Elektronika dla Wszystkich

Skrzynka

Porad

W rubryce przedstawiane są odpowiedzi na pytania nade-
słane do Redakcji. Są to sprawy, które, naszym zdaniem,
zainteresują szersze grono Czytelników.

Jednocześnie informujemy, że Redakcja nie jest w stanie
odpowiedzieć na wszystkie nadesłane pytania, dotyczą-
ce różnych drobnych szczegółów.

Jak wygląda sprawa z szeregowym i równoległym łącze-

niem kwarców i rezonatorów kwarcowych? Czy wzory są

takie jak dla rezystorów, czy jak dla kondensatorów?

Rezonatory kwarcowe są łączone w zestawy, tworząc pożyteczne fil-
try o wyjątkowo stromych zboczach. Natomiast nigdy nie łączy się
rezonatorów szeregowo ani równolegle by zwiększyć lub obniżyć
częstotliwość na zasadzie takiej, jak przyłączeniu rezystorów czy
kondensatorów – nie jest to możliwe. Rezonator kwarcowy można
traktować jako bardzo selektywny obwód rezonansowy o bardzo du-
żej zastępczej indukcyjności. Nie jest możliwa radykalna zmiana czę-
stotliwości przez połączenie dwóch rezonatorów. W praktycznych
układach pracy do rezonatora dołącza się kondensatory o niewielkiej
pojemności 0...40pF, które pozwalają zmienić częstotliwość rezonan-
sową w bardzo małym zakresie.

Jaki powinien być prąd anodowy lamp EL34 we wzmac-

niaczu BIS101?

Nikt z redakcji nie ma dostępu do rzetelnych informacji na temat te-
go wzmacniacza. Lampa EL34 ma maksymalne robocze napięcie
anodowe 800V, maksymalny prąd 150mA i maksymalną moc strat do
25...27,5W, zależnie od warunków pracy. Według zaleceń prąd ano-
dowy w układzie przeciwsobnym może mieć wartość 30...120mA,
zależnie od warunków pracy i potrzebnej mocy wyjściowej – w kata-
logu podane są przykładowe punkty pracy. Kartę katalogową lampy
EL34 można bez trudu znaleźć w Internecie.

Jestem początkującym elektronikiem, mam 13 lat i chciał-

bym się dowiedzieć, co oznaczają następujące skróty: (...)

VCC, VS, VDD, VSS, VEE to skróty oznaczające obwody zasilane
napięciem o jakiejś konkretnej wartości. Litera V pochodzi od angiel-
skiego Voltage. Skróty te nie wskazują na wartość napięcia i nie ma-
ją jakiegoś głębszego znaczenia. Stosowane są powszechnie na sche-
matach: zamiast rysować wszystkie linie zasilania, stosuje się podane
oznaczenia i właśnie to wskazuje, że dany element jest dołączony do
obwodu zasilania o danym napięciu. Podobnie GND to skrót od Gro-
und (masa, grunt, ziemia) – jest to powszechnie stosowane na sche-
matach oznaczenie obwodu masy.
AC – Alternate Current – prad zmienny (przemienny)
DC – Direct Current – prąd stały
TX – Transmitter - ogólne oznaczenie nadajnika
RX – Receiver – ogólne oznaczenie odbiornika
OUT, IN – Output, Input – wyjście, wejście

IO, I/O – Input/Output – wejscie/wyjście
SW1 – zapewne skrót od Switch – przełącznik
RST – Reset – końcówka (obwód) zerowania
Q2 – litera Q generalnie wskazuje, że chodzi o wyjście
VREF – Reference Voltage – napięcie odniesienia (wzorcowe)
CLK, CL – Clock – sygnał taktujący, zegarowy
X – zazwyczaj symbol rezonatora kwarcowego
NC – Not Connected – końcówka niepodłączona
TxD, RxD – linie wyjściowa i wejściowa w łączu RS-232

Jak w zasilaczu obniżyć napięcie z transformatora

30V (zmiennego), żeby na wejściu stabilizatora LM317 by-

ło co najwyżej 30V? (...)

Obniżenie napięcia zmiennego z uzwojenia wtórnego nie jest łatwe.
Teoretycznie w grę wchodzi zastosowanie tzw. stabilizatora równole-
głego, ale próba obniżenia za jego pomocą napięcia o ponad 10V przy
transformatorze znacznej mocy nie ma sensu. W takim stabilizatorze
wydzielałoby się zbyt wiele ciepła.

Najprostszym sposobem będzie jednak zastosowanie transforma-

tora o niższym napięciu.

Znalazłem schemat wzmacniacza akustycznego m.cz. na

układzie LM386, który zawiera w sobie jeden wzmacniacz

operacyjny. Moje pytanie jest następujące: jaki układ ma

dwa takie wzmacniacze operacyjne o takim samym zasto-

sowaniu i takich samych parametrach jak LM386?

Wzmacniacz LM386 na pewno nie jest typowym wzmacniaczem
operacyjnym, tylko wzmacniaczem mocy audio. Jest to stara, dziś już
przestarzała kostka. Jeśli chodzi o dwukanałowe wzmacniacze audio
o niewielkiej mocy, warto zainteresować się popularnymi wzmacnia-
czami Philipsa serii TDA70xx, które mają radykalnie prostszy układ
aplikacyjny.

Dlaczego pracujące mikrokontrolery obniżają czułość hy-

brydowych odbiorników AM 433MHz?

Tanie moduły odbiorcze 433MHz zawierają bardzo prosty obwód
wysokiej częstotliwości (są to zwykle odbiorniki reakcyjne), który
jest podatny między innymi na zakłócenia obcymi sygnałami. A mi-
kroprocesor jest źródłem takich zakłóceń, ponieważ występują w nim
przebiegi o znacznych częstotliwościach i stromych zboczach. Nieza-
wodny odbiór mogą zapewnić tylko droższe odbiorniki o bardziej
złożonej konstrukcji.

Skrzynka porad

Elektronika dla Wszystkich

Jak to robią producenci zasilaczy laboratoryjnych, że np.

przy 25V, 7A pobieranego prądu, tętnienia wynoszą

2mVrms, 20mVpp? Czy stosują jakieś filtry elektroniczne,

czy LC, czy RC?

Tak dobra stabilizacja wynika z zastosowania skutecznego elektro-
nicznego stabilizatora. Żaden filtr LC, a tym bardziej RC, nie zapew-
ni takich parametrów. Przy prądach rzędu 7A zauważalny wpływ na
stabilizację mają też rezystancje przewodów i sposób prowadzenia
połączeń obwodów kontroli napięcia.

Jak połączyć równolegle dwa wzmacniacze TDA1562, że-

by uzyskać jeszcze większą moc? Chciałbym zastosować

diody, ale nie wiem, jak je włączyć.

Połączenie „mostkowe” czy „równoległe” mostkowego wzmacniacza
TDA1562 nie jest możliwe i żadne diody tu nie pomogą. Jedyną moż-
liwością jest zastosowanie głośnika do subwoofera z dwiema cewkami
po 4

Ω i wtedy dwa wzmacniacze mogą „napędzać” jeden taki głośnik.

Bardzo proszę o podanie schematów współczesnych tele-

fonów bezprzewodowych, komórkowych i słuchawek bez-

przewodowych. Także proszę o objaśnienie działania i wy-

tłumaczenie wszystkich elementów schematu.

Spełnienie prośby Czytelnika jest nie tylko trudne, ale i mało celowe.
Schematy wielu współczesnych telefonów bezprzewodowych są po
prostu niedostępne. Przy ogromnym upakowaniu takich urządzeń ja-
kakolwiek ingerencja w układ przez osoby trzecie wiąże się z ryzy-
kiem uszkodzenia. Niektóre bardzo upakowane urządzenia są prak-

tycznie nienaprawialne, nawet w wyspecjalizowanym serwisie. Po-
nadto znaczna część dzisiejszych aparatów to urządzenia cyfrowe –
w tym wypadku producent na pewno nie udostępni żadnych bliższych
informacji o programie czy sieci połączeń układów PLD.

Mam dobry telewizor, ale na niektórych kanałach obraz

śnieży. Mam podłączone: antenę siatkową, wzmacniacz

antenowy i zasilacz 12V/100mA. Jak poprawić odbiór?

Czasem pomaga zastosowanie wzmacniacza o większym wzmocnie-
niu. Zwykle jednak różnice poziomu sygnału poszczególnych stacji
są duże, a jedna antena siatkowa i nawet silny wzmacniacz nie pomo-
gą. Wtedy trzeba zastosować zestaw anten o lepszej skuteczności (zy-
sku). Dobór anten jest sprawą dość trudną, ponieważ trzeba uwzglę-
dnić m.in. częstotliwości pracy poszczególnych kanałów i często
trzeba wzmacniać najsłabsze sygnały, a najsilniejsze selektywnie tłu-
mić, by nie dopuścić do przesterowania. Stosuje się do tego albo se-
lektywne tłumiki, albo (rzadziej) selektywne wzmacniacze. Nie jest
to zadanie dla początkujących – warto zainteresować się, jak problem
rozwiązują miejscowi instalatorzy anten. Można też zajrzeć na intere-
sująca stronę internetową www.dipol.com.pl

Po co stosować w domowym PC-cie listwy z filtrami, jeśli

zasilacze komputerowe mają w sobie filtry sieciowe?

Warto stosować takie filtry, by zmniejszyć ryzyko przeniknięcia do kom-
putera zakłóceń impulsowych z sieci. Niektóre listwy zasilające, oprócz fil-
tru LC, mają także elementy ograniczające przepięcia przychodzące z sie-
ci, co dodatkowo zabezpiecza zasilacz komputera przed uszkodzeniem.

Elektronika dla Wszystkich

Konkurs

Na rysunku przedstawiony jest układ
z trzema diodami.

Jak zwykle zadanie konkursowe pole-

ga na rozszyfrowaniu:

Jak działa i do czego służy taki
układ?

Odpowiedzi, koniecznie oznaczone

dopiskiem Jak07, należy nadsyłać w terminie 45 dni od ukazania się tego
numeru EdW. Nagrodami w konkursie będą kity AVT lub książki.

Rozwiązanie zadania z EdW 3/2003

Tym razem wszystkie nadesłane odpowiedzi były poprawne. Zadanie

było specyficzne, odpowiedzi było trochę mniej niż zwykle, a starsi Czy-
telnicy nie mieli szczególnych trudności z odpowiedzią. Co ciekawe,
w zadaniu nie wzięli udziału młodzi Czytelnicy, którzy regularnie przy-
syłają odpowiedzi na ten konkurs. Nic dziwnego, ponieważ przedstawio-
ny dziwny układ z dwoma tranzystorami to substytut lampy elektronowej
PFL200 (trioda + pentoda), zwanej potocznie „peefelką”. Lampa ta pra-
cowała w starych, oczywiście czarno-białych odbiornikach jako wzmac-
niacz końcowy sygnału wizji i wzmacniacz ARW i kontrastu w torze p.cz.

Dla każdego, kto choć trochę miał do czynienia z lampami, dobrą

wskazówką były dwa rezystory między punktami oznaczonymi 4, 5. Jak
wiadomo, standardowo są to nóżki żarzenia. Rezystory te są potrzebne,

ponieważ chodzi o lampę z szeregowym żarzeniem (pierwsza litera
P w oznaczeniu). Lampy tej rodziny wymagają prądu żarzenia o wartości
0,3A. Lampy z takim szeregowym żarzeniem stosowane były powszech-
nie w odbiornikach telewizyjnych, gdzie nie było transformatora siecio-
wego i połączenie włókien żarzenia w szereg (plus termistor ograniczają-
cy prąd przy włączaniu) pozwalało zrealizować ten obwód w wyjątkowo
prosty sposób.

Taka propozycja ukazała się w Re 10/1988, gdy w domach pracowało

jeszcze wiele telewizorów lampowych, a te akurat lampy były trudne do
zdobycia. Opracowywano układy, które mogły bezpośrednio zastąpić
lampy. Dziś taka praktyka wydaje się co najmniej dziwna, ale na pewno
nie była dziwna piętnaście lat temu.

Jeśli chodzi o rozwiązanie zagadki prezentowanego układu, tym ra-

zem zdecydowaną przewagę mieli elektronicy „dawniejsi”, dla których
lampy swego czasu były codziennością. Andrzej Kasprzak ze Stryjna
napisał m.in.: (...) Kiedyś taki układ sprawdziłem praktycznie w telewizo-
rze BERYL 102, ale jakość obrazu była moim zdaniem nieco gorsza niż
w przypadku lampy. Coś podobnego było kiedyś stosowane w niektórych
egzemplarzach telewizora NEPTUN 427, 428.

Dziś lampy elektronowe przeżywają drugą młodość w sprzęcie audio,

przede wszystkim we wzmacniaczach i przedwzmacniaczach mocy. Nie
stosuje się tam jednak układów zastępczych lamp elektronowych, podob-
nych do prezentowanego. Takie układy zastępcze, zwłaszcza z tranzysto-
rami bipolarnymi nie są w stanie odzwierciedlić specyficznych cech
lamp. Dotyczy to przede wszystkim triod i tetrod, które mają szczególne
charakterystyki wyjściowe; trochę lepiej jest z pentodami. Nie sposób
więc zbudować dobrego odpowiednika lampy ECL11 (trioda+tetroda mo-
cy), o co prosi jeden z Czytelników. Właściwości pod pewnymi względa-
mi podobne do lamp (pentod) mają tranzystory MOSFET N o wysokich
dopuszczalnych napięciach dren-źródło. Dziś właśnie one znajdują wiele
zastosowań w różnorodnym sprzęcie elektronicznym, choć też nie mogą
odwzorować i zastąpić lamp. Dlatego nie mają sensu próby stosowania
takich układów zastępczych we wzmacniaczach audio - lepiej od razu bu-
dować wzmacniacz tranzystorowy lub na układzie scalonym.

Nagrody książkowe za najlepiej uzasadnione odpowiedzi otrzymują:

Andrzej Kasprzak - Rybczewice, Zdzisław Sołtys - Żarnów, Piotr Gru-
da - Łódź.

Elektronika dla Wszystkich

Parametry wzmacniacza
Napięcie zasilania: . . . . . . . ±10V...±40V
Szczytowa moc wyjściowa: . . . do 100W
Użyteczna moc wyjściowa
przy zasilaniu ±30V: . . . . . . 80W na 4

Ω

50W na 8

Ω

Zniekształcenia harmoniczne: . . <0,01%
Szybkość wyjściowa: . . . . . . typ 10V/µs

Już kilka miesięcy temu mój syn „odziedzi-
czył” przyzwoite kolumny Tannoy 632. Po-
przednie kolumny „napędzał” wzmacnia-
czem multimedialnym opisanym w EdW
3/2002. Wzmacniacz ten doskonale spisywał
się też z nowymi kolumnami, jednak ograni-
czona moc wyjściowa uniemożliwiła pełne
wykorzystanie ich „wydechu”. Junior do-
szedł do wniosku, że przydałby mu się moc-
niejszy i bardziej efektywny wzmacniacz
mocy. Rozwiązanie problemu oczywiście
spadło na mnie. Przedyskutowaliśmy kilka
koncepcji, przy czym dyskusję zaczęliśmy
od obudowy. W grę wchodziła nawet prze-
zroczysta obudowa z pleksi, pozwalająca
w pełni docenić przyszłe piękno wnętrza.

Zacząłem prace nad kilkoma wersjami.

Stopniowo powstał wzmacniacz hybrydowy
na lampie wysokiej jakości E88CC i dwóch
tranzystorach HEXFET typu IRF540. Zapro-
jektowałem też „odlotowy” wzmacniacz mo-
stkowy dużej mocy na dwóch układach
TDA7294. Powstał również prosty moduł ze
wzmacniaczem TDA7294. Ten układ scalo-
ny zasłużenie cieszy się bardzo dobrą opinią
nawet u audiofilów (przynajmniej u tych bar-
dziej rozsądnych, którzy nie są chronicznie
i nieuleczalnie uczuleni na wszystko, co sca-
lone).

Choć przyjemne doświadczenia miałem

z całkowicie bipolarnym układem LM3886
firmy National Semiconductor, zdecydowa-

łem się na bardziej znaną kostkę koncernu
ST (dawniej Thomson) – TDA7294. Dodat-
kowym powodem był fakt, że ciągle istnieje
duże zapotrzebowanie na wszelkie wzmac-
niacze dużej mocy. Wprawdzie my w EdW
opisaliśmy kostkę TDA7294 już w numerze
8/1997 (Wzmacniacz 100W na układzie
TDA7294), jednak wcale się ona nie zesta-
rzała i najwyższy czas, żeby przedstawić no-
wą wersję wzmacniacza. Dodatkowym po-
wodem jest duża popularność przedstawio-
nego w EdW 5/2003 wzmacniacza lampowo-
mosfetowego Ryszarda Ronikiera, gdzie też
pracują te układy. Moduł z roku 1997 (AVT-
2153) nadal cieszy się dużym powodzeniem,
jednak zdecydowałem się na znaczne upro-
szczenie układu i zmniejszenie płytki. Oka-
zało się bowiem, że większość Czytelników
i tak nie wykorzystuje możliwości rozbudo-
wanych obwodów MUTE i STANDBY. Po-
nadto rozwój techniki nie tylko umożliwił,
ale wręcz wymusił kolejną ważną zmianę:

zastosowanie małego radiatora z wentylato-
rem.

Małe wymiary radiatora wiążą się z kolej-

ną sprawą: Czytelnicy upominają się
o wzmacniacz multimedialny: 5- lub 6-kana-
łowy o dużej mocy i dobrych parametrach.
Taki wzmacniacz z konieczności musi zawie-
rać 5 lub 6 wzmacniaczy, więc przy dużej
mocy pojawia się poważny problem radiato-
rów. Zastosowanie chłodzenia wymuszonego,
a konkretnie komputerowych radiatorów
z wentylatorem znakomicie ułatwi samo-
dzielne zbudowanie takiego wielokanałowe-
go wzmacniacza o bardzo dobrych parame-
trach.

Wszystkie te czynniki sprawiły, że posta-

nowiłem zaprojektować mały moduł wzmac-
niacza wysokiej klasy do uniwersalnego wy-
korzystania. Efekt pokazany jest na fotogra-
fiach i opisany w artykule.

Opis układu

Pełny schemat ideowy modułu pokazany
jest na rysunku 1. Układ scalony TDA7294

Rys. 1

Projekty AVT

czyli

Elektronika dla Wszystkich

pracuje tu w typowej konfiguracji. Rezystan-
cja wejściowa modułu wyznaczona jest przez
wartość R6 i jest rzędu 20k

Ω, ponieważ rezy-

stancja wejścia układu scalonego jest więk-
sza niż 100k

Ω. Sygnał audio podawany jest

na wzmacniacz przez trzy kondensatory
C1...C3. Przy ich sumarycznej pojemności
3µF dolna częstotliwość graniczna obwodu
wejściowego wynosi około 2,6Hz. Wzmoc-
nienie ustalone przez rezystory R8, R9 wy-
nosi około 30dB (33x), a dolna częstotliwość
graniczna obwodu R9C11 jest mniejsza niż
11Hz. Wzmacniacz jest szybki, a ostateczne
pasmo przenoszenia to około
10Hz...100kHz.

Kondensator C10 pracuje w obwodzie

podwyższania dodatniego napięcia zasilają-
cego w szczytach wysterowania (bootstrap).
Układ bootstrap stosowany jest w bardzo
wielu wzmacniaczach. Dodatnie szczyty sy-
gnału wyjściowego chwilowo zwiększają na-
pięcie zasilania obwodów sterujących tran-
zystorami wyjściowymi. A w układzie
TDA7294 są to dwa tranzystory MOSFET
z kanałem N. Do pełnego otwarcia „górne-
go” tranzystora mocy potrzebne jest napięcie
wyższe od dodatniego napięcia VDD. To wy-
ższe napięcie uzyskuje się właśnie za pomo-
cą C10 – patrz rysunek 2. Usunięcie C10 nie
zaszkodzi więc wzmacniaczowi, tylko unie-
możliwi uzyskanie pełnej mocy wyjsciowej.

Ceramiczne kondensatory C4, C5 o nie-

wielkiej pojemności odsprzęgają zasilanie
i zapobiegają samowzbudzeniu. Duże kon-

densatory elektrolityczne C8, C9 też zapo-
biegają samowzbudzeniu, a dodatkowo sta-
nowią źródło zasilania układu przy szybkich
przebiegach. Ich umieszczenie bardzo blisko
układu scalonego redukuje impedancję wyj-
ściową zasilacza i polepsza parametry impul-
sowe.

Jak wyraźnie (kolorami) zaznaczyłem na

schemacie, w układzie występują dwa obwo-
dy masy:
- masa sygnałowa SGND
- masa mocy PGND.

Wątpliwości może budzić obecność rezy-

stora R7, który niejako oddziela obwody
mas, ale według schematu rezystor ten jest
zwarty. W typowych zastosowaniach rezy-
storem R7 nie trzeba się w ogóle przejmo-
wać, bo nie będzie on wlutowany, a na płyt-
ce drukowanej obwody SGND i PGND są
połączone ścieżką i tak ma pozostać w więk-
szości przypadków. Rezystor R7 został prze-
widziany tylko do szczególnych przypadków
– więcej informacji zawartych jest w części
Tylko dla dociekliwych i zaawansowanych
pod śródtytułem Połączenia masy.

W stopniach wyjściowych wzmacniacza

pracują tranzystory MOSFET (DMOS), dzię-
ki czemu w typowych zastosowaniach nie
jest konieczne stosowanie typowych dla
wzmacniaczy mocy obwodów Boucherota,
które korygują przesunięcie fazy dla wyso-
kich częstotliwości i zapobiegających sa-
mowzbudzeniu. Ja w swoim module na
wszelki wypadek dodałem jednak maleńką
indukcyjność szeregową w postaci cewki
z kilku zwojów drutu. Według katalogu cew-
ka ta nie jest wymagana i można ją zastąpić
kawałkiem drutu (zworą). W przeciwień-
stwie do wcześniejszych, najnowsza wersja
karty katalogowej układu TDA7294 z kwiet-
nia 2003 zawiera informację, że obwód Bou-
cherota według rysunku 3 (2,7

Ω + 100nF)

normalnie nie jest wymagany, może jednak
być potrzebny przy szczególnych impedan-
cjach obciążenia przy zasilaniu napięciem
poniżej ±25V (... normally not necessary for
a stable operation it could be needed in pre-
sence of particular load impedances at
V

<±25V). Typowo moduł będzie zasilany

napięciem rzędu ±30V, więc obwód ten moż-
na pominąć.

