomiast przy większym obciąże−

niu, gdy przez cewkę cały czas płynie
prąd (rysunki 6d, e), współczynnik wy−
pełnienia ustala jedynie n

na

ap

piię

ęc

ciie

e wyj−

ściowe, a (średni) prąd rośnie lub male−
je w zależności od obciążenia.

Istnieją przetwornice, które nie mają

żadnej automatyki i pracują przy stałym
współczynniku wypełnienia impulsów
sterujących. Nie zapominaj jednak, że
taka praca jest możliwa tylko przy więk−
szych prądach. Właśnie dlatego w nie−
których źródłach znajdziesz wzmianki
o minimalnym prądzie obciążenia (lub
minimalnej indukcyjności). Nie prze−
strasz się tym! Chodzi o to, by prąd
cewki nie malał do zera − wtedy układ
zachowuje się jak “transformator prądu
stałego”. Gdy prąd obciążenia jest
mniejszy, niedociążona przetwornica
przestaje być “transformatorem prądu
stałego” i napięcie wyjściowe wzrasta.

W praktyce wystarczy zastosować

układ automatyki wg rysunku 2, zmienia−
jący wypełnienie impulsów od zera do
100% i wtedy nie ma takich ograniczeń
na prąd minimalny i napięcie wyjściowe.

Jeśli to zrozumiałeś, idziemy dalej.
Przypuszczam, że jeszcze masz pew−

ne wątpliwości odnośnie napięć wyjścio−
wych. Trochę Cię niepokoi fakt, że zmia−
na napięcia wyjściowego U2 zmienia
też napięcie “ładowania” cewki równe

P

P

rzetwornice impulsowe

P

Po

od

ds

stta

aw

wo

ow

we

e k

ko

on

nffiig

gu

urra

ac

cjje

e − p

prrzze

ettw

wo

orrn

niic

ca

a p

prrzze

ep

pu

us

stto

ow

wa

a

część 5

Fundamenty Elektroniki

E

LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

R

Ry

ys

s.. 8

8..

R

Ry

ys

s.. 7

7..

R

Ry

ys

s.. 9

9..

L

Liis

st

ty

y o

od

d P

Piio

ot

tr

ra

a

E

LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

42

U1−U2. Nie dziwię Ci się, że o tym my−
ślisz. Intuicyjne przyswojenie sobie wy−
stępujących tu zależności jest rzeczywi−
ście trochę trudniejsze, ale poradzimy so−
bie i z tym.

Na rry

ys

su

un

nk

ka

ac

ch

h 7

7,, 8

8 i 9

9 znajdziesz prze−

biegi napięcia i prądu przy różnych
napięciach wyjściowych. Co istotne,
w każdym przypadku napięcie wejścio−
we U1 jest takie samo. W sytuacji z ry−
sunku 7 napięcie wyjściowe U2 jest pię−
ciokrotnie mniejsze od wejściowego.
W drugim przypadku (rysunek 8) napię−
cie U2 jest równe połowie U1, nato−
miast w sytuacji z rysunku 9 napięcie
U2 to 5/6 napięcia wejściowego U1. Na
rysunkach 7a, 8a, 9a pokazałem Ci sytu−
ację w układzie z pewną indukcyjnością
przy jakimś niewielkim prądzie. Na ry−
sunkach 7b, 8b i 9b znajdziesz przebiegi
w układzie z tą samą indukcyjnością, ale
przy prądzie szczytowym zbliżonym do
prądu nasycenia Ip. I wreszcie na rysun−
kach 7c, 8c i 9c znajdziesz przebiegi
w układzie z cewką o znacznie większej
indukcyjności − zauważ, że zmiany prą−
du są mniejsze, ale nachylenie w czasie
ładowania i rozładowania nadal jest pro−
porcjonalne do napięć ładowania (U1−
U2) i rozładowania (U2).

Przeanalizuj teraz bardzo starannie

rysunki 7....9. Powinny one rozjaśnić Ci
całkowicie obraz sprawy.

A my zajmiemy się jeszcze jedną

kwestią. Czy na podstawie rysunków
7...9 potrafiłbyś coś powiedzieć o mocy
przenoszonej (czyli po prostu o mocy
naszej przetwornicy)? Czy ta moc zależy
jakoś od napięcia wyjściowego?

W poprzednich listach wykazałem,

że moc przetwornicy zaporowej silnie
zależy od stosunku napięć wyjściowego
i wejściowego. Okazało się, że prze−
twornicy zaporowej nie warto stosować
przy małych napięciach wyjściowych.
Podałem Ci wzór na teoretyczną moc
maksymalną przetwornicy zaporowej
(przy bardzo dużej częstotliwości)

Pmax = U1*Ip * [U2 / (U2+U1)]
A jak to wygląda w przetwornicy

przepustowej?

