-84-
4. ROZWIZANIA UKAADÓW Z IMPULSOWYMI
JEDNOBIEGUNOWYMI
STEROWNIKAMI MOCY PRDU PRZEMIENNEGO
4.1. Wprowadzenie.
Jest oczywiste, że implementacja układów z impulsowymi jednobiegunowymi
sterownikami mocy prądu przemiennego (SMPP) omówionych w rozdziale 3, wymaga
uwzględnienia parametrów rzeczywistych tych układów. Stąd też, w realizacji
praktycznej jest konieczne przede wszystkim uwzględnienie czasu włączania i
wyłączania łączników zródła oraz odbiornika jednobiegunowego impulsowego SMPP.
W celu uniknięcia zwarć międzyfazowych zródła podczas komutacji łączników zródła
oraz odbiornika stosuje się algorytm sterowania tych łączników typu PWM z czasem
martwym albo algorytm sterowania bez czasu martwego z kontrolą biegunowości
napięć i kierunku prądów. W pierwszym algorytmie wprowadza się przerwę czasową
"t pomiędzy komutacjami łączników zródła oraz odbiornika, co pokazano na rys.4.1.
Układy z tym algorytmem sterowania omówiono w p.4.2 niniejszego rozdziału.
, łączniki zródła
S1, S2, S3
1
t
1
0
f =
i
t +t +2 " t
1 2
S1, S2, Å‚Ä…czniki odbiornika
1
t + " t
1
´
=
t
t +t +2 " t
1 2
0
"t
t t "t
" t
1
2
Ti
Rys.4.1. Przebiegi czasowe sygnałów sterujących łączniki impulsowego jednobiegunowego SMPP przy
realizacji algorytmu sterowania typu PWM z czasem martwym
t1 - czas włączenia łączników zródła, t2 - czas włączenia łączników odbiornika,
"t - czas martwy , Ti, fi - okres oraz częstotliwość impulsowania,
´ - współczynnik wypeÅ‚nienia impulsu
W algorytmie drugim, bardziej złożonym i jak dotychczas będącym ciągle jeszcze
na etapie badań symulacyjnych [17; 48], przerwa czasowa ( czas martwy ) nie
występuje. W tym przypadku, zwarć międzyfazowych zródła unika się przez
uwzględnienie znaku napięć i kierunku prądów chwilowych oraz stosowanie topologii
układu z łącznikami dwukierunkowymi dwusterowalnymi (typu dwa tranzystory-dwie
diody). Ten algorytm sterowania daje możliwość zmniejszenia strat komutacyjnych w
łącznikach oraz eliminacji strat mocy związanych z przepięciami komutacyjnymi
-85-
powodowanymi indukcyjnością odbiornika. Układ z tym algorytmem sterowania
omówiono w p.4.3 tego rozdziału.
4.2. Układy trójfazowe ze sterowaniem typu PWM z czasem martwym .
4.2.1. Porównanie topologii.
Na rys.4.2 pokazano schemat blokowy trójfazowego układu sterowania mocą prądu
przemiennego z impulsowym jednobiegunowym SMPP ze sterowaniem typu PWM z
czasem martwym . Natomiast uproszczone schematy rozwiązań tych układów (bez
układów obejściowo - tłumiących oraz filtrów wejściowego i wyjściowego)
zestawiono na rys.4.3 [1; 2; 11; 15; 22; 48 - 57; 64; 66; 73; 75; 81 - 83]. W tych
układach są stosowane półprzewodnikowe łączniki o komutacji wymuszonej, których
schematy ideowe w wersji z tranzystorami (IGBT) pokazano na rys.4.4. Układy nr
3, 6, 9, 10 oraz 13 pokazane na rys.4.3 wymagają przy tym dostępu do sześciu
zacisków zródła trójfazowego napięcia zasilającego lub stosowania transformatora
yRÓDAO
E1 E2
E3
ZASILANIA
LS1 LS2 LS3
RS1 R R
S2 S3
C1
A0 A1 B1
B0 C0
FILTR WEJÅšCIOWY
LL1 RL1
ACZNIKI yRÓDAA
LL2 R
L2
S1', S2', S3' lub S1, S2, S3
LL3 R
L3
SYGNAA
U
STERUJCY FILTR
V
WYJ. W
LL1 RL1
ACZNIKI ODBIORNIKA
UKAAD LL2 R
L2
OBEJÅšCIOWY
LL3 R
S4, S5, S6 L3
SMPP
ODBIORNIK
Rys.4.2. Schemat blokowy trójfazowego układu sterowania mocą prądu przemiennego z impulsowym
jednobiegunowym SMPP
A0, B0, C0 - zaciski zródła do łączenia w punkcie wspólnym, A1, B1, C1 - zaciski fazowe zródła
-86-
SMPP Z ACZNIKAMI DWUKIERUNKOWYMI
Nr 1 Nr 2 Nr 3
A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 C0 A1 B1 C1 wersja 1 wersja 2
A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 C0 A1 B1 C1
S1 S2 S3 S1 S2
U U S1' S2' S3' S1' S2'
U U
S4 S4
V V
S6 V V
S5 S5 W W
W W
S4 S5 S6 S4 S5
S4 S5 S6 S4 S5
SMPP Z ACZNIKAMI JEDNOKIERUNKOWYMI I DWUKIERUNKOWYMI
Nr 4 Nr 5 Nr 6
wersja 1 wersja 1 wersja 1
A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 C0 A1 B1 C1
S1 S2 S3 S1 S2 S1' S2'
U U U
V V V
W W W
S4 S5 S6 S4 S5 S6 S4 S5 S6
wersja 2 wersja 2 C0 A1 B1 C1 wersja 2 C0 A1 B1 C1
A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 A0 B0
S1 S2 S3 S1 S2
S1' S2'
U U U
V V V
W W W
S4 S4 S4
Nr 7 Nr 8 Nr 9,10
A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 C0 A1 B1 C1 A0 B0 C0 A1 B1 C1
S1' S2' S3' U
S1 S2 S3 S1 S2 S3
V
U U
W
V V
W W
S4 S5
S4 S5 S6 S4 S5
S1'
SMPP Z ACZNIKAMI JEDNOKIERUNKOWYMI
Nr 11 Nr 13
wersja 2 C0 A1 B1 C1
A0 B0
A0 B0 C0 A1 B1 C1 wersja 1
A0 B0 C0 A1 B1 C1
U
S1 S2 S3
U
V
U S1'
V
W
V S1'
W
W
S4 S5 S6
S4 S5 S6
S4
wersja 3 C0 A1 B1 C1 wersja 4 C0 A1 B1 C1
Nr 12
A0 B0 A0 B0
A0 B0 C0 A1 B1 C1
U U
S1' S2' S3' V S1' S2' S3' V
S1 S2 S3
W W
U
V
W
S4 S5 S6
S4
S4
Rys.4.3. Uproszczone schematy układów trójfazowych z impulsowymi jednobiegunowymi SMPP
-87-
c)
b)
d)
e)
a)
Rys.4.4. Schematy ideowe łączników impulsowych SMPP,
a) tranzystor-dioda, b) tranzystor-jednofazowy diodowy mostek prostowniczy,
c) dwa tranzystory-dwie diody szeregowy, d) dwa tranzystory-dwie diody równoległy,
e) tranzystor-trójfazowy diodowy mostek prostowniczy
separującego, natomiast pozostałe układy można stosować łącząc je bezpośrednio z
przemysłową siecią zasilającą.
Mimo dużej różnorodności schematów układów z impulsowymi jednobiegunowymi
SMPP (rys.4.3) w każdym z nich podczas okresu impulsowania Ti występują zawsze
trzy stany pracy:
- stan dostarczania energii ze zródła do odbiornika (czas t1 - rys.4.1); jest to stan
pracy w którym łączniki zródła (S1, S2, S3 lub S1', S2', S3') są włączone, a łączniki
(S4, S5, S6) są wyłączone;
- stan wyłączenia ( czas martwy "t - rys.4.1); w tym stanie pracy wszystkie
łączniki są wyłączone;
- stan zwarcia odbiornika (czas t2 - rys.4.1); jest to stan pracy w którym łączniki
(S4, S5, S6) są włączone a (S1, S2, S3 lub S1', S2', S3') są wyłączone.
WynikajÄ… one z zasady sterowania z czasem martwym zilustrowanej przebiegami
sygnałów sterujących pokazanymi wcześniej na rys.4.1. Drugi stan pracy występuje
przy tym dwukrotnie w okresie impulsowania. Stan ten nie był poprzednio
uwzględniany w modelu idealnym układu z jednobiegunowym impulsowym SMPP
(rys.3.1), stosowanym do analizy teoretycznej.