Kondensatory C6, C7 pracują w obwo-

dach opóźnionego włączania. Rezystory R1,
R2 tworzą dzielnik napięcia zasilania. Po po-
jawieniu się napięcia zasilającego kondensa-
tory C6, C7 ładują się stopniowo przez rezy-
story R3, R4. Po przekroczeniu napięcia pro-
gowego włączania (1,5...3,5V) na wejściach
MUTE, STANDBY, wzmacniacz stopniowo
budzi się do życia. Celem takiego stopniowe-
go włączania jest uniknięcie trzasków i stu-
ków podczas włączania zasilania. Punkt
oznaczony CTRL to wejście pozwalające na
dołączenie układu do zewnętrznego sterow-
nika opóźnionego włączania i szybkiego wy-

łączania. Dalsze informacje na ten temat po-
dane są w końcowej części artykułu.

Przypuszczam, że zaskoczeniem dla nie-

których Czytelników będzie obwód z tranzy-
storem T1 i dwoma silnikami (wentylatora-
mi). Wszystko dlatego, że zastosowałem
chłodzenie wymuszone. Jak pokazują foto-
grafie, chłodzenie układu scalonego zapew-
nia radiator komputerowy z wentylatorem.
Często w podobnych układach do sterowania
silnika wentylatora służy obwód z czujni-
kiem temperatury (takie rozwiązanie wyko-
rzystałem w przygotowywanym do publika-
cji wzmacniaczu mostkowym). W opisywa-
nym prostym module po przemyśleniu pro-
blemu i kilku próbach zdecydowałem się na
znacznie prostsze rozwiązanie, pokazane na
rysunku 1. Zasada pracy jest oczywista:
w stanie spoczynku na wyjściu wzmacniacza
występuje potencjał masy. Wentylator(-y)
pracuje z niewielką prędkością, i co bardzo
ważne, zupełnie go nie słychać. Spoczynko-
we obroty wentylatora wyznacza dzielnik
R10, R12 (R11 nie jest montowany). Przy
wzroście poziomu sygnału i tym samym gło-
śności, ujemne połówki sygnału spowodują
dodatkowe ładowanie C12 przez diodę D3.
Napięcie na C12 wzrasta, a „darlington” T1
zapewnia, że rośnie też napięcie i obroty we-
ntylatora. Oznacza to, że w chwilach ciszy
w głośniku wentylator będzie pracować bez-
szelestnie, a przy silniejszym sygnale nie-
wielki szum wentylatora zostanie skutecznie
zagłuszony dźwiękiem z głośnika. Po zaniku
sygnału wyjściowego obroty wentylatora bę-
dą stopniowo maleć. Prędkość wentylatora
będzie więc proporcjonalna do poziomu sy-
gnału i głośności. Pojemność kondensatora
C12 decyduje też, jak szybko ma zmniejszać
się prędkość wentylatora (i związany z tym
szum). Próby modeli pokazują, że pojemność
100µF jest dobra, a dodatkowe informacje
o możliwości zmian zawarte są w dalszej
części artykułu.

Napięcie zasilające obwód sterowania

wentylatora będzie wynosić 20V do ponad
40V, zależnie od zastosowanego transforma-
tora. Tymczasem wentylatory komputerowe
mają napięcie nominalne 12V. Aby zapobiec
uszkodzeniu wentylatora i jednocześnie
zmniejszyć moc strat w tranzystorze T1
(„darlington” mocy), konieczne okazało się
dodanie rezystora R13 dużej mocy. Przy tak
dużym napięciu zasilania można też jedno-
cześnie wysterować dwa szeregowo połączo-
ne wentylatory. Ja zdecydowałem się umie-
ścić drugi wentylator M2 w kolektorze „dar-
lingtona” T1.W takim przypadku kondensa-
tor C13 jest niezbędny. Rzecz w tym, że ko-
lektor tranzystora to praktycznie źródło prą-
dowe, a silnik wentylatora nie lubi sterowa-
nia prądowego i bez kondensatora C13... wy-
raźnie brzęczy. Dodanie kondensatora C13
likwiduje hałas i oba wentylatorki pracują
w sposób bezszelestny. Jeśli jeden moduł ma

Projekty AVT

Rys. 2

Rys. 3

wysterować wentylatory obu kanałów
wzmacniacza stereo, wtedy analogiczne
obwody we wzmacniaczu w drugim kanale
nie będą montowane.

W wielu przypadkach moduł będzie zasi-

lany z transformatora toroidalnego o mocy
200W i napięciu zmiennym 2x24V, co da sta-
łe napięcie zasilające układ w spoczynku
około ±33V. Napięcie to będzie się zmniej-
szać w zależności od poziomu sygnału i mo-
cy transformatora, Mimo wszystko R13 bę-
dzie potrzebny, ponieważ nawet pod pełnym
obciążeniem napięcie zasilania VSS nie spa-
dnie poniżej 24...25V. Podana na rysunku 1
wartość R13 okaże się dobra przy sterowaniu
dwóch typowych jednakowych wentylato-
rów komputerowych i przy zasilaniu z trans-
formatora 2x24VAC 200W.

Jeśli moduł ma sterować tylko jednym

wentylatorem, kondensator C13 należy ze-
wrzeć i zwiększyć wartość R13, by przy peł-
nym wysterowaniu wzmacniacza napięcie na
silniku wentylatora nie przekroczyło 14V.
Także jeśliby wzmacniacz wyłączał się pod-
czas głośnego grania (zadziałanie zabezpie-
czenia termicznego wskutek zbyt słabego
chłodzenia) albo odwrotnie – przy najwięk-
szych sygnałach napięcie na wentylatorze
było większe niż 14V (ryzyko uszkodzenia
silników), należy zmienić wartość R13.
Szczegółowe wskazówki podane są w dalszej
części artykułu.

Montaż i uruchomienie

Moduł wzmacniacza można zmontować na
małej płytce drukowanej, pokazanej na ry-
sunku 4.

Projekt płytki drukowanej modułu po-

przedzony był wnikliwą analizą i ostatecznie
zdecydowałem się na płytkę dwustronną.
Dodałem też otwory (przelotki) w kluczo-
wych obwodach masy i obu szyn zasilania,
czyli w obwodach, gdzie płyną największe
prądy. Te przelotki jeszcze przed wlutowa-
niem elementów warto zalać cyną, by lepiej
połączyć ścieżki na obydwu stronach płytki.

Montaż elementów elektronicznych nie

powinien sprawić trudności nawet mało zaa-
wansowanym. Lutowanie warto zacząć od
elementów najmniejszych: są to kondensato-
ry odsprzęgające SMD – C4, C5, które nale-
ży zamontować od strony lutowania. Naj-
pierw należy nanieść trochę cyny na jedno
z pól lutowniczych, następnie rozgrzać cynę
i przyłożyć kondensator, lutując jedną koń-
cówkę. Dopiero potem należy zalutować dru-
gą. Zamiast kondensatorów SMD można też
wlutować zwykłe ceramiczne. W wersji pod-
stawowej nie należy montować rezystorów
R7 i R11.

Cewka wyjściowa to 7 zwojów drutu

o średnicy do 0,8...1,9mm. Można ją z powo-
dzeniem nawinąć np. na ołówku. Cewka ta
według danych z katalogu nie jest niezbędna
i można ją zastąpić zworą.

Pojemność minimalna C8, C9 wynosi

1000µF, ale czym jest większa, tym lepiej.
Choć w roli C8, C9 przewidziano kondensa-
tory o średnicy do 16mm, z powodzeniem
można tam wlutować egzemplarze o średni-
cy 18mm (sprawdziłem!). Umożliwia to wlu-
towanie np. kondensatorów 4700µF/35V.
Choć zapewniony jest dobry dostęp do śruby
mocującej U1 do radiatora (co, jak podkre-
ślam z dumą, nie jest regułą w podobnych
konstrukcjach), duże „elektrolity” C8, C9
warto wlutować na koniec, po zmontowaniu
cewki L1, rezystora R13 i szpilek „goldpin”
do podłączenia wtyków wentylatorów.
W płytce w złączach M1, M2 przewidziane
są dwie szpilki, a typowy wentylator ma trzy
przewody: czerwony to „plus”, czarny – „mi-
nus”, a żółty lub inny to wyjście kontrolne
czujnika, które w naszym układzie pozostaje
niepodłączone.

Do tranzystora T1 warto dołączyć nie-

wielki radiatorek z kawałka blaszki. Oblicze-
nia wskazują, że nie zawsze jest on koniecz-
ny (to zależy od prądu pracy silnika wentyla-
tora M1 i napięcia zasilania), ale przy mocy

strat rzędu 2W bez radiatora tranzystor ten
będzie bardzo gorący i można się nim opa-
rzyć. Dlatego do T1 powinien zostać dołą-
czony mały radiatorek o powierzchni np.
10cm

Więcej uwagi i doświadczenia wymaga

jedynie montaż głównego radiatora. Osoby,
które nie mają żadnego doświadczenia
w wierceniu i gwintowaniu aluminium, ko-
niecznie powinny przeprowadzić próby na
jakimś kawałku tego metalu (stopu). W ra-
diatorze trzeba wywiercić dwa otwory o śre-
dnicy 2,3...2,4mm, a potem je nagwintować
gwintownikiem M3. Jeden posłuży do przy-
kręcenia układu scalonego, drugi do przykrę-
cenia wspornika. Ten wspornik z blachy
w kształcie litery L jest potrzebny do dodat-
kowego powiązania radiatora i płytki.

Przed przystąpieniem do pracy należy ko-

niecznie odkręcić od radiatora wentylator,
żeby go nie uszkodzić, na przykład opiłkami
aluminium, które mogłyby się dostać do
wnętrza silnika.

Wiercenie i gwintowanie aluminium

znacznie różni się od wiercenia i gwintowa-
nia stali – trzeba je wykonać powoli i staran-
nie. Prędkość obrotowa wiertła powinna być
możliwie mała, a miejsce wiercenia i wiertło
należy zwilżać denaturatem. Warto najpierw
wywiercić otwór o mniejszej średnicy, np.
1,5...2mm, a potem rozwiercić do potrzebnej
2,3...2,4mm. Następnie należy nagwintować
otwór, również stosując denaturat. Gwinto-
wanie należy wykonać stopniowo – po każ-
dych kilku obrotach należy wykręcić gwin-
townik, usunąć resztki aluminium i gwinto-
wać dalej. Próba nacięcia całego gwintu za
jednym razem łatwo może skończyć się cał-
kowitym zniszczeniem naciętego gwintu lub
złamaniem gwintownika. Zniszczenie gwintu
czy złamanie i zakleszczenie wiertła lub
gwintownika nie tylko zeszpeciłoby radiator,
ale też zaowocowałoby kłopotami przy wy-
borze nowych miejsc na otwory.

Proponuję najpierw wstępnie wlutować

układ TDA7294 lutując tylko dwie skrajne
nóżki, a potem zaznaczyć na radiatorze miej-
sce wiercenia przez otwór w układzie scalo-
nym. Podobnie można zaznaczyć miejsce na
otwór do mocowania wspornika. Gdyby na-
wet podczas wiercenia otwór „uciekł” w górę
lub dół radiatora, można łatwo skorygować
błąd, lutując układ scalony na odpowiedniej

wysokości. Wcze-
śniejsze wlutowanie
wszystkich nóżek
układu scalonego
uniemożliwi taką ko-
rektę, bo wylutowa-
nie wielu nóżek
z dwustronnej płytki
jest ogromnie trudne.

Do zasilania cał-

kowicie wystarczy
klasyczny zasilacz

Elektronika dla Wszystkich

Projekty AVT

Rys. 4 Schemat montażowy

Rys. 5

niestabilizowany według rysunku 5. Moduł
może być zasilany napięciem symetrycznym
±12V...±40V. Pojemność kondensatorów fil-
trujących powinna być jak największa. Mogą
to być łatwo dostępne kondensatory, np. 4...8
sztuk 4700µF/35V lub 40V. Bezpieczniki na-
leży dobrać stosownie do mocy transforma-
tora. W obwodzie sieciowym trzeba koniecz-
nie zastosować bezpiecznik zwłoczny (z li-
terką T), bo podczas włączania „toroida” wy-
stępują duże impulsy prądowe. Bezpieczniki
na wyjściu zasilacza powinny być szybkie
(zwykłe WTA). Diody w mostku powinny
mieć prąd pracy minimum 2A, przy czym za-
miast czterech diod można zastosować popu-
larny mostek prostowniczy o prądzie 6A lub
więcej. Najczęściej moduł będzie współpra-
cował z transformatorem o napięciu wyjścio-
wym 2x24VAC. Na przykład we wzmacnia-
czu stereofonicznym wystarczy transforma-
tor toroidalny 200W 2x24V. Wtedy w spo-
czynku napięcie zasilania układu scalonego
jest równe ±33V. Pod obciążeniem spada do
±30V, a przy pełnym obciążeniu dwóch ka-
nałów nawet do ±27V. Przy zasilaniu napię-
ciem ±30V na rezystancji 8 uzyskuje się
przebieg o amplitudzie powyżej 50Vpp, co
daje co najmniej 43W przy zniekształceniach
poniżej 0,5%. Na oporności 4

Ω możliwe jest

więc osiągnięcie użytecznej mocy wyjścio-
wej 80W. Jeśli ktoś chce uzyskać większą
moc, może zwiększyć napięcie zasilania.
Maksymalne robocze napięcie zasilania wy-
nosi ±40V, ale w spoczynku i przy małym
obciążeniu napięcie zasilania może wynosić
±50V. Można więc zastosować transformator
dający w spoczynku napięcie do ±50V, które
w czasie pracy pod obciążeniem spadnie do
najwyższego zalecanego napięcia roboczego
±40V. Ostatecznie zmienne napięcie wyj-
ściowe transformatora może więc wynosić
od 2x10V do 2x30V, a nawet 2x35V. W ze-
stawie AVT-2671 przewidziano kondensato-
ry C8, C9 na napięcie 40V. Jeśli ktoś chciał-
by zastosować wyższe napięcie zasilania,
musi wymienić te kondensatory na inne o na-
pięciu 50V lub 63V.

Uwaga! Wkładka radiatorowa układu

scalonego TDA7294 jest wewnętrznie po-
łączona z ujemną szyną zasilania (VSS,
nóżka 8). Bezpośrednie przykręcenie radia-
tora do układu scalonego spowoduje więc, że
na radiatorze będzie występować ujemne na-
pięcie zasilania, a nie potencjał masy. Tym-
czasem w zdecydowanej większości urzą-
dzeń obudowa połączona jest z obwodem
masy. W takim przypadku należy zapewnić
izolację galwaniczną radiatora od obudowy,
a przy wszelkich manipulacjach w układzie
unikać zwarcia radiatora do masy. Ponieważ
z czasem zapomina się o szczegółach kon-
strukcji, obowiązkowo trzeba umieścić wte-
dy na radiatorach lub gdzieś indziej we wnę-
trzu wzmacniacza wyraźny napis z informa-
cją i ostrzeżeniem o potencjale radiatorów.

Inną możliwością jest zastosowanie miko-

wej lub silikonowej przekładki izolacyjnej
między układem scalonym a radiatorem.
Wtedy trzeba jednak pamiętać, że zwiększy
się rezystancja termiczna i uzyskanie maksy-
malnych mocy wyjściowych będzie utru-
dnione. Wielu praktyków przekonało się, że
dołączenie radiatora do ujemnego napięcia
zasilania często kończy się co najmniej spa-
leniem bezpieczników lub nawet elementów
zasilacza, dlatego w miarę możliwości stosu-
ją jednak przekładki izolacyjne, by bez obaw
połączyć radiator do masy. Na przykład przy
zasilaniu z transformatora 2x24VAC i z gło-
śnikami 8

Ω moc strat nie przekroczy

25W i można śmiało zastosować przekładki
izolacyjne.

Ja w dwóch modelach pokazanych na fo-

tografiach zastosowałem identyczne radiato-
ry firmy CoolerMaster typu DI4-6H53B.
Mają one zaskakująco małą rezystancję ter-
miczną Rthra około 0,55K/W (przy zasilaniu
wentylatora napięciem 12V) i są chwalone
przez użytkowników za cichą pracę. Rezy-
stancja termiczna rzędu 0,5K/W jest
naprawdę mała, czyli sam radiator
bardzo skutecznie pełni swą rolę.
Okazuje się, że rezystancja termicz-
na samego układu scalonego mię-
dzy strukturą a wkładką radiatorową
(Rthjc) jest nawet trzykrotnie więk-
sza i wynosi do 1,5K/W. Bez prze-
kładki izolacyjnej rezystancja ter-
miczna styku układ scalony-radiator
(Rthcr), starannie posmarowanego
pastą przewodzącą ciepło, będzie wynosić
0,1...0,2K/W. O mocy maksymalnej wzmac-
niacza decyduje nie tylko wartość napięcia
zasilania i oporność głośników, ale też wła-
śnie całkowita rezystancja termiczna
Rthja równa sumie
Rthja = Rthjc + Rthcr + Rthra

Przy całkowitej rezystancji cieplnej rów-

nej 2,1...2,2K/W można rozproszyć do
50W mocy strat, czyli możliwe jest „wyci-
śnięcie” ze wzmacniacza pełnej użytecznej
mocy wyjściowej sięgającej 100W. Dodanie
przekładki izolacyjnej może zwiększyć tę re-
zystancję o 1K/W.

Zbyt duża rezystancja termiczna nie grozi

wprawdzie uszkodzeniem, bo układ scalony
ma stosowne zabezpieczenia – po prostu
wzmacniacz przy pełnej mocy wyjściowej
będzie się okresowo wyłączał. Wykonawca
układu musi więc sam zdecydować, czy za-
stosować przekładkę izolacyjną pogarszającą
oddawanie ciepła, czy też pracować bez niej
i ewentualnie zmniejszyć za to na przykład
prędkość wentylatora, co nieco zwiększy re-
zystancję Rthra (radiator-otoczenie). Możli-
wości jest wiele – jak zawsze najlepszym
rozwiązaniem okażą się testy modelu w wa-
runkach normalnej pracy (w docelowej obu-
dowie).

Po zmontowaniu układu i wizualnym

sprawdzeniu poprawności montażu, należy
moduł podłączyć do zasilacza obowiązkowo
stosując zabezpieczenie w postaci żarówki
40...60W w obwodzie uzwojenia pierwotne-
go transformatora – pokazuje to rysunek 6.
Żarówka taka znakomicie zmniejszy ryzyko
uszkodzenia w przypadku jakiegoś błędu. Po
włączeniu napięcia, ale bez sygnału audio, ta
żarówka powinna się na chwilę zaświecić (ła-
dowanie kondensatorów w zasilaczu), a na-
stępnie zgasnąć. Świadczy to, że prąd pobie-
rany przez wzmacniacz jest mały. Wentyla-
tor(-y) powinien kręcić się z niewielką pręd-
kością. Jeśli tak jest, można dołączyć źródło
sygnału i obciążenie: rezystory lub głośnik,
ewentualnie oscyloskop i sprawdzić wzmac-
niacz. Najpierw z żarówką według rysunku 6
– przy zwiększaniu głośności żarówka po-
winna się zaświecać. Potem można sprawdzić
moc wyjściową i zniekształcenia bez żarów-
ki. Sygnał akustyczny np. z odtwarzacza CD
należy podać na końcówki O1, IN przez po-
tencjometr 4,4...100k

ΩB. W typowym ukła-

dzie wejście CTRL ma pozostać niepodłączo-
ne – przewidziane ono jest do współpracy
z oddzielnym modułem wyciszania.

Uwaga! Wszelkie manipulacje w ukła-

dzie należy przeprowadzać po wyłączeniu
zasilania. Chodzi nie tyle o możliwość pora-
żenia, co o zwiększone ryzyko uszkodzenia
układu scalonego. Praktyka pokazuje, że ukła-
dy z reguły ulegają uszkodzeniu właśnie wte-
dy, gdy ktoś „grzebie” przy nich pod napię-

Elektronika dla Wszystkich

Projekty AVT

Rys. 6

Rys. 7

Elektronika dla Wszystkich

ciem. Czasem wystarczy dotknąć lutownicą
jakiś punkt układu będącego pod napięciem,
a potrafi on w ułamku sekundy „strzelić” –
ulec bezpowrotnemu uszkodzeniu. Dlatego
także przy pomiarach należy najpierw podłą-
czyć przyrządy pomiarowe, a dopiero potem
włączyć zasilanie.

Jeśli we wzmacniaczu mają pracować

dwa moduły (stereo), zazwyczaj wystarczy
połączyć je według rysunku 7. Przewody,
w których płyną duże prądy powinny być
możliwie grube, o przekroju minimum
1,5mm

, lub lepiej 2,5mm

. Elementy w ze-

stawie AVT-2671 są przewidziane, żeby je-
den moduł „napędził” oba jednakowe wenty-
latory wzmacniacza stereo. Dlatego w zesta-
wie występuje rezystor R13 o wartości 47

Ω

lub 56

Ω 5W. Jeśli układ ma sterować tylko

jeden wentylator, należy zamiast C13 zamon-
tować zworę i koniecznie zwiększyć R13 do
82...100

Ω (5W).

Należy też zapewnić dobrą wentylację ca-

łej obudowy. Zamknięcie modułów w szczel-
nej obudowie może uniemożliwić wykorzy-
stanie pełnej mocy układów – temperatura
wewnątrz takiej słabo wentylowanej obudo-
wy silnie wzrośnie, co pomimo pracy wenty-
latorów na radiatorach może doprowadzić do
zadziałania zabezpieczeń termicznych scalo-
nych wzmacniaczy. Dlatego we wzmacnia-
czach wielokanałowych być może trzeba bę-
dzie zastosować jeszcze jeden wiatrak, wy-
ciągający ogrzane powietrze na zewnątrz
obudowy – taki sposób powszechnie stoso-
wany jest we wzmacniaczach fabrycznych.