Odpowiedź znajdziesz analizując ry−

sunki 7c, 8c i 9c. Przy dużej indukcyjno−
ści (lub dużej częstotliwości pracy) wa−
hania prądu są minimalne − możemy je
pominąć i założyć, że średni prąd na ry−
sunkach c jest równy Ip. Skoncentruj
się! Patrząc na rysunku 7c, 8c, 9c bez
trudu zauważysz, że w każdym przypad−
ku średni prąd ładowania wynosi

I1 = Ip (t

on

/T)

W czasie ładowania cewki, do obcią−

żenia jest już dostarczana moc

P1=U2 *I1 = U2 * Ip (t

on

/T)

Z kolei średni prąd rozładowania wynosi
I2 = Ip (t

off

/T)

Czyli w fazie rozładowania do obcią−

żenia jest dostarczana moc

P2=U2 * I2 = U2 * Ip (t

off

/T)

Moc całkowita
P = P1+P2 = U2 * Ip [(t

on

+t

off

) / T]

P

P =

= U

U2

2 *

* IIp

p

I co, jesteś zdziwiony?
Tu również okazuje się, że czym

większe napięcie wyjściowe, tym więk−
sza moc. Ponieważ w przetwornicy
przepustowej napięcie wyjściowe nie
może być większe od wejściowego,
ostatecznie moc będzie największa, gdy
napięcie wyjściowe będzie (niemal) rów−
ne wejściowemu − moc wyniesie wtedy

Pmax = U1 * Ip
I wszystko zgadza się z intuicją: jeśli

przetwornicę przepustową “otworzymy
na stałe”, napięcie wyjściowe będzie
równe wejściowemu i rzeczywiście
moc dostarczana do obciążenia będzie
równa U1 * Ip.

A może więcej? Co nam szkodzi zwięk−

szyć wtedy prad powyżej Ip? Że rdzeń się
nasyci? A co nas to obchodzi − przecież
tranzystor−klucz jest na stałe otwarty!

Stop! Nie przesadzaj! W praktyce

Twoja przetwornica nigdy nie będzie
“na stałe otwarta”, bo zechcesz praco−
wać przy napięciach wyjściowych
mniejszych niż wejściowe. Dlatego nie
ma sensu rozpatrywać sytuacji, gdy
tranzystor−klucz stale przewodzi.

No tak, ale może nawet gdy

U2<U1uda się coś “zarobić”, zwiększając
prąd powyżej Ip? Wcześniej prosiłem, byś
się zastanowił, czym to grozi. Ponieważ
obciążenie R

L

jest włączone w szereg

z cewką, więc sytuacja jest inna niż prze−
twornicy zaporowej i nie można powie−
dzieć, że “prąd będzie się marnował”.

Jednak przetwornica przestanie być

przetwornicą indukcyjną według rysun−
ku 1 czy 3b, a stanie się przetwornicą
pojemnościową według rysunku 3a. Ro−
lę rezystancji ograniczającej prąd łado−
wania będzie pełnić (niewielka) rezy−
stancja uzwoje−
nia

cewki,

a

sprawność

znacznie

spa−

dnie. W skrajnym
przypadku duży
prąd ładowania
( o g r a n i c z o n y
niewielką rezys−
tancją cewki) mo−
że

uszkodzić

tranzystor−klucz.

Z a m y k a m y

sprawę:

nawet

gdyby tranzystor

się nie uszkodził, także w przetwornicy
przepustowej nie powinniśmy pracować
przy prądach większych od prądu nasy−
cenia cewki Ip, a moc maksymalna nie
przekroczy

P = U2 * Ip
Czy jednak nie zgubiłeś się w po−

wyższych rozważaniach? Co to za moc?

Jest to teoretyczna moc maksymal−

na, jaką można “wydusić” z przetworni−
cy przy następujących założeniach:

− pomijamy wszelkie straty (spadek

napięcia na diodzie D, rezystancji cewki
i napięcie nasycenia tranzystora);

− zakładamy, że średni prąd płynący

przez cewkę jest równy Ip (co jest bli−
skie prawdy tylko przy bardzo dużej czę−
stotliwości pracy albo przy bardzo dużej
indukcyjności − przebieg prądu wygląda
wtedy mniej więcej jak na rysunku 10a).