Jak wynika z analizy teoretycznej właściwości układów trójfazowych z
impulsowymi jednobiegunowymi SMPP, wyższe harmoniczne napięcia fazowego
odbiornika i prądów fazowych odbiornika a zwłaszcza zródła występują dopiero przy
pulsacji o wartoÅ›ciach (nÉi Ä… É). Jest to tym korzystniejsze, ze wzglÄ™du na ich filtracjÄ™,
im większa jest częstotliwość impulsowania. Niestety wraz ze wzrostem tej
częstotliwości występuje wzrost mocy traconej przy przełączaniu rzeczywistych
łączników impulsowego SMPP. Wynika to ze zjawisk komutacyjnych występujących
w elementach (dioda, tranzystor) łącznika rzeczywistego. Dla częstotliwości
impulsowania większej od kilku kHz, wartość mocy traconej przy przełączaniu jest co
najmniej równa wartości mocy traconej przy przewodzeniu, nawet dla najlepszych pod
tym względem diod i tranzystorów przeznaczonych do pracy impulsowej.
W tabl.4.1 podano ilości elementów potrzebnych do realizacji układów pokazanych
na rys.4.3, oraz szacowane dla nich wartości całkowitych strat mocy [15]. Obejmują
Tablica 4.1. Szacunkowe porównanie układów impulsowych SMPP zestawionych na rys.4.3
-88-
NR I ILOŚĆ ELEMENTÓW MAKSYMALNE STRATY MOCY TYP
WERSJA PÓAPRZEWODNIKOWYCH W OBWODZIE GAÓWNYM TRANS- ACZ-
UKAA- FOR- NIKA
DU OBWÓD UOT [P = PT + PD] MATOR WG
GAÓWNY [kW] RYS.4.4
1 2 3 4 5 6
[3×(PTps+PTpl)+6×PTsw(t)]+[3×(PDps+ PDpl)+
6×PDsw(t)]=[0,39+0,9]+ [0,27+0,12]=1,68
1, 3 w.1 (6+6)D Nr 1 Nie c), d)
6×(2T+2D)
[3×(PTps+PTpl)+6×PTsw(t)] + [6×(PDps+ PDpl)+ Nr 3 Tak
b)
6×(1T+4D)
12×PDsw(t)]=[0,78+0,9]+ [0,54+0,24]=2,46
[2×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+[2×(PDps+ PDpl)+
4×PDsw(t)]=[0,26+0,6]+ [0,18+0,08]=1,12
2, 3 w.2 (6+4)D Nr 2 Nie c), d)
4×(2T+2D)
[2×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)] + [4×(PDps+ PDpl)+ Nr 3 Tak
b)
4×(1T+4D)
8×PDsw(t)]=[0,52+0,6]+ [0,36+0,16]=1,64
[1×PTps×´+2×(PTps+PTpl)+5×PTsw(t)]+
[2×PDps×´+1×(PDps+PDpl)+ 4×PDsw(t)]=
[0,39+0,75]+[0,27+0,08]=1,49(1)
[2×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+
[1×PDps×´+2×(PDps+PDpl)+ 5×PDsw(t)]=
4 w.1, 7 (6+3)D Nie c), d)
3×(3T+3D) [0,39+0,6]+[0,27+0,1]=1,36(2)
b)
[1×PTps×´+2×(PTps+PTpl)+5×PTsw(t)]+
3×(2T+5D)
[5×PDps×´+1×(PDps+PDpl)+ 7×PDsw(t)]=
[0,78+0,75]+[0,45+0,14]=2,12(1)
[2×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+
[4×PDps×´+2×(PDps+PDpl)+ 8×PDsw(t)]=
[0,78+0,6]+[0,54+0,16]=2,08(2)
[2×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+
[3×(PDps+PDpl)+ 6×PDsw(t)]=
4 w.2 (6+3)D c), d)
3×
[0,59+0,6]+[0,27+0,12]=1,58(3)
Nie
b)
(2T+4D)+T
[2×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+
3×(T+6D)+T
[3×PDps×´+3×(PDps+PDpl)+9×PDsw(t)]=
[0,85+0,6]+[0,54+0,18]=2,17(3)
[2×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+
[1×PDps×´+1×(PDps+PDpl)+ 3×PDsw(t)]=
[0,26+0,6]+[0,18+0,06]=1,10(1)
[1×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
Nr5, 8
[2×(PDps+PDpl)+ 4×PDsw(t)]=
2×(3T+3D)+
5 w.1, 8 Nie
[0,26+0,45]+[0,18+0,08]=0,97(2)
T+D
6 w.1, 9 (6+2)D Nr6, 9 c), d)
[2×(PTps+PTpl)+4×PTsw(t)]+
2×(2T+5D)+
Tak
b)
T+D
[3×PDps×´+1×(PDps+PDpl)+5×PDsw(t)]=
[0,52+0,6]+[0,36+0,1]=1,58(1)
[1×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
[2×PDps×´+2×(PDps+PDpl)+ 6×PDsw(t)]=
[0,52+0,45]+[0,36+0,12]=1,45(2)
-89-
Tablica 4.1 c.d.
1 2 3 4 5 6
[1×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
[1×PDps×(1-´)+3×(PDps+PDpl)+
2×(2T+2D)+
6×PDsw(t)]= [0,46+0,45]+[0,27+0,12]=1,30(3)
5 w.2, Nr5 Nie
T+6D
6 w.2, 10 (6+2)D c), d)
[1×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
2×(T+4D)+
Nr6 Tak
b)
[1×PDps×´+3×(PDps+PDpl)+7×PDsw(t)]=
T+6D
[0,46+0,45]+[0,36+0,14]=1,41(3)
[1×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
[1×PDpl×(1-´)+1×(PDps+PDpl)+3×PDsw(t)]=
[0,26+0,45]+[0,09+0,06]=0,86 (3)
11, 3D Nr11 Nie
3×(2T+2D)
[1×PTps×(1-´)+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
13 w.4 Nr13 w.4 a)
Tak
[1×PDpl×´+1×(PDps+PDpl)+3×PDsw(t)]=
[0,26+0,45]+[0,09+0,06]=0,86 (4)
[1×PTps×´+1×(PTps+PTpl)+3×PTsw(t)]+
[2×PDpl×(1-´)+1×(PDps+PDPo)+4×PDsw(t)]=
[0,46+0,45]+[0,09+0,06]=0,90 (1)
12,
[1×(PTps+PTpl)+2×PTsw(t)]+
13 w.2, (3+1)T 3D Nr 12Nie a)
13 w.3 +(3+6)D 4D (13 Nr 13
[1×PDpl×(1-´)+2×(PDps+PDpl)+5×PDsw(t)]=
w.2, w.3) Tak
[0,13+0,3]+[0,27+0,1]=0,80 (5)
[1×(PTps+PTpl)+2×PTsw(t)]+[3×(PDps+ Pdpl)+
13 w.1 2T+12D 4D Tak e)
6×PDsw(t)]=[0,33+0,3]+ [0,27+0,12]=1,02
Parametry układu: międzyfazowe napięcie zasilające, 380 V; prąd fazowy odbiornika, wartość maksymalna 100 A (moc
odbiornika ok. 50 kVA); częstotliwość impulsowania 5 kHz.
PDps , PTps - straty mocy podczas przewodzenia diody, tranzystora łącznika zródła; PDpl , PTpl - straty mocy podczas
przewodzenia diody, tranzystora łącznika odbiornika; PDsw(t) , PTsw(t) - całkowite straty mocy podczas włączania i
wyÅ‚Ä…czania diody, tranzystora; ´ - współczynnik wypeÅ‚nienia impulsu
(1) - przy przewodzeniu dwóch tranzystorów i jednej diody oraz ´ H" 1; (2) - przy przewodzeniu jednego tranzystora i
dwóch diod oraz ´ H" 1; (3) - przy ´ H" 1; (4) przy ´ H" 0; (5) - przy przewodzeniu jednego tranzystora i dwóch diod oraz
´ H" 0.
one straty mocy podczas przewodzenia i podczas przełączania przy stosowaniu
różnych rozwiązań łączników pokazanych na rys.4.4.