Wiadomości podane dotychczas całkowi-

cie wystarczą do zbudowania i uruchomienia
opisanego modułu. Osoby, które chcą poznać
dalsze szczegóły i mieć pełną kontrolę nad
układem, znajdą dodatkowe informacje
w dalszej części artykułu. Stopień trudności
układu (dwie gwiazdki) wynika zarówno
z konieczności zamocowania radiatora, jak
też z faktu, że do pełnego wykorzystania
możliwości modułu potrzebne są też inne
układy (np. zasilacz, przedwzmacniacz, obu-
dowa, ew. wspomniany dodatkowy wiatrak).

Tylko dla dociekliwych

i zaawansowanych

Dodatkowych informacji o układzie scalo-
nym należy szukać w firmowej karcie katalo-
gowej. Można ją ściągnąć albo z naszej stro-
ny internetowej, albo spod adresu producenta:
http://us.st.com/stonline/books/pdf/docs/1057.pdf

Wzmocnienie modułu wynosi około

33x (30dB). Wzmocnienie można zmieniać
w zakresie 20...100x, modyfikując wartość
R9, ale w ogromnej większości zastosowań
nie ma takiej potrzeby. Podobnie nie ma po-
trzeby poszerzać pasma, choć jeśli ktoś chce,
może śmiało zmienić C11 z 22µF na
47µF lub 100µF. Teoretycznie można nawet
zewrzeć zarówno zespół C1-C3, jak i C11, by
uzyskać pasmo zaczynające się od zera (od

prądu stałego). Nie polecam takiej operacji,
ponieważ wtedy na wyjściu pojawi się nie-
wielkie napięcie stałe – wzmocnione napię-
cie niezrównoważenia układu scalonego. Nie
będzie ono wprawdzie duże (poniżej 0,33V),
ale generalnie poszerzanie pasma do zera
uważam jedynie za bezwartościowy „szpan”
– przecież żadne płyty audio nie zawierają
składowych niższych od 5Hz, a w przypadku
płyt winylowych nawet celowo tłumi się ta-
kie najniższe składowe.

Opisywany moduł znakomicie nadaje się

do budowy wielokanałowych wzmacniaczy
do kina domowego wysokiej jakości. Przy
„standardowym” zasilaniu z transformatora
o napięciu 2x24V przy oporności obciążenia
8

Ω moc użyteczna będzie większa niż 40W,

a przy typowej dla kolumn kina domowego
oporności 6

Ω - ponad 50W. Wystarczy to z za-

pasem, bo całkowita moc użyteczna sześciu
jednakowych kanałów wyniesie ponad 300W,
a szczytowa będzie jeszcze większa. Kto
chciałby zwiększyć moc kanałów przednich
lewego i prawego oraz subwoofera, może za-
silać je z transformatora o napięciu 2x30V,
a wzmacniacze kanałów centralnego i tylnych
– z transformatora 2x24V lub 2x17V.

Połączenia masy. W typowych przypad-

kach moduły będą połączone według wcześ-
niejszego rysunku 7. W obwodzie masy i za-
silania modułu należy stosować przewody
o możliwie dużym przekroju. Analizując
układ połączeń, można zauważyć, że w takiej
sytuacji powstaje jednak pętla masy. Przy
szczegółowej analizie problemu należałoby
wziąć pod uwagę rezystancję poszczegól-
nych części obwodu masy, płynące tam prą-
dy, wynikające stąd spadki napięć, a także
geometryczną wielkość pętli i spodziewaną
wielkość pola magnetycznego (rozproszenia
transformatora). Jeśli transformator jest toro-
idalny, a pętla ta jest mała, bo moduły umie-
szczone są obok siebie, nie powinna ona
mieć żadnego negatywnego wpływu na para-
metry wzmacniaczy, w szczególności na
brum i poziom harmonicznych.

Jak wiadomo, pętli masy należy jednak

w miarę możliwości unikać. Projektując płyt-
kę drukowaną do wzmacniacza, poświęciłem
dużo uwagi obwodom masy. Dlatego też
wprowadziłem dwa obwody masy: sygnało-
wą i mocy. Jedną z istotnych kwestii jest
punkt dołączenia kondensatora C11. Dołą-
czony jest do masy sygnałowej, żeby układ
nie wzmacniał spadków napięć na przewo-
dach masy. W scalonych wzmacniaczach sa-
mochodowych występują dwie oddzielne
końcówki masy, co całkowicie rozwiązuje
problem spadku napięcia na przewodach.
W prezentowanym module też można całko-
wicie rozdzielić masę wyjściową od wejścio-
wej, przecinając od strony druku odcinek
ścieżki pod rezystorem R7 (nie montując te-
go rezystora). Ilustruje to rysunek 8. Taki
układ połączeń jest znacznie lepszy niż ten

z rysunku 7, bo dzięki przecięciu ścieżki pod
R7 nie ma pętli masy, a obwody wysokoprą-
dowe są skutecznie oddzielone od niskoprą-
dowych. Niemniej jednak w układzie z ry-
sunku 8 istnieje pewne ryzyko, że w czasie
prób lub prac serwisowych od modułu zosta-
nie przypadkowo odłączony obwód masy sy-
gnałowej. Wtedy wzmacniacz może zareago-
wać w sposób nieoczekiwany, a nawet ulec
uszkodzeniu. Aby temu zapobiec, wystarczy
dodać rezystor R7, który w przypadku odłą-
czenia przewodu masy sygnałowej (punkt
O1) zapobiegnie niepożądanym reakcjom
wzmacniacza. Rezystor ten może mieć war-
tość 1...100

Ω. Wprawdzie dodanie rezystora

R7 (przy przeciętej ścieżce) niejako znów za-
myka pętlę masy, ale podczas normalnej pra-
cy rezystancja R7 będzie wielokrotnie więk-
sza od rezystancji przewodów i ścieżek masy,
więc tę stosunkowo dużą rezystancję można
spokojnie pominąć. Ta wtrącona rezystancja
R7 skutecznie zapobiegnie przepływowi nie-

Projekty AVT

Rys. 8

Rys. 9

pożądanych prądów w obwodzie masy,
a przecież tylko o to chodzi. Jednocześnie jest
ona na tyle mała, że zagwarantuje poprawne
zachowanie wzmacniacza przy odłączeniu
masy sygnałowej.

Opisany sposób połączeń według rysun-

ku 8, choć lepszy, może okazać się niepotrzeb-
ny. Jeśli „zimne” przewody głośników będą
dołączone do punktu centralnego zasilacza,
wtedy w (grubych) przewodach masy mocy
prowadzących do wzmacniacza nie popłyną
tak duże i oczywista ze względu na obecność
kondensatorów C4, C5 i C8, C9 w modułach,
dlatego najbardziej dociekliwi przeprowadzą
eksperymenty i na przykład zmierzą zawar-
tość zniekształceń przy różnych sposobach
połączenia obwodu masy i punktach dołącze-
nia „zimnych” przewodów głośników. Dwie
możliwości pokazuje rysunek 9.

Sterowanie wentylatorów.

Dzielnik

R10...R12, decydujący o pracy wentylatora
(R10=1,5k

Ω, R12=6,8kΩ, R11 – nie monto-

wać) dobrany jest do typowego zastosowania
z transformatorem zasilającym 2x24VAC.
Przy podanych wartościach elementów,
w spoczynku, przy zasilaniu ±33V na silniku
wystąpi napięcie 4,2...4,5V. Przy takim napię-
ciu testowane wentylatory komputerowe pra-
cowały bezszelestnie, a jednocześnie znaczą-
co chłodziły radiator. Gdy pojawia się sygnał
wyjściowy, kondensator C12 w ujemnych
szczytach sygnału ładuje się przez diodę D3.
Napięcie na wentylatorze wzrasta. Gdyby nie
było elementów M2 i R13, napięcie na we-
ntylatorze wzrosłoby wtedy do wartości po-
nad 25V, co byłoby zabójcze dla silnika.
W warunkach roboczych, przy pełnym
otwarciu T1 napięcie na wentylatorze
(-ach) nie może przekroczyć 14V – zapo-
biega temu R13 o dobranej wartości. Typo-
we wentylatory w radiatorach dla procesorów
mają prąd nominalny 0,15...0,25A przy 12V.
Oznacza to, że przy zmianie napięcia zasilają-
cego i przy zastosowaniu nietypowych we-
ntylatorów może zajść konieczność indywi-
dualnego dobrania rezystora R13. Można to
zrobić bardzo prosto, łącząc wentylator(-y)
według rysunku 10 i dobierając R13, żeby
napięcie na każdym z wentylatorów wynosiło

14...16V, przy czym ten układ testowy powi-
nien być zasilany z nieobciążonego zasilacza.
Pod obciążeniem napięcie zasilacza spadnie,
dojdzie też spadek napięcia na otwartym
„darlingtonie” T1 i najwyższe napięcie na
wentylatorach w warunkach normalnej pracy
nie przekroczy 12...13V. Rezystor R13 decy-
duje więc o maksymalnej prędkości obroto-
wej i tym samym największym szumie we-
ntylatorów. Natomiast rezystory R10...R12
decydują, jak wentylator będzie reagował na
sygnał wyjściowy. Rysunek 11 pokazuje cha-
rakterystykę napięciowo-prądową pewnego
wentylatorka komputerowego popularnego
typu. Przy napięciach mniejszych niż
3,7V wentylator nie pracuje. W zakresie na-
pięć 3,7...4,5V silnik pracuje, prędkość obro-
towa jest znaczna, skuteczność chłodzenia –
niezła, a co ważne, pracy silnika nie słychać.
Inne typy wentylatorów mogą mieć nieco in-
ne prądy pracy i charakterystyki. Elementy
R10...R12 należy tak dobrać, by przy braku
sygnału na wyjściu wzmacniacza wentylator
niezawodnie i bezszelestnie chłodził radiator.

Taka bezszelestna praca przy braku sygnału
z głośnika pozwoli w pełni wykorzystać zna-
komitą dynamikę wzmacniacza.

Proponowany na rysunku 1 układ bez R11

daje największy wpływ napięcia wyjściowe-
go na prędkość wentylatora. Można też za-
stosować wszystkie trzy rezystory R10..R12,
żeby napięcie wyjściowe tylko w niewielkim
stopniu wpływało na obroty wiatraka. Rysu-
nek 12a pokazuje sytuację spoczynkową,
gdy wyjście wzmacniacza jest na potencjale
masy. Wtedy w punkcie X ma wystąpić ja-
kieś napięcie Umin, zapewniające bezszeles-
tną, ale pewną pracę wentylatora. Rysunek

12b pokazuje sytuację przy pełnym wystero-
waniu, gdy napięcie na wyjściu wzmacniacza
jest równe ujemnemu napięciu zasilania VSS
(co jest bliskie prawdy). W punkcie X ma
wtedy wystąpić jakieś napięcie Umax, które
zapewni silniejsze chłodzenie. Obliczenia są
dość żmudne, bo trzeba uwzględnić kilka
zmiennych. Przyjmując potrzebne wartości
Umin, Umax i znając spoczynkowe napięcie
zasilania VSS można obliczyć wartości tych
rezystorów następująco: najpierw przyjąć
dowolną, sensowną wartość R10 (nie za ma-
łą, żeby moc strat w rezystorze nie była
nadmierna i nie za dużą, żeby szybko łado-
wać C12). Potem wartości R11, R12 obliczyć
ze wzorów:
R11 = R10 * [(Umax-Umin) / (VDD-Umax)]
R12 = R10 * [(Umax-Umin) / Umin]

W praktyce przyjmując napięcia Umin,

Umax należy uwzględnić spadek napięcia na
diodzie D3 i na złączu B-E „darlingtona” oraz
fakt, że napięcie na wyjściu wzmacniacza nie
sięgnie VSS, a samo VSS zmniejszy się nieco
przy pełnym obciążeniu. Jeśli przykładowo
napięcie Umin ma być równe 5,7V i Umax =
17,2V, a R10 niech ma 4,7k

Ω, wtedy można

skorzystać z uproszczonych wzorów:
R11=11,5*R10 / (VSS-17,2V)
R12=2*R10

Jak już wspomniałem, kondensator C12

decyduje o czasie zmniejszania się obrotów
wentylatora od wartości maksymalnej do mi-
nimalnej. Jeśli przykładowo dźwięk z kolumn
gwałtownie zaniknie, przez chwilę może być
słyszalny szum wentylatora. W praktyce nie
jest to żadnym problemem, bo ten szum jest
w sumie niewielki, a co ważne, szybko zani-
ka i ucho przyzwyczajone do wcześniejszego
głośnego dźwięku nawet go nie zarejestruje.

Tu przy okazji trzeba pod-

kreślić, że stała czasowa
zmniejszania obrotów zależy
nie tylko od pojemności C12,
ale też od wzmocnienia tran-
zystora T1 i prądu pracy we-
ntylatora. Choć raczej nie bę-
dzie takiej potrzeby, pojem-
ność kondensatora C12 moż-
na śmiało zmieniać według
upodobania w szerokich gra-
nicach 4,7µF...1000µF.

Jeśli jednak komuś nie zależy na obecno-

ści niewielkiego szumu wiatraka, może usta-
wić stałą prędkość wentylatora. Jest to też jak
najbardziej sensowne przy mniejszych mo-
cach strat (obciążenie 8

Ω, napięcie zasilania

poniżej ±30V), gdy wystarczy mały przepływ
powietrza. Wtedy można ustawić stałą, nie-
zbyt dużą prędkość wentylatora, lutując R11
o dobranej wartości (1,5...4,7k

Ω) i usuwając

R10, D3 i C12 według rysunku 13a. Można
też spróbować usunąć R12 według rysunku
13b i wtedy w spoczynku i przy mniejszych
mocach wentylatory w ogóle nie będą praco-
wać – taką wersję trzeba starannie przetesto-

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 10

Rys. 11

Rys. 12

wać, czy aby wzmacniacz nie będzie się wy-
łączał wskutek gorszego chłodzenia.

Nie sposób podać tu szczegółowych re-

cept. Na rynku jest mnóstwo różnych kompu-
terowych radiatorów z wentylatorami, a ich
cena wynosi od kilku (używane) do kilkudzie-
sięciu złotych. Niektórym Czytelnikom nie
będzie zależeć na wyglądzie i właściwościach,
więc zdecydują się na pierwsze z brzegu tanie
radiatory komputerowe, które zapewnią chło-
dzenie dostateczne dla danego napięcia zasila-
nia i obciążenia (przy transformatorze
2x24VAC i obciążeniu 8

Ω wymagania są nie-

wielkie). Inni przykładają dużą wagę do wy-
glądu i dlatego zechcą zastosować jak najbar-
dziej efektowne radiatory. Jeszcze inni zechcą
z kostek TDA7294 „wydusić” jak najwięcej
mocy. Warto odwiedzić kilka sklepów kompu-
terowych czy giełdę. Jeszcze lepiej wcześniej
poszukać w Internecie informacji o takich ra-
diatorach (hasła dla wyszukiwarki: CPU fan
cooler, fan heat sink, fan heatsink, itp.). Sporo
ciekawych informacji można znaleźć pod ad-
resem: www17.tomshardware.com

Warto zwrócić uwagę, że poszczególne

typy wentylatorów różnych firm radykalnie
różnią się poziomem hałasu (od 24dBA do
nawet 60dBA). Dlatego osoby zainteresowa-
ne uzyskaniem jak najlepszych wyników
technicznych i wizualnych powinny staran-
nie przeanalizować ofertę rynkową i zakupić
droższy, ale cichy i skuteczny radiator.

Obwody wyciszania. Elementy R1...R5,

C6, C7, D1, D2 mają za zadanie zapobiec

stukom i trzaskom przy włączaniu zasilania.
Obwody te mają wartości elementów dobra-
ne według firmowej karty katalogowej (str.
9/17 w najnowszej karcie z kwietnia 2003).
Gdyby mimo to wystąpiły jakieś kłopoty
przy włączaniu, można zwiększyć C6 do
22µF. We wcześniejszym opracowaniu
(AVT-2153) obwody wyciszania były rozbu-
dowane i zapewniały nie tylko wyciszenie
przy włączaniu zasilania, ale też niezawodne
i natychmiastowe wyciszenie przy wyłącza-
niu napięcia sieci. W tamtym opracowaniu
dla optymalnego działania trzeba było dobrać
diodę Zenera o odpowiednim napięciu, sto-
sownie do minimalnego napięcia zasilania.
W nowym module poszedłem inną drogą. Te-
raz w nowym module zastosowałem prosty
obwód zapewniający, że podczas budzenia do
„życia” najpierw w ogóle włączyć wzmac-
niacz, podając napięcie na końcówkę STBY
(standby), a potem odblokować tor dźwięko-
wy, podając napięcie na końcówkę MUTE.
Taki prosty obwód zapewnia prawidłowe
włączenie bez stuków i trzasków, ale nie do
końca radzi sobie z szybkim wyłączaniem
wzmacniacza po zaniku napięcia sieci. Przy-
kładowo w stereofonicznym układzie mode-
lowym przy całkowitej pojemności konden-
satorów filtrujących zasilanie 2x18800µF
wzmacniacz przy niedużej głośności gra je-
szcze przez ponad 5 sekund po odłączeniu na-
pięcia sieci. Nie stanowi to żadnego praktycz-
nego problemu, dlatego zdecydowałem się na
tak proste rozwiązanie, gwarantujące jedynie
opóźnienie przy włączaniu.

Jeśli ktoś chciałby wyciszać wzmac-

niacz natychmiast po odłączeniu napię-
cia sieci, może wykorzystać wejście
oznaczone CTRL i sterować obwodem
wyciszania za pomocą dodatkowego
układu zapewniającego opóźnione włą-
czanie i szybkie wyłączanie. Taki układ
sterujący został już opracowany i jest
przygotowywany do publikacji.

Piotr Górecki

Elektronika dla Wszystkich

Wykaz elementów

Rezystory
R1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .8,2kΩ
R2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .2,2kΩ
R3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .20kΩ
R4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .43kΩ
R5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1kΩ
R6,R8 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .22kΩ
R7 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1...100Ω
R9 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .680Ω
R10 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1,5kΩ
R11 . . . . . . . . . . . . . .nie montować w wersji podstawowej
R12 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .6,8kΩ
R13 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .47Ω lub 56Ω 5W

Kondensatory
C1-C3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1µF
C4,C5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100nF SMD (4 szt.)
C6,C7 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .10µF
C8,C9 . .2200µF/40V (1000...4700µF) średnica do 18mm
C10 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .22µF/63V
C11 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .22µF tantal
C12,C13 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100µF/25V

Półprzewodniki
D1-D3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1N4148
T1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .BD650
U1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .TDA7294

Pozostałe
L1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .7 zwojów
M1,M2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .MOTOR SERVO_1
4 goldpiny
radiator komputerowy
20cm drutu o średnicy 1...1,9mm na cewkę L1

Uwaga! Transformator (toroidalny 200W 2x24VAC)
przekładki izolacyjne pod układy scalone nie wchodzą w
skład kitu AVT-2671 i należy je zamówić oddzielnie.

Komplet podzespołów z płytką

jest dostępny w sieci handlowej AVT

jako kit szkolny AVT-2671

Rys. 13

Do czego to służy?

Prezentowane urządzenie powstało podczas
prac nad zegarem synchronizowanym radio-
wym sygnałem czasu DCF-77. Jako że już od
pewnego czasu sygnał ten jest oficjalnym sy-
gnałem zegarowym UE, wypadałoby zainte-
resować się tym zagadnieniem, zwłaszcza iż
kraj nasz przystąpi wkrótce do Unii, a sygnał
atomowego wzorca jest dostępny na terenie
naszego państwa. Czas ów pokrywa się z na-
szą strefą – identyczną jak Niemiec, na tere-
nie których ulokowany jest nadajnik. Odbiór
sygnału jest bezpłatny i dostępny dla każdego.
Przesyłane dane zawierają wszelkie informa-
cje dotyczące aktualnej daty i godziny.

Opisywany układ potrafi „udawać” pracę

nadajnika z tą różnicą, iż zasymulować może
dowolną żądaną ramkę danych, co może być
pomocne w tropieniu błędów w napisanych
programach obsługi DCF-77. Urządzenie skra-
ca czas projektowania, diagnostyki i serwisu.

Jak to działa?

Schemat elektryczny emula-
tora przedstawiony jest na
rysunku 1.

Sercem układu jest mikro-

procesor AT89C4051. Pro-
gram i zaledwie garstka ele-
mentów wystarczy, by wyko-
nać to urządzenie serwisowe.
Mikroprocesor „napędzany”
jest kwarcem 12MHz, a ob-
wód rezonansowy wykonany

jest w standardowy sposób. Prawie cały port
P1 przeznaczony jest do komunikacji z wy-
świetlaczem LCD o organizacji 16*2 w try-
bie 4-bitowym. Potencjometr PR1 służy do
regulacji kontrastu, jednak w większości
przypadków można zastąpić go zworą łączą-
cą końcówkę 3 złącza wyświetlacza z masą
układu. Obwód zerowania procesorka to
dzielnik RC. Wprawdzie na zaprojektowanej
płytce jest miejsce przeznaczone dla obu ele-
mentów, to z autopsji wiadomo, że wystarczy
sam kondensator 1µF zwierający końcówkę
1 do plusa zasilania. Do końcówek P1.1, P1.0
i P3.7 przyłącza się przyciski chwilowe,
zwierane do masy, stanowiące klawiaturę
urządzenia. Ich nazwy to: lewy, środkowy
i prawy. Rezystory R1 i R2 „podciągają”
dwie końcówki, będące wejściami wewnętrz-
nego komparatora, do plusa zasilania. Zwor-
ki na pinach: P3.3, P3.4 i P3.5 noszą nazwy
kolejno: antena, zmiana czasu i dodatkowa

sekunda, a ich funkcja zostanie opisana dalej.
Z końcówki P3.2 otrzymuje się sygnał gene-
rowany przez emulator. Dioda D3 służy za-
bezpieczeniu końcówki procesorka przed po-
daniem na nią napięcia wyższego niż zasila-
jące i mogącego uszkodzić mikrokontroler.
Dwubarwna, czerwono-zielona dioda D1,
wraz z szeregowymi rezystorami ogranicza-
jącymi prąd, służy do komunikowania stanu
urządzenia. Anoda części „czerwonej” zasi-
lana jest z pinu P3.0, anoda części „zielonej”
zaś z pinu P3.1. Zasilacz +5V wykonany jest
w standardowy i sprawdzony sposób z wyko-
rzystaniem taniego i popularnego stabilizato-
ra 7805. Dodatkowo dioda D2 zabezpiecza
przed nieprawidłową polaryzacją napięcia
zasilającego, którego wartość powinna mie-
ścić się w przedziale od 9V do 15V. Należy
pamiętać, że maksymalny prąd, jaki można
pobrać z końcówki sygnałowej emulatora, to
20mA.