W

praktyce

nie

zwiększamy

nadmiernie indukcyjności i nie pracuje−
my przy bardzo dużych częstotliwo−
ściach. Wtedy oczywiście moc jest
mniejsza. W granicznym przypadku,
jak na rysunku 10b, gdy prąd chwilowo
spada do zera, przenoszona moc jest
o połowę mniejsza od wcześniej wyli−
czonej (i dodatkowo pomniejszona
o straty w elementach przetwornicy).
Patrząc na rysunek 10 nie zastanawiaj
się, jakiej konkretnie częstotliwości
odpowiada ta sytuacja, lub jaka jest in−
dukcyjność (indukcyjności) − to nie ma
znaczenia (podobnie, jak wartości na−
pięć). Chodzi tylko o kształt prądu,
a ściślej o jego wartość średnią − nie
masz wątpliwości, że przy tej samej
wartości Ip średnia wartość prądu z rry

y−

s

su

un

nk

ku

u 1

10

0a

a jest niemal dwukrotnie

większa niż tego z rry

ys

su

un

nk

ku

u 1

10

0b

b.

Przypuśćmy teraz, że chcemy zbu−

dować przetwornicę zaporową, a wła−
ściwie zasilacz impulsowy o regulowa−
nym napięciu wyjściowym. Mając ja−
kąś cewkę o prądzie nasycenia Ip oraz
indukcyjności L musimy dobrać czę−
stotliwość pracy tak, by w najgorszych
warunkach prąd nie przekroczył warto−

R

Ry

ys

s.. 1

10

0..

ści Ip. Chyba już zauważyłeś, że prąd
rośnie tym szybciej, im większe jest
napięcie ładowania (równe U1−U2) −
zobacz rysunki 4 i 7...9. Gdy napięcie
wyjściowe U2 jest bardzo małe, napię−
cie ładowania jest zbliżone do U1 (rys
7). Znając Ip, L oraz U1 możesz już
obliczyć maksymalny czas włączenia
tranzystora (t

on

) przy bardzo małych

napięciach wyjściowych. Przekształca−
jąc znany Ci dobrze wzór otrzymasz:

t

onmax

= L * Ip / U1

I co to jest za czas? Czas ten doty−

czy tylko przypadku, gdy U2 jest bli−
skie zeru. Sytuacja wygląda wtedy
mniej więcej tak, jak na rysunku 7.
Przypuśćmy, że obliczyłbyś czas t

on

.

Niewiele to daje. Gdy czas t

on

jest

krótki, na pewno (bardzo) długi będzie
czas t

off

, bo napięcie U2 jest bardzo

małe. Przy większym napięciu wyj−
ściowym U2 (a tym samym mniejszym
napięciu ładowania U1−U2) czas t

on

mógłby być znacznie dłuższy, za to
krótszy będzie czas t

off

.

Aby znaleźć najgorszy przypadek

należałoby napisać wzory na t

on

i t

off

,

znaleźć wzór na T (okres), potem na

f (częstotliwość) i zbadać go w funkcji
U2/U1. Jeśli ktoś chce, niech to zrobi −
po przekształceniach trzeba będzie
zbadać funkcję

y=−x

2

+ x

Okaże się, że najgorszy przypadek

występuje przy U2 = 0,5 U1. Poniekąd
potwierdza to rysunek 8b, ale ten rysu−
nek to żaden dowód. W każdym razie
dla

tego

najgorszego

przypadku

(U2=0,5U1) minimalna częstotliwość
przetwornicy wynosi

fmin =

U1

4 LIp

Gdyby częstotliwość była mniejsza

(czasy dłuższe), prąd nadmiernie wzro−
śnie i rdzeń cewki się nasyci.

Gdyby przetwornica miała praco−

wać przy stałym napięciu wyjściowym
U2, innym niż 0,5U1, wtedy minimalna
częstotliwość mogłaby być mniejsza.

W praktyce i tak należy pracować

z możliwie dużą częstotliwością (ogra−
niczoną przez straty histerezy rdzenia
i straty przełączania tranzystora), dla−
tego do wstępnych szacunkowych
obliczeń należy wykorzystać wzór

fmin =

U1

4LIp

i wybrać częstotliwość pracy więk−

szą niż tak wyliczona.

Jak wykazano wcześniej, przy czę−

stotliwości minimalnej moc przetwor−
nicy nie przekroczy

P = 0,5 U2 * Ip
Oczywiście częstotliwość może,

i w miarę możliwości powinna być
większa − wtedy zmiany prądu będą
mniejsze, przebiegi będą podobne jak
na rysunkach 7c, 8c, 9c, 10a i moc
przenoszona będzie o kilkadziesiąt
procent większa niż przy częstotliwo−
ści

minimalnej

(teoretycznie

P=U2*Ip).

Mam nadzieję, że cały czas nadążasz

za mną. Jeśli jednak masz jakiekolwiek
kłopoty ze zrozumieniem całości mate−
riału, przeanalizuj dokładnie ten i po−
przednie odcinki, a jeśli i to nie pomo−
że, napisz do mnie (na adres redakcji).
W razie potrzeby wrócimy do tematu.