Z danych przedstawionych w tabl.4.1 wynika, że najbardziej efektywny ze względu
na straty mocy i koszty elementowe spośród układów bez transformatora separującego
jest układ Nr 11 i jego odmiana układ nr 12. Zaletą tego układu jest ponadto
możliwość wykorzystania elementów obwodu głównego w układzie obejściowo-
tłumiącym (UOT), niepokazanym na schemacie, koniecznym do ochrony przed
przepięciami komutacyjnymi powodowanymi indukcyjnościami odbiornika oraz zródła
napięcia zasilającego. Jest to omówione szczegółowo w dalszej części tego rozdziału.
W następnej kolejności są układy Nr 5 w.1 i Nr 8, Nr 5 w.2 i jego odmiany oraz Nr 2 z
łącznikami typu dwa tranzystory-dwie diody, których właściwości są porównywalne.
Spośród układów z transformatorem umożliwiającym odłączanie biegunów
trójfazowego zródła zasilającego od punktu wspólnego, wysoce efektywny jest układ
Nr 13 w.1. Zastosowanie tego SMPP jest najbardziej celowe w trójfazowych układach
-90-
z odbiornikiem wymagającym innej wartości napięcia zasilania niż stosowanego w
sieci przemysłowej, czyli tam gdzie jest konieczne zastosowanie transformatora
dopasowujÄ…cego.
4.2.2. Analiza działania wybranych układów.
4.2.2.1. Układ z (3+3) łącznikami typu tranzystor-dioda.
Uproszczony schemat ideowy układu trójfazowego z impulsowym
jednobiegunowym SMPP z (3+3) łącznikami typu tranzystor-dioda (układ Nr 11)
pokazano na rys.4.5 [15; 49 - 51; 53; 54; 73 - 75; 82], natomiast schematy zastępcze
tego układu pokazano na rys.4.6. W układzie są stosowane trzy jednofazowe półmostki
UKAAD STEROWANIA MOC
E1 E2 E3
yRÓDAO
PRDU PRZEMIENNEGO
ZASILANIA
Z (3+3) ACZNIKAMI
L L L
S1 S2 S3
TYPU TRANZYSTOR-DIODA
R R R
S1 S2 S3
FILTR
SMPP
WEJÅšCIOWY
U
S1
U
S2
US3
D7 D8 D9
L R
L1 L1
T1 T2 T3
D9
D2 D3
D1
D8
A
D7
UL1
L R
L2 L2
I
I UL2 I
OBCIŻENIE
U
P
P
CT P
OBCIŻENIE
CT1 CT2 C CT1 CT2 C AKTYWNE UL3
T3 T3
CT M
M
M
AKTYWNE
T5
T4 T6
D6
D4 D5 L R
RT1 RT2 RT3 L3 L3
B
ODBIORNIK
UOT UOT
1
T1, T2, T3 t
0
WERSJA 3
WERSJA 2 a e
1
b c d f g h t
T4, T5, T6 UKAAD STEROWANIA
0
t
"t t "t "t
1 2
T
i
Rys.4.5. Trójfazowy układ sterowania mocą prądu przemiennego z impulsowym jednobiegunowym
SMPP z (3+3) Å‚Ä…cznikami typu tranzystor-dioda
a) b)
D1 E
E 1 LS1 RS1 US1 D1 UL1 IL1 RL1 LL1
IS1
1
IS1 LS1 RS1 US1 UL1 IL1 RL1 LL1
~
~
T1
T1
D2
D2 E
E2 RS2 2 LS2 RS2 US2
UL2 IL2 RL2 LL2
IS2 LS2 US2 UL2 IL2 RL2 LL2 IS2
N ~ NL
N ~ NL
T2
T2
D3
D3 E
E 3 I RS3 US3
LS3
3 R UL3 IL3 RL3 LL3
S3
IS3 LS3 S3 US3 UL3 IL3 RL3 LL3
~
~
D7
D8 T3
T3
D9 T4 T5
T6
D7 T4 T5 T6
D8
D9
D5 D6
A D4
D4 D5 D6
OBCIŻENIE
OBCIŻENIE
CT1 CT2 CT3
UCT
AKTYWNE
AKTYWNE
B
NS
NS
Rys.4.6. Schematy zastępcze trójfazowego układu sterowania mocą prądu przemiennego
z impulsowym jednobiegunowym SMPP z (3+3) Å‚Ä…cznikami typu tranzystor-dioda,
-91-
a) z UOT w wersji 1, b) z UOT w wersji 2
falownikowe. Do ich budowy można wykorzystać tzw. inteligentne moduły
tranzystorowe IPM (Intelligent Power Modules) z tranzystorami IGBT. Tranzystory
T1, T2, T3 (łączniki zródła) są stosowane do okresowego włączania i wyłączania
trójfazowego zródła zasilającego odbiornik. Gdy T1, T2, T3 są włączone, sterownik
mocy jest w stanie włączenia odbiornika (t1). Tranzystory T4, T5, T6 (łączniki
odbiornika) są stosowane do zwierania odbiornika i umożliwiają przepływ prądu
odbiornika przy wyłączonych tranzystorach T1, T2, T3. Gdy T4, T5, T6 są włączone,
sterownik mocy jest w stanie zwarcia odbiornika (t2). Przy wyłączonych wszystkich
tranzystorach sterownik mocy jest w stanie odłączenia odbiornika ("t, czas martwy ).
Diody D1 ÷ D6 w omawianym ukÅ‚adzie speÅ‚niajÄ… dwie funkcje. UmożliwiajÄ… przepÅ‚yw
prądów odbiornika w stanie włączenia i w stanie zwarcia odbiornika oraz umożliwiają
przepływ prądów w układzie obejściowo-tłumiącym w stanie odłączenia. Diody D7,
D8, D9 (diody odcinające ) są elementami układu obejściowo-tłumiącego w wersji 1 i
eliminują oscylacje pomiędzy pojemnością CT a indukcyjnością zródła. Wartość
napięcia na kondensatorze CT jest utrzymywana w zakresie 3Umax < UCT < ULimit za
pomocą obciążenia aktywnego. W układzie obejściowo-tłumiącym w wersji 2 jest
możliwa wymiana energii pomiędzy pojemnościami fazowymi CT1, CT2, CT3, a
indukcyjnościami fazowymi żródła. Diody D7, D8, D9 dla UOT w wersji 2 są
elementami układu obciążenia aktywnego kondensatorów CT1, CT2, CT3. Wartość
napięcia na kondensatorach fazowych jest utrzymywana poniżej wartości przyjętej
za graniczną, w zakresie (UCT < ULimit ) za pomocą obciążenia aktywnego.
Włączenie zasilania układu rozpoczyna proces ładowania pojemności CT. Schematy
zastępcze do analizy procesu ładowania pojemności CT, w których dla uproszczenia
pominięto impedancje zródeł oraz zwarto odbiornik, w obydwu wersjach układu
obejściowo-tłumiącego pokazano na rys.4.7. Zależności opisujące napięcia na
pojemnościach CT dla obu wersji są następujące [15]:
uCT(1) E" Umax - uNS = 2Umax (4.1)
) )
uCT( 2) E" Umax sin[Ét - ( - 1 / 3] - uNS = Umax sin[Ét - ( - 1 / 3] + 1 (4.2)
m m
[ ]
gdzie: uNS - napięcie węzła wspólnego NS układu obejściowo-tłumiącego.
1) Układ obejściowo-tłumiący z diodami odcinającymi (wersja 1). Schematy
zastępcze do szczegółowej analizy działania układu jak na rys.4.6a w jednym cyklu
łączeniowym, w którym napięcie US3 < US1 < US2 oraz 3Umax < UCT < ULimit,
pokazano na rys.4.8.
W przedziale czasu (a-b) oraz (g-h), w którym występuje stan włączenia
odbiornika (schematy zastępcze jak na rys.4.8b, h) prądy zródła i odbiornika są takie
same i przy pominięciu spadku napięć na łącznikach zródła i impedancji zródła są
-92-
E
1
D1
~
a) b)
E
1 E
D2
I D7 D8 D9 E 2
1
S1
C
I
T1
S1
~ ~
U ~
S1
E U E
3
2 S1 D3
I
S2 E
UCT 2 C
I T2
S2 ~
N ~ C
T
U
N ~
S2 E C
1
E T1
US2
3
I US3
S3
E
3 C ~
T3
I
U
~ S3
S3
E
C
2
D1 D2 ~ T2
D3
D1 D2
D3 NS
N ~
NS
E
3 C
T3
NS
~
Rys.4.7. Schematy zastępcze układu z (3+3) łącznikami do analizy procesu ładowania pojemności CT,
a) z UOT w wersji 1, b) z UOT w wersji 2
opisywane następującą ogólną zależnością:
diL
( )
Umax sin[Ét - 2Ä„ m - 1 / 3] E" iLR + LL (4.3)
dt
W przedziale czasu (b-c), w którym występuje stan wyłączenia łączników ( czas
martwy , schemat zastępczy jak na rys.4.8c) po wyłączeniu łączników zródła,
rozpoczyna się stan nieustalony wyłączania prądów odbiornika i zródła, w którym
jednocześnie występują następujące zjawiska:
- samoindukcja s.e.m. w indukcyjnościach zródła i odbiornika zgodnie z regułą Lenza;
- ograniczanie wartości indukowanych napięć do wartości napięcia UCT na
kondensatorze CT układu obejściowo-tłumiącego, a tym samym zwiększenie czasu
wyłączania prądów fazowych odbiornika i zródła.