Elektronika dla Wszystkich

zwory

* patrz tekst

Rys. 1 Schemat ideowy

Sygnał DCF-77

Sygnał ten jest przesyłany drogą radiową na
częstotliwości 77,5kHz. Jest to fala modulo-
wana amplitudowo (AM). Nadajnik wraz
z atomowym wzorcem czasu znajdują się na
terenie Niemiec. Zasięg sięga tysięcy kilo-
metrów, więc i w Polsce możliwy jest po-
prawny odbiór. Kompletna informacja emi-
towana jest przez jedną minutę. Fragment
sygnału DCF pokazany jest na rysunku 2.
Przesył informacji jest szeregowy. Inaczej
mówiąc, co minutę powtarzana jest pełna in-
formacja. Czas przesyłania jednego bitu wy-
nosi sekundę, cykl zawiera 59 bitów,
z których część nie jest wykorzystywana. Do
odbioru sygnału stosuje się fabryczne
odbiorniki lub konstrukcje opisane w litera-
turze, czy w Internecie. Na wyjściu odbiorni-
ka pojawia się sygnał, z którego wyodrębnia
się trzy możliwe znaki informacyjne: logicz-
ne zero (900ms tzw. stanu niskiego i 100ms
tzw. stanu wysokiego), logiczną jedynkę
(800ms stanu niskiego i 200ms stanu wyso-
kiego) i sygnał synchronizacji – końca trans-
misji (brak przerwy przez 1s). Jak widać na
rysunku 2 tzw. stan niski i wysoki to wbrew
oczekiwaniom duża i mała amplituda sygna-
łu. Znaki pozwalają na przesłanie całej ram-
ki danych DCF w określony, i podany w ta-
belce 1, sposób.

Program sterujący

Program napisany w Bascomie można po-
brać ze strony internetowej EdW z działu
FTP.

Rozpatrując program od strony procesora,

jest to „czterokilobajtowy” ciąg zerojedyn-
kowy, jednak z punktu użytkowego dzieli się
na dwie zasadnicze części: generowanie im-
pulsów DCF o odpowiednim czasie trwania
i menu użytkownika, dzięki któremu doko-
nywane są nastawy. Za generowanie sygnału
odpowiedzialny jest podprogram składający
informacje przechowywane w pamięci, a po-
trzebne do wypełnienia całej ramki danych.
Jednocześnie wykonywane są kolejne frag-
menty kodu odpowiedzialne za wytwarzanie
przebiegów czasowych na końcówce P3.2,
w co zaangażowany jest jeden z liczników
mikroprocesora. Licznik ten generuje sygnał
podstawy czasu, będący wzorcem wykorzy-
stywanym przy wytwarzaniu sygnałów „ze-
ra”, „jedynki” i „synchronizacji”. Przypom-
nę, że każdy bit danych przekazywany jest
w ciągu jednej sekundy. „Zero” odpowiada
900ms niskiego stanu logicznego i 100ms lo-
gicznej jedynki, „jeden” to 800ms logiczne-
go zera i 200ms logicznej jedynki, sygnał
„synchronizacji” zaś to logiczne zero przez
całą sekundę.

Po włączeniu zasilania urządzenie ustala

domyślną ramkę danych i oczekuje na reak-
cję użytkownika. W górnej linii wyświetla-
cza podawany jest ustawiony czas i data.
Dolna linia to pasek opisujący funkcje przy-
cisków. Wciśnięcie lewego przycisku ozna-
czonego jako „>>” spowoduje przejście
emulatora w tryb generacji ustawionej ramki
danych. Po jej zakończeniu powraca do tego
samego miejsca. Przycisk środkowy pozba-
wiony jest tu jakiejkolwiek funkcji. Wciśnię-

cie przycisku prawe-
go oznaczonego
„kluczem” powoduje
wejście do menu
ustawień. W tym me-
nu wszystkie przyci-
ski biorą udział, toteż
każdy opisany jest na
dolnej linii wyświe-

tlacza. Wybie-
rając kierunek
przechodzenia
menu: w lewo
lub w prawo,
mamy dostęp
do nastaw pa-
rametrów ta-
kich jak: go-
dzina, data,
dzień tygodnia,
czas i rok. Wej-
ście do każde-
go z podmenu
następuje po-
przez wciśnię-
cie przycisku
środkowego –
oznaczonego
„OK.”. W taki

sam sposób też opuszcza się to podmenu.
Aby zakończyć nastawy, należy wybrać po-
zycję menu nazwaną „KONIEC ?” i zatwier-
dzić, wciskając środkowy klawisz. Po doko-
naniu korekty nastaw można wygenerować
tak ustawioną ramkę danych, wciskając przy-
cisk startu oznaczony jako „>>”.

W menu „GODZINA” i „DATA” pozycje

są inkrementowane o jeden co ok. 200ms,
gdy przytrzymany zostanie przycisk. Menu
„ROK” opiewa tylko na XXI wiek. „CZAS”
określa jaki ma obowiązywać czas: letni czy
zimowy. „DZIEN TYGODNIA” – sprawa ja-
sna.

Trzy zworki umieszczone na płytce dru-

kowanej i oznaczone jako: antena, zmiana
czasu i dodatkowa sekunda, mają za zadanie
ustalenie mało wykorzystywanych informa-
cji o: typie anteny (zwarta – normalna, roz-
warta – zapasowa), na której pracuje aktual-
nie nadajnik, dokonaniu zapowiedzi zmiany
czasu na godzinę przed planowaną zmianą
(zwarta – normalnie, rozwarta – zapowiedź)
i dokonaniu zapowiedzi dodatkowej sekundy
(rozwarta – normalnie, zwarta – zapowiedź),
co jest bez znaczenia w konstrukcjach ama-
torskich i dlatego też opcji tych nie ustawia
się programowo.

Podczas generowania ramki pokazywany

jest orientacyjny postęp wysyłania danych
w procentach ze skokiem 10.

Dwukolorowa dioda LED sygnalizuje

stan pracy emulatora. Jest to pomocne zwła-
szcza w serwisie, gdzie nie ma czasu, by ca-
łą lub kolejną minutę ślęczeć nad urządze-
niem. Jednym rzutem oka na kontrolkę jeste-
śmy w stanie określić, co układ aktualnie ro-
bi. Świecenie diody na zielono oznacza ocze-
kiwanie na reakcję użytkownika w pętli
głównej programu (start transmisji lub nasta-
wy). Świecenie diody na czerwono oznacza,
iż emulator pozostaje wciąż w menu dokony-
wania nastaw. Cykliczne błyskanie diody na
czerwono sygnalizuje, iż aktualnie wysyłana
jest, na złącze, ustawiona ramka danych
DCF. Warto dodać że błyski odpowiadają sy-
gnałowi wychodzącemu z emulatora. Funk-
cja ta jest z pewnością zaletą, o czym nieraz
przekonał się autor podczas prowadzenia
prac nad urządzeniami odbierającymi dane
DCF. Po zakończeniu procesu wysyłania
emulator przechodzi do pętli głównej i dioda
zaświeca się na zielono.

By móc symulować w miarę naturalne

warunki, emulator generuje dodatkowo trzy
bity danych na początku, jakby z końca po-
przedniej transmisji: „0 1 0” + sygnał syn-
chronizacji, a po zakończeniu wysyłania ak-
tualnej ramki dodaje bit „0”. Zapewnia to
przesłanie całej informacji DCF-77 i pozwa-
la na sprawdzanie, czy program dekodujący
potrafi wyłowić początek transmisji.

Ciąg dalszy na stronie 30.

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 2

Tabela 1

„0”

„1”

„0”

brak przerwy

numer
bitu-sekundy

opis

wartość i kolejność

początek transmisji

zawsze zero

1 - 14

nie używane

zawsze zero

typ anteny

0 - normalna, 1- zapasowa

zmiana czasu

0 - normalnie, 1 - na godzinę przed

17, 18

czas

01 - zimowy, 10 - letni

dodatkowa sekunda

0 - normalnie, 1 - zapowiedź

start informacji o czasie

zawsze 1

21 - 24

jednostki minut

kod BCD (24, 23, 22, 21)

25 - 27

dziesiątki minut

kod BCD (27, 26, 25)

parzystość bitów 21 - 27 0 - gdy liczba „1" jest parzysta, 0 - gdy nie

29 - 32

jednostki godzin

kod BCD (32, 31, 30, 29)

33, 34

dziesiątki godzin

kod BCD (34, 33)

parzystość bitów 29 - 34 0 - gdy liczba „1" jest parzysta, 0 - gdy nie

36 - 39

jednostki dnia

kod BCD (39, 38, 37, 36_

40, 41

dziesiątki dni

kod BCD (41, 40)

42 - 44

dzień tygodnia

kod BCD (44, 43, 42) 1-Pon, 2-Wt itd.

45 - 48

jednostki miesiąca

kod BCD (48, 47, 46, 45)

dziesiątki miesiąca

kod BCD (49)

50 - 53

jednostki roku

kod BCD (53, 52, 51, 50)

54 - 57

dziesiątki roku

kod BCD (57, 56, 55, 54)

parzystość bitów 36 - 57 0 - gdy liczba „1" jest parzysta, 0 - gdy nie

brak impulsu

koniec transmisji

Elektronika dla Wszystkich

Teraz po latach, gdy okazało się, iż lampy
przeżywają zaskakujący come back, po prze-
myśleniu sprawy chcę zacząć zapoznanie
z nimi właśnie od tranzystorów. A konkretnie
od popularnego tranzystora polowego
BF245.

Zanim do tego przejdziemy, jeszcze garść

uwag wstępnych o lampach. Był czas, gdy
lampy elektronowe były symbolem nowo-
czesności i znajdowały najróżniejsze zasto-
sowania. W latach 40. XX w. właśnie na lam-
pach realizowano cyfrowe komputery – tam
lampy pracowały jako elementy przełączają-
ce. Lampy przez ponad 50 lat znajdowały
rozmaite zastosowania we wzmacniaczach,
radioodbiornikach, telewizorach, oscylosko-
pach, generatorach, nadajnikach w.cz., itp.
Dzisiaj lampy interesują nas wyłącznie jako
elementy czynne do wzmacniaczy audio (po-
mijając lampy kineskopowe i lampy w nadaj-
nikach w.cz., ale to zupełnie inna historia).
Z pozostałych zastosowań znikły bezpowrot-
nie. Tymczasem wśród mniej i bardziej świa-
domych audiofilów magia lamp kwitnie. Po-
wszechne są opinie, że tylko lampy pozwala-
ją reprodukować muzykę z dobrą wiernością,
że tylko lampy zapewniają ciepłe brzmienie
dźwięku i specyficzny nastrój. Kwestią dys-
kusji jest, na ile powab i romantyczny nastrój
rzeczywiście wynikają z właściwości uzyski-
wanego dźwięku, a na ile z przytłumionego
światła żarzących się włókien i nieokreślone-
go tajemniczego uroku szklanych baniek.
Celem kilkuczęściowego artykułu nie jest
jednak dyskusja na temat właściwości „lam-
powego” dźwięku. Proponuję Ci coś znacz-

nie lepszego niż tego rodzaju bicie piany
i dzielenie włosa na czworo. W kolejnych
odcinkach przedstawię Ci lampy, ich właści-
wości, układy pracy, zasady obliczeń. W ten
sposób, jeśli zechcesz, sam sprawdzisz, ile
jest prawdy, a ile mody i szpanu w obiego-
wych opiniach na temat lamp. Poza tym, jaki
to będzie splendor, że młody człowiek zna
się na budzących tyle emocji lampach elek-
tronowych. Naprawdę nie trzeba się obawiać
lamp, należy jednak od początku się nasta-
wić, że często optymalne punkty pracy trze-
ba będzie dobierać eksperymentalnie, meto-
dą „na ucho” w celu uzyskania zadowalają-
cego dźwięku.

Tworząc i modyfikując wzmacniacze

lampowe, możesz pomału dołączyć do elity,
która wypowiada się o wzmacniaczach lam-
powych w oparciu o osobiste doświadczenia,
a nie zasłyszane poglądy. Ja z zamiarem za-
prezentowania cyklu o lampach nosiłem się
dość dawno, jednak dopiero ostatnie ankiety
zmobilizowały mnie do czynu. Okazuje się,
że wielu młodych Czytelników ma ochotę
zająć się lampami elektronowymi, ale nie
wiedzą, od czego zacząć. Ponadto boją się
trochę tych dziwnych elementów.

I tu mam dla wszystkich zainteresowa-

nych bardzo dobre wiadomości. Otóż techni-
ka lampowa nie jest wcale straszna. Nie jest
to wcale temat tylko dla wybranych. W su-
mie praktyczne wykorzystanie lamp jest ła-
twiejsze niż tranzystorów. Żeby uszkodzić
lampę, trzeba się dobrze postarać: wbrew po-
zorom szklana bańka wcale nie jest taka kru-
cha, jak można byłoby przypuszczać, a ze-

psuć lampę elektrycznie naprawdę nie jest ła-
two. Bo tranzystor można „załatwić”
w ułamku sekundy, natomiast lampy prak-
tycznie nie sposób „przebić” i trudno prze-
grzać. Jeśli nawet „wnętrzności” lampy roz-
grzeją się do czerwoności, nie znaczy, że
lampa została nieodwracalnie uszkodzona.
W sumie trudno jest przepalić nawet włókno
żarzenia – nawet jeśli zostanie podłączone do
wyższego niż trzeba napięcia i wręcz zaświe-
ci, zwykle nie ulegnie natychmiastowemu
uszkodzeniu i wystarczy szybko wyłączyć
prąd, by uniknąć przepalenia.

Lampy to pod wieloma względami topor-

ne i odporne elementy. Zaskakująco niewiele
wiedzy wystarczy, żeby stworzyć prawidło-
wy układ lampowy. Nie znaczy to jednak, że
technika lampowa jest dziecinnie łatwa.
Wszystko dlatego, że w układach lampo-
wych mamy do czynienia z pewnymi subtel-
nościami, wynikającymi ze specyficznych
właściwości lamp oraz z rozrzutu parame-
trów egzemplarzy. Ale tymi sprawami zaj-
miesz się po opanowaniu podstaw. Po tym

Listy od Piotra

Rys. 1

praktyka i teoria

dla młodego elektronika

Nigdy w życiu nie przypuszczałem, że

artykuł o lampach elektronowych za-

cznę:

lampy działają podobnie jak tran-

zystory polowe...

Gdy mnie w połowie lat 70. uczono

elektroniki w technikum, mimo po-

wszechnego królowania tranzystorów,

podstawą były już wtedy mocno przesta-

rzałe podręczniki dotyczące techniki

lampowej. Najpierw nauczyłem się

więc, jak jest zbudowana i jak działa

trioda oraz cała masa innych lamp,

w tym magnetron i klistron, a dopiero

później raczono nam uchylić rąbka taje-

mnicy, jak działa tranzystor. W związku

z przyjętą wówczas kolejnością wbijano

mi do głowy najpierw obszerne i zupeł-

nie nieprzydatne wiadomości o lam-

pach, a potem właściwości kolejno pre-

zentowanych różnych tranzystorów po-

równywano do lamp. Do dziś pamiętam,

jak pewien kolega dla żartu zapytał jed-

ną z nielicznych przedstawicielek płci

pięknej w naszej klasie, gdzie tranzy-

stor ma żarzenie, jeśli ma tylko trzy

końcówki. Zawstydził biedną dziewczy-

nę, bo ona nie miała bladego pojęcia

ani o lampach, ani o tranzystorach, tyl-

ko wkuwała książkowe wiadomości

i wzory, zupełnie ich nie rozumiejąc. Tu

i ja muszę się przyznać, że w szkole

przeszedłem materiał o lampach z nie-

złymi ocenami, natomiast w tamtym

czasie nie zrealizowałem ani jednego

układu lampowego, traktując lampy jak

relikt definitywnie minionej epoki.

część 1

wstępie zabierzmy się do porównania tranzy-
stora i lampy.

Tranzystor i lampa

Najpierw przypomnę Ci działanie tranzystora
na przykładzie tranzystora polowego złączo-
wego (JFET – Junction Field Effect Transi-
stor) z kanałem N – a ściślej popularnego do
dziś typu BF245. Takie tranzystory nazywany
„jotfetami” lub krótko „fetami” w odróżnie-
niu od bardziej popularnych „mosfetów”.

We wszystkich tranzystorach napięcie

elektrody sterującej wpływa na prąd tranzy-
stora. JFET jest o tyle szczególny, że podczas
normalnej pracy napięcie sterujące jest ujem-
ne (względem elektrody wspólnej - źródła).
Ilustruje to rysunek 1. Prąd drenu zależy od
napięcia bramki. Gdy napięcie bramki jest
równe zeru (bramka jest dołączona do masy)
tranzystor jest w pełni otwarty i ma najmniej-
szą rezystancję. Podanie na bramkę napięcia
ujemnego zatyka tranzystor – prąd drenu sta-
je się coraz mniejszy. Przy pewnej wartości
tego ujemnego napięcia bramki tranzystor
zatyka się – prąd spada do zera (mówimy tu
o tzw. punkcie odcięcia). W takich tranzysto-
rach między bramką a źródłem występuje
zwyczajne złącze PN, czyli w uproszczeniu –
dioda krzemowa, jak wskazuje na to symbol
tego tranzystora. Podczas normalnej pracy,
gdy napięcie na bramce jest ujemne, „dioda”
ta jest spolaryzowana wstecznie i prąd przez
nią nie płynie (pomijając znikomo mały prąd
zerowy, rzędu piko- czy nanoamperów).
Oznacza to, że podczas normalnej pracy nasz
tranzystor jest sterowany napięciem, a prąd
bramki jest praktycznie równy zeru. Nie po-
winno się podawać na bramkę napięć dodat-
nich względem źródła, bo wtedy przez tę
„diodę” w obwodzie bramka-źródło popły-
nąłby prąd (a tranzystor byłby nasycony).
Ilustruje to rysunek 2.

Lampa elektronowa zwana triodą ma zgo-

dnie z nazwą trzy główne elektrody: katodę,
anodę i siatkę. Ma także włókno żarzenia

i dwa dodatkowe wyprowadzenia żarzenia
(bez żarzenia lampa nie będzie w ogóle pra-
cować). Pokazuje to rysunek 3. Tak jak
w tranzystorze JFET, także i tu ujemne napię-
cie sterujące reguluje prąd płynący przez
lampę. Czym większe to ujemne napięcie,
tym prąd mniejszy. I to jest oczywiste: zmia-
ny napięcia wejściowego (siatkowego) zmie-
niają prąd anodowy – pod tym względem
lampa elektronowa (trioda) działa tak jak
omawiany tranzystor. W czasie normalnej
pracy, gdy napięcie sterujące (siatki wzglę-
dem katody) jest ujemne, prąd elektrody ste-
rującej – siatki – jest pomijalnie mały, prak-
tycznie równy zeru. Czyli lampa jest stero-
wana napięciem jak tranzystor JFET. Także
i tu napięcie na siatce nie powinno być dodat-
nie, bo wtedy popłynie prąd siatki. Lampa
wprawdzie nie ma złącza PN, ale przepływ
takiego prądu jest szkodliwy i pracy w takich
warunkach trzeba unikać.

Popatrz na rysunek 4. Pokazuje on obwo-

dy pomiarowe (nie zaznaczyłem obwodu ża-
rzenia lampy, który zawsze musi być podłą-
czony) oraz tak zdjęte charakterystyki tran-
zystora BF245 z grupy C i lampy ECC82.
Duże podobieństwo, prawda? Są to typowe
charakterystyki (przejściowe) pokazujące
sens jednego z najważniejszych parametrów
lampy i tranzystora polowego: transkonduk-
tancji. Choć nazwa transkonduktancja może
przestraszyć, sens parametru jest oczywisty:
pokazuje on, jak napięcie wejściowe zmienia
prąd elementu. Generalnie czym większa
transkonduktancja, tym lepiej, bo mniejsze
zmiany napięcia wejściowego powodują
większe zmiany prądu. Na rysunku 5 po-
wtórzyłem w powiększeniu charakterystykę
lampy, by pokazać Ci znaczenie tego para-

metru: przy stałym napięciu anodowym
(100V) mierzymy po prostu o ile miliampe-
rów zmieni się prąd przy zmianie napięcia
o 1V. Zmiana napięcia siatki od –1,5V do
–0,5V spowoduje zmianę prądu o około
3mA. Transkonduktancja wynosi 3mA/V. Na
rysunku 5 określiliśmy transkonduktancję na
podstawie dwóch punktów. Ogólnie należy
stwierdzić, że wartość transkonduktancji
(lampy czy tranzystora) reprezentowana jest
przez nachylenie charakterystyki wejściowej.
Czym bardziej stroma charakterystyka, tym
większa transkonduktancja.

Transkonduktancję oznaczamy najczę-

ściej literą S, czasami też g

i wyrażamy

zwykle w miliamperach na wolt (mA/V). Po-
nieważ można napisać:

Ω = ,

a odwrotność oma to simens

(S = = ) ,

Podstawy

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 2
Rys. 3

Rys. 4
Rys. 5

V
A

Ω

A
V

więc mA/V to milisimens. Nie pomyl jednak
milisimensa (mS) z milisekundą (ms) i literą
S jako oznaczeniem transkonduktancji jako
parametru.