Tyle na temat przetwornicy przepu−

stowej. W następnym odcinku zapo−
znam Cię z przetwornicą podwyższającą.

P

Piio

ottrr G

Gó

órre

ec

ck

kii

L

Liis

st

ty

y o

od

d P

Piio

ot

tr

ra

a

43

E

LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

ciąg dalszy ze strony 40

tranzystorów, więc oba tranzystory są
na granicy przewodzenia (płynie przez
nie jakiś maleńki prąd spoczynkowy. Li−
niowość takiego symetrycznego wtórni−
ka jest znacznie lepsza, niż poprzednie−
go układu, jednak też nie jest rewelacyj−
na. Ponadto trudno kontrolować drobne
różnice i (temperaturowe) zmiany napięć
diod i napięć U

BE

tranzystorów, które bę−

dą powodować znaczne zmiany prądu
płynącego przez tranzystory (zwłaszcza
przy różnych temperaturach diod i tran−
zystorów). Dlatego w praktyce bywa
czasem stosowany sposób z rysunku d

d,

gdzie dodatkowe rezystory stabilizują
punkt pracy tranzystorów i wyznaczają
prąd spoczynkowy. Oczywiście suma
spadków napięcia na tych niewielkich
rezystorach jest równa napięciu przewo−
dzenia dwóch dodatkowych diod. Zmie−
niając wartości R

E1

i R

E2

można ustalić

potrzebny w danym zastosowaniu prąd
spoczynkowy.

W praktycznych układach taki stopień

wyjściowy jest sterowany “od dołu”
przez tranzystor NPN. Wtedy zamiast
czterech diod, wystarczą trzy wg rysun−
ku e

e. A jeszcze częściej do ustalenia

punktu pracy tranzystorów wyjścio−
wych, zamiast diod, wykorzystuje się
układ z rysunku ff. Zastanów się nad dzia−

łaniem tranzystora i potencjometru. Już
rysunki d, e sugerują, iż zastępuje on kil−
ka diod. W samej rzeczy − potencjometr
umożliwia płynną regulację “liczby
diod”, a tym samym płynną regulację
prądu spoczynkowego. A najważniej−
sze, że taka “zwielokrotniona dioda”
ma charakterystyki termiczne podobne
jak zestaw diod. Ten dodatkowy tranzy−
stor montuje się blisko tranzystorów
wyjściowych (na radiatorze) i wtedy
przy zmianach temperatury tranzysto−
rów prąd spoczynkowy prawie się nie
zmienia. W stopniach większej mocy
spotyka się darlingtony, zwykłe i kom−
plementarne − zobacz rysunek g

g, a tak−

że rysunek h

h, gdzie oba wyjściowe tran−

zystory (mocy) są typu NPN. Tranzystor
sterujący może być umieszczony
“u góry”, jak na rysunku g, albo “na do−
le”, jak na rysunkach e, f, h. Zamiast re−
zystora dość często stosowane bywają
źródła prądowe, jak na rysunku h.

W praktyce zwykle dodaje się jeszcze

obwody ograniczania prądu, jak na ry−
sunku ii. Wtedy nawet przy zwarciu wyj−
ścia, prąd maksymalny zostanie ograni−
czony do wartości około 0,6V/R

E

.

Przy okazji drobna dygresja. Jeśli

w spoczynku przez tranzystory płynie
duży prąd, a w czasie pracy prąd żad−
nego z tranzystorów nie spada do ze−

ra, mówimy o pracy w klasie A (np. ry−
sunek 16a). Gdy w spoczynku tranzy−
story są na progu przewodzenia,
a prąd pojawia się dopiero po pojawie−
niu się sygnału, mamy do czynienia
z klasą B (np. rys. 16c). Gdy w spo−
czynku prąd nie płynie i nawet przy
małych sygnałach tranzystory są zatka−
ne, mamy do czynienia z klasą C (np.
rys. 16b). Klasa A oznacza małe znie−
kształcenia, ale duże straty mocy.
Oszczędne klasy B i C wiążą się nie−
stety z dużymi zniekształceniami. Dla−
tego w praktyce wyznacza się pracę
stopnia w głębszej lub płytszej pośre−
dniej klasie AB, stosując układy z ry−
sunków 16d...i ustalając kompromiso−
wo prąd spoczynkowy. Czym większy
ten prąd, tym mniejsze zniekształce−
nia. Oczywiście, są to tylko ogólne za−
sady i w rzeczywistości ustalając war−
tość prądu spoczynkowego należy
uwzględnić szereg innych czynników.
Takie rozważania wykraczają jednak
poza ramy niniejszego cyklu.

W następnym odcinku będą infor−

macje o wzmacniaczu różnicowym
oraz...

duża niespodzianka.

P

Piio

ottrr G

Gó

órre

ec

ck

kii