Prąd zródła iS3 nie zmienia wartości, natomiast prądy iS1, iS2, przepływają przez diody
D7, D8 (iD7, iD8), kondensator CT, diody D4, D5 (iD4, iD5), odbiornik oraz diodÄ™ D3 (iD3)
do zródła. Równania napięciowe układu mają następującą postać:
E1 - uNL = RSiS1 - LSdiS1 / dt + UCT + R iL1 - LLdiL1 / dt (4.4)
L
E2 - uNL = RSiS2 + LSdiS2 / dt + UCT + R iL2 - LLdiL2 / dt (4.5)
L
E3 - uNL = RSiS3 + LSdiS3 / dt + R iL3 + LLdiL3 / dt E" R iL3 + LLdiL3 / dt (4.6)
L L
W efekcie wymuszania przepływu prądów odbiornika przez zródło, w
analizowanym przedziale czasu działania układu, następuje niekorzystna skokowa
zmiana ( zapadnięcie ) napięcia fazowego na zaciskach fazy 2 zródła napięcia
zasilającego i wzrost napięcia na zaciskach fazy 1 do wartości (-1/2uS3). Prąd fazy 2
dalej maleje, przy czym mimo zmian wartości prądów iS1, iS2, wartość ich sumy jest w
czasie martwym stała i równa wartości prądu iL3. Skokowe zmiany napięcia
-93-
a)
1
t
T1, T2, T3
0 b)
Przedział czasu (a-b)
E
IS1 ZS1 US1
1
UL1 IL1 ZL1
1 T1
~
t
T4, T5, T6
0 E2 IS2 ZS2
US2 T2 UL2 ZL2
IL2
t
"t t " t
" N ~ NL
t
2
1
E
3 IS3 ZS3 US3 D3
UL3 IL3 ZL3
Ti
~
a b c e g
d f h
c)E Przedział czasu (b-c) d)E
Przedział czasu (c-d)
IS1 ZS1 US1
1 1 IS1 ZS1 US1
UL1 IL1 ZL1 UL1 IL1 ZL1
~
~
E E
2 2
IS2 ZS2 US2 IS2 ZS2 US2
IL2
U IL2 ZL2 UL2 ZL2
L2
N ~ NL
N ~ NL
E E
3 I ZS3 US3 D3 3 IS3 ZS3 US3 D3 UL3 IL3 ZL3
S3 UL3 IL3 ZL3
~
~
D7 D7
D8 D8
T6
D4 D5 D4
D5
A A
OBCIŻENIE OBCIŻENIE
UCT UCT
AKTYWNE AKTYWNE
B B
NS NS
e)E f)E
Przedział czasu (e-f)
Przedział czasu (d-e)
IS1 ZS1 US1
IS1 ZS1 US1 1
1
UL1 IL1 ZL1
UL1 IL1 ZL1
~
~
E
E 2
ZS2
2 IS2 US2
IL2
ZS2 UL2 ZL2
IS2 US2
IL2
UL2 ZL2
N ~ NL
N ~ NL
E
3 IS3 ZS3 US3 D3 UL3 IL3 ZL3
E
3 IS3 ZS3 US3
UL3 IL3 ZL3
~
~
D8 D9
D4 D5
T6
D4 A
D5
OBCIŻENIE
U
CT
AKTYWNE
B
NS
g)
Przedział czasu (f-g)
E
IS1 ZS1 US1
1
UL1 IL1 Z L1
T1
h)
~
Przedział czasu (g-h)
E
IS1 ZS1 US1
E 1
2
UL1 IL1 ZL1
IS2 ZS2 US2 ZL2
U I T1
T2 L2 L2
~
N ~ NL
E2 IS2 ZS2
E
3 I ZS3 US3 D3 US2 T2 UL2 ZL2
IL2
S3 UL3 IL3 ZL3
N ~ NL
~
E
D7 D8 3 IS3 ZS3 US3 D3
D9
UL3 IL3 ZL3
D4 D5 D6
A
~
OBCIŻENIE
UCT
AKTYWNE
B
NS
Rys.4.8. Schematy zastępcze układu jak na rys.4.5 z układem obejściowo-tłumiącym w wersji 1;
a) przedziały czasu w cyklu łączeniowym, b), g), h) schematy w stanie włączenia odbiornika,
c), f) schematy w stanie wyłączenia, d), e) schematy w stanie zwarcia odbiornika
fazowego na zaciskach zródła są wyraznie widoczne na rys.4.11a, pokazującym
symulacyjne przebiegi czasowe napięć i prądów zródła.
Na rys.4.9 pokazano schemat zastępczy do analizy zjawiska skokowej zmiany
-94-
'
''
E U '
1 LS1
R E U U
L S1 D7 D8 1 LS1 LS1
S1
D7 D8
~
~
U
S1
U
S1
'
E
2 ''
U '
LS2 E
R 2 U
L S2 U LS2
S2 LS2
I
L3
N ~
~
U
S2
N U
' S2
E U '
3 LS3
U
R E U
S3 S3 3 LS3
L U
S3
S3
~
~
D3
D3
NS NS
Rys.4.9. Schematy zastępcze do analizy zjawiska skokowej zmiany napięć na zaciskach zródła
napięć na zaciskach zródła. Wyznaczone na jego podstawie zależności dla napięć na
indukcyjnościach fazy 1 i 2 zródła, opisują następujące zależności:
ëÅ‚ 1 öÅ‚ 1
ìÅ‚ ÷Å‚
uLS1 = u' + u" = LS1 diS1 / dt + diL3 / dt =-E1 - E3 (4.7)
LS1 LS1
íÅ‚ Å‚Å‚
2 2
ëÅ‚ 1 öÅ‚ 1
ìÅ‚ ÷Å‚
uLS2 = u' + u" = LS2 diS2 / dt + diL3 / dt =-E2 - E3 (4.8)
LS2 LS2
íÅ‚ Å‚Å‚
2 2
ponieważ dla uLS3 E" 0:
uLS1 = -uLS2 (4.9)
Natomiast zmieniające się skokowo napięcia na zaciskach fazy 1 i fazy 2 zródła w
czasie martwym , wyrażają się wzorami:
1
uS1 = E1 + uLS1 = - E3
2
1
uS2 = E2 - uLS2 = - E3 (4.10)
2
uS3 E" E3
W przedziale czasu (c-d), w którym występuje stan zwarcia odbiornika (schemat
zastępczy jak na rys.4.8d), po włączeniu łączników odbiornika jest kontynuowany stan
wyłączania prądów zródła, przy czym rozpoczyna się wyłączanie prądu iS3 oraz
rozpoczyna się stan zwarcia odbiornika. W tym przedziale czasu, napięcia fazowe
odbiornika przyjmują wartość zerową, w związku z czym prądy odbiornika są
opisywane następującą zależnością ogólną:
0 = RLiL + LLdiL / dt (4.11)
-95-
Zwarcie odbiornika powoduje zakończenie stanu wymuszania przepływu prądów
odbiornika przez zródło, przy czym napięcia na zaciskach fazy 1 i fazy 2 zródła
zmieniają się skokowo do wartości (-1/2E3 - LS3diS3/dt). Oznacza to, że
wyeliminowanie czasu martwego przed zwarciem odbiornika nie likwiduje skokowej
zmiany napięcia na zaciskach fazy 1 i fazy 2 zródła napięcia zasilającego.
W przedziale czasu (d-e), w którym występuje stan zwarcia odbiornika (schemat
zastępczy jak na rys.4.8e), wyłączanie prądów zródła jest zakończone i jest
kontynuowany stan zwarcia odbiornika, a prądy odbiornika są opisywane zależnością
(4.11).