Lampy to wiekowe elementy, więc w sta-

rych katalogach znajdziesz raczej jednostki
mA/V, a nie mS. Zapewne spotkasz też niety-
powe oznaczenie: ponieważ w sumie chodzi
o odwrotność oma, a om po angielsku to
ohm, więc w katalogach amerykańskich pi-
sze się wspak: mho, a w przypadku transkon-
duktancji lamp częściej mmho (milisimens)
oraz µmho (mikrosimens).
1S=1mho=1000mmho=1000000µmho

Przykładowo nachylenie 2300µmho to

oczywiście 2,3mA/V, czyli 2,3mS.

Mając te podstawowe wiadomości, mo-

żesz przypuszczać, że podobieństwo lampy
i tranzystora jest tak ścisłe, że układ pracy
lampy oblicza się tak samo łatwo jak tranzy-
stora. Niestety, właściwości tych elementów
pod pewnymi względami znacznie się różnią
i koniecznie musimy się bliżej przyjrzeć tym
różnicom. Od strony wejścia lampa rzeczy-
wiście bardzo przypomina tranzystor JFET
z kanałem N, ale niestety inaczej jest ze stro-
ny wyjścia.

Już tu widać ogromną różnicę między

lampami a wysokonapięciowymi tranzysto-
rami (bipolarnymi i MOSFET), które też mo-
gą pracować przy napięciach kilkuset wol-
tów, ale prądy pracy tranzystorów sięgają kil-
ku czy nawet kilkunastu amperów. W tranzy-
storach maksymalne „osiągi” wyznaczone są
przez moc strat – chodzi o to, by nie prze-
grzać tranzystora. W naszej małej lampie
maksymalne „osiągi” są skromne głównie
przez to, że prąd anodowy nie może być
większy niż te kilkanaście miliamperów.

Zapewne już zauważyłeś, że lampa, chcąc

nie chcąc, musi pracować przy małych prą-
dach, rzędu kilku czy kilkunastu miliampe-
rów. Po prostu w klasycznej małej lampie nie
można uzyskać większego prądu. Nie należy
bowiem pracować przy dodatnim napięciu
siatki, a przy napięciu siatki równym zeru
(zwarta do katody) prąd anodowy ledwo się-
ga 12mA – patrz rysunek 5.

Mała wydajność prądowa lamp, i to przy

dużym napięciu anodowym, może sugero-
wać, że mają one dużą oporność (rezystan-
cję) wewnętrzną czy wyjściową. I jest w tym
coś z prawdy, jednak takie stwierdzenie mo-
że poważnie wprowadzić w błąd. Owszem,
mała wydajność prądowa nie jest zaletą
lamp, natomiast nie tylko nieprecyzyjne, ale
wręcz mylące jest stwierdzenie o dużej opor-
ności wyjściowej lampy. Mało tego, właśnie
od zrozumienia problemu oporności „wyj-
ściowej” lub inaczej „wewnętrznej” i wyni-
kających stąd właściwości zależy to, czy na-
uczysz się prawidłowo wykorzystywać lam-
py. Jeśli nie zrozumiesz dobrze praktycznego
sensu trzech kluczowych parametrów lampy,
nie potrafisz skorzystać z danych katalogo-

wych i świadomie zaprojektować czy zmo-
dyfikować układu pracy. Będziesz poruszał
się niejako po omacku. Bo cała trudność
z lampami polega na tym, że bardzo wiele za-
leży właśnie od ich oporności wewnętrznej.
O jaką oporność chodzi?

Znając napięcie anodowe

(100V) i prąd anodowy
(około 10mA) możemy obli-
czyć zastępczą rezystancję,
jaką dla prądu stałego przed-
stawia lampa – wynosi ona
w naszym przypadku około
10k

Ω. Ponieważ napięcie

wejściowe zmienia prąd anodowy, mogliby-
śmy sobie wyobrażać, że lampa jest w istocie
rezystorem sterowanym napięciem siatki –
ilustruje to rysunek 6. Takie uproszczone
wyobrażenie ma jednak znikomą wartość
praktyczną, wręcz wprowadza w błąd – nie
ono jest przedmiotem naszych rozważań
i dlatego rysunek 6 jest przekreślony. Zniko-
mą wartość miałyby też charakterystyki
obrazujące zależność takiej zastępczej rezy-
stancji od napięć wejściowego i wyjściowe-
go. Owszem, bardzo interesuje nas oporność
wewnętrzna lampy, ale przecież lampa bę-
dzie wzmacniać przebiegi zmienne, więc
chodzi nam o oporność (rezystancję) dla
prądu zmiennego. Wbrew pozorom, rezy-
stancja dla prądu stałego i zmiennego to zu-
pełnie różne parametry. Przecież w lampie,
podobnie jak w tranzystorze, przebiegi
zmienne występują na tle spoczynkowych
napięć i prądów stałych. Te wstępnie ustalo-
ne napięcia i prądy stałe to tak zwany spo-
czynkowy (stałoprądowy) punkt pracy. Prze-

bieg zmienny dodany do tych napięć i prą-
dów stałych będzie zmieniał chwilowy punkt
pracy w takt przebiegu zmiennego.
Nietrudno się domyślić, iż od wybo-
ru tego stałoprądowego punktu pracy
zależeć będzie wzmocnienie. Wynika
to choćby z rysunku 5 – przy zmianie
napięcia siatki w

granicach

–6V...–5V prąd anodowy zmieni się
tylko o około 1mA. Na rysunku 7
w pewnym uproszczeniu (znów

pominąłem żarzenie) podany jest przykłado-
wy układ pracy lampy. Lampa jest wstępnie
spolaryzowana ujemnym napięciem bramki,
płynie przez nią jakiś prąd stały. Przebieg
zmienny podany na siatkę lampy zmienia
prąd anodowy, a zmiany prądu anodowego,
który płynie przez rezystor anodowy Ra, wy-
wołują na tym rezystorze zmiany napięcia.
Napięcie przebiegu zmiennego na anodzie
jest większe niż na siatce – lampa jest
wzmacniaczem. Naszym głównym celem
jest nauczyć się projektować i obliczać tego
rodzaju układy.

Zanim jednak do tego dojdziemy, naj-

pierw powróćmy do tranzystora polowego
BF245C, którego charakterystyka przejścio-
wa pokazana była na rysunku 4. Teraz na ry-
sunku 8 narysowałem podobny przykładowy
układ pracy i zaznaczyłem trzy punkty na
charakterystyce. Rozumowanie jest następu-
jące: znając wartość napięcia wejściowego
(U

), odczytujemy prąd z charakterystyki

przejściowej. Mając prąd, łatwo obliczamy

Podstawy

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 6

Rys. 8
Rys. 9

Rys. 7

spadek napięcia na rezystorze Ra (Ua =
Id*Ra). Znając wartość napięcie zasilającego
Uzas i spadek napięcia na Ra, obliczamy na-
pięcie na wyjściu względem masy
(Uwy=Uzas-Ua) dla trzech przypadków –
ilustruje to rysunek 9. Przeanalizuj napięcia
- wynika z nich, że jeśli na wejście podamy
przebieg zmienny o wartości międzyszczyto-
wej 1V, to na wyjściu pojawi się przebieg
zmienny o amplitudzie 4,4V. Nasz układ ma
wzmocnienie 4,4V/V.

Wzmocnienie możemy obliczyć szybciej,

znając nachylenie charakterystyki: jak wyni-
ka z rysunku 8, nasz tranzystor ma transkon-
duktancję równą 4,4mA/V (4,4mS). Często
też transkonduktancja podana jest w katalogu
(oznaczana z reguły literą g). Zmiana napię-
cia wejściowego wywoła więc zmiany prądu
równe

∆I = ∆Uwe * g.

Z kolei zmiany prądu wywołają na rezy-

storze wyjściowym zmiany napięcia:

∆Uwy = ∆I * Ra

Podstawiamy:

∆Uwy = ∆Uwe *g * Ra

Stąd wzmocnienie napięciowe

Ku =

= g * Ra

Dla naszego tranzystora g = 4,4mA/V,

a wartość rezystora Ra wynosi 1k

Ω, więc

wzmocnienie jest równe, jak już obliczyli-
śmy:

K = 4,4mA/V * 1k

Ω = 4,4V/V

Genialnie proste, prawda? Tylko czy takie

rozumowanie jest prawdziwe?

Tak, jest prawdziwe dla tranzystorów po-

lowych, a w sumie także dla zwykłych, bipo-
larnych. Właśnie w tak nie-
samowicie prosty sposób
możemy obliczać układy
z tranzystorami polowymi
JFET. W przypadku układu
z lampą (triodą) takie rozu-
mowanie jest jednak zbyt
uproszczone i nieprawdzi-
we. Poznane charakterystyki
przejściowe nie mówią bo-
wiem wszystkiego o tych
elementach. Trzeba się też
zainteresować tak zwanymi
charakterystykami wyjścio-
wymi. Powstają one nastę-
pująco: na wejście podajemy
określone napięcie sterujące,
a płynnie zmieniamy napię-
cie zasilające i mierzymy
prąd. Rysunek 10 pokazuje
układy testowe i uzyskane
charakterystyki wyjściowe.
I tu jest pies pogrzebany.
Okazuje się, że te charakte-
rystyki tranzystora i lampy
kolosalnie się różnią, co
oczywiście ma poważne
konsekwencje praktyczne.

Oczywistą różnicą jest zakres napięć zasi-

lania. Tranzystor BF245 wytrzyma co najwy-
żej 30V napięcia dren-źródło. Znacząco
większe napięcie spowoduje jego przebicie
i uszkodzenie. Natomiast lampa nie tylko

może, ale powinna pracować przy napięciach
zasilania 100V...350V. Ta różnica nie jest jed-
nak istotna.

Wcześniej przeanalizowaliśmy dokładnie,

jak napięcie wejściowe wpływa na prąd, a teraz

Podstawy

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 10
Rys. 11

∆Uwy

∆Uwe

Podstawy

Elektronika dla Wszystkich

zainteresujemy się na pozór dziwną sprawą:
jak na prąd wpływa napięcie wyjściowe?

Mniej zaawansowanym Czytelnikom mu-

szę problem przedstawić w sposób jak naj-
prostszy do intuicyjnego pojęcia. Intereso-
wać nas będzie specyficzna rezystancja: re-
zystancja wyjściowa. Potrzebną zależność
pokazują charakterystyki z rysunku 10. Na
rysunku 11 dla jasności zaznaczyłem po
dwa przypadki dla tranzystora i lampy. Jeśli
mamy napięcia i prądy, możemy obliczyć re-
zystancje. Dla tranzystora: jeśli U=5V
i I=8mA to R=0,625k

Ω (punkt A) oraz jeśli

U=15V i I=8,5mA to R=1,765k

Ω (punkt B).

Dla lampy: jeśli U=100V i I=6mA to
R=16,66k

Ω (punkt C) oraz jeśli U=170V

i I=16mA to R=10,625k

Ω (punkt D). Zgadza

się to z intuicją – w tranzystorze mamy ma-
łe napięcie i jakiś prąd, co oznacza małą
oporność, w lampie mamy duże napięcia
i podobne prądy, co oznacza dużą rezystan-
cję. Są to oczywiście rezystancje elementów
dla prądu stałego dla podanych punktów
pracy. Ale jak już wiesz, nie to nas interesu-
je. Interesują nas głównie parametry dla
przebiegów zmiennych. Ale jak zmierzyć re-
zystancję wyjściową lampy czy tranzystora
dla przebiegu zmiennego?

Moglibyśmy próbować podać sygnał

zmienny na anodę lampy i dren tranzystora
i sprawdzać, jak zmienia się amplituda sy-
gnału. Okazuje się jednak, że nie trzeba spe-
cjalnego układu pomiarowego – potrzebne
informacje mamy na rysunkach 10 i 11.
Zwróć więc uwagę, że dla tranzystora, przy
stałym napięciu bramki w szero-
kim zakresie napięć wyjścio-
wych, prąd prawie nie zależy od
zmian napięcia drenu. Inaczej
mówiąc, zmiana napięcia wyj-
ściowego praktycznie nie wpły-
wa na prąd. Jak wynika z rysun-
ku 11, zmiana napięcia wyjścio-
wego tranzystora od 5V do
15V (zmiana o 10V) wywołuje
zmianę prądu o około 0,5mA.
Jeśli mamy zmianę napięcia
i wynikającą stąd zmianę prądu,

możemy mówić o rezystancji dla zmian, czy-
li... rezystancji dla przebiegów zmiennych –
o rezystancji dynamicznej:

Rd =

W przypadku tranzystora rezystancja ta

wynosi około 20k

Ω (10V/0,5mA), więc

w typowych obliczeniach możemy ją pomi-
nąć, bo w układzie z rysunku 8 jest dwudzie-
stokrotnie większa od rezystancji obciążenia
Ra (jest też dużo większa niż określone
wcześniej rezystancje dla prądu stałego).

Krótko mówiąc, tranzystor polowy ma du-

żą wyjściową rezystancję dynamiczną, dużo
większą niż stosowane rezystancje zewnętrz-
ne, i właśnie dlatego możemy ją pomijać i sto-
sować w praktyce zaprezentowany wcześniej
prosty sposób obliczania właściwości układu.

W przypadku lampy (triody) jest inaczej –

gorzej. Jak pokazuje rysunek 11, zmiana na-
pięcia wyjściowego o 70V (ze 100 na 170V)
powoduje zmianę prądu o 10mA (z 6 na
16mA), a więc rezystancja dynamiczna lam-
py w tych warunkach wynosi:

Rd = 70V / 10mA = 7k

Ω

Siedem kiloomów to mniej niż w tranzy-

storze, a przecież można by się spodziewać,
że w lampie, gdzie napięcia są wysokie, a prą-
dy – małe, rezystancja dynamiczna też będzie
wysoka. Zauważ, że obliczona właśnie rezy-
stancja dynamiczna jest też niższa niż obli-
czone wcześniej rezystancje dla prądu stałego
w punktach C i D! Co najważniejsze i najgor-
sze, rezystancja dynamiczna lampy jest dużo
mniejsza od rezystancji obciążenia Ra – patrz
rysunek 7. I właśnie dlatego w odniesieniu do
lampy nie możemy zastosować wcześniejsze-
go prostego rozumowania. Pamiętaj, że zmia-
ny napięcia na anodzie powodują znaczne
zmiany prądu, więc możemy mówić o małej
rezystancji wyjściowej lampy (triody).

Może tu zaprotestujesz, że zaprezentowa-

ne wnioski są bez sensu, bo przecież na wyj-
ście nie podajemy nigdy zmiennych napięć
z zewnątrz. Masz rację – nie podajemy z ze-
wnątrz, niemniej występuje tam zmienne na-
pięcie – wzmocniony sygnał. I nie jest waż-
ne, czy jest to napięcie podane z zewnątrz,
czy wzmocniony sygnał, wytworzony przez

lampę: w każdym razie w przypadkach z ry-
sunków 7 i 8 na wyjściu występuje jednak
sygnał zmienny, który w mniejszym (tranzy-
story) lub większym (lampy) stopniu wpływa
na właściwości układu, w szczególności na
wzmocnienie.

I właśnie ten wpływ napięcia wyjściowe-

go na prąd, który mogliśmy zaniedbać w tran-
zystorach, w lampach powoduje konieczność
skorzystania z dodatkowych parametrów, za-
leżności i wzorów. W tranzystorze by obli-
czyć wzmocnienie, wystarczy znać transkon-
duktancję S i wartość rezystancji obciążenia
Ra. Dużo większą rezystancję wyjściową
można pominąć – błąd obliczeń będzie mały.
W lampie trzeba jakoś uwzględnić omówiony
właśnie wpływ napięcia anodowego na prąd.
Trzeba wprowadzić i wykorzystać dodatkowy
parametr. Jak się słusznie domyślasz, tym pa-
rametrem jest dynamiczna rezystancja wyj-
ściowa. My oznaczyliśmy ją Rd, ale w katalo-
gach bywa oznaczana Ri lub

Cały problem w tym, że my zwykle jeste-

śmy skłonni wyobrażać sobie taką rezystancję
dynamiczną jako oporność między anodą a ka-
todą, jak pokazuje przekreślony rysunek 6.
Tymczasem nasza rezystancja wewnętrzna
lampy dotycząca przebiegów zmiennych ma
inny sens. Nie jest to rezystancja szeregowa,
tylko w pewnym sensie równoległa.

Dla początkujących niech wystarczy in-

formacja, że jest to dziwna rezystancja we-
wnętrzna, która łączy się z rezystancją obcią-
żenia nie szeregowo, tylko równolegle. I tu
przygotowałem dla Ciebie zaskakujący rysu-
nek 12a, który na pierwszy rzut oka może
budzić sprzeciw. Cóż, właśnie on obrazowo
pokazuje problem rezystancji wewnętrznej
lampy (dokładnie tak samo jest w tranzysto-
rach, gdzie jednak tę równoległą rezystancję
Ri o wielkiej wartości zazwyczaj pomijamy).
Zapamiętaj dobrze ten rysunek, bo jest to
klucz do świata lamp. W podręcznikach nie
znajdziesz go w tej postaci – rysowany bywa
inaczej. A ja, żeby Cię mniej szokował, prze-
rysowałem go też do postaci pokazanej na
rysunkach 12b i 12c – można tak przedsta-
wić sprawę, bo nasze rozważania dotyczą
przebiegów zmiennych, a dla przebiegów

Rys. 12

∆U

∆I

Podstawy

Elektronika dla Wszystkich

zmiennych obwód dodatniego napięcia zasila-
nia jest zwarty z masą (przez kondensatory fil-
trujące i źródło zasilania). Ty jednak zapamię-
taj mało zgodny z intuicją rysunek 12a. Po
przyjrzeniu się mu możemy wysnuć wnioski:
ogromnie ważne, ale niestety mocno stresują-
ce. Mianowicie dopiero teraz możemy wyko-
rzystać rozumowanie i prosty sposób obliczeń,
jaki zastosowaliśmy wcześniej do tranzystora.

Rozważmy przykład. Z charakterystyki

przejściowej lampy (rysunek 5) wynika, że
transkonduktancja wynosi 3mA/V. Analo-
gicznie jak w tranzystorze, zmiana napięcia
wejściowego (siatka-katoda) o 1V wywoła
więc zmianę prądu o 3mA. Potem ta zamiana
prądu wywoła na wyjściu zmiany napięcia.
Tu jednak, inaczej niż w tranzystorze, do
obliczeń musimy wziąć nie Ra, tylko rezy-
stancję równoległego połączenia Ri, Ra, jak
pokazuje rysunek 12. Oporność połączenia
równoległego Ri||Ra wyniesie

Rz =

Jak wynika z rysunku 11, wartość Ri wy-

nosi około 7k

Ω, a rezystor obciążenia Ra

w zależności od układu będzie miał wartość
7k

Ω...100kΩ, czyli w naszym przypadku

rezystancja wypadkowa Rz będzie zawierać
się w granicach od 3,5k

Ω do około 6,54kΩ.

Zgodnie z wcześniejszym wzorem oznacza
to, że układ wzmacniający będzie mieć
wzmocnienie równe:
Kmin= S * Rzmin = 3mA/V * 3,5k = 10,5V/V
Kmax = S * Rzmax = 3mA/V * 6,54k = 19,6V/V

Zauważ, że tym razem o wartości wzmoc-

nienia decyduje głównie rezystancja wewnę-

trzna lampy R1. Natomiast zmiana wartości
Ra w podanych granicach niewiele zmienia.
Zwiększanie Ra zwiększa wprawdzie
wzmocnienie, ale w niewielkim stopniu. Naj-
większe wzmocnienie układ miałby, gdyby
jakimś sposobem zwiększyć Ra do nieskończo-
ności (w szereg z Ra można byłoby na przykład
włączyć cewkę-dławik o ogromnej reaktancji).
Wtedy to maksymalne wzmocnienie, wyznaczo-
ne właściwościami samej lampy, wynosiłoby

Kmax = S * Ri

I to jest kolejny istotny parametr lampy,

podawany w katalogach: maksymalne
wzmocnienie samej lampy. Wzmocnienie
praktycznego układu z tą lampą będzie za-
wsze mniejsze ze względu na wpływ Ra. To
maksymalne wzmocnienie lampy oznaczane
jest w katalogach nie Kmax, tylko Ka albo
też małą grecką literą mi (µ) i wyrażane
w V/V, co niedwuznacznie wskazuje, że cho-
dzi o wzmocnienie napięciowe. Na margine-
sie wspomnę, że w praktyce wzmocnienie
maksymalne lampy może być wyznaczane
w dość prosty, choć może zaskakujący spo-
sób: mianowicie przy określonym prądzie
anodowym zmienia się najpierw nieco napię-
cie anodowe, co oczywiście zmienia wartość
prądu. Potem zmienia się napięcie siatki, że-
by powrócić do pierwotnej wartości prądu
anodowego. Stosunek zmiany napięcia ano-
dowego do siatkowego jest omawianym pa-
rametrem Ka (µ). Tym szczegółem nie za-
przątaj jednak sobie głowy.

Może nadal masz niejasne poczucie, że

dynamiczna rezystancja wyjściowa Ri to ja-
kiś „wzięty z sufitu”, całkowicie sztuczny

parametr. Otóż nie! Parametr wcale nie jest
sztuczny – określa on po prostu pewną wła-
ściwość lampy, mianowicie (szkodliwą) za-
leżność prądu anodowego od napięcia anodo-
wego dla napięć zmiennych. Pokazuje w ten
sposób, że istnieje wewnętrzne sprzężenie
zwrotne, zmniejszające wzmocnienie.

I oto mamy komplet kluczowych parame-

trów lampy:
- transkonduktancję (nachylenie charaktery-
styki przejściowej), oznaczaną S lub g

- rezystancję wewnętrzną (dynamiczną)
oznaczaną Ri lub ρ

- wzmocnienie maksymalne lampy oznacza-
ne Ka lub µ.

W niektórych katalogach podawane są

tylko dwa z tych trzech parametrów (zawsze
podawana jest wartość S), wtedy trzeci moż-
na łatwo obliczyć z wcześniej omawianych
zależności:

Ka = S * Ri

Ri = Ka / S

Ciesz się, że rozumiesz sens kluczowych

parametrów lampy. Nie chciałbym Ci psuć
humoru, ale za miesiąc zajmiemy się mniej
przyjemnymi sprawami: niedoskonałością
lamp i wynikającymi stąd zniekształceniami.
Jak już wspominałem, wcześniejsze rozwa-
żania i obliczenia dotyczą uproszczonego
modelu, który nie do końca odwzorowuje
rzeczywistość. We wszystkie szczegóły nie
damy rady się wgłębić teraz, a niektóre sub-
telności poznasz, dopiero odsłuchując kon-
kretny układ i zmieniając punkty pracy lamp.

