plik


ÿþ333 15 WZMACNIACZE SELEKTYWNE WIELKIEJ CZ STOTLIWO CI  Z 15.1. WPROWADZENIE Zadaniem wzmacniaczy selektywnych jest wzmocnienie sygnaBu w [ci[le okre[lonym pa[mie czstotliwo[ci i tBumienie go poza tym pasmem. Wzmacniacze te s stosowane gBównie w radiokomunikacyjnych urzdzeniach odbiorczych, np. telewizorach, odbiornikach radiowych i radarowych, systemach Bczno[ci satelitarnej itp., jak równie| w analogowych systemach telekomunikacyjnych. Typowy przebieg charakterystyki moduBu wzmocnienia wzmacniacza selektywnego przedstawiono na rys.15.1 ku dB [ ] k0 0 -3 -20 Rys.15.1. Charakterystyka moduBu f0 wzmocnienia wzmaczniacza 2"f3dB f selektywenego 2"f20dB Stromo[ opadania charakterystyki amplitudowej jest okre[lona przez wspóBczynnik prostoktno[ci B3dB 2" f3dB p == < 1 (15.1) B20dB 2" f20dB Dla idealnego wzmacniacza selektywnego p = 1, natomiast dla ukBadów rzeczywistych p <1. Im bardziej charakterystyka amplitudowa ma ksztaBt prostoktny, tym lepsze jest tBumienie sygnaBów niepo|danych poza pasmem. Dobro wzmacniacza definiuje si podobnie jak dla [rodkowoprzepustowych filtrów RC 334 f0 f0 Q = = (15.2) B3 dB 2 " f3 dB Wzmacniacze selektywne w. cz. pracuj przy du|ych wzmocnieniach i wielkich czstotliwo[ciach, co mo|e prowadzi do wystpienia paso|ytniczych, dodatnich sprz|eD zwrotnych i niestabilno[ci tych wzmacniaczy. Problem ten nabiera szczególnego znaczenia przy d|eniu do maksymalnego wykorzystania zdolno[ci wzmacniajcych tranzystora, czyli do pracy przy dopasowaniu energetycznym. Dlatego jednym z wa|niejszych etapów projektowania wzmacniaczy selektywnych w.cz. jest zapewnienie ich stabilno[ci. KsztaBt charakterystyki amplitudowej wzmacniacza zale|y od tego, z jakich elementów zbudowany jest jego obwód selektywny. Gdy szeroko[ pasma B3dB jest wiksza ni| okoBo 0,01 f0, to przy czstotliwo[ciach f0 < 05 - 1 GHz s stosowane skupione obwody LC, , za[ przy wikszych czstotliwo[ciach - obwody o parametrach rozBo|onych. Du| selektywno[ we wzmacniaczach o staBej czstotliwo[ci [rodkowej f0 zapewniaj obwody selektywne zbudowane z rezonatorów ceramicznych lub kwarcowych. We wzmacniaczach selektywnych o bardzo wskich pasmach ( B3 dBd" 0001f0) stosuje si , filtry kwarcowe (przy f0 < 80 MHz ) oraz filtry z fal powierzchniow (ang. surface acoustic wave), przy f0 <1GHz. 15.2. OBWODY REZONANSOWE LC 15.2.1. Pojedynczy obwód rezonansowy LC Obwód rezonansowy peBni rol ukBadu midzystopniowego lub ukBadu sprzgajcego wzmacniacz z obci|eniem. Pojedynczy obwód rezonansowy skBada si z indukcyjno[ci L i pojemno[ci C (rys.15.2a). c) a) b) 1 1 1 1 G0 = L Rys.15.2. Modele obwodu rezonansowe- R0 L C LC C go LC: rL a) obwód idealny, b) straty skupione w gaBzi indukcyjnej 2 2 c) przybli|ony model obwodu stratnego z 2 elementami równolegBymi 335 Straty rzeczywistego obwodu rezonansowego wynikaj gBównie ze strat cewki, dlatego model stratnego obwodu rezonansowego pokazany na rysunku 15.2b najlepiej oddaje jego wBa[ciwo[ci fizyczne. Admitancja obwodu przedstawionego na rys.15.2b wyra|a si zale|no[ci 1 Y jÉ = jÉC + = G É + jB É (15.3) ( ) ( ) ( ) rL + jÉL Cz[ urojona admitancji dla czstotliwo[ci rezonansowej jest równa zeru, czyli B É = 0; std otrzymujemy ( ) 2 2 öø ëø öø 1 ëø rL C rL É2 = = É2 1 - (15.4) ìø1 - ÷ø ìø ÷ø r 0 LC íø L øø íø É2 L2 øø 0 gdzie É0 = 1/ LC (15.5) jest pulsacj rezonansow bezstratnego obwodu. Jak wynika ze wzorów (15.4 oraz 15.5) pulsacja rezonansowa obwodu stratnego jest mniejsza ni| pulsacja rezonansowa obwodu bezstratnego, poniewa| przy pulsacji É = É prd gaBzi indukcyjnej jest mniejszy ni| 0 w gaBzi pojemno[ciowej. W takim przypadku równowag energii osiga si przy mniejszej pulsacji. Dobro obwodu rezonansowego mo|na wyznaczy z zale|no[ci B Ér ( ) Q0 = (15.6) G Ér ( ) przy czym B É jest susceptancj gaBzi pojemno[ciowej lub ( ) r indukcyjnej obwodu rezonansowego. Std Ér L (15.7) Q0 = = QL rL Poniewa| zaBo|ono, |e kondensator jest bezstratny, dlatego dobro obwodu jest równa dobroci cewki. Gdy speBniony jest warunek: QL >> 1, to wtedy zgodnie z zale|no[ciami (15.4) oraz (15.7) otrzymujemy 2 ëø öø ëø öø rL 1 É2 = É2 1 - H" É2 1 - H" É2 (15.8) ìø ÷ø ìø ÷ø r 0 2 íø É2 L2 0 QL 0 øø íø øø 0 W wskim otoczeniu pulsacji É gaBz L, rL mo|na przeksztaBci r do postaci równolegBej (rys.15.2c). Warto[ równolegBej konduktancji strat wyznacza si przez porównanie 336 11 YL Ér = = G0 + (15.9) ( )rL + jÉr L jÉr L Dla QL >> 1 1 É0 C 1 rL rL C G0 == = = = É2 C2rL = (15.10) 2 Q0 É0 L Q0 rL Q0 É2 L2 0 L 0 É0 L 1 L / C É0 C 1 C / L Q0 H" = = == = (15.11) rL rL É0 C rL G0 G0 É0 L G0 Wykorzystujc zale|no[ci (15.8) oraz (15.11) mo|emy wyznaczy admitancj obwodu równolegBego îø 1 1 C ëøÉ LC - 1 öøùø= Y(jÉ)= G0+ jÉC + = G0 ïø1+ j ìø ÷øúø jÉ L G0 L É LC íø øøûø ðø îø ùø ëø öø É É = G ïø1 + jQ - = G 1 + jQ ½ (15.12) () ìø ÷ø úø É É íø øø ðø ûø gdzie: É É0 (15.13) ½ = - É0 É jest znormalizowanym odstrojeniem. Interesujce s charakterystyki czstotliwo[ciowe impedancji obwodu rezonansowego z równolegBym wBczeniem strat. Wykorzystujc zale|no[ (15.12) oraz (15.13) otrzymujemy 11 R0 Z jÉ == = = ( )Y jÉ G0 1 + j Q0 ½ öø ëø ( ) () É É0 1 + j Q0 - ìø ÷ø É0 É íø øø É R0 j É0 Q0 R0 = = exp j arc tgQ0 ½ (15.14) (- ) 2 2 1 + Q0 ½2 ëø öø É 1 j É 1 + j + ìø ÷ø É0 Q0 É0 íø øø Impedancja Z jÉ jest funkcj jednobiegunow wzgldem ( ) znormalizowanego odstrojenia ½ , za[ funkcj dwubiegunow wzgldem zmiennej jÉ . Dla Q > 05 bieguny s zespolone sprz|one. Wykres , charakterystyk czstotliwo[ciowych impedancji Z jest pokazany na rys.15.3. 