W przedziale czasu (e-f), w którym następuje ponowne wyłączenie wszystkich
łączników (w czasie martwym , schemat zastępczy jak na rys.4.8f) po wyłączeniu
łączników odbiornika, rozpoczyna się drugi w okresie impulsowania stan nieustalony
przebiegający podobnie jak w przedziale czasu (b-c). Występuje wówczas zjawisko
przeciwdziałania zmianie wartości prądów odbiornika przez siły elektromotoryczne
indukowane w odbiorniku i zródle, powodujące przepływ prądów zródła iS3, iS2. Płyną
one przez diody D8, D9 (iD8, iD9), kondensator CT, diody D4, D5 (iD4, iD5), odbiornik
oraz diodę D3 (iD3) do zródła. W rozpatrywanym stanie pracy układu prądy zródła iS3,
iS2 zaczynają narastać jeszcze przed włączeniem łączników zródła. Równania
napięciowe układu mają w tym przypadku następującą postać:
E1 - uNL E" RSiS1 - LSdiS1 / dt + UCT + RLiL1 - LLdiL1 / dt E" UCT + RLiL1 - LLdiL1 / dt
(4.12)
E2 - uNL E" RSiS2 + LSdiS2 / dt + UCT + RLiL2 - LLdiL2 / dt (4.13)
E3 - uNL E" RSiS3 + LSdiS3 / dt + R iL3 + LLdiL3 / dt (4.14)
L
W efekcie następują niekorzystne głębokie skokowe zmiany ( zapadnięcie )
wszystkich napięć fazowych na zaciskach zródła. Napięcia te uzyskują wartość zero
dla US1 > 0 (przy przewodzeniu diod D7, D8, D9), co również jest wyraznie widoczne
w przebiegach czasowych tych napięć pokazanych na rys.4.11a. W przypadku gdy
US1 < 0, to w analizowanym przedziale czasu następuje skokowa zmiana
( zapadnięcie ) napięć fazy 2 i fazy 3. Napięcia te uzyskują wartość 1/2(US2 + US3).
Na rys.4.10 pokazano schemat zastępczy do analizy zjawiska skokowej zmiany
napięć na zaciskach zródła w przedziale czasu (e-f). Zmiana napięć w tym przedziale
czasu przebiega inaczej niż w przedziale czasu (b-c). Wyłączenie łączników
odbiornika powoduje wymuszenie prądów zródła i indukcję napięć na
indukcyjnościach zródła, które dla US1 > 0 są opisane następującymi zależnościami:
uLS1 = LS1diS1 / dt E" E1 (4.15)
uLS2 = LS2diS2 / dt E" E2 (4.16)
uLS3 = LS3diS3 / dt E" -E3 (4.17)
-96-
E
1
R E ULS1
L S1 D7 D8 D9 1
S1 D9
D7 D8
~
~
U
S1
U
S1
E
2
E
R 2
L S2 U
S2 LS2
I
L3
N ~
~
U
S2
N
U
E S2
3
U
R E U
S3 S3 3 LS3
L
S3
U
S3
~
~
D3
D3
NS NS
Rys.4.10. Schematy zastępcze do analizy zjawiska skokowej zmiany napięć na zaciskach zródła
Natomiast napięcia na zaciskach zródła przyjmują wartość zero:
uS1 = E1 - uLS1 = uS2 = E2 - uLS2 = uS3 = -E3 - uLS3 = 0 (4.18)
W przedziale czasu (f-g), w którym rozpoczyna się stan włączenia odbiornika
(schemat zastępczy jak na rys.4.8g), po włączeniu łączników zródła, jest
kontynuowany stan nieustalony wywołany wyłączeniem łączników odbiornika, przy
czym uNL= 0. Rozpoczyna się również stan nieustalony wywołany włączeniem
łączników zródła. Czas trwania stanu nieustalonego wywołanego wyłączeniem
łączników odbiornika jest przez to skrócony.
W celu zilustrowania opisanych wyżej stanów pracy układu, na rys.4.11 oraz 4.12
pokazano przykładowe przebiegi czasowe napięć i prądów w układzie pokazanym
na rys.4.5. Na tych rysunkach są pokazane przebiegi czasowe napięć i prądów
zarówno w czasie trwania jednego cyklu łączeniowego, w którym US3 < US1 < US2
oraz 3Umax < UCT < ULimit, jak i w okresie napięcia zasilającego. Przebiegi te
uzyskano w badaniach symulacyjnych przy następujących parametrach układu:
f& Amplituda i częstotliwość trójfazowego napięcia
zasilajÄ…cego - Umax = 310 V, f = 50 Hz;
f& Rezystancja i indukcyjność zródła napięcia
- RS = 0,1 &!, LS = 0,1 mH;
f& Impedancja i współczynnik mocy odbiornika
- ćłZLćł = 5,8 &!, cos ÕL = 0,85;
f& Rezystancja i pojemność w układzie obejściowo-
tÅ‚umiÄ…cym - RT = 300 &!, CT = 10 µF;
f& Częstotliwość impulsowania i wartość
czasu martwego - fi = 2 kHz; "t = 5 µs.
Przebiegi czasowe napięć i prądów występujące w układach fizycznych z
impulsowymi SMPP są ciągle jeszcze rzadko prezentowane w literaturze, zwłaszcza
-97-
UG
a)
b)
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA.
T1,T2,T3-WA.
d g
a b c h
e f
t
Napięcia na zaciskach odbiornika
u u
Napięcia na zaciskach odbiornika
800V uL1 uL2
uL3
uL1 800V
uL2
t t
0
uL3
-800V Napięcia na odbiorniku
-800V
Napięcia na odbiorniku
uL1-uLN
uL3-uLN
u
u
uL2-uLN uL1-uLN 500V
500V
t t
uL3-uLN -500V
-500V
uL2-uLN
PrÄ…dy odbiornika PrÄ…dy odbiornika
i i
iL1
iL3
40A 40A iL2
iL1 iL2
t t
0 0
iL3
-40A -40A
Napięcia na zaciskach zródła
u Napięcia na zaciskach zródła
800V uS1
uS2
800V
uS2
uS1
t t
0 0
uS3
uS3
-800V -800V
Prądy zródła
i
Prądy zródła
40A 40A iS3 iS1
iS2
iS1 iS2
t t
0 0
iS3
-40A
-40A
Prądy układu obejściowego
i i
40A 40A
Prądy układu obejściowego iD9
iD9
iD7 iD8
t t
-0A -0A
u
u
Napięcie na kondensatorze CT
800V
Napięcie na kondensatorze CT
800V
600V
uCT
uCT
t t
400V 400V
Rys.4.11. Symulacyjne przebiegi czasowe napięć i prądów w układzie jak na rys.4.5 z układem
obejściowo-tłumiącym w wersji 1 dla US3 < US1 < US2 oraz 3Umax < UCT < ULimit
przy fi = 2 kHz oraz ´ = 0,6;
a) w jednym cyklu łączeniowym, b) w okresie napięcia zasilającego
-98-
przy wyższych częstotliwościach impulsowania (powyżej 1 kHz). Stąd też, na
rys.4.13 - 4.19 pokazano przykładowe przebiegi czasowe uzyskane w badaniach
eksperymentalnych układu pokazanego na rys.4.5 z układem obejściowo-tłumiącym w
wersji 1. Eksperymentalne wyniki badań właściwości energetycznych tego układu są
przedstawione szczegółowo w dalszej części tego rozdziału.
a)
UG
b)
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA.