Piotr Górecki

Ri*Ra

(Ri+Ra)

Listy od Piotra

Elektronika dla Wszystkich

Prezentowany cykl artykułów przezna-

czony jest wyłącznie dla „analogow-

ców“, czyli tych, którzy budują układy

analogowe, zarówno audio, jak i pomia-

rowe. Poniższego artykułu pod żadnym

pozorem nie powinni czytać ci, którzy

wykorzystują wyłącznie układy cyfro-

we! „Cyfrowcy“ zajmują się dziedziną

nieporównanie łatwiejszą, a podane

dalej informacje mogłyby im poważnie

zaszkodzić, na zawsze odbierając spo-

kój umysłu!

Artykuł powinni natomiast koniecznie

przeczytać wszyscy ci, którym wydaje

się, iż konstruktorem można zostać

w dwa tygodnie po zainteresowaniu się

elektroniką i po przeczytaniu kilku ksią-

żek. Artykuł ten uświadomi im, że dobry

konstruktor musi zdobyć solidną dawkę

wiedzy teoretycznej i praktycznego

doświadczenia, a tego nie sposób osią-

gnąć ani w dwa tygodnie, ani nawet

w dwa miesiące.

Uwaga! Osoby niepełnoletnie

mogą przeczytać niniejszy artykuł

wyłącznie pod opieką wykwalifiko-

wanych osób dorosłych!

Artykuł zawiera bowiem wiele

szokujących wiadomości, które mo-

gą nieprzygotowanego odbiorcę po-

zbawić snu, doprowadzić do cięż-

kiego rozstroju nerwowego, a na-

wet do śmierci ze zmartwienia.

Wścibskie pole magnetyczne

Zapewne wiesz, że prąd płynący przez cew-
kę powoduje powstawanie pola magnetycz-
nego. Nas interesuje teraz prąd zmienny
i zmienne pole magnetyczne. Oczywistym
jest, że pole magnetyczne jest wytwarzane
nie tylko przez typowe wielozwojowe cewki
według rysunku 9a, ale też przez cewki jed-
nozwojowe – patrz rysunek 9b. Niech nie
ujdzie Twej uwadze, że cewką jednozwojo-
wą jest każdy zamknięty obwód, który two-
rzy pętlę o dowolnym kształcie – nie musi to
być pętla w kształcie okręgu – patrz rysunek
9c. Zapamiętaj raz na zawsze, że każdy za-
mknięty obwód, w którym płynie prąd

(zmienny) jest
źródłem (zmienne-

go) pola magnetycz-
nego. A w każdym
urządzeniu elektro-
nicznym płyną prą-
dy. I z natury prądy
te zamykają się w ja-
kichś pętlach. Tym
samym każdy pracu-
jący układ elektro-
niczny jest źródłem
pola magnetyczne-
go, a właściwie sumy
wielu pól magne-
tycznych wytwarza-
nych przez poszcze-
gólne obwody,
w których płynie
prąd. I w wielu wy-

padkach nie mamy wpływu na wielkość
wytwarzanego „przy okazji” pola magne-
tycznego.

Mamy oto kolejne ważne źródło zakłóceń

– właściwie każdy układ jest źródłem za-
kłóceń związanych z polem magnetycznym.

A teraz spójrzmy na sprawę z drugiej stro-

ny: jeśli w zmiennym polu magnetycznym
umieszczona jest cewka, to zaindukuje się
w niej napięcie. Prawdopodobnie nie jest Ci
obcy rysunek 10. Znany z podręczników
wzór na napięcie indukowane w takim poje-
dynczym zwoju czy też pętli może nie-
których peszyć, niemniej musimy mu się
przyjrzeć bliżej, by wyciągnąć jak najbar-
dziej praktyczne wnioski:

U = 2

πfBAcosθ*10

-8

Napięcie indukowane w takiej pętli zależy

od częstotliwości f, od indukcji B, czyli
mówiąc w uproszczeniu – od siły tego
(zmiennego) pola magnetycznego. Dla na-
szych rozważań ważniejsze są dwa ostatnie
składniki wzoru: indukowane napięcie zależy
od powierzchni pętli A oraz od kąta (

θ - teta),

jaki tworzy płaszczyzna pętli z liniami sił po-
la magnetycznego, ściślej z wektorem induk-
cji. Może podany wzór wydawał Ci się zupeł-
nie niepraktyczny, bo przecież zazwyczaj ma-
my do czynienia z cewkami wielo-
zwojowymi. Tymczasem podana
zależność jest bardzo ważna wła-
śnie przy omawianiu zakłóceń „ma-
gnetycznych”. Szczegóły nie są
istotne – kluczowe wnioski pokazu-
je rysunek 11.

Chwyciliśmy kolejnego byka za

rogi: mamy przyczynę kłopotów –
pola magnetyczne wytwarzane
przez wszelkie obwody, w których
płynie prąd i mamy potencjalne ob-
wody zakłócane: odbiornikami są wszelkie
pętle, także te o nieregularnym kształcie (po-
równaj rysunek 9c). Chyba teraz nie zdzi-
wisz się, jeśli w wielkim uproszczeniu przed-
stawię istotę problemu jak na rysunku 12 –
mamy tu do czynienia ze swego rodzaju...
transformatorem. Tak jest: każda pętla jest
rodzajem uzwojenia wtórnego, w którym

będzie indukować się pewne, zwykle nie-
wielkie, napięcie. Wiesz już, że napięcie za-
kłóceń „magnetycznych” zależy od po-
wierzchni pętli odbiorczej oraz kąta w sto-
sunku do linii sił pola magnetycznego. Rysu-
nek 12 sugeruje, że znaczenie ma także
współczynnik sprzężenia między obwodem
„nadawczym” a „odbiorczym”. Z tego punk-
tu widzenia zwiększanie odległości między
nimi jest korzystne. O ile to możliwe, na-
prawdę warto zastosować zewnętrzny zasi-
lacz, a nie transformator sieciowy, umieszczo-
ny we wnętrzu urządzenia. W czułych ukła-
dach pomiarowych, mikserach i przedwzmac-
niaczach audio często jest to najprostszy i na-
prawdę skuteczny środek pozbycia się brumu
sieciowego. Z drugiej jednak strony, nie za-
wsze chodzi o wpływ transformatora siecio-
wego, a wtedy wzajemne oddalanie obwodów
czy bloków układu, paradoksalnie, może skut-

Rys. 9

Rys. 10

O paskudztwach i czarodziejach,

czyli zakłócenia w układach elektronicznych

część 2

Rys. 11
Rys. 12

kować zwiększaniem powierzchni pętli prą-
dowych „nadawczych” bądź „odbiorczych”.

Ponadto rysunek 12 pokazuje problem

w sposób bardzo uproszczony – w rzeczywi-
stości mamy do czynienia z sumą wielu pól
magnetycznych, wytwarzanych nie tylko
przez pracujące układy, ale przede wszyst-
kim przez prądy sieci energetycznej. Są to
nie tylko zmienne pola magnetyczne o czę-
stotliwości 50Hz, ale też pola o częstotliwo-
ściach harmonicznych: 100Hz, 150Hz,
200Hz, 250Hz, itd. Ponieważ jesteśmy prak-
tycznie otoczeni przewodami sieciowymi,
w których płyną prądy, pola magnetyczne
związane z siecią energetyczną są wręcz
wszechobecne. I tu leży przyczyna, dla której
często w czułych układach pomiarowych
oraz w układach audio pojawia się tak zwany
brum sieciowy. Z analizy rysunków 11 i 12
wynikają też ważne wnioski praktyczne,
przedstawione obrazowo na rysunku 13.
Każda pętla pracuje jako uzwojenie wtórne,
a wartość indukowanego napięcia wyznacza-
ją parametry... geometryczne: powierzchnia
pętli oraz jej ustawienie względem linii sił
pola. I tu masz wyjaśnienie, dlaczego na
przykład w wielu urządzeniach audio poziom
brumu sieciowego zależy od rozmieszczenia
przewodów oraz kierunku ustawienia płytki
względem transformatora sieciowego. W du-
żej pętli z rysunku 13a może zaindukować się
napięcie – przydźwięk sieci – nawet o amplitu-
dzie kilku czy wręcz kilkunastu miliwoltów.

Zawsze znakomitym sposobem walki z polem
magnetycznym jest zastosowanie przewodów
w postaci najzwyczajniejszej skrętki – jak na
rysunku 13b. Skrętka powinna być stosowana
nie tylko w układach „odbiorczych”, jak na ry-
sunku 13b, ale też w układach „nadawczych”,
czyli na przykład dobrze jest zwinąć w skrętkę
także wszystkie dłuższe przewody wiodące
prąd z transformatora do zasilacza. Rysunek
13 pokazuje problem pętli „odbiorczej” – ta
sama zasada obowiązuje w odniesieniu do pę-
tli „nadawczych” – zawsze redukcja po-
wierzchni pętli jest korzystna. Wielu elektroni-
ków nieświadomych istoty problemu uważa,
że wchodzą tu w grę zależności z pogranicza
magii. Tacy niezorientowani stosują metodę

prób i błędów, która niestety, rzadko daje opty-
malne rezultaty. Tymczasem wystarczy zrozu-
mieć problem i potem zwalczać go w sposób
przemyślany. Na przykład trzeba wiedzieć, że
„zwykłe” transformatory na rdzeniach EI są
źródłem silnego pola magnetycznego. Zna-
cząco lepsze są transformatory na rdzeniach
zwijanych, a zdecydowanie najlepsze są
transformatory toroidalne, mające najmniej-
sze pole rozproszenia. Warto też mieć świa-
domość, że w obwodzie otwartej pętli
„odbiorczej” ani dodanie rezystancji szere-
gowej, ani równoległej nie pomaga zmniej-
szyć indukowanego napięcia – patrz rysunek
14. Rysunek 14b pokazuje też inną istotną
kwestię. Do tej pory zakładaliśmy, że pętla
(cewka) jest otwarta, nieobciążona i nie inte-
resowała nas możliwość przepływu w niej
prądu. Tymczasem w rzeczywistości bardzo
często występują pętle zamknięte. W obwo-
dzie zamkniętej pętli mogą występować ja-
kieś oporności (rezystory, cewki), ale pętlą
może być też zamknięty łańcuch ścieżek czy
przewodów. Rysunek 15a pokazuje przykła-
dową pętlę (np. pętlę obwodu masy). Rysu-
nek 15b przedstawia schemat zastępczy,
gdzie indukcyjność L wynika z obecności pę-
tli – cewki jednozwojowej o nieregularnym
kształcie, a rezystancja R to wypadkowa re-
zystancja ścieżek. Warto mieć świadomość,
że pod wpływem pola magnetycznego w ta-
kiej pętli mogą płynąć znaczne prądy i nawet
przy małej rezystancji R w czu-
łych układach pomiarowych
oraz audio nie można pominąć
napięć indukowanych między

punktami X, Y. Nie tylko z podanego powodu
należy unikać pętli ścieżek, zwłaszcza pętli
masy.

Wielu elektroników sądzi, że praktycz-

nym lekarstwem na kłopoty z polem magne-
tycznym jest ekranowanie. Jest to pogląd
z gruntu fałszywy – ekranowanie w zniko-
mym stopniu eliminuje zakłócenia „magne-
tyczne”. Szczegółowe wyjaśnienie niesku-
teczności ekranowania byłoby skomplikowa-
ne. Chodzi o to, że biorąc rzecz w pewnym
uproszczeniu, pole magnetyczne po prostu
może przenikać przez metalowy ekran. Co
najgorsze w praktyce, najczęstszym źródłem
zakłóceń „magnetycznych” jest sieć energe-
tyczna. A właśnie dla pola magnetycznego
o małych częstotliwościach cienkie blaszki
metalowe nie są żadną przeszkodą. Pole ma-
gnetyczne o częstotliwościach „sieciowych”
nie tylko łatwo w nie wnika, ale też łatwo
przenika na druga stronę. Owszem, pole ma-
gnetyczne jest tłumione w metalu, ale do
znaczącego stłumienia wymagana byłaby za-
straszająco gruba blacha, wręcz pancerz.
O ile dla ochrony przez zakłóceniami przedo-
stającymi się przez pole elektryczne wystar-
czy jakakolwiek metalowa blacha bądź folia
dołączona do masy, o tyle w przypadku pola
magnetycznego jest nieporównanie gorzej.
Tabela 3 pokazuje grubość ekranu, potrzeb-
ną do stłumienia pola magnetycznego o róż-
nych częstotliwościach około 3 razy.

Tabela 3

Tymczasem o skutecznym tłumieniu

można byłoby mówić, gdyby pole zostało
stłumione nie kilka, tylko kilkadziesiąt razy.
Nawet w przypadku stosunkowo dobrej bla-
chy stalowej, grubość ekranu wymagana do
skutecznego stłumienia pola o częstotliwości
sieci wynosiłaby kilka milimetrów, co oczy-
wiście jest nie do przyjęcia. A właśnie takie
częstotliwości są źródłem praktycznych kło-
potów. Prawdą jest, że istnieje specjalny
stop, zwany mumetalem (µ-metal, mu-me-
tal), który ma znacząco lepszą skuteczność
tłumienia niż stal. Mumetal jest jednak tru-
dniej dostępny, wykonanie skutecznego ekra-
nu jest kosztowne, a w ostatecznym rachun-
ku także i ten materiał nie zawsze rozwiązu-
je problem.

Powyższe rozważania powinny Cię też

przekonać, że w układach o dużej czułości
obowiązkowo należy przeprowadzić analizę
układu pod katem minimalizacji promienio-
wania źródeł pola magnetycznego oraz

Listy od Piotra

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 13

Rys. 14
Rys. 15

częstotliwość

grubość ekranu w mm potrzebna do

stłumienia pola magnetycznego ok. 3-krotnie

miedź

aluminium

stal

50Hz

9,3

100Hz

6,6

8,5

0,66

1kHz

2,1

2,7

0,2

10kHz

0,66

0,84

0,08

100kHz

0,2

0,3

0,02

1MHz

0,08

0,008

Ciąg dalszy ze strony 21.

Montaż i uruchomienie

Przedstawiona na rysunku 3 płytka monta-
żowa została zaprojektowana w programie
EAGLE. Montaż elementów jest typowy
i nie ma w nim żadnych niespodzianek. Po-
nieważ płytka została zaprojektowana do zło-
żenia z wyświetlaczem LCD w tzw. „kanap-
kę”, zalecam przylutowanie rezonatora kwar-
cowego od strony ścieżek, zabezpieczając
element ten odcinkiem taśmy izolacyjnej,

by nie powodował zwarć. Stanowczo odra-
dzam stosowanie rezonatorów o niskich pro-
filach, gdyż rozrzut parametrów jest w nich
duży, i łatwo o ich przegrzanie podczas luto-
wania. Kondensatory C2 i C3 należy wluto-
wać na leżąco. W gestii wykonawcy leży za-
projektowanie płytki klawiatury, gdyż jej
układ zależeć może od typu zastosowanej
obudowy. W każdym razie ideałem byłoby,
aby przyciski znajdowały się na wysoko-
ściach ich opisu na wyświetlaczu LCD (po-
zycja 1, środek i pozycja 16). Rozmieszcze-

nie takie powoduje bardzo intuicyjne poru-
szanie się po funkcjach emulatora.

Układ złożony ze sprawnych elementów

od razu pracuje poprawnie. Jedynym w mia-
rę krytycznym elementem jest rezonator
12MHz. Od jego wartości rzeczywistej i sta-
łości parametrów zależy bowiem wierność
generowanego sygnału DCF-77.

Grzegorz Kaczmarek
ky3orr@poczta.onet.pl

Listy od Piotra

Elektronika dla Wszystkich

minimalizacji pętli „odbiorczych”. Z uwagi
na liczne źródła i obwody odbiorcze za-
kłóceń oraz skomplikowany charakter za-
kłóceń, w artykule nie sposób podać szcze-
gółowych recept. Przedstawione informacje
pokazują tylko istotę problemu, a do zdoby-
cia rzetelnych umiejętności w zakresie walki
z zakłóceniami „magnetycznymi” niezbędne
jest praktyczne doświadczenie. Przypomnij
sobie maksymę popularną także w innych
dziedzinach życia: lepiej zapobiegać, niż le-
czyć. Zapamiętaj raz na zawsze, że najlep-
szym sposobem walki z zakłóceniami „ma-
gnetycznymi” jest eliminowanie oraz
zmniejszanie powierzchni pętli. W praktyce
oznacza to stosowanie możliwie zwartego
montażu, przewodów w postaci skrętki oraz
dobranie geometrycznego ustawienia kluczo-

wych obwodów względem siebie, a zwła-
szcza względem transformatora zasilającego.
Zapomnij natomiast o ekranowaniu jako re-
medium na zakłócenia przenoszone przez po-
le magnetyczne. W dawnej literaturze bardzo
często pojawiało się zalecenie: umieścić
układ w ekranie wykonanym z puszki od
konserw. Choć dawne puszki do konserw
miały nie wiadomo dlaczego blachę kilku-
krotnie grubszą od dzisiejszych puszek, i tak
0,1...0,2mm stali nie wystarczy. Także nie-
śmiertelna blacha z puszki po konserwach
(stalowa) praktycznie nie tłumi pola magne-
tycznego 50Hz. Jak wskazuje tabela 3, aby
stłumić zmienne pole magnetyczne 50Hz
dziesięciokrotnie, ekran miedziany czy alu-
miniowy powinien mieć grubość... tak jest,
około trzech centymetrów, a blachy stalowej

około 3mm! Dla naprawdę skutecznego stłu-
mienia pola magnetycznego o częstotliwości
sieci blacha stalowa musiałaby pochodzić co
najmniej z transportera opancerzonego albo
z lekkiego czołgu. Wprawdzie wykorzysta-
nie miękkich arkuszy mumetalu byłoby nie-
złym sposobem, jednak jest to sposób ko-
sztowny, a dla hobbystów wręcz niedostępny.
Tym samym nie ma co się łudzić, że w wa-
runkach amatorskich można wykonać sku-
teczny ekran dla pola magnetycznego małej
częstotliwości. Dlatego w tym wypadku zde-
cydowanie lepiej jest zapobiegać, niż leczyć.

Za miesiąc przeanalizujemy problem za-

kłóceń przenoszonych przez pole elektroma-
gnetyczne.

Piotr Górecki

Wykaz elementów

Rezystory

R1,R2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1,1kΩ
R3,R4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .68Ω
R5 . . . . . . . . . . . .100kΩ (nie montować)
PR1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .10-50kΩ

Kondensatory

C1,C4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100nF
C2,C3 . . . . . . . . . . . . . . . . . .100µF/16V
C5,C6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .33pF
C7 . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100nF (1µF)

Półprzewodniki

D2,D3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1N4148
D1 . . . . . . . . . . . . . . . . .dwubarwna LED
U1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .7805
U2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .AT89C4051

Inne

LCD . . . . . . . . . . . . .listwa goldpin 1*16
KLAWIATURA . . . . . . .listwa goldpin 1*4
Z1 . . . . . . . . . . . . . . . .listwa goldpin 2*4
X2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .ARK2

Rys. 3 Schemat montażowy

Elektronika dla Wszystkich

Rozwiązanie zadania powinno zawierać schemat elektryczny i zwięzły opis działania.
Model i schematy montażowe nie są wymagane, ale przysłanie działającego modelu lub jego
fotografii zwiększa szansę na nagrodę.
Ponieważ rozwiązania nadsyłają Czytelnicy o różnym stopniu zaawansowania, mile widziane
jest podanie swego wieku.
Ewentualne listy do redakcji czy spostrzeżenia do erraty powinny być umieszczone na oddziel-
nych kartkach, również opatrzonych nazwiskiem i pełnym adresem. Prace należy nadsyłać
w terminie 45 dni od ukazania się numeru EdW (w przypadku prenumeratorów – od otrzymania

Na pierwszy miesiąc wakacji postanowiłem
dać zadanie lżejszego kalibru. Już znacznie
wcześniej pojawiły się propozycje takiego
zadania. Na przykład Jakub Świegot ze Śro-
dy Wlkp. napisał kiedyś: Witam! Wpadłem
na pomysł, by kolejnym zadaniem szkoły by-
ło „Zaprojektować śmieszny układ elektro-
niczny”. Myślę, że byłby to bardzo fajny i cie-
kawy temat szkoły! Byłby śmiech i zabawa,
a przy tym trzeba by się trochę nagłowić, by
wymyślić coś ciekawego. Myślę, że napłynę-
łoby zaskakująco dużo modeli i ciekawych
prac teoretycznych. Mam nadzieję, że uwzglę-
dni Pan moją propozycję, stawiając zadania
szkoły. Pozdrawiam gorąco.

Jakub napisał też wtedy, że ma 18-mie-

sięczną siostrę. Stwierdził, że dla dziecka
w wieku 1...2 lat elektronika może zaofero-
wać różne ciekawe rzeczy. Siostra zapewne
do tego czasu sporo podrosła, ale temat jest
aktualny, zresztą uczestnicy Szkoły już kie-
dyś próbowali sił w takiej dziedzinie. Tym
razem temat jest znacznie szerszy, bo chodzi
nie tylko o zabawki dla niemowląt czy ma-
łych dzieci. Owszem, mogą to być zabawki,
ale dla młodzieży, a nawet dorosłych. Da-
riusz Drelicharz z Przemyśla napisał kiedyś
w e-mailu: Pomysł na to zadanie przyszedł
wraz z wyciągnięciem ze skrzynki pocztowej
kolejnej porcji makulatury reklamowej. Był
wśród niej katalog zabawek Brio. Jedną

z ciekawszych zabawek (od strony elektro-
nicznej) była zabawka, której zdjęcie przed-
stawiam poniżej. (...) Myślę, że podobną
rzecz można by w stosunkowo prosty sposób
zrobić samemu. Byłaby to niezła zabawka np.
dla młodszego rodzeństwa.