337 Z R0 1 arctgQ0½ À + 2 05 . ½ À - 2 0 ½ 1 1 - Q0 Q0 Rys.15.3. Charakterystyki czstotliwo[ciowe obwodu rezonansowego ModuB impedancji Z maleje o 3 dB wzgldem warto[ci R0 = 1/ G0 przy odstrojeniu ½ =± 1 / Q0 , co zgodnie z zale|no[ci (15.13) odpowiada pulsacjom ëø öø ëø öø 1 1 1 É1 = É0 1 + - ÷ø H" É0 1 - (15.15a) ìø ìø ÷ø 2 4 Q0 2 Q0 íø 2 Q0 øø íø øø ëø öø ëø öø 1 1 1 É2 = É0 1 + +H" É0 1 + (15.15b) ìø ÷ø ìø ÷ø 2 4 Q0 2 Q0 íø 2 Q0 øø íø øø Trzydecybelowe pasmo przebiegu |Z| wyznaczone na podstawie przybli|onych warto[ci É1 oraz É (dla du|ych warto[ci Q0 ) wynosi 2 f0 B03dB = f2 - f1 = (15.16) Q0 Znormalizowane odstrojenie ½ mo|na wyrazi przybli|on zale|no[ci É + É0 É - É0 É2 - É2 ()() 2 " É 2 " f 0 ½ = = H"= (15.17) ÉÉ0 ÉÉ0 É0 f0 WspóBczynnik prostoktno[ci prostego obwodu rezonansowego ma niewielk warto[ i wynosi p H" 0,1. Zazwyczaj obwód rezonansowy wBczony jest w konfiguracji czwórnikowej pomidzy zródBo i odbiornik sygnaBu, co powoduje zmniejszenie wypadkowej dobroci obwodu i zwikszenie szeroko[ci pasma (czyli zmniejszenie selektywno[ci obwodu). Aby temu zapobiec 338 stosuje si w obwodzie odpowiednie transformacje admitancji zródBa i obci|enia (rys.15.4), co pozwala ma regulacj szeroko[ci pasma, maksymalizacj transmisji mocy oraz wybór optymalnej indukcyjno[ci przy której dobro cewki jest najwiksza. W obwodzie na rysunku 15.4a zastosowano autotransformatorowe sprz|enie zródBa i obci|enia, w którym zgodnie z oznaczeniami na rysunku i przy peBnym sprz|eniu midzy uzwojeniami transformatora przekBadnie p1 i p2 wynosz odpowiednio n1 n2 p1 = oraz p2 = (15.18) n n a) b) L p C 1 p : 1 1 : p n ' n1 n2 ' ' ' ' } Ig G0 GL Ig Gg L C GL { ' } p Gg 2 c) Ig Gg L C GL U2 G0 Rys.15.4. Obwód rezonansowy z transformacj admitancji zródBa i obci|enia (a), jego schematy zastpcze (b,c) Parametry schematu zastpczego pokazanego na rys.15.4c s opisane przez nastpujce zale|no[ci É0C 2 2 Ig = p1I' , Gg = p1 G' , GL = p2 G' , G0= (15.19) g g L Q0 Dobro obwodu rezonansowego obci|onego konduktancjami Gg oraz GL , zgodnie z zale|no[ci (15.11), mo|e by przedstawiona zale|no[ci É0 C 1 Q = = (15.20) G0 + Gg + GL É0 L G0 + Gg + GL () Poniewa| Q < Q0 , to pasmo obwodu rezonansowego jest szersze, które zgodnie z zale|no[ci (15.16) wynosi G0 + Gg + GL f0 BL 3dB = = B03dB (15.21) Q G0 Sprawno[ci energetyczn obwodu z rys.15.4 nazywa si stosunek mocy sygnaBu w ukBadzie z obci|eniem do mocy 339 dysponowanej zródBa (tj. przy Gg = Gin ) przy czstotliwo[ci rezonansowej. 2 4Gg GL 4Gg GL ëø öø PL Q ìø - ÷ø · = = = (15.22) 2 ìø1 Q0 ÷ø Pgdysp ( G0 + Gg + GL )2 (Gg + GL) íø øø Sprawno[ jest najwiksza, gdy Gg = GL , tj. przy dopasowaniu obci|enia do zródBa sygnaBu, gdy 2 ' 2 ' p1 Gg = p2 GL (15.23) i wynosi 2 ëø öø Q ·max = 1 - (15.24) ìø ÷ø íø Q0 øø PrzekBadnie p1 i p2 dobiera si tak, aby uzyska zaBo|on dobro obwodu. Dopasowanie obci|enia do zródBa sygnaBu mo|na równie| uzyska stosujc inne ukBady sprzgajce, przykBadowo jak na rys.15.5. a) b) C1 p1 p2 p1 p2 C n n { C n2 } { n1 } n1 C2 { { Rys.15.5. UkBady sprzgajce: a) autotransformatorowo-pojemno[ciowe, b) autotransformatorowo-transformatorowe PrzekBadnie p1 i p2 w obwodzie pokazanym na rys.15.5a wynosz n1 C C1 p1 = ; p2 = = (15.25a) n C2 C1 + C2 oraz w obwodzie na rys.15.5b n1 n2 p1 = ; p2 = (15.25b) n n 15.2.2. Obwody rezonansowe sprz|one MaBa warto[ wspóBczynnika prostoktno[ci pojedynczego obwodu rezonansowego jest powodem maBej przydatno[ci tego obwodu we wzmacniaczach selektywnych. Charakterystyk bli|sz prostoktnej 340 mo|na uzyska w obwodach rezonansowych sprz|onych, przy czym sprz|enie mo|e by realizowane ró|nymi metodami. PrzykBadowo na rys.15.6 przedstawiono par obwodów rezonansowych sprz|onych za pomoc indukcyjno[ci wzajemnej M oraz ich schematy zastpcze. Indukcyjno[ wzajemna M jest okre[lona zale|no[ci M = º L1L2 (15.26) W powy|szej zale|no[ci º jest wspóBczynnikiem sprz|enia. M a) Ig Gg G01 L1 L2 U1 C1 C2 G02 U2 GL L1 - M L2 - M b) Ig U1 G1 C1 U G2 = GL + G02 M C2 G1 = Gg + G01 c) Ig U1 y12U2 y11 y21U1 y22 U2 Rys.15.6. Para obwodów rezonansowych sprz|onych indukcyjnie (a) oraz ich schematy zastpcze (b, c) WBa[ciwo[ci transmisyjne obwodów sprz|onych mog by wyprowadzone w prosty sposób, znajdujc parametry macierzy y schematu zastpczego pokazanego na rys.15.6b [18]. 