T1,T2,T3-WA.
d g
a b c h
e f
t
Napięcia na łącznikach zródła
u Napięcia na łącznikach zródła u
800V uS1- uL1
800V
uS2- uL2
uS1- uL1
uS3- uL3
t t
-0V -0V
i
Prądy tranzystorów łączników zródła
i
Prądy tranzystorów łączników zródła
20A 40A
iT1
iT3 iT2
iT2 iT1
iT3
t t
-0A
-0A
i
Prądy diod łączników zródła
i
40A 40A
Prądy diod łączników zródła
iD3
iD2 iD1
iD3
iD1, iD2
t t
-0A
-0A
Napięcia na łącznikach odbiornika
Napięcia na łącznikach odbiornika
u
u
uL3- uNSuL1- uNS
uL2- uNS
800V
800V
uL2- uNS
uL3- uNS uL1- uNS
t
t
-0V -0V
i Prądy tranzystorów łączników odbiornika
Prądy tranzystorów łączników odbiornika
i
40A 40A
iT6
iT6
iT5 iT4
iT4, iT5
t
t
-0A -0A
Prądy diod łączników odbiornika
Prądy diod łączników odbiornika
i
i
20A 40A
iD6 iD4 iD5
iD4 iD5
iD6
t
t
-0A
-0A
Rys.4.12. Symulacyjne przebiegi czasowe napięć i prądów (kontynuacja wyników badań pokazanych na
rys.4.11) w układzie jak na rys.4.5 z układem obejściowo-tłumiącym w wersji 1 dla US3 < US1 < US2
oraz 3Umax < UCT < ULimit przy fi = 2 kHz oraz ´ = 0,6;
a) w jednym cyklu łączeniowym, b) w okresie napięcia zasilającego
-99-
b)
a)
uL2 uL2
iL3
iL3
Rys.4.13. Eksperymentalne przebiegi czasowe napięcia i prądu fazowego odbiornika dla fi = 2 kHz,
´ = 0,6 oraz ILmax = 4,5 A (cos ÕL E" 0,85), a) w okresie impulsowania, b) w okresie napiÄ™cia zasilajÄ…cego
a)
b)
u u
S3 S3
i
S3
i
S3
Rys.4.14. Eksperymentalne przebiegi czasowe napięcia i prądu fazowego zródła dla fi = 2 kHz,
´ = 0,6 oraz ILmax = 4,5 A (cos ÕL E" 0,85), a) w okresie impulsowania, b) w okresie napiÄ™cia zasilajÄ…cego
uCT uCT
Rys.4.15. Eksperymentalne przebiegi czasowe napięcia na pojemności CT układu obejściowo-tłumiącego
dla fi = 2 kHz, ´ = 0,6 oraz ILmax = 4,5 A (cos ÕL E" 0,85)
-100-
b)
a)
uS1- uL1
uS1- uL1
Rys.4.16. Eksperymentalne przebiegi czasowe napięcia na łączniku zródła dla fi = 2 kHz,
´ = 0,6 oraz ILmax = 4,5 A (cos ÕL E" 0,85), a) w okresie impulsowania, b) w okresie napiÄ™cia zasilajÄ…cego
a) b)
uL1- uNS
uL1
- uNS
Rys.4.17. Eksperymentalne przebiegi czasowe napięcia na łączniku odbiornika dla fi = 2 kHz,
´ = 0,6 oraz ILmax = 4,5 A (cos ÕL E" 0,85), a) w okresie impulsowania, b) w okresie napiÄ™cia zasilajÄ…cego
i iL1
L1
a)
b)
8 A
8 A
´ = 1
´ = 1
´ = 0,8
´ = 0,8
´ = 0,6
u 4 A ´ = 0,6
4 A S1
´ = 0,4
´ = 0,4
´ = 0,2
´ = 0,2
t
t
0
0
u
S1
-4 A
-4 A
-8 A
-8 A
Rys.4.18. Eksperymentalne przebiegi czasowe prÄ…dów fazowych odbiornika (cos ÕL E" 0,85),
oraz napięcie zasilające (skala 1:40) przy ILmax = 4,5 A, a) dla fi = 2 kHz, b) dla fi = 5 kHz
-101-
i i
S1 S1
a) b)
8 A 8 A
4 A 4 A
t
t
0 0
uS1
uS1
-4 A -4 A
-8 A -8 A
Rys.4.19. Eksperymentalne przebiegi czasowe prÄ…dów fazowych zródÅ‚a (cos ÕL = 0,85)
oraz napiÄ™cie zasilajÄ…ce (skala 1:40) przy ILmax = 4,5 A a) dla fi = 2 kHz, ´ = 0,6, b) dla fi = 5 kHz, ´ = 0,6
Należy zaznaczyć, że wzrost częstotliwości impulsowania powoduje wzrost mocy
oddawanej z kondensatora CT do układu obciążenia aktywnego. Wartość maksymalna
tej mocy jest przy tym proporcjonalna do częstotliwości impulsowania zgodnie z
następującą zależnością:
2
CT("UCT)
PT,max = WCT × fi = × fi (4.19)
2
gdzie: WCT - energia oddawana z kondensatora CT do układu obciążenia
aktywnego.
Przy małej wartości "UCT, napięcie UCT jest utrzymywane praktycznie na stałym
poziomie wartości ( 3Umax < UCT < ULimit ). W związku z tym praktycznie nie zmienia
się również czas trwania stanów przejściowych powodowanych komutacją łączników.
W efekcie w układzie, przy wzroście częstotliwości impulsowania (zmniejszenie
okresu impulsowania Ti ) i odpowiednio dużej indukcyjności zródła, występuje nowe
zjawisko nakładania stanów przejściowych . Na przykład w przedziale czasu (e-f)
rozpoczyna się narastanie prądów zródła (narastanie prądów iS3, iS2), chociaż nie
zakończył się jeszcze poprzedni stan nieustalony wyłączania tych prądów.
Powoduje to niekorzystne odkształcenia prądów zródła i odbiornika. Na rys.4.20
pokazano przykładowe symulacyjne przebiegi czasowe napięć i prądów ilustrujące
zjawisko nakładania stanów przejściowych przy wyłączaniu i włączaniu prądów
zródła oraz występujące w tym przypadku niekorzystne odkształcenia prądów zródła i
odbiornika. Są to przebiegi czasowe uzyskane w badaniach symulacyjnych układu jak
na rys.4.6a, przy fi = 10 kHz oraz LS = 0,3 mH. Wartość indukcyjności fazowej zrodła
jest względnie duża biorąc pod uwagę moc stosowanego zródła (odbiornik o mocy ok.
25 kVA). Takie parametry badań symulacyjnych przyjęto w celu wyraznego
-102-
zilustrowania niekorzystnych skutków zjawiska nakładania stanów przejściowych
omówionych wyżej.
UG
a)
b)
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA.
T1,T2,T3-WA.
c g
a b d e f h
t
Prądy zródła Prądy zródła
i i
40A
40A
iS1
iS1 iS2 iS2
iS3
t t
0A 0A
iS3
-40A -40A
Prądy układu obejściowego
i
i
Prąd układu obejściowego
20A 40A
iD8
iD7 iD9 iD8
t t
-0A -0A
i
i
Prądy łączników zródła
40A 40A
Prąd łącznika zródła
iD3
iD3 iT2
t t
iT1
0A -0A
i i
Prądy łączników odbiornika Prąd łącznika odbiornika
20A 20A
iT6
iD5
iT6 iD4 t
t
-0A -0A
u Napięcie fazowe odbiornika
u
Napięcia fazowe odbiornika
500V
uL3- uNL
uL3- uNL uL2- uNL 500V
t t
0V
0V
uL1- uNL
-500V -500V
PrÄ…dy fazowe odbiornika PrÄ…dy fazowe odbiornika
i i
40A 40A
iL2
iL1 iL3
iL2 iL1
t t
0A 0A
iL3
-40A -40A
Rys.4.20. Symulacyjne przebiegi czasowe napięć i prądów w układzie jak na rys.4.5 z układem
obejściowo-tłumiącym w wersji 1 dla US3 < US1 < US2 oraz 3Umax < UCT < ULimit przy fi = 10 kHz,
´ = 0,6 oraz LS = 0,3 mH, a) w jednym cyklu Å‚Ä…czeniowym, b) w okresie napiÄ™cia zasilajÄ…cego
2) Układ obejściowo-tłumiący z kondensatorami fazowymi (wersja 2).