Niestety, zdjęcie do mnie nie dotarło,

więc nie znam szczegółów, w każdym razie
chodzi o jakieś urządzenie czy urządzenia,
które określono: podchody na podczerwień.

Podobną propozycję przysłał jakiś czas

temu Marcin Wiązania z Buska Zdroju: (...)
proponuję wykonanie „Inteligentnej elektro-
nicznej zabawki”. Powinna to być zabawka,
która może jakoś uatrakcyjnić wolny czas. Tu
także można bardziej sprecyzować zadanie,
by była to zabawka poruszająca się za pośre-
dnictwem umieszczonych w niej silniczków.
Może ona reagować na napotkane dźwięki,
przeszkody itd. Możliwości jest wiele, przy
czym nie powinna być ona zbyt skomplikowa-
na i tania. Można jako zadanie sprecyzować
wykonanie jakiejś „elektronicznej gry”.

A oto temat zadania:

Zaprojektować „rozrywkowy” układ
elektroniczny.

Jak zwykle macie ogromne pole do popi-

su. Temat jest bardzo szeroki. Można dla
niemowlaka zaprojektować jakiś gadżet,
który by popiskiwał, mrugał i grał melodyj-
kę. W tym przypadku trzeba dobrze prze-
myśleć kwestię obudowy, żeby urządzenie
było absolutnie bezpieczne w użytkowaniu,

bo maleńkie dzieci wykazują nieprawdopo-
dobną pomysłowość nie tylko w psuciu za-
bawek, ale też w próbach zrobienia sobie ni-
mi krzywdy (połknięcie drobnych detali, za-
drapanie, itp.). Ale równie dobrze może to
być zabawka dla starszych, na przykład ja-
kaś prosta gra. Tu zdecydowanie widzę naj-
większą możliwość popisania się pomysło-
wością.

Czekam nie tylko na modele – oczywiście

najlepsze zaprezentujemy szerzej w EdW
w działach E-2000, µP-3000 czy Forum Czy-
telników. Tym razem znakomitą sposobność
zabłyśnięcia mają także młodsi i mniej do-
świadczeni uczestnicy – wystarczy podać in-
teresującą ideę, nawet bez szczegółowego
rozwiązania układowego. Zapowiadam, że
za dobre idee teoretyczne też będzie można
otrzymać nagrody. Celem Szkoły Konstruk-
torów jest przede wszystkim promowanie
osób najbardziej pomysłowych i twórczych,
niezależnie od elektronicznego stażu i do-
świadczenia.

Zapraszam więc do udziału także mniej

śmiałych Czytelników, którzy do tej pory
ograniczali się do rozwiązywania zadania dla
własnej satysfakcji. Wiem, że jest wiele ta-
kich osób. Postawione zadanie to znakomita
okazja do zaprezentowania swych pomysłów
na szerszym forum. Jestem przekonany, że
nadeślecie interesujące pomysły, rozwiązania
i układy. Stale czekam też na propozycje ko-
lejnych tematów. A trzej wymienieni pomy-
słodawcy zadania otrzymają książki.

Temat zadania 85 brzmiał: Zaprojektować
termometr: klasyczny, nietypowy, specja-

listyczny albo praktyczny układ czujnika
temperatury.

Temat szeroki, niby nietrudny, ja jednak

obawiałem się, że pomyślicie sobie: wszystko
już było, a w literaturze różnych termometrów

i czujników opisano mnóstwo, więc nie ma co
się zajmować tym tematem. Bardzo się wiec
cieszę z nadesłanych prac, zwłaszcza 16 mode-
li i ich fotografii. Co ciekawe, tym razem nade-
szło mniej niż zwykle prac teoretycznych.

Zadanie nr 89

Rozwiązanie zadania nr 85

Szkoła Konstruktorów

Elektronika dla Wszystkich

Przyznaję też, że znowu zaskoczyliście mnie
interesującymi pomysłami.

Rozwiązania teoretyczne

Kilku młodych uczestników zaproponowało
wykorzystanie termistorów. Choć rozwiąza-
nia układowe były rozmaite, ich wspólnym
błędem jest właśnie wykorzystanie „zwy-
kłych” termistorów. Te popularne termistory
nazywane są NTC (Negative Temperature
Coefficient), bo mają ujemny współczynnik
cieplny. Oznacza to, że rezystancja ze wzro-
stem temperatury maleje. Teoretycznie po-
zwala to na realizację najprostszego termo-
metru według rysunku 1. W rzeczywistości
taki termometr nie ma szans bytu, ponieważ
zależność rezystancji od temperatury jest
silnie nieliniowa, wiec skala byłaby fatalnie
zagęszczona w zakresie niższych tempera-
tur. Czym większa
temperatura, tym
szybciej malałaby
rezystancja i tym
szybciej rósłby
prąd. Termistory
nadają się do regu-
latorów i czujni-
ków, gdzie chodzi
o wykrycie prze-
kroczenia konkret-
nej temperatury, ale ich przydatność do ter-
mometrów jest problematyczna. Wprawdzie
możliwa jest linearyzacja termistorów, ale ła-
twiej jest po prostu wykorzystać inny czuj-
nik. Dlatego nie wymieniam nazwisk kilku
uczestników, którzy „popełnili” podobne
układy. Nie znaczy to wcale, że wszystkie
układy z termistorami są błędne. Chciałbym
podkreślić oryginalność pomysłu Piotra
Bechcickiego z Sochaczewa. Pisze on: Dłu-
go myślałem nad samą koncepcją termome-
tru, który byłby nietypowy, inny, niespotyka-
ny. Bo przecież termometrów normalnych,
diodowych, z wyświetlaczami 7-segmentowy-
mi mamy dużo, rzekłbym, po uszy. Pomyśla-
łem o termometrze wbudowanym w... kaczu-

szkę. Taką, jak dziecko bawi się podczas ką-
pieli (...).

Piotr widzi możliwość zastosowania czuj-

nika na LM335, podwójnego wzmacniacza
operacyjnego i dwóch diod LED sygnalizują-
cych zbyt niską i zbyt wysoką temperaturę.
Choć propozycja układowa ma niedoróbki,
sam pomysł jest niewątpliwie interesujący.
Może jednak zamiast dwóch diod, które przy
optymalnej temperaturze byłyby wygaszone,
zastosować większą liczbę diod, które by do-
datkowo migały, stanowiąc dla dziecka pew-
ną atrakcję. Może do kaczuszki warto wbu-
dować też brzęczyk piezo, który popiskiwał-
by co jakiś czas. Ogólnie pomysł uznaję za
bardzo ciekawy, choć widzę poważne proble-
my przy praktycznej realizacji, mianowicie
konieczność zapewnienia szczelności układu
oraz wyłącznika zasilania.

Kilka osób, w tym Paweł Joachymik

z Miastka i Marcin Rzewuski z Godlewa,
skoncentrowało się nie na samym termome-
trze, tylko na sposobie jego podświetlenia.
Paweł i Marcin odnotowali problem odczytu
termometru wieczorem i w nocy, zwłaszcza
zaokiennego, dlatego chcą podświetlać czy
też oświetlać fabryczny termometr spirytuso-
wy lub elektroniczny za pomocą kolorowych
diod LED. Miałyby to być diody ultrajasne,
świecące światłem ciągłym lub migające,
ewentualnie trójkolorowa dioda LED zmie-
niająca światło płynnie co pewien czas. Mar-
cin przypomniał, że w EdW
opublikowany był stosowny
układ (9/97 str. 56). W przy-
padku termometru zaokien-
nego diody oświetlające mo-
głyby być umieszczone
w pomieszczeniu. Pomysł
takiego bajeru jest interesu-
jący i godny odnotowania,
choć nie do końca spełnia
warunki zadania.

Mariusz Chilmon z Au-

gustowa zaproponował układ
termometru analogowego
z woltomierzem wskazówko-

wym, gdzie skala do-
datkowo byłaby pod-
świetlana jedną
z trzech kolorowych
diod LED. Diody te
pełniłyby dodatkową
funkcję informacyjną:
niebieska – za zimno,
biała – OK, czerwona
– za gorąco. Schemat
układu pokazany jest
na rysunku 2. Podo-
ba mi się ten pomysł,
dlatego przydzielam
Autorowi cztery
punkty i upominek,
choć nie wykonał on

modelu, a układ należy zasilać z sieci, bo naj-
więcej prądu pobiera... stabilizator.

Michał Stach z Kamionki Małej przysłał

dwa projekty. Jeden to układ dopasowujący
sygnały z przetworników LM35 do specjali-
zowanej karty A/D. Drugi to czujnik tempe-
ratury silnika Malucha z wyjściem prądo-
wym jako ulepszenie w stosunku do fabrycz-
nego czujnika o nieliniowej charakterystyce.
Oryginalne materiały Michała („zararowane”
projekty .DDB) można znaleźć na naszej
stronie internetowej (Stach.rar).

Rozwiązania praktyczne

Rafał Stępień z Rud nadesłał dwa modele. Na
fotografii 1 pokazany jest prosty wskaźnik
temperatury z dwiema diodami LED. Czujni-
kiem jest termistor pracujący w obwodzie ge-
neratora. Schemat pokazany jest na rysunku 3.

Wzrost temperatury powoduje zaświecanie
kolejnych diod LED. Rafał słusznie zauważył,
że taki prosty układ nie jest dokładny, a zakres
mierzonych temperatur musi być szeroki, oko-
ło 60...70

C. Przy mniejszych zmianach tem-

peratury nie zostaną zaświecone wszystkie
diody LED. Fotografia 2 pokazuje wskazów-
kowy miernik wykonany według schematu
z rysunku 4, przeznaczony głównie do moni-
torowania temperatury CPU (starszego)
PC-ta, stąd dodatkowy sygnalizator piezo.

Fotografia 3 przedstawia model termo-

metru wskazówkowego wykonany przez
16-letniego Pawła Lasko z Nowego Sącza.
Schemat tego prostego układu można znaleźć
na naszej stronie internetowej (Lasko.gif).
Dwa modele wykonał Adrian Wojtaszewski.

Rys. 1

Rys. 2

Fot. 1 Wskaźnik Rafała Stępnia

Rys. 3

Szkoła Konstruktorów

Elektronika dla Wszystkich

Fotografia 4 pokazuje prosty układ według
rysunku 5, nazwany „Termometrem o skali
dźwiękowej”. Dźwięk uzyskiwany po naci-
śnięciu przycisku świadczy o temperaturze.
W tym wypadku nieliniowa charakterystyka
termistora jest zaletą, a nie wadą. Nie jestem
pewny, czy młody Autor miał tę świadomość,
w każdym razie ten zaskakująco prosty układ
jest wart wzmianki. Drugi model z fotografii
5 to sygnalizator ostygnięcia herbaty. Sche-
mat układu pokazany jest na rysunku 6. Au-
tor pisze: Jak sama nazwa wskazuje, ma on

sygnalizować wystygnię-
cie herbaty (do temperatu-
ry nadającej się do picia).
(...) Gdy herbata stygnie,
zmienia się wartość termi-
stora i zmienia się napię-
cie na wejściu bramki
U1A. W momencie gdy to
napięcie zbliży się do po-
tencjału masy, wyjście
bramki U1A zmieni stan
na wysoki. Wtedy włączy

się generator i co za tym idzie brzęczyk. Za te
jakże proste, ale interesujące układy przy-
dzielam Adrianowi 5 punktów i nagrodę.

Tomasz Jadasch z Kęt przysłał dwa mo-

dele. Fotografia 6 pokazuje prosty czujnik
temperatury z termistorem, wzmacniaczem
operacyjnym i brzęczykiem (Jadasch1.gif).
Drugi układ to prawdziwy cyfrowy termo-

metr – klasyczne rozwiązanie z układami
LM35, ICL7107 i wyświetlaczem LED (Ja-
dasch1.gif). Dzięki zastosowaniu ICL7600
układ zasilany jest pojedynczym napięciem
4,5...5V. Jak pokazuje fotografia 7, nawet
tak skomplikowany układ można zmontować
na płytce uniwersalnej.

Klasyczne rozwiązanie, kostki LM35,

ICL7106, wyświetlacz LCD, wykorzystał też
Dariusz Drelicharz z Przemyśla. Oryginal-
ny schemat pokazany jest na rysunku 7. Da-
riusz pisze: (...) Sama konstrukcja termome-
tru nie jest oryginalna. (...) Świeżą ideą jest
za to zastosowanie układu. W EdW były już
opisywane różne termometry, ale termometru
do pomiaru temperatury w wannie jeszcze
nie było. (...) Oczywiście nic nie stoi na prze-
szkodzie, żeby zabrać taki termometr ze so-
bą na wakacje i sprawdzać temperaturę
w morzu, jeziorze czy rzece. Ale nie tylko.
Spełnia on wszystkie kryteria, aby się stać
uniwersalnym termometrem wakacyjnym.
Dariusz poświęcił wiele uwagi hermetyczno-
ści obudowy. Stwierdził, że tę rolę może peł-
nić... pudełko po kremie kosmetycznym.
W modelu, pokazanym na fotografii 8, za-
stosował wyłącznik, a czujnik wklejony jest
w denko pudełka. Układ pobiera tak mało
prądu (ok. 1mA), że zasilany z dobrej baterii
alkalicznej 9V (400...500mAh) powinien
wytrzymać ponad dwa tygodnie ciągłej pracy.

Fotografia 9 pokazuje model Jarosława

Tarnawy z Godziszki. Jest to miernik wska-
zówkowy z obwodami regulatora oraz dodat-
kowym bajerkiem LED (Tarnawa.gif). Dodat-
kowe diody LED zależnie od temperatury po-
kazują „uśmiech” (>20

C), „półuśmiech”

(+10...+20

C), obojętność (0...+10

C), „mały

smutek” (-10...0

C) i „duży smutek” (<-10

C).

Michał Koziak z Sosnowca przysłał dwa

modele. Ten pokazany na fotografii 10 to
prosty monitor temperatury do komputero-
wego zasilacza bez wentylatora. Czujnikiem
temperatury jest tranzystor – schemat poka-
zany jest na rysunku 8. Wzrost temperatury
ma spowodować automatyczne wyłączenie
komputera. Pomysł wydaje się ryzykowny,
jednak Michał pisze, że zastosowany on zo-
stał w zasilaczu serwera, a tam, jak rozu-
miem, wzrost temperatury niedwuznacznie
świadczy o jakimś uszkodzeniu i automa-
tyczne wyłączenie jest jak najbardziej na
miejscu. Michał zainspirowany pomysłem
Mariusza Dulewicza z EP 2/2001 str. 91 wy-
konał też prosty siedmiokanałowy moduł
przetwornika A/C – fotografia 11. Sterowa-
ny on jest procesorem 89C2051, działa na za-
sadzie podwójnego całkowania i mierzy na-
pięcia dodatnie (Koziak.gif). Bliższych infor-
macji należy szukać we wspomnianym nu-
merze EP, a adres Michała podany był w Ga-
lerii Szkoły Konstruktorów.

Arkadiusz Zieliński z Częstochowy wy-

konał pokazany na fotografii 12 elegancki
model termometru do PC-ta, przeznaczony

Fot. 2 Miernik Rafała Stępnia

Rys. 4

Fot. 3 Model Pawła Lasko

Fot. 4 Termometr dźwiękowy Adriana

Wojtaszewskiego

Fot. 6 Czujnik Tomasza Jadascha

Fot. 7 Termometr Tomasza Jadascha

Rys. 6

Rys. 5

Fot. 5 Sygnalizator Adriana Wojta-

szewskiego

Szkoła Konstruktorów

Elektronika dla Wszystkich

do pomiaru temperatury np. CPU lub GPU
w zakresie od 0 do 100 stopni. Dodatkowo
został on wyposażony w sygnalizator prze-
kroczenia zadanej temperatury. Wynik po-
miaru obrazowany jest na wskaźniku wychy-
łowym. Nie zapewnia on zbyt dużej dokład-
ności pomiaru, ale przy zastosowaniu odpo-
wiedniego podświetlenia całość wygląda na-
prawdę efektownie i może stanowić ciekawe
uzupełnienie naszego komputera.

Mało brakowało, a skierowałbym układ

do publikacji, bo podłączyłem go do kompu-
tera, spodobał mi się i może zainteresować
szersze grono Czytelników. Ostatecznie jed-
nak nie zdecydowałem się na publikację, bo
układ, choć działa, zawiera pewne zupełnie
nietypowe, a nawet ryzykowne rozwiązania.
Oryginalny schemat pokazany jest na rysun-
ku 9. Oto fragmenty autorskiego opisu: (...)
Napięcie zasilające +5V jest pobierane
z gniada typu MOLEX, w komputerze. (...) Po
zmontowaniu układu musimy jeszcze doko-
nać prostej regulacji. Zakładamy zworkę na
piny 2 i 3 JP1, a następnie mierzymy napię-
cie na wyjściu czujnika IC2 (pamiętając, że
10mV/1

C) i za pomocą PR1 ustawiamy na

wskaźniku wychyłowym odpowiednią war-
tość. Pozostaje jeszcze ustawić próg alarmu.
W tym celu ustawiamy zworkę na piny 1 i 2.
Patrząc na wskaźnik, helitrimem PR2 usta-
wiamy odpowiednią temperaturę. Przez cały
czas będzie włączony alarm, co pozwoli do-
stosować częstotliwość generatora. W celu
normalnej pracy zworkę znów ustawiamy na
piny 2 i 3. Do podświetlania wskaźnika

w układzie modelowym została wyko-
rzystana dioda niebieska, superjasna,
niezaznaczona na schemacie, natomiast
dioda D1 to też superjasna, ale czerwo-
na. Została ona zamontowana obok
diody niebieskiej i w razie alarmu rów-
nież podświetla tarcze wskaźnika, co
tworzy ładny efekt. Układ modelowy zo-
stał zamontowany w małej obudowie
stawianej obok komputera i jest z nim

połączony 3-żyłowym przewodem (+,-,czuj-
nik), ale całość najlepiej wbudować w za-
ślepkę 5,25” i zamontować w obudowie kom-
putera jak np. napęd CD-ROM. Nóżki czujni-
ka temperatury najlepiej zabezpieczyć przed
zwarciem za pomocą koszulki termokurczli-
wej. Sam czujnik można włożyć pomiędzy że-
berka radiatora lub przykleić do niego za po-
mocą kleju termoprzewodzącego. Ponieważ
zastosowany w modelu wskaźnik wychyłowy
jest dosyć popularny, dlatego też wielu oso-
bom może się przydać wykonana przeze mnie
skala, którą dołączam w postaci pliku w for-
macie .bmp i corel-owego .cdr. (na stronie in-
ternetowej jako Zielinski.zip). Poważne wąt-
pliwości budzi brak rezystora od nóżki 5
IC1B do plusa zasilania – generator może nie

Fot. 11 Moduł Michała Koziaka

Fot. 12 Termometr Arkadiusza Zieliń-

skiego

Rys. 9

Rys. 8

Fot. 9 Model Jarosława Tarnawy

Fot. 10 Prosty monitor

Michała Koziaka

Rys. 7

Fot. 8 Termometr

Dariusza Drelicharza

Szkoła Konstruktorów

Elektronika dla Wszystkich

pracować z innym egzemplarzem wzmacnia-
cza operacyjnego. Także obwody współpracy
z miernikiem wskazówkowym są nietypowe
– tu zastosowanie innego typu miernika mo-
że spowodować kłopoty z kalibracją i działa-
niem. Niemniej idea rzeczywiście jest cieka-
wa, model ładnie wykonany i zamknięty
w obudowie, więc Arek otrzyma nagrodę
i sześć punktów.

Marcin Piotrowski z Białegostoku przy-

słał schemat i opis rejestratora temperatury,
który był częścią jego pracy dyplomowej –
fotografia 13. Oto króciutkie fragmenty opi-
su: Sercem urządzenia jest mikrokontroler
AT89S8252. Termometrem jest układ DS1820
wykorzystujący do komunikacji magistralę
1Wire. Rejestrator wyposażony jest w jeden
termometr, ale nic nie stoi na przeszkodzie,
aby dołączyć do układu więcej czujników (do
magistrali 1Wire można dołączyć kilkadzie-
siąt układów). Pomiar temperatury dokony-
wany jest w zakresie -55

C do +125

z rozdzielczością 0,1C i dokładnością
±0,5

C w zakresie 0

C do 70

C i ±1,5

C w za-

kresie - 45

C do 0

C i 70

C do 125

C. Urzą-

dzenie wyposażone jest w 32kB pamięci EE-
PROM przechowującej próbki. Ponieważ
temperatura zapisywana jest za pomocą
ośmiu bajtów, pozwala to na zarejestrowanie
4096 próbek przy wykorzystaniu jednego ter-
mometru.

Układ rejestratora może zainteresować

wielu bardziej zaawansowanych Czytelni-
ków. Kieruję układ do sprawdzenia w Pra-
cowni i do ewentualnej publikacji, a Marcin
na razie otrzymuje upominki w postaci ksią-
żek. Podobnie jest z dwoma projektami stałe-
go uczestnika Szkoły, Marcina Wiązani
z Buska Zdroju. Marcin przysłał dwa mode-
le. Układ pokazany na fotografii 14 to ter-

mometr słupkowy z procesorem 90S2313
i czujnikami DS1820, pokazujący temperatu-
rę z rozdzielczością 1

C na dwóch nietypo-

wych słupkowych wyświetlaczach. Drugi
termometr, pokazany na fotografii 15, też
mierzy temperaturę w dwóch punktach,
a wynik przedstawia na wyświetlaczu matry-
cowym. Ma możliwość zapamiętania tempe-
ratury maksymalnej i minimalnej dla każde-
go czujnika. Sercem jest procesor 89C4051,
a czujnikami DS1820.