1 y11 = G1 + j É C1 + = G1 1+ j Q1 ½1 üø () ôø j É L11 ôø (15.27) ýø 1 y22 = G2 + j É C2 + = G2 1+ j Q2 ½2 ôø () ôø j É L22 þø 2 1 M - º y12 = y21 = - = (15.28) 2 jÉL11 L2 jÉM(1 - º ) gdzie: 341 2 M(L2 - M ) M 2 L11 = L1 - M + = L1 - = L1(1 - º ) (L2 - M )+ M L2 üø ôø (15.29) ýø 2 ôø M(L1 - M ) M þø 2 L22 = L2 - M + = L2 - = L2(1 - º ) (L1 - M )+ M L1 Parametry obwodów rezonansowych okre[laj zale|no[ci É01 C1 É01 C1 üø Q01 = Q1 = G01 G01 + Gg ôø ôø ôø É02 C2 É02 C2 Q02 = Q2 = (15.30) G02 G02 + GL ýø ôø ôø 11 É01 = É02 = L1 C1 L2 C2 ôø þø Jak wynika bezpo[rednio z zale|no[ci (15.27) oraz (15.29) pulsacje rezonansowe ka|dego z obwodów, przy zwarciu drugiego obwodu, s równe 1 1 üø Ér21 = = 2 ôø L11C1 L1C1(1 - º ) ôø (15.31) ýø 1 1 2 ôø Ér 2 = = 2 L22C2 L2C2(1 - º ) ôø þø natomiast znormalizowane odstrojenie obwodów okre[laj zale|no[ci É Ér1 É Ér2 ½1 = - oraz ½2 = - (15.32) Ér1 É Ér2 É Charakterystyk czstotliwo[ciow obwodu mo|emy wyznaczy na podstawie analizy transimpedancji Zt jÉ =U / Ig oraz skutecznego ( ) 2 wzmocnienia mocy (sprawno[ci) 2 kps É = 4 Gg GL Zt j É = · É (15.33) ( ) ( ) ( ) Transimpedancja wyznaczona na podstawie schematu zastpczego z rysunku 15.6c oraz przy wykorzystaniu zale|no[ci (15.27) i (15.28) wynosi jɺ L1L2 Zt(jÉ)= (15.34) 2 É 1 É 1 º (1+ jQ1½1)(1+ jQ2½2)+ 2 Ér1 Q1 Ér 2 Q2 1-º 342 Obwody rezonansowe s najcz[ciej nastrojone na t sam czstotliwo[, czyli É = Ér2 = Ér i dla tej czstotliwo[ci r1 transimpedancja Zt j Ér wynosi ( ) jÉrº L1L2 ( Zt jÉr )= (15.35) 2 1 º + 2 Q1Q2 1-º ModuB transimpedancji Zt j Ér osiga warto[ maksymaln ( ) przy tzw. sprz|eniu krytycznym º , kiedy to wystpuje równie| kr najwiksza sprawno[ transmisji mocy przez obwody. Przy realizacji wskopasmowych wzmacniaczy selektywnych stosuje si obwody 2 rezonansowe sprz|one, których Q1Q2 >>1 oraz º << 1. W tym przypadku 1 2 2 º =º H" (15.36) kr Q1Q2 oraz Gg ëø öø ëø öø GL ìø Q1 ÷ø ìø Q2 ÷ø ·max(Ér ,º )= = (15.37) kr Gg + G01 GL + G02 ìø1-Q01 ÷ø ìø1-Q02 ÷ø íø øø íø øø Sprawno[ obwodu dla innej czstotliwo[ci ni| rezonansowa mo|na wyznaczy, podstawiajc zale|no[ (15.34) do (15.33) 4 º · 1 / QQ () ( ) ·É = (15.38) îøëø 1 1 öø 2 ùø ëø öø 1 ïø ìøº + ÷ø + ½ ìø + ÷ø - 2 º - úø + ½ Q Q Q Q úø íø øø ïøíø Q Q øø ðø ûø gdzie ·max jest okre[lone zale|no[ci (13.37). Przy sprz|eniu nieco silniejszym od krytycznego, przy tzw. sprz|niu optymalnym (º > º ) ëø öø 1 1 1 2 2 º =º = ìø + ÷ø (15.39) opt ìø 2 Q12 Q2 ÷ø íø øø uzyskuje si charakterystyk maksymalnie pBask, przy nieco mniejszej sprawno[ci ni| przy sprz|eniu krytycznym (· (º ) > · (º )). kr opt Przy równych dobrociach obwodów obci|onych (Q1=Q2=Q), º =º =1/ Q. kr opt Dla sprz|eD wikszych, ni| optymalne (º > º ) charakterystyka opt amplitudowa posiada dwa maksima wystpujce przy odstrojeniach 343 2 2 ½ =½m = ± º -ºopt (15.40) · º = º dB ·max 0 º = º -10 º < º º > º -20 ½ -30 -½ ½ 0 m m Rys.15.7. Charakterystyki amplitudowe obwodów sprz|onych Na rys.15.7 przedstawiono charakterystyki amplitudowe sprawno[ci obwodów sprz|onych odpowiadajce ró|nym warto[ciom wspóBczynnika sprz|enia º . Jak wida przez odpowiedni dobór tego wspóBczynnika mo|na wpBywa na ksztaBt charakterystyki amplitudowej w pobli|u czstotliwo[ci rezonansowej, jak równie| na sprawno[ obwodu. W opisanym przypadku wikszy jest równie| wspóBczynnik prostoktno[ci, ni| dla pojedynczego obwodu rezonansowego. Dla º = º wspóBczynnik ten kr opt wynosi p H" 0,32 . Omówione wy|ej sprz|enie indukcyjne dwóch obwodów rezonansowych jest tylko jednym z wielu mo|liwych rozwizaD, spo[ród których dwa o sprz|eniu pojemno[ciowym s przedstawione na rys.15.8. C C1 C2 L1 L2 C2 C1 L1 L2 Cs CC CC C C º = H" º = H" C + C C + C CC C + C C + C C ( )( ) ( )( ) Rys.15.8. PrzykBady realizacji sprz|enia dwóch obwodów rezonansowych Dla poprawy selektywno[ci filtru LC i w celu uzyskania wikszego wspóBczynnika prostoktno[ci charakterystyki amplitudowej 344 mo|na stosowa wicej ni| dwa sprz|one obwody rezonansowe. Przy wykorzystywaniu tej metody stosunkowo Batwo mo|na realizowa filtry szerokopasmowe o szeroko[ci pasma B > (01 - 0,2) f0 , uzyskujc , charakterystyki amplitudowe zbli|one do idealnych. W filtrach wskopasmowych metoda ta jest mniej efektywna, wskutek ograniczonej dobroci obwodów. Wraz ze zwikszeniem ich liczby rosn straty mocy w obwodach i nie ma wyraznej poprawy ksztaBtu charakterystyki amplitudowej filtru. 15.3. FILTRY PIEZOELEKTRYCZNE 15.3.1. Rodzaje filtrów piezoelektrycznych Wzmacniacze selektywne w. cz. z obwodami rezonansowymi LC posiadaj wiele wad, spo[ród których najwa|niejszymi s: - stosowanie cewki indukcyjnej o du|ych wymiarach i wymagajcej strojenia, a przez to nie nadajcej si do scalenia i bardziej zawodnej, - w celu uzyskania du|ej prostoktno[ci charakterystyki amplitudowej trzeba stosowa wieloobwodowe ukBady rezonansowe sprz|one, trudne do wykonania i strojenia oraz kosztowne. Aatwiejsze i taDsze uzyskanie obwodów selektywnych mo|liwe jest przy zastosowaniu filtrów piezoelektrycznych. Ze wzgldu na rodzaj wykorzystywanych drgaD elementów piezoelektrycznych filtry piezoelektryczne mo|emy podzieli na dwie grupy: - filtry