Schematy zastępcze do szczegółowej analizy działania układu z impulsowym
-103-
jednobiegunowym SMPP z układem obejściowo-tłumiącym w wersji 2 jak na rys.4.6b
w jednym cyklu łączeniowym, w którym napięcie US3 < US1 < US2 oraz napięcia na
pojemnościach fazowych UCT < ULimit, pokazano na rys.4.21.
a)
1
b) Przedział czasu (a-b), (f-g) oraz (g-h)
t E
T1, T2, T3 IS1 ZS1 US1
1
UL1 IL1 ZL1
T1
0
~
IT1
E
2
IS2 ZS2 US2
1 UL2 ZL2
IL2
T2
t
T4, T5, T6 N ~ NL
0
E
3 IS3 I T2 US3 D3 UL3 IL3 ZL3
ZS3
t
t
" t "t " t
12
~
D7
D8
IT3
D9
Ti
OBCIŻENIE
CT1 CT2 CT3
AKTYWNE
a b c e g
d f h
NS
c)E IS1 ZS1 d)
Przedział czasu (b-c) oraz (e-f) Przedział czasu (c-d) oraz (d-e)
1 E
IS1 ZS1 US1
1
US1 UL1 IL1 ZL1
UL1 IL1 ZL1
T1 T1
~ ~
IT1
E
2 E2 IS2 ZS2 IT1
ZS2
IS2 US2
U IL2 ZL2
US2 T2 UL2 IL2 ZL2
L2
T2
N ~ NL N ~ NL
E
E
3 IS3 ZS3 I T2 US3 D3
3 IS3 I US3 D3 UL3 IL3 ZL3
ZS3 T2
UL3 IL3 ZL3
~ ~
D7 D7
I
D8 D8 I
T3
T3
D9 D9
D4 D5 D4 T6
D5
OBCIŻENIE OBCIŻENIE
CT1 CT2 CT3
CT1 CT2 CT3
AKTYWNE AKTYWNE
NS NS
Rys.4.21. Schematy zastępcze układu jak na rys.4.5 z układem obejściowo-tłumiącym w
wersji 2, a) przedziały czasu w cyklu łączeniowym, b) schemat w stanie włączenia odbiornika,
c) schemat w stanie wyłączenia, d) schemat w stanie zwarcia odbiornika
Istotna różnica w działaniu tego układu w porównaniu z działaniem układu z
UOT w wersji 1, występuje w czasie wyłączenia łączników zródła. Szczegółową
analizę skutków przepływu prądu odbiornika przez zródło i układ obejściowo-tłumiący
w wersji 2 można przeprowadzić na podstawie schematu zastępczego pokazanego na
rys.4.22.
E
1 C UCT1
R E U
L S1 T1 LS1
1
S1
~
~
U
S1
U
S1
E
2
C UCT2
E
R T2 2
L S2 U
S2 LS2
NS
N ~
~
U
S2 N
U
S2
E
3 C UCT3
U E U
R T3 LS3
S3 S3 3
L
S3
~
~
D3 U
I S3
L3
NS
Rys.4.22. Schematy zastępcze układu z (3+3) łącznikami i UOT w wersji 2
po wyłączeniu łączników zródła
-104-
Podobnie jak dla układu z UOT w wersji 1, po wyłączeniu łączników zródła, w
przedziałach czasu (b-c) oraz (e-f) (w czasie martwym ) następuje wymuszenie
przepływu prądów odbiornika przez zródło i układ obejściowo-tłumiący. Nie
występuje jednak w tym czasie niekorzystne zjawisko skokowej zmiany napięć na
zaciskach zródła, ponieważ prądy zródła praktycznie nie zmieniają swojej wartości. W
przedziale czasu (b-c) następuje skokowa zmiana wartości prądów iCT1 oraz iCT2 przy
niezmienionej wartości prądu iCT3. Natomiast w przedziale czasu (e-f), po wyłączeniu
łączników odbiornika, następuje skokowa zmiana wartości prądu iCT3 przy
niezmienionej wartości prądów iCT1 oraz iCT2. Jest to widoczne na rys.4.24a dla
przebiegów czasowych prądów pojemności fazowych CT. Suma tych prądów w
przedziałach czasu (b-c) oraz (e-f) (w czasie martwym ) wynosi:
iCT1 + iCT2 + iCT3 = iL3 (4.20)
Poza tym, w przypadku dużej stałej czasowej obwodu obejściowo-tłumiącego wartość
napięcia na pojemnościach fazowych UCT praktycznie nie ulega zmianie w okresie
impulsowania i nie występuje zjawisko skokowej zmiany ( zapadania ) napięcia na
zaciskach zródła.
Istotną wadą analizowanego układu jest silna zależność jego właściwości od
wartości indukcyjności zródła oraz pojemności fazowych UOT. Poniżej przedstawiono
wyniki badań symulacyjnych, ilustrujących działanie układu i wpływ parametrów
układu obejściowo-tłumiącego na filtrację prądów zródła oraz na wartość przesunięcia
fazowego prądów zródła. Parametry badanego układu, są takie same jak podane w
p.4.2.2.1 z UOT w wersji 1 z wyjątkiem wyszczególnionych każdorazowo wartości
indukcyjności zródła oraz pojemności fazowych UOT.
W ujęciu uproszczonym, kiedy częstotliwość drgań własnych obwodu
indukcyjności zródła (LS) oraz pojemności fazowej UOT (CT), przy założeniu obwodu
bezstratnego, jest większa od częstotliwości impulsowania (fi), tj. jeśli [39]:
1
fi < (4.21)
2Ä„ LSCT
to w analizowanym układzie występuje zjawisko rezonansu prądów. Wartości prądów
są zależne od rezystancji i indukcyjności zródła, pojemności fazowych i rezystancji
obciążenia aktywnego UOT oraz parametrów odbiornika i łączników impulsowego
SMPP. Szczegółowa analiza działania układu w warunkach rezonansu jest traktowana
jako zagadnienie odrębne, ze względu na małą przydatność w poszukiwaniu
właściwej realizacji praktycznej. Na rys.4.23 pokazano tylko przykładowe
symulacyjne przebiegi czasowe w układzie z impulsowym SMPP (rys.4.5) w
warunkach rezonansu w jednym cyklu łączeniowym oraz w okresie napięcia
zasilającego. Takie przebiegi występują w przedziale czasu w którym US3 < US1 < US2
oraz przy UCT < Ulimit. Przebiegi te otrzymano dla parametrów układu jak w p.4.2.2.1 z
UOT w wersji 1 przy wartoÅ›ciach LS = 100 µH oraz CT1 = CT2 = CT3 = 3,3 µF.
-105-
b)
a)
UG
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA. T1,T2,T3-WA.
d g
a b c h
e f
t
Prąd pojemności CT
Prądy pojemności CT
i i
iCT1
60A 60A iCT3
iCT3
t t
0A
0A
iCT2
-60A -60A
Prądy zródła
i i
Prąd zródła
100A 100A
i
S1 iS2
t t
0A 0A
i
iS3
S3
-100A -100A
PrÄ…dy odbiornika
PrÄ…dy odbiornika
i i
40A iL1 40A iL3 iL2
iL1
t
t
0A 0A
iL2 i L3
-40A -40A
Rys.4.23. Przykładowe symulacyjne przebiegi czasowe w układzie pokazanym na rys.4.6b z układem
UOT w wersji 2 w warunkach rezonansu dla US3 < US1 < US2 oraz UCT < ULimit ,
przy fi = 2 kHz, ´ = 0,6, LS = 100 µH oraz CT1 = CT2 = CT1 = 3,3 µF ;
a) w jednym cyklu łączeniowym, b) w okresie napięcia zasilającego
Uwzględniając zależność (4.21) oraz wyniki badań symulacyjnych pokazane na
rys.4.23, przy przyjętych parametrach UOT, poprawne działanie układu wymaga
współpracy z praktycznie bezindukcyjnym zródłem zasilania. Natomiast przy
typowych wartościach indukcyjności zródła i dla przyjętych parametrów układu,
eliminacja zjawiska rezonansu prądów wymaga znacznego zwiększenia pojemności
fazowych UOT, tak aby częstotliwość drgań własnych bezstratnego obwodu
rezonansowego była mniejsza niż częstotliwość impulsowania. Na rys.4.24 i rys.4.25
przedstawiono przykładowe przebiegi czasowe w układzie pokazanym na rys.4.6b,
uzyskane w badaniach symulacyjnych dla parametrów wg p.4.2.2.1 z UOT w wersji 1
oraz dla LS = 100 µH oraz CT1 = CT2 = CT3 = 200 µF. Przy tych parametrach
częstotliwość drgań własnych obwodów fazowych zródła i UOT jest mniejsza od
częstotliwości impulsowania i rezonans prądów zródła już nie występuje.
Znaczną redukcję wartości pojemności fazowych CT można osiągnąć przy wzroście
częstotliwości impulsowania. Potwierdzają to symulacyjne przebiegi czasowe prądów i
napięć pokazane na rys.4.26. Przebiegi te uzyskano w układzie przedstawionym na
rys.4.6b przy fi = 10 kHz, LS = 100 µH, CT1 = CT2 = CT3 = 10 µF i pozostaÅ‚ych
parametrach jak w p.4.2.2.1 z UOT w wersji 1.
-106-
a) b)
UG
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA.