wykorzystujce rezonatory piezoelektryczne z drganiami objto[ciowymi, - filtry z akustycznymi falami powierzchniowymi. Innym kryterium podziaBu filtrów piezoelektrycznych mo|e by rodzaj u|ytego materiaBu piezoelektrycznego. Obecnie w filtrach tych jako materiaBu piezoelektrycznego u|ywa si gBównie krysztaBu kwarcu i ceramiki o wBasno[ciach piezoelektrycznych. PrzykBadem powszechnego stosowania monolitycznych filtrów ceramicznych mog by wzmacniacze po[redniej czstotliwo[ci fonii odbiorników radiowych i telewizyjnych. W filtrach z akustycznymi falami powierzchniowymi jako materiaB na podBo|a wykorzystuje si gBównie krysztaBy kwarcu, niobianu litu i tantalanu litu oraz ceramik piezoelektryczn. Filtry te s obecnie stosowane gBównie w radiolokacji, urzdzeniach kosmicznych oraz odbiornikach telewizyjnych. PrzykBadem powszechnego stosowania pasmowych filtrów transwersalnych z akustycznymi falami 345 powierzchniowymi s wzmacniacze po[redniej czstotliwo[ci wizji odbiorników telewizyjnych. 15.3.2. Filtry kwarcowe Rezonatorem kwarcowym nazywamy przetwornik elektromechaniczny skBadajcy si z wibratora kwarcowego i obudowy, chronicej wibrator przed wpBywami zewntrznymi. Element kwarcowy jest wycity z monokrysztaBu kwarcu, najcz[ciej w postaci prostoktnych lub okrgBych, pBaskich lub soczewkowatych pBytek, o okre[lonych rozmiarach i orientacji wzgldem osi krystalograficznych. Na element kwarcowy napyla si elektrody z cienkich warstw metalicznych (zBoto, srebro, aluminium) o [ci[le okre[lonym ksztaBcie i grubo[ci. Je|eli do elektrod rezonatora przyBo|ymy sinusoidalne napicie zmienne, to w elemencie piezoelektrycznym (kwarcowym) wytworzy si tak samo zmienne pole elektryczne. W wyniku odwrotnego zjawiska piezoelektrycznego wibrator zacznie drga, co z kolei spowoduje pojawienie si na jego powierzchniach zmiennych Badunków elektrycznych (w wyniku prostego zjawiska piezoelektrycznego), a wic i prdu w obwodzie zewntrznym rezonatora. Elektryczne wBa[ciwo[ci rezonatora kwarcowego, dla czstotliwo[ci bliskich czstotliwo[ci drgaD, mog by przedstawione za pomoc modelu zastpczego (rys.15.9). jÉ a) b) c) Lk Rz ´ 0 Ck a" Zk É s Zk C0 } Ér Xz ëø öø Ck rk É = É 1+ ìø ÷ø r s íø 2C0 øø Ck É s H" "É H" É k s ± = 2C0 2Qk Rys.1 5.9. Rezonator kwarcowy: a) liniowy model zastpczy, b) poBo|enie zer i biegunów impedancji , c) symbol graficzny Zk (s) Parametry Lk ,Ck ,rk odpowiadaj parametrom mechanicznym wibratora, tj. Lk - masie elementu kwarcowego, Ck - jego podatno[ci oraz rk - oporno[ci mechanicznej strat. Parametry te s nazywane parametrami dynamicznymi. 346 Parametr C0 jest pojemno[ci statyczn kondensatora utworzonego z elektrod midzy którymi znajduje si rezonator kwarcowy. Impedancja rezonatora kwarcowego z rys.15.9 jest okre[lona wzorem É 2 s s2 + + É Qk s Zk (s) = (15.41) îø ëø öø É Ck 2 ùø s sC0 ïøs2 + s + 1 + É ìø ÷ø Qk íø C0 s úø øø ðø ûø gdzie: 1 É = pulsacja rezonansu szeregowego, zachodzcego s Lk Ck w gaBzi Lk ,Ck , rk É Lk s Qk = - dobro rezonatora. rk Charakterystycznym parametrem rezonatora kwarcowego jest tak|e pulsacja É , która odpowiada rezonansowi równolegBemu w obwodzie r Lk , C0 ëø öø 1 Ck Ck Ér = = É 1 + H" És 1 + (15.42) ìø ÷ø s Ck C0 C0 íø 2 C0 øø Lk Ck + C0 Ponadto definiuje si przedziaB pulsacji "É , nazywany równie| k wzgldnym odstpem rezonansowym îø Ér - É Ck ùø Ck s "É = = 1+ - 1úø H" (15.43) ïø k É C0 ûø 2 C0 s ðø Warto[ci przybli|one w równ. (15.42) i (15.43) wynikaj ze speBnienia nierówno[ci: Ck << C0. Rezonator kwarcowy, w porównaniu z konwencjonalnymi obwodami rezonansowymi, charakteryzuje si wyjtkowo du| dobroci, zawierajc si w zakresie od kilkudziesiciu tysicy do kilku milionów (maksymalnie dla fs H" (1- 5) MHz). Jest to wynikiem du|ej warto[ci stosunku Lk / Ck , przy stosunkowo maBej rezystancji strat rk . Warto[ci elementów ukBadu zastpczego, w zale|no[ci od wykonania rezonatora, mog si zmienia w bardzo szerokich przedziaBach, w przypadku indukcyjno[ci Lk (od ok. 0,1 H do ok. 200 H), pojemno[ci Ck (od kilku setnych do kilku dziesitek pF), rezystancji strat rk (do setek &!). Dodatkow charakterystyczn cech rezonatora kwarcowego 347 jest jego bardzo maBy wzgldny odstp rezonansowy, co jest wynikiem bardzo maBych warto[ci stosunku Ck / C0 . Warto[ci liczbowe wzgldnego odstpu rezonansowego zawieraj si w przedziale " fk H"10-5 -10-3 fk Z uwagi na du| dobro rezonatora kwarcowego mo|emy w pierwszym przybli|eniu zaniedba jego straty ( rk = 0) i wtedy É2 - É2 s (15.44) Zk É = j Xz É = j ( ) ( ) É C0 É2 - É2 () r Przebieg reaktancji X (É) bezstratnego rezonatora kwarcowego z jest pokazany na rysunku 15.10a. a) b) Rz Xz "É Rz k Xz max Xz rk É É É s É r É m r s 0 É É É s H" 2Qk É É Rys.15.10. Charakterystyki czstotliwo[ciowe rezonatora kwarcowego: a) przy pominiciu strat, b) z uwzgldnieniem strat Jak wida z rysunku, w przedziale É - É reaktancja ma s r charakter indukcyjny, za[ poza tym przedziaBem - charakter pojemno[ciowy. W przedziale É - É zastpcza indukcyjno[ Lz s r rezonatora wyra|a si zale|no[ci Xz É ( ) É - É s Lz É =H" 2 Lk (15.45) ( ) É É s Z zale|no[ci (15.45) wynika, |e zastpcza indukcyjno[ rezonatora bardzo szybko ro[nie ze wzrostem czstotliwo[ci. Dlatego rezonator kwarcowy, u|yty jako element indukcyjny obwodu drgajcego, ma bardzo dobre wBa[ciwo[ci stabilizacyjne. Zmiany indukcyjno[ci lub pojemno[ci pozostaBej cz[ci obwodu s wyrównywane odpowiednimi zmianami zastpczej indukcyjno[ci rezonatora, przy niewielkiej zmianie czstotliwo[ci. Impedancja stratnego rezonatora kwarcowego mo|e by wyra|ona 348 zale|no[ci Zk É = Rz É + j Xz É (15.46) ( ) ( ) ( ) Przebiegi zastpczej rezystancji Rz (É ) i reaktancji X (É ) z stratnego rezonatora s pokazane na rysunku 15.10b. Dla pulsacji És impedancja ta wynosi Zk(És )H" rk (15.47) Maksymalna warto[ reaktancji X wystpuje przy pulsacji z max É Ém H" Ér -s (15.48) 2 Qk i wynosi 2 ëø öø 1 Ck Xz max H" Qk É Lk (15.49) ìø ÷ø 2 C0 m íø øø Jak wida z powy|szych zale|no[ci, w przedziale czstotliwo[ci É - É nieco w|szym ni| odstp rezonansowy, zastpcza s m indukcyjno[ szybko ro[nie ze wzrostem czstotliwo[ci. W[ród piezoelektrycznych krysztaBów kwarc wyró|nia si bardzo dobr temperaturow stabilno[ci czstotliwo[ci drgaD wBasnych. W praktyce, stabilno[ temperaturow szacuje si za pomoc [redniego temperaturowego wspóBczynnika czstotliwo[ci TWCz w okre[lonym przedziale temperatur T1 - T2 fmax - fmin TWCz = (15.50) T2-T1 W powy|szej zale|no[ci fmax i fmin oznaczaj ekstremalne warto[ci czstotliwo[ci rezonatora w przedziale T1 - T2 . Synteza dyskretnego filtru kwarcowego, o wymaganej charakterystyce tBumienia, polega na zaprojektowaniu odpowiedniej struktury (drabinkowej, mostkowej lub innej) zBo|onej z rezonatorów kwarcowych, sprz|onych ze sob za pomoc kondensatorów i cewek indukcyjnych. Znacznie lepszym rozwizaniem, stosowanym w syntezie monolitycznych filtrów kwarcowych, jest u|ycie odpowiednio skonstruowanych rezonatorów kwarcowych , w których wystpuje zjawisko puBapkowania energii drgaD akustycznych w midzyelektrodowych obszarach pBytki. Rezonatory z puBapkowaniem energii wyró|niaj si nastpujcymi zaletami: - lepszym tBumieniem bliskich rezonansów paso|ytniczych, - mo|liwo[ci rozmieszczenia na jednej pBytce kwarcowej wikszej ilo[ci rezonatorów wzajemnie niesprz|onych lub sprz|onych, - jednakowym wspóBczynnikiem TWCz wszystkich rezonatorów, 349 - mo|liwo[ci integracji ukBadu. Zjawisko puBapkowania energii drgaD akustycznych polega na koncentracji w podelektrodowej cz[ci pBytki rezonatora du|ej cz[ci wzbudzonych drgaD ( w tej cz[ci pBytki powstaj nietBumione drgania fali stojcej w przedziale pulsacji É < É < É , gdzie É jest pulsacj es s rezonansow jednorodnej pBytki nieograniczonej, za[ É - pulsacj e graniczn dla cz[ci pBytki pokrytej elektrodami). Wprowadzenie sprz|eD akustycznych pomidzy odpowiednio zbli|onymi rezonatorami (w miejsce tradycyjnych, elektrycznych podzespoBów sprzgajcych) pozwala na rozmieszczenie rezonatorów na jednej pBytce kwarcowej bez ich wzajemnej izolacji, co z kolei pozwala na zwikszenie stopnia integracji, miniaturyzacji i niezawodno[ci filtrów. 15.3.3. Filtry ceramiczne Du|a grupa ferroelektrycznych materiaBów ceramicznych wykazuje wBa[ciwo[ci piezoelektryczne. Spo[ród nich do realizacji rezonatorów i filtrów ceramicznych najcz[ciej u|ywa si cyrkonianu oBowiu (PbZrO ) lub tytanianu oBowiu (PbTiO ). Wystpienie efektu piezoelektrycznego w polikrystalicznym materiale ceramicznym jest mo|liwe po wcze[niejszym poddaniu go procesowi polaryzacji w silnym polu elektrycznym (w granicach 1 - 5 kV/mm). Trwale spolaryzowany ferroelektryk ceramiczny wykazuje liniow zale|no[ zmian jego rozmiarów od wielko[ci pola elektrycznego. Formy geometryczne rezonatorów ceramicznych, podobnie jak rodzaje wzbudzonych drgaD, mog by bardzo ró|ne. Elektryczne wBa[ciwo[ci rezonatora ceramicznego dla niewielkich odstrojeD od czstotliwo[ci rezonansowej mog by w przybli|eniu przedstawione za pomoc modelu zastpczego, przedstawionego na rys.15.9, tj. identycznego z modelem elektrycznym rezonatora kwarcowego. Syntez filtrów ceramicznych przeprowadza si w analogiczny sposób, jak filtrów kwarcowych. PrzykBadowo, ceramiczne rezonatory z drganiami radialnymi o wspóBczynniku sprz|enia k zawartym w granicach (0,2 - 0,6) s najcz[ciej wykorzystywane w pasmowych filtrach drabinkowych czstotliwo[ci po[redniej 455 kHz, 465 kHz lub 500 kHz. Charakterystyk czstotliwo[ciow takiego filtru przedstawiono na rys.15.11. 350 20lg k dB [ ] 0 max3dB 2"f6dB = 20kHz -10 -20 -30 -40 2"f60dB -50 d" 32kHz -60 -70 -80 -90 f kHz [ ] 440 448 456 464 472 480 488 Rys.15.11. Charakterystyka czstotliwo[ciowa filtru ceramicznego 465 kHz o pa[mie 2"f6dB = 20kHz Monolityczne filtry ceramiczne z wykorzystaniem zjawiska puBapkowania energii drgaD akustycznych s najcz[ciej stosowane w zakresie czstotliwo[ci [rodkowych wynoszcych 4 - 11 MHz. PrzykBadem mog by bardzo popularne filtry ceramiczne o czstotliwo[ciach [rodkowych 6,5 MHz i 10,7 MHz, stosowanych odpowiednio w torach czstotliwo[ci ró|nicowej fonii odbiorników telewizyjnych i w torach czstotliwo[ci po[redniej odbiorników radiowych FM. Filtry te realizowane s jako 4-obwodowe, dwuogniwowe z nacit szczelin, ograniczajc bezpo[rednie przenikanie energii pomidzy najbli|ej poBo|onymi rezonatorami obu ogniw (co umo|liwia zmniejszenie rozmiarów liniowych pBytki ceramicznej). 15.4. PRZYKAADY ANALIZY JEDNOSTOPNIOWYCH WZMACNIACZY REZONANSOWYCH LC Analiza wzmacniaczy rezonansowych LC nie mo|e by przeprowadzana w oparciu o schematy zastpcze zunilateryzowane zgodnie z zasad Millera, poniewa| aproksymacja taka wnosi zbyt du|e bBdy przy jej stosowaniu w analizie ukBadów wskopasmowych. Najcz[ciej stosuje si czwórnikowe schematy zastpcze tranzystorów z parametrami y (rys.15.12). W schematach tych oddziaBywanie wsteczne obwodu wyj[ciowego tranzystora na obwód wej[ciowy reprezentuje zródBo prdowe y12U2 . Wszystkie elementy macierzy y 351 czwórnika s wielko[ciami zespolonymi i mo|na je wyznaczy zgodnie z ich definicjami ze schematu zastpczego hybryd À , lub (dla tranzystorów dyskretnych) zmierzy za pomoc wyspecjalizowanych mierników. I1 I1 U1 y11 y22 U2 y21U1 y12U2 Rys.15.12. Czwórnikowy schemat zastpczy tranzystora z parametrami y Dla niewielkich odstrojeD, zgodnie z zale|no[ci (15.12), admitancja równolegBego obwodu rezonansowego doBczonego do wyj[cia tranzystora skBada si z cz[ci rzeczywistej i urojonej liniowo zale|nej od czstotliwo[ci. Z tego powodu admitancje y11 i y12 mo|na uwa|a za równolegBe poBczenie konduktancji i pojemno[ci ( y11 = g11 + j É C11 oraz y22 = g22 + j É C22) . PrzykBadowo, parametry macierzy y czwórnika wyznaczono dla tranzystora unipolarnego na podstawie jego schematu zastpczego w rozdz. 5.4. (równ. 5.55), a dla tranzystora bipolarnego w rozdz. 4.4.4. (równ. 4.54 - 4.57). y Zespolony charakter wszystkich parametrów oraz obci|enia czyni ukBad potencjalnie niestabilnym. Problem ten zostanie rozpatrzony w nastpnym punkcie rozdziaBu. Na rys.15.13 przedstawiono schemat ideowy [rodkowego stopnia wzmacniacza rezonansowego LC z tranzystorem MOS. Przy zaBo|eniu, |e wzmacniacz pracuje w takim zakresie czstotliwo[ci dla którego mo|na przyj y12 H" 0, to jego maBosygnaBowy schemat zastpczy jest zgodny z przedstawionym na rys.15.13b, przy czym G0 jest równolegB konduktancj reprezentujc straty obwodu rezonansowego. Schemat ten ma identyczn posta jak na rys.15.4, przedstawiajcy pojedynczy obwód rezonansowy LC obci|ony konduktancjami zródBa i obci|enia. W rozwa|anym przypadku sterowane zródBo prdowe gmUin wnosi konduktancyjne obci|enie obwodu rezonansowego Yg = g22 + j É C22, za[ nastpny stopieD wnosi obci|enie YL = g22 + j É C11 (C11 jest pojemno[ci wej[ciow nastpnego stopnia, przy czym zaBo|ono, |e tranzystory M1 i M2 s jednakowe). 352 C2 a ) M2 M1 L C Uo R2 Uin R1 R2 R1 RS RS CS CS +UDD b ) C22 g22 L C G0 G12 C11 Uin G12 C11 gmUin 1 1 G12 = + R1 R2 Rys.15.13. Jednostopniowy wzmacniacz rezonansowy LC z tranzystorem MOSFET: a) schemat ideowy, b) schemat zastpczy Na podstawie wcze[niejszej analizy, przeprowadzonej w punkcie 15.2.1, otrzymujemy wprost - pulsacja rezonansowa, przy której wystpuje maksimum moduBu wzmocnienia 1 Ér H" É0 = (15.51) L C + C22 + C11 () - dobro obci|onego obwodu rezonansowego É0 C + C22 + C11 () Q = (15.52) G0 + g22 + G12 - moduB wzmocnienia w rezonansie Uo gm kuo == (15.53) Uin É =É0 G0 + g22 + G12 - trzydecybelowe pasmo czstotliwo[ci f0 G0 + g22 + G12 B3dB = = (15.54) Q 2À( + C22 + C11 ) C W celu uzyskania wskiego pasma i du|ego wzmocnienia nale|y d|y do stosowania obwodu rezonansowego o du|ej dobroci Q0 (czyli maBej warto[ci G0 ) oraz zapobiec tBumieniu (i zarazem przestrojeniu) obwodu rezonansowego przez obci|ajce go tranzystory i inne elementy wzmacniacza. 353 W podobny sposób mo|emy przeprowadzi analiz [rodkowego stopnia bipolarnego wzmacniacza rezonansowego LC zBo|onego z identycznych stopni, którego schemat ideowy przedstawiono na rys.15.14a. W tym przypadku, z uwagi na maB impedancj wej[ciow tranzystora bipolarnego, zastosowano obwód rezonansowy z transformacj admitancji zródBa i obci|enia. a) C1 C1 ñø ôø Còø L L ôø C2 C2 óø R1 R2 R1 R2 Uin Uo RE CE RE CE +UCC b) p1:1 1: p2 Uin g11 C11 G12 C11 Uo C G0 g11 g22 C22 L gmUin g11 + G12 H" g11 CC2 1 C = c) C1 + C2 Uo 2 2 2 2 C U2 = p1 g22 p1 C22 G0 L p2 g11 p2C11 p2 p1gmUin Rys.15.14. Zrodkowy stopieD razonansowego wzmacniacza LC z tranzystorami bipolarnymi: a) schemat ideowy, b), c) schematy zastpcze Schemat zastpczy wzmacniacza, którego kolejne etapy przeksztaBcenia przedstawiono na rys.15.14 b i c, ma identyczn posta jak w poprzednim przypadku, gdy rozwa|ano ukBad z tranzystorem MOS (rys.15.13b). Zatem mo|emy napisa wprost - pulsacja rezonansowa wzmacniacza 1 É0 = (15.55) 2 2 L C + p1 C22 + p2 C11 () - dobro obci|onego obwodu rezonansowego 2 2 É0 C + p1 C22 + p2 C11 () Q = (15.56) 2 2 G0 + p1 C22 + p2 C11 - moduB wzmocnienia w rezonansie gm p1 / p2 Uo () ku0 ==2 (15.57) 2 Uin É G0 + p1 g22 + p2 g11 0 354 - trzydecybelowe pasmo czstotliwo[ci 2 2 f0 G0 + p1 g22 + p2 g11 B3dB= = (15.58) 2 2 () Q 2À C + p1 C22 + p2 C11 Rozwa|my jeszcze przykBad wzmacniacza rezonansowego z par obwodów sprz|onych, w których równie| zastosowano transformacj konduktancji zródBa i obci|enia (rys.15.15a). M a) ' C1 L2 L1 T2 { } ' C2 p1 p2 T1 R2 R1 Uo Uin R2 R1 RE CE RE CE +UCC b) M U0 G1 C1 L1 L2 C2 G2 U2 = p2 p1gmUin Rys.15.15. Wzmacniacz rezonansowy z par obwodow sprz|onych: a) schemat ideowy, b) schemat zastpczy W schemacie zastpczym na rys.15.15b uwzgldniono przetransformowane zródBo prdowe, konduktancje i pojemno[ci tranzystorów oraz konduktancj obwodu polaryzacji tranzystora T2. 