T1,T2,T3-WA.
d g
a b c h
e f
t
Napięcia na zaciskach odbiornika
u
u
Napięcia na zaciskach odbiornika
400V u
u u
400V
L2
L3 L1
u uL2
L1
t
t
0V
0V
uL3
-400V
-400V
Napięcia fazowe odbiornika
Napięcia fazowe odbiornika
u
u u - uNL
L2
400V
u - uNL uL2- uNL
L1
t t
0V
uL3- uNL
u - uNL uL1- uNL
L3
-400V
PrÄ…dy fazowe odbiornika
PrÄ…dy fazowe odbiornika
E /7
i, u i, u
2
50A 50A
i
L3
t t
0A 0A
i
i i
L3
L1 L2
i
i L1
L2
-50A -50A E /7
2
Napięcia fazowe na zaciskach zródła
u
u Napięcia fazowe na zaciskach zródła
400V 400V u u
u S2
S1
S3
u u
S1 S2 t t
0V
0V
u
S3
-400V
-400V
Prądy fazowe zródła
Prądy fazowe zródła
i, u
iS2 E 2 /7 i, u
E /7
2
50A i
50A
i S2
S3
t t
0A
0A
iS1
iS3
i
S1
-50A
-50A
Prądy pojemności fazowych CT
Prąd pojemności fazowej CT
i
i
i
40A
CT3 40A
iCT2
t t
0A
0A
i
CT1 iCT3
-40A
-40A
Rys.4.24. Przykładowe symulacyjne przebiegi czasowe w układzie pokazanym na rys.4.6b
z UOT w wersji 2 dla US3 < US1 < US2 oraz UCT < ULimit , przy fi = 2 kHz, ´ = 0,6, LS = 100 µH
oraz CT1 = CT2 = CT3 = 200 µF;
a) w jednym cyklu łączeniowym, b) w okresie napięcia zasilającego
Zwiększając częstotliwość impulsowania należy jednak mieć na uwadze wzrost mocy
strat komutacyjnych i wzrost mocy oddawanej z kondensatorów CT do układu
obciążenia aktywnego, co wynika z zależności (4.19).
-107-
a)
UG
b)
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA.
T1,T2,T3-WA.
d g
a b c h
e f
t
Suma prądów pojemności fazowych CT
Suma prądów pojemności fazowych CT
i i
+ i
i + iCT2 CT3
40A 40A
CT1
iCT1+ iCT2+ i CT3
t t
-1A -1A
Napięcia pojemności fazowych CT
Napięcia pojemności fazowych CT
u u
uCT2
700V 700V
uCT1
uCT3 uCT2
uCT1
uCT3
t t
-1V -1V
Napięcia na łącznikach zródła
u Napięcia na łącznikach zródła
u
700V 700V uS3- uL3 uS1- uL1 uS2- uL2
uS2 - uL2 uS1 - uL1
uS3 - uL3
t t
-2V -2V
Prądy łączników zródła
i i
Prądy łączników zródła
40A
40A
i
i i
T1
T3 T2
i
D3
i
T1
i
T2 t t
-0A -0A
i
Napięcia na łącznikach odbiornika
T3
u Napięcia na łącznikach odbiornika u - u
u
L3 NS - uNS L2- uNS
u u
700V 700V
L1
uL2- u
uL1- uNS NS
uL3- uNS
t t
-2V -2V
Prądy łączników odbiornika
Prądy łączników odbiornika
i i
40A 40A
i
i i i
D6
T6 D4 D5
i
D4
i
D5 t t
-0A
-0A
Rys.4.25. Przykładowe symulacyjne przebiegi czasowe w układzie pokazanym na rys.4.6b
z UOT w wersji 2 ( kontynuacja wyników badań pokazanych na rys.4.24) dla US3 < US1 < US2
oraz UCT < ULimit , przy fi = 2 kHz, ´ = 0,6, LS = 100 µH oraz CT1 = CT2 = CT3 = 200 µF,
a) w jednym cyklu łączeniowym, b) w okresie napięcia zasilającego
-108-
a)
UG
b)
T1,T2,T3-WA. T4,T5,T6-WA.
T1,T2,T3-WA.
c g
a b d e f h
t
Napięcie odbiornika
Napięcia odbiornika
u
u
400V
400V
u
L2
u
L1 t t
0V
0V
u
L3
Napięcia na zaciskach zródła
-400V -400V
u
u
uS2 Napięcia na zaciskach zródła
u u u
400V 400V S3 S1 S2
t t
0V
0V
uS1
uS3
-400V -400V
PrÄ…dy odbiornika
PrÄ…dy odbiornika
E /7 i, u
i, u 2
40A 50A
i
L3
i i
L2
L1
t t
0A
0A
i
L3
i
L1
i
L2
-40A -50A E /7
2
Prądy zródła
Prądy zródła
E /7
i, u
2
40A 40A E /7
2 i
S2
i
i S1
S2
t t
0A
0A
i
S1
i
S3
i
S3
-40A -40A
Napięcia pojemności fazowych CT
Napięcia pojemności fazowych CT
u
u
uCT2
700V 700V
uCT1
uCT3 uCT1
uCT2
uCT3
t t
0V
0V
Rys.4.26. Przykładowe symulacyjne przebiegi czasowe w układzie pokazanym na rys.4.6b
z UOT w wersji 2 dla US3 < US1
oraz CT1 = CT2 = CT3 = 10 µF;
a) w jednym cyklu łączeniowym, b) w okresie napięcia zasilającego
Z przedstawionej analizy działania układu z impulsowym jednobiegunowym SMPP
z (3+3) łącznikami (rys.4.5) wynika, że UOT jest konieczny ze względu na ochronę
stosowanych w tym układzie łączników przed przepięciami komutacyjnymi. Każda z
prezentowanych wersji UOT wpływa w sposób specyficzny na zjawiska występujące
w analizowanym układzie. Zaletą UOT w wersji 1 i w wersji 2 jest możliwość
zmniejszenia mocy traconej w stanach pracy przy braku wysterowania (´ = 0) oraz
przy peÅ‚nym wysterowaniu (´ = 1) SMPP. Jest to omówione w dalszej części tego
rozdziału. UOT w wersji 1 wymaga zastosowania tylko jednego kondensatora, a układ
sterowania mocą prądu przemiennego jest mało wrażliwy na powstawanie rezonasu
-109-
prądów zródła, nawet przy stosunkowo dużej indukcyjności wewnętrznej zródła
napięcia zasilającego. Niestety przy stosowaniu tego układu występują niekorzystne
skokowe zmiany ( zapadanie ) napięcia na zaciskach zródła. UOT w wersji 2 jest pod
tym względem korzystniejszy, lecz wymaga stosowania trzech kondensatorów.
Niezależnie od stosowanego rozwiązania UOT przy częstotliwości impulsowania
większej od 10 kHz występują niekorzystne odkształcenia prądów odbiornika
powodowane oddziaływaniem energii przenoszonej przez UOT podczas pracy całego
układu. Stąd też częstotliwość impulsowania o wartości ok. 10 - 12 kHz należy uznać
za górną granicę tej częstotliwości przy stosowaniu algorytmu sterowania typu PWM z
czasem martwym .
4.2.2.2. Układ z (1+1) łącznikami typu tranzystor-trójfazowy diodowy mostek
prostowniczy.
Uproszczony schemat ideowy trójfazowego układu z impulsowym
jednobiegunowym SMPP z (1+1) łącznikami typu tranzystor-trójfazowy diodowy
mostek prostowniczy pokazano na rys.4.27 [15; 49; 52; 56; 81]. Schemat zastępczy
tego układu pokazano na rys.4.28.
UKAAD STEROWANIA MOC
E3
E1 E2
PRDU PRZEMIENNEGO
T2
Z (1+1) ACZNIKAMI TYPU
LS1 LS2 LS3
ŻRÓDAO
D21 D24
TRANZYSTOR-TRÓJFAZOWY
ZASILANIA D22 D25
R
R MOSTEK PROSTOWNICZY
S1 R
S2
S3
D23 D26
L R
L1 L1
FILTR
WEJÅšCIOWY
UL1
L R
L2 L2
U
L2
U
L3
TR L R
D4 L3 L3
D3
D2
D11 D14
A B
ODBIORNIK
D12 D15
D1
U
D13 D16
CT
SMPP
T1
OBCIŻENIE
AKTYWNE
1
t
T1
0
a e
1
g h
b cd f t
T2 UKAAD STEROWANIA
0
t
" t t t " t
"
1 2
T
i
Rys.4.27. Trójfazowy układ sterowania mocą prądu przemiennego z impulsowym jednobiegunowym
SMPP z (1+1) łącznikami typu tranzystor-trójfazowy diodowy mostek prostowniczy
Wyszukiwarka
Podobne podstrony:
Mrok str 84
str9 201
więcej podobnych podstron