2 ' 2 G1 = G01 + p1 g22 C1 = C1 + p1 C22 (15.59) 2 ' 2 G2 = G02 + p2 g11 + G12 C2 = C2 + p2 C11 () Porównujc schematy zastpcze na rys.15.15b i 15.6b widzimy, |e poza transformacj zródBa prdowego (zamiast Ig mamy p1gmUin ) oraz transformacj napicia wyj[ciowego (zamiast U2 mamy Uo / p2 ) ukBady te s identyczne. Zatem wszystkie zale|no[ci wyprowadzone w punkcie 15.2.2 s sBuszne dla rozpatrywanego wzmacniacza, nale|y jedynie podstawi now warto[ prdu zródBa: Ig = p1 gm Uin. 355 15.5. STABILNOZ WZMACNIACZY REZONANSOWYCH Na rys.15.16 przedstawiono schemat zastpczy wzmacniacza z obwodami rezonansowymi na wej[ciu i na wyj[ciu. Symbolami Yg oraz YL oznaczono admitancje obwodów rezonansowych sprowadzone do zacisków 1 - 1' i 2 - 2' Yg = Gg 1+ j Q1 ½1 üø () (15.60) ýø YL = GL 1+ j Q2 ½2 þø () a) I2 b) 2 I2 1 YL U2 Yg I1 U1 U1 Yg y11 y22 YL U2 I1 y12U2 y21U1 Yin Yo 1' 2' Rys.15.16. Wzmacniacz z obwodami rezonansowymi na wej[ciu i wyj[ciu: a) schemat ideowy, b) schemat zastpczy Skuteczne wzmocnienie mocy kps definiowane jest jako stosunek mocy czynnej P2 wydzielonej w obci|eniu do mocy dysponowanej zródBa Pgd , przy czym Pgd jest maksymaln moc, jak zródBo mo|e wydzieli w konduktancji wej[ciowej wzmacniacza. Wystpuje to w warunkach dopasowania na wej[ciu wzmacniacza, gdy jego admitancja (lub impedancja) wej[ciowa jest równa zespolonej sprz|onej admitancji (lub impedancji) zródBa. Zatem U2 2 kps = 4 GL Rg = 4 kus 2 GL Rg = 4 kis 2 RL Gg (15.61) 2 Eg Wzmocnienie kps mo|emy wyrazi przy pomocy parametrów czwórnikowych y 4 y21 2 Gg GL kps = (15.62) 2 y11 + Yg y22 + YL y12 y21 ()- () Maksymaln warto[ skutecznego wzmocnienia mocy kps uzyskuje si przy obustronnym dopasowaniu czwórnika, tzn. gdy [18] 356 y12 y21 " Ygdop = Yin = y11 - y22 + YLdop üø ôø (15.63) y12 y21 ýø " ôø YLdop = Yo = y22 - y11 + Ygdop þø Podstawiajc (15.63) do (15.62) otrzymujemy maksymaln warto[ mocy w warunkach dopasowania y21 2 1 kp max = (15.64) ( ) g11 g22 - Re y12 y21 2 + 2 D g11 g22 gdzie: 2 îø Re y12 y21 ùø y12 y21 2 () D = - - (15.65a) ïø1 2 g11 g22 úø 2 2 4 g11 g22 ðø ûø g11 = Re y11 > 0 oraz g22 = Re y22 > 0 (15.65b) ( ) ( ) Je|eli cz[ci rzeczywiste parametrów y12 , y22 s dodatnie, to aby wyra|enie pod pierwiastkiem byBo nieujemne, musi by speBniony warunek y12 y21 + Re y12 y21 d" 2 g11 g22 (15.66) ( ) Zale|no[ (15.66) okre[la tzw. warunek bezwzgldnej stabilno[ci czwórnika. Jak wynika z zale|no[ci (15.66) zachowanie bezwzgldnej stabilno[ci, przy du|ych warto[ciach |y21|, wymaga maBych warto[ci |y12|. Nale|y równie| zauwa|y, |e gdy y12 = 0 (co oznacza brak paso|ytniczego sprz|enia zwrotnego), to warunek (15.66) jest zawsze speBniony. W przeszBo[ci, w celu zmniejszenia parametru y12 , stosowano zabieg nazywany neutralizacj, polegajcy na wytwarzaniu sygnaBów kompensujcych paso|ytnicze sprz|enie zwrotne. WspóBczesne tranzystory w. cz. charakteryzuj si maBymi warto[ciami parametru y12 . Powszechnie stosowanym zabiegiem, majcym na celu radykalne zmniejszenie warto[ci y12 , jest stosowanie ukBadów kaskodowych. Je|eli uzasadnione jest przyjcie y12 H" 0, to zale|no[ (15.64) upraszcza si do postaci y21 2 kp max = (15.67) 4 g11 g22 W przypadku potencjalnej niestabilno[ci czwórnika rezygnuje si 357 z maksymalnego wzmocnienia mocy (czyli nie zapewnia si warunków dopasowania na wej[ciu i na wyj[ciu wzmacniacza) i dobiera si takie konduktancje generatora i obci|enia, aby speBni warunki stabilno[ci roboczej y12 y21 + Re y12 y21 d" 2 g11 + Gg g22 + GL (15.68) ( ) () () [] Ten zabieg, zapewniajcy stabiln prac wzmacniacza, nosi nazw stabilizowania przez niedopasowanie. 15.6. WZMACNIACZE SELEKTYWNE O ULEPSZONYCH WAAZCIWOZCIACH WIELKOCZSTOTLIWOZCIOWYCH Szczególnie wa|n metod zapewnienia stabilno[ci wzmacniaczy selektywnych w.cz. jest zastpowanie w nich pojedynczych tranzystorów pewnymi ich zespoBami, z których podstawowym jest ukBad kaskody. a) T' 3 C1 2 C { C2 1 L T Uo RL CL Uin R1 R2 CB RE CE R +UCC ' - y21U2 b) ' y22 I3 3 I1 1 I1 2 I3 U1 y11 a" y22 U2 ' U3 U1 Yk U3 y11 ' y12 U3 -U2 y12U2 y21U1 ( ) Rys.15.17. Kaskodowy wzmacniacz rezonansowy LC: a) schemat ideowy, b) schemat zastpczy kaskodowego poBczenia tranzystorów Na rys.15.17 przedstawiono stopieD kaskodowego wzmacniacza rezonansowego LC oraz schemat zastpczy z parametrami y kaskodowego poBczenia tranzystorów. Wyznaczmy zastpcze parametry czwórnikowe macierzy y ' kaskodowego poBczenia tranzystorów T - T (kaskoda OE - OB). 358 Zgodnie z definicj, admitancj y12k okre[la zale|no[ I1 y12k = (15.69) U3 U1=0 Wykorzystujc prawo Kirchhoffa dla wzBa 2 w ukBadzie pokazanym na rysunku 15.17b, przy U1 = 0, mo|emy napisa równanie ' ' ' () ()-y21U2+y12 U3-U2 ) (15.70) y22+y11 U2 = y22 U3 -U2 ' ( Z powy|szej zale|no[ci otrzymujemy ' y' + y12 22 U2 = U3 (15.71) ' ' y22 + y11 + y12 + y' 21 Przy napiciu U1 = 0 prd I1 ma warto[ I1 = y12 U2 (15.72) Po podstawieniu zale|no[ci (15.70, 15.72) do (15.69) otrzymujemy ' ' ' ' y12(y22 + y12)y22+y12 y12k = E" y12 ' (15.73) ' ' ' y22 + y11 + y12 + y21 y21 ' ' Poniewa| y21 >> y12 y22 + y12 , to () y12k << y12 (15.74) W podobny sposób mog by wyznaczone pozostaBe parametry zastpcze kaskody ' y11k H" y11; y21k H" y21; y22k H" - y12 (15.75) Na szczególne wyró|nienie zasBuguje bardzo maBa warto[ admitancji zwrotnej y12k , która jest o trzy rzdy wielko[ci mniejsza w porównaniu do parametru y12 pojedynczego tranzystora. Bardzo maBa warto[ parametru y12k pozwala na Batwe zapewnienie stabilno[ci roboczej wzmacniacza przy du|o wikszych czstotliwo[ciach, ni| w przypadku wzmacniacza z pojedynczym tranzystorem w konfiguracji OE. Nale|y równie| podkre[li, |e ' y22k << y22 , co jest konsekwencj pracy tranzystora T w konfiguracji ' OB. MaBa warto[ |y22k | zapewnia, |e tranzystor T doBczony do obwodu rezonansowego praktycznie nie powoduje tBumienia i rozstrojenia tego obwodu. Analiza i projektowanie wzmacniacza kaskodowego mog by przeprowadzone jak dla wzmacniacza z pojedynczym tranzystorem, przyjmujc parametry zastpcze y (uzasadnionym jest zaBo|enie y12k H" 0). 359 Innym przykBadem wzmacniacza selektywnego w. cz. o znacznie polepszonych wBa[ciwo[ciach wielkoczstotliwo[ciowych jest ukBad ze sprz|eniem emiterowym, w którym para tranzystorów pracuje w konfiguracji OC - OB (rys.15.18). a) +UCC R1 R2 C1 L C2 T1 T uo uin RE B b) +UCC C2 R L T1 T2 C1 uo C1 uin L1 T5 CB T3 T4 UEE Rys.15.18. Wzmacniacz rezonansowy LC ze zprz|eniem emiterowym: a) realizacja dyskretna, b) wersja scalona Wzmacniacz ten charakteryzuje si podobnymi wBa[ciwo[ciami, jak rozpatrywany wcze[niej stopieD kaskodowy i mo|e by uwa|any za ukBad prawie - unilateralny. Struktura pary ró|nicowej sprz|onej emiterowo jest podstawowym blokiem wykorzystywanym w technice monolitycznej. Stosuje si j równie| powszechnie w prostych uniwersalnych ukBadach scalonych wykorzystywanych do konstrukcji wzmacniaczy rezonansowych LC po[rednich i wielkich czstotliwo[ci. PrzykBad takiej realizacji przedstawiono na rys.15.18b. 360 15.7. TECHNIKI REALIZACJI WZMACNIACZY SELEKTYWNYCH W. CZ. Ogóln zasad stosowan w budowie wspóBczesnych wzmacniaczy selektywnych w.cz. jest rozdzielenie funkcji wzmacniania i selektywno[ci. Realizacja tej koncepcji polega na tym, |e caBa selektywno[ wzmacniacza jest uzyskiwana w wieloobwodowym filtrze poprzedzajcym wzmacniacz szerokopasmowy, najcz[ciej wykonany w technice monolitycznej. W celu optymalizacji wBa[ciwo[ci szumowych wzmacniacza, na wej[ciu stosuje si stopieD o niewielkim wzmocnieniu, równowa|cy straty w filtrze, a na wyj[ciu stosuje si obwód selektywny w celu ograniczenia pasma i poziomu szumów. WspóBcze[nie zastpuje si klasyczne obwody rezonansowe LC rezonatorami piezoelektrycznymi o bardzo du|ej dobroci. Filtr piezoelektryczny, kwarcowy lub ceramiczny, o skupionej selektywno[ci i charakterystyce amplitudowej o du|ym wspóBczynniku prostoktno[ci i staBej czstotliwo[ci [rodkowej, stanowi obwód wej[ciowy szerokopasmowego wzmacniacza wykonanego w technologii monolitycznej. Dodatkowymi zaletami takiego rozwizania s: przystosowanie do masowej produkcji, Batwe projektowanie i uruchomianie. Alternatywnym rozwizaniem do opisanego wy|ej jest kaskadowa struktura filtrów i wzmacniaczy. W strukturze takiej kolejne stopnie wzmacniajce, najcz[ciej pojedyncze tranzystory, rozdzielone s obwodami rezonansowymi. Obwody rezonansowe zapewniaj transformacj impedancji i prac kolejnych stopni wzmacniacza w warunkach dopasowania, umo|liwiajc optymalne przenoszenie mocy przez poszczególne stopnie. Poniewa| obwody rezonansowe na wej[ciu kolejnych stopni charakteryzuj si maBymi selektywno[ciami, dlatego ta struktura jest bardziej podatna na zakBócenie du|ymi sygnaBami spoza pasma roboczego. Wad takiego rozwizania s równie| trudno[ci w projektowaniu, strojeniu i uruchamianiu, powodujc, |e wspóBcze[nie nie znajduje ono zastosowania w masowej produkcji. Struktur kaskadow prostych stopni wzmacniajcych i obwodów rezonansowych LC stosuje si gBównie we wzmacniaczach mikrofalowych. Tranzystory w. cz. stosowane w tych wzmacniaczach posiadaj maBe wzmocnienie, dlatego wa|ne jest maksymalne wykorzystanie ich mo|liwo[ci wzmacniajcych.

Wyszukiwarka

Podobne podstrony:
01 Rezonansowe wzmacniacze mocy w cz

więcej podobnych podstron