Na koniec zostawiłem termometr „auto-

busowy”. Tomasz Gajda z Wrząsawy nade-
słał e-maila z dokumentacją modelu – patrz
fotografia 16.
Oto fragment opisu: (...) Początkowo miałem
zrezygnować, bo przecież tyle pojawiło się
projektów mierników temperatury, że aż gło-
wa boli. Postanowiłem zrobić coś nadzwy-
czajnego, nietypowego, ale jednocześnie
zgodnie z tematem pracy. (...) Rzeczą niety-
pową w moim projekcie jest zastosowanie
wyświetlacza elektromagnetycznego, podob-
nego do tych, co są montowane w autobu-
sach komunikacji miejskiej do prezentacji
trasy docelowej oraz numeru linii. W moim
układzie wykorzystany jest moduł z tylnej ta-
blicy informacyjnej. Składa się on z 28 ko-
lumn i 13 wierszy, co daje 364 pikseli treści
obrazu. (...) Do sterowania wykorzystuję
procesor AT90S8515, a w roli czujnika tem-
peratury zastosowałem dobrze znany
DS1820.

Tomasz przyznał, że nad układem należy

jeszcze trochę popracować. Jeśli dobrze pój-
dzie, za jakiś czas będziecie mogli bliżej zapo-
znać się z takim efektownym wyświetlaczem.

Podsumowanie

Naprawdę bardzo się cieszę z Waszych po-
mysłów i rozwiązań. Zaproponowaliście na-
prawdę interesujące, nietypowe, wręcz nie-
zwykłe termometry. Tu muszę potwierdzić,
że od pewnego czasu widzę rosnący trend
powrotu do „staroci”. W wypadku tego zada-
nia chodzi o wykorzystanie mierników wska-
zówkowych w roli wskaźników. Kilku ucze-
stników napisało otwarcie, że rozmaite goto-
we termometry cyfrowe można kupić niemal
za grosze, a im satysfakcję z samodzielnego
wykonania da coś tak niespotykanego i za-
skakującego jak właśnie przyrząd wskazów-
kowy. Nie sposób nie zgodzić się z takim ro-
zumowaniem młodych Czytelników, którzy
urodzili się u schyłku „epoki wskazówko-
wej” lub wręcz w „epoce cyfrowej”.

Tu ja muszę stwierdzić, że przyrząd wska-

zówkowy wcale nie musi być mało precyzyj-
ny – dokładność prawidłowo zaprojektowa-
nego i skalibrowanego przyrządu wskazów-
kowego będzie dużo lepsza od popularnego
klasycznego termometru spirytusowego –
praktyka pokazuje, że „dokładność” takich
tanich termometrów domowych i zaokien-
nych wynosi kilka stopni. Nawet niedbale za-
projektowane termometry cyfrowe potrafią
się „rozjeżdżać” o kilka stopni.

Mocno podkreślam, że każdy termometr

z założenia ma być układem precyzyjnym.
Praktycznie każdy układ trzeba skalibrować.
Muszę ostudzić zapał wielu uczestników,
którzy sądzą, że scalone czujniki półprzewo-
dnikowe nie wymagają kalibracji. Owszem,
mogą tak pracować, ale wskazania poszcze-
gólnych egzemplarzy mogą różnić się nawet
o kilka stopni. Szczegółów zawsze należy
szukać w kartach katalogowych.

Warto pamiętać, że jeśli czujnik jest w in-

nej temperaturze, a układ w innej – może wy-
stąpić dodatkowy błąd – przyczyną będą
zmiany parametrów elementów układu po-
miarowego, a nie czujnika. Problem jest
mniejszy, jeśli chodzi o termometr pokojowy,
gdzie czujnik i układ są w tej samej tempera-
turze. W amatorskich układach pomiarowych
często znaczący wpływ na wskazania ma na-
pięcie zasilające. Jeśli termometr ma być za-
silany z zasilacza stabilizowanego, to proble-
mu nie ma. Jednak znaczna większość ukła-
dów do pomiaru temperatury zasilana jest
z baterii, gdzie wahania napięcia zasilania
mogą sięgać 20%, a nawet 30%. Jeśli ktoś
nie jest pewny parametrów swego układu
w tym zakresie, niech przeprowadzi próby.
Choć współczesne tanie rezystory mają nie-
złą stabilność, generalnie w obwodach czuj-
ników i mierników temperatury warto stoso-
wać rezystory precyzyjne o tolerancji 1%.

Fot. 15 Termometr dwupunktowy

Marcina Wiązani

Fot. 16 Termometr „autobusowy” To-

masza Gajdy

Fot. 13 Rejestrator Marcina Piotrow-

skiego

Fot. 14 Termometr słupkowy Marcina

Wiązani

Szkoła Konstruktorów

Elektronika dla Wszystkich

I nie o tolerancję tu chodzi, tylko o stabilność
cieplną. Tym bardziej dotyczy to potencjo-
metrów – należy wykorzystywać szczelne
potencjometry cermetowe, najlepiej wieloo-
brotowe (helitrimy). Nie powinny to być po-
pularne potencjometry węglowe ze ścieżką
oporową na wierzchu.

I bardzo się cieszę, że większość uczestni-

ków o tym nie zapominała. Niektórzy zasto-
sowali w swych układach helitrimy, inni napi-
sali, że akurat nie mieli potrzebnych wartości
i tylko dlatego prowizorycznie wlutowali po-

pularne węglowe PR-ki. Cieszę się z postępu,
jaki widzę zwłaszcza u najmłodszych uczest-
ników. Zachęcam wszystkich do dalszych
działań, do eksperymentów oraz do jak naj-
większej staranności podczas przygotowania
dokumentacji i wykonywania modeli. W tych
ostatnich dziedzinach część uczestników
Szkoły ma duże osiągnięcia, ale są osoby,
które powinny mocno popracować właśnie
nad starannością i dokładnością swoich prac.

Wyrazy szczególnego uznania należą się

tym uczestnikom, którzy zadają sobie trud

umieszczenia swego układu w obudowie. To
jest naprawdę bardzo ważna sprawa prak-
tyczna – przecież ostatecznym celem zawsze
jest urządzenie, które można długo i z pożyt-
kiem wykorzystywać. Serdecznie gratuluję
wszystkim uczestnikom wymienionym z na-
zwiska. Nagrody za zadanie 85 otrzymują
Arkadiusz Zieliński, Michał Koziak, Jaro-
sław Tarnawa i Adrian Wojtaszewski. Ad-
riana Wojtaszewskiego bardzo proszę o po-
danie adresu, bo wskutek konieczności awa-
ryjnego ściągnięcia poczty elektronicznej,
zniknął źródłowy adres jego nietypowo prze-
kierowanego e-maila. Nagrody czy raczej
upominki książkowe, a po publikacji honora-
ria otrzymają Marcin Wiązania i Marcin
Piotrowski. Podobnie Tomasz Gajda, gdy
nadeśle model i materiały do publikacji.
Upominki otrzymają też: Mariusz Chilmon,
Rafał Stępień, Dariusz Drelicharz i To-
masz Jadasch. Aktualna punktacja zawarta
jest w tabeli. Na koniec mam prośbę: jeśli
nadsyłacie pracę do Szkoły e-mailem, poda-
wajcie od razu swój adres pocztowy, a przy-
najmniej miejscowość zamieszkania.

Serdecznie zapraszam do udziału w roz-

wiązywaniu kolejnych zadań i do nadsyłania
prac w terminie.

Wasz Instruktor

Piotr Górecki

Rozwiązanie zadania 85

W EdW 3/2003 na stronie 36 zamieszczony
był schemat termostatu-termometru do
akwarium, nadesłany jako rozwiązanie jed-
nego z poprzednich zadań. Oryginalny sche-
mat pokazany jest na rysunku A. Zadanie
okazało się bardzo trudne i nadeszło niewie-
le odpowiedzi. Nie dziwię się temu, bo układ
jest dość skomplikowany, a zasada działania
jest niecodzienna i bardzo interesująca. Na
pewno trzeba pochwalić Autora za oryginal-
ny pomysł.

Jeśli chodzi o usterki, to przede wszyst-

kim odnotowaliście obecność przerzutnika
RS, zbudowanego z dwóch bramek NAND.
Przerzutnik taki często będzie miał na swych
obu wejściach stan niski, bo stanem spoczyn-
kowym wyjść licznika 4017 jest stan niski.
Tymczasem przerzutnik taki powinien mieć
w spoczynku na obu wejściach stan wysoki,
a pojawiający się co jakiś czas stan niski po-
winien zmieniać stan przerzutnika. I tę uster-
kę zauważyli prawie wszyscy uczestnicy.
Były różne propozycje poprawy, w tym usu-

nięcie przerzutnika i sterowanie tranzystora
z „sumy” wyjść, jak pokazuje rysunek B.
Trzeba jednak wziąć pod uwagę, że z natury
licznik jest okresowo zerowany, więc takie
sterowanie wprost z wyjść oznaczałoby czę-
ste przełączanie styków przekaźnika i szyb-
kie ich wypalenie. Dlatego rysunek B jest
przekreślony. Jakaś forma przerzutnika była-
by jednak potrzebna. Mógłby być to prze-
rzutnik z bramek NOR – wtedy należy dodać
jeden układ scalony.

Niewielu uczestników rozszyfrowało do

końca dziwny sposób pracy. Mianowicie stała
czasowa R1C1 wynosi 330s (5,5 minuty),

Marcin Wiązania Busko Zdrój . .155
Mariusz Chilmon Augustów . . . . .92
Dariusz Drelicharz Przemyśl . . . .92
Michał Stach Kamionka Mała . . . .86
Jarosław Tarnawa Godziszka . . . .50
Jarosław Chudoba Gorzów Wlkp. 49
Roman Biadalski Zielona Góra . . .46
Michał Koziak Sosnowiec . . . . . . .44
Marcin Malich Wodzisław Śl. . . . .44
Krzysztof Kraska Przemyśl . . . . . .41
Piotr Romysz Koszalin . . . . . . . . .39
Bartłomiej Radzik Ostrowiec Św. .37
Piotr Wójtowicz Wólka Bodzechowska 37
Rafał Stępień Rudy . . . . . . . . . . . .34
Dariusz Knull Zabrze . . . . . . . . . .29
Szymon Janek Lublin . . . . . . . . . .28
Filip Rus Zawiercie . . . . . . . . . . . .28
Dawid Lichosyt Gorenice . . . . . . .27

Arkadiusz Zieliński Częstochowa .27
Piotr Dereszowski Chrzanów . . . .24
Radosław Ciosk Trzebnica . . . . . .22
Piotr Bechcicki Sochaczew . . . . . .21
Mariusz Ciołek Kownaciska . . . . .20
Robert Jaworowski Augustów . . .20
Jakub Kallas Gdynia . . . . . . . . . . .20
Jacek Konieczny Poznań . . . . . . . .20
Bartek Czerwiec Mogilno . . . . . . .18
Michał Pasiecznik Zawiszów . . . .18
Radosław Koppel Gliwice . . . . . . .17
Łukasz Cyga Chełmek . . . . . . . . . .16
Jakub Jagiełło Gorzów Wlkp. . . . .16
Piotr Podczarski Redecz . . . . . . . .16
Andrzej Sadowski Skarżysko Kam.16
Jakub Świegot Środa Wlkp. . . . . .16
Tomasz Gajda Wrząsawa . . . . . . .15
Maciej Jurzak Rabka . . . . . . . . . .15

Ryszard Milewicz Wrocław . . . . . .15
Emil Ulanowski Skierniewice . . . .15
Artur Filip Legionowo . . . . . . . . .14
Dawid Kozioł Elbląg . . . . . . . . . . .14
Paweł Szwed Grodziec Śl. . . . . . . .14
Aleksander Drab Zdziechowice . .13
Wojciech Macek Nowy Sącz . . . . .13
Michał Gołębiewski Bydgoszcz . . .12
Zbigniew Meus Dąbrowa Szlach. .12
Krzysztof Żmuda Chrzanów . . . . .12
Tomasz Jadasch Kety . . . . . . . . . .11
Sebastian Mankiewicz Poznań . . .11
Marcin Piotrowski Białystok . . . . .11
Andrzej Szymczak Środa Wlkp. . .11
Marcin Dyoniziak Brwinów . . . . .10
Bartek Stróżyński Kęty . . . . . . . . .10
Mariusz CiszewskiPolanica Zdr. . . .9
Filip Karbowski Warszawa . . . . . . .9

Punktacja Szkoły Konstruktorów

- Szkoła KKonstruktorów klasa III

Elektronika dla Wszystkich

a R2C1 – 4,7s. Tego rzędu czasów należy się
spodziewać w układzie. Gdy w punkcie
A wystąpi kilkusekundowy impuls dodatni,
rozpocznie się cykl pracy. Stosownie do tem-
peratury termistora, licznik powinien w tym
czasie zliczyć odpowiednią liczbę impulsów.
Oznacza to, że... i tu oddaję głos Pawłowi
Konopackiemu z Gliwic: Niestety, układ nie
będzie wyświetlać aktualnej temperatury
z dwóch powodów. Po pierwsze, elementy
R4, R6 i T1 zresetują licznik U2 zaraz po za-
kończeniu cyklu pomiarowego, zaś elementy
R5, R7 i T2 odłączą wtedy katody diod. Efekt
będzie taki, że podczas pomiaru temperatury
zaobserwujemy tylko przesuwający się punkt
(...). Lepiej by było, aby licznik U2 był rese-
towany przez krótką chwilę w momencie roz-
poczęcia cyklu zliczania. Aby to uzyskać, na-
leży usunąć elementy R6 R4 i T1 (lub podpiąć
je do nóżki 13, co w sumie nie miałoby sensu
:)) i zamiast nich wsadzić obwód RC, który
wygeneruje krótką „szpilkę” zerującą układ.
(...) Warto by było dodać układ restartujący
licznik U2 po włączeniu zasilania. (...) Prze-
ciwnicy zwierania kondensatorów mogą do-
dać jakiś rezystor np. 1k

Ω w szeregu z przy-

ciskiem SW1.

Jeśli diody LED mają pełnić rolę wska-

źnika, nie mogą być wygaszane na kilka mi-
nut i zaświecane na kilka sekund. Osobiście
przypuszczam, że Autor planował wygaszać
diody na czas pomiaru, a wyszło odwrotnie.
Dziwi też obwód zerowania licznika, który
rzeczywiście należałoby zmienić.

W swoich odpowiedziach zwracaliście

uwagę, że zaproponowany sposób prezenta-
cji temperatury za pomocą diod LED okaże
się nieczytelny. Słusznie. A obwód wygasza-
nia LED-ów można w ogóle usunąć. Zaświe-
canie kolejnych lampek w czasie pomiaru,
a potem ich długie świecenie, wcale nie mu-
siałoby być wadą, Jeśli czas pomiaru będzie
krótki, szybkość narastania wskazań duża,
a czas prezentacji – długi, takie narastanie
wskazań nie tylko nie utrudni odczytu, ale
nawet zapewni dodatkowy efekt wizualny –
że termometr „żyje”.

Tyle o głównych usterkach. Z innych trze-

ba też wziąć pod uwagę, że proste generato-
ry z jedną bramką Schmitta są bardzo mało
stabilne. Częstotliwość silnie zależy od tem-
peratury, ale nie tylko od temperatury czujni-
ka, ale też temperatury struktury bramki. Je-
szcze silniej częstotliwość zależy od napięcia
zasilania. Częstotliwość radykalnie może się
zmienić po wymianie układu scalonego na
inny egzemplarz. Do tego dochodzi słaba sta-
bilność kondensatora elektrolitycznego C1.
Z uwagi na długie czasy, C3 być może też
musiałby być „elektrolitem”. Z takich wzglę-
dów w układach pomiarowych nie powinno
się stosować tych skądinąd bardzo pożytecz-
nych generatorów. Patrząc z tego punktu wi-
dzenia, dodanie układu 4001 z bramkami
NOR i zastąpienie bramek 4093 zwykłymi

4011 mogłoby zdecydowanie zwiększyć do-
kładność. Prościej byłoby po prostu radykal-
nie skrócić cykl, stosując stały kondensator
C1 o pojemności nie większej niż 1µF.

Idea termometru-regulatora niewątpliwie

jest ciekawa, jednak należy się zastanowić,
od czego zależy „skala” termometru. Otóż
licznik liczy od zera: jakim temperaturom bę-
dą odpowiadać poszczególne diody? Czy ist-
nieje możliwość kalibracji? Czy można np.
ustalić, by diody pokazywały temperatury od
19...27

C? Czy jeden potencjometr P1 wy-

starczy, by uzyskać potrzebny zakres wska-
zań? Nad takimi pytaniami nie zastanowił się
prawie nikt. Nie podpowiem niczego – po-
traktujcie to jako suplement do zadania 85
i przeanalizujcie ten niewątpliwie interesują-
cy układ jeszcze raz.

Nagrody-upominki otrzymują: Paweł

Konopacki - Gliwice, Mirosław Ziębicki -
Gronowo, Przemysław Koper - Chociw.

Zadanie 89

Na rysunku C pokazany jest schemat układu
nadesłany jako rozwiązanie jednego z po-
przednich zadań Szkoły. Ma to być system
stopniowego budzenia. Autor pisze: (...)
Pierwszy wzmacniacz operacyjny generuje
przebieg podobny do trójkąta, który jest na-
stępnie porównywany do logarytmicznie ro-
snącego napięcia na kondensatorze. Na wyj-
ściu komparatora pojawia się przebieg pro-
stokątny o coraz większym współczynniku wy-
pełnienia, który steruje tranzystorem mocy.
Daje to logarytmiczny wzrost głośności. Dru-
gi generator (prostokąt) kluczuje pracę wcze-
śniejszego (trochę nietypowo). A komparator
wyłącza sygnał akustyczny po czasie,
w którym zostanie naładowany kondensator.
Układ wykonałem, jednak nie spełnił moich
oczekiwań, gdyż zmiany głośności nie były
odczuwalne. Nie wiem, dlaczego tak się dzia-
ło (...).

Jak zwykle pytanie brzmi:

Co tu nie gra?

Proszę o możliwie krótkie odpowiedzi.

Czy idea jest błędna, czy tylko chodzi o drob-
ną usterkę? Kartki, listy i e-maile oznaczcie
dopiskiem NieGra89 i nadeślijcie w terminie
45 dni od ukazania się tego numeru EdW.
Autorzy najlepszych odpowiedzi otrzymają
upominki.

Piotr Górecki

Szkoła Konstruktorów

Elektronika dla Wszystkich

Przyszła pora na zrealizowanie prawdziwego
budzika. W przypadku budzika należy za-
dbać o to, by informacje o porze budzenia nie
zanikły wskutek przerwy w dostawie prądu.
Można to zrealizować na wiele sposobów,
w tym z wykorzystaniem pamięci nieulotnej
EEPROM czy z zastosowaniem specjalizo-
wanych układów scalonych, tzw. RTC (Real
Time Clock), czyli zegarów czasu rzeczywi-
stego. Do takich pomysłów jeszcze wrócimy.
Niemniej praktyczny budzik można równie
dobrze zrealizować na samym procesorze,
bez udziału pamięci EEPROM, a czas budze-
nia można przechowywać w zwyczajnych
zmiennych w pamięci RAM – wystarczy zasto-
sować baterię rezerwową, która zapobiegnie
utracie danych w czasie zaniku napięcia sieci.

Spróbujmy zrealizować taki budzik. Naj-

pierw przemyśl problem samodzielnie. Do
tej pory sporo zajmowaliśmy się zegarami
i mamy liczne „gotowce”, jednak tym razem
musimy spojrzeć na problem z większego
dystansu i sporo pozmieniać. Sam program
budzika nie powinien sprawić trudności – na
pewno potrafisz sprawdzić, czy liczby są
równe. Z sygnałem dźwiękowym też raczej
nie będzie problemu – wystarczy zastosować
brzęczyk z generatorem dołączony do wyj-
ścia Q2. Czy zgodzisz się, że tym razem pro-
blemem będzie ustawianie zegara i budzika
oraz rozróżnienie, czy pokazywany jest bie-
żący czas, czy pora budzenia. Trzeba też ja-
koś włączać i wyłączać funkcję budzenia
i fakt ten sygnalizować lampką (którąś krop-
ką na wyświetlaczu). Trzeba też dodać moż-
liwość wyłączenia sygnału alarmowego.
Wszystko to wskazuje, że do sterowania na
pewno nie wystarczy jeden przycisk. Nawet
dwa przyciski to mało – przydałoby się wię-
cej, ale nie ma rady i trzeba mądrze wykorzy-
stać to, co jest na naszej płytce testowej. Tak-
że i tym razem chodzi tylko o ćwiczenie,
więc nie będziemy stosować baterii rezerwo-
wej, tylko napiszemy program budzika. Wła-
śnie dlatego, że jest to jedynie kolejne ćwi-
czenie, możemy zrezygnować z omawianych
wcześniej procedur wygaszania wyświetla-
cza. Jeśli kiedyś zdecydujesz się na realizację

prawdziwego budzika łączącego materiał
z ćwiczeń 17 i 18, zmodyfikujesz schemat,
zapewne dodasz więcej przycisków, co też
będzie się wiązać z istotną zmianą programu.
Ale na razie wykonajmy prosty budzik na na-
szej płytce testowej.

Na początek musimy zdecydować, jak bę-

dzie wyglądać użytkowanie naszego wyna-
lazku. Znów możliwości jest wiele. Naszym
celem niewątpliwie jest zaprojektowanie bu-
dzika o możliwie prostej i łatwej obsłudze.
Zastanów się, jak należałoby ustawiać bieżą-
cy czas (co będziemy wykonywać rzadko),
jak ustawiać czas budzenia (co będziemy wy-
konywać częściej), jak rozróżnić, czy usta-
wiamy czas, czy porę budzenia, a przede
wszystkim jak wieczorem włączyć funkcję
budzenia, jak to będzie sygnalizowane na
wyświetlaczu i jak wyłączyć akustyczny sy-
gnał dzwonka po przebudzeniu?

Oto założenia przyjęte przeze mnie:

Niech w czasie normalnej pracy naciśnięcie
S2 zwiększa liczbę minut, a S1 – liczbę go-
dzin, jak we wcześniejszej wersji zegara.
Przejście do trybu podglądu i ustawiania po-
ry budzenia niech następuje po jednocze-
snym naciskaniu S1 i S2 przez czas powyżej
1 sekundy. Po takim przełączeniu w tryb bu-
dzika niech wyświetlacz miga. W takim try-
bie wyświetlacz będzie pokazywał czas alar-
mu, a naciśnięcie S1 lub S2 pozwoli ustawić
godzinę i minutę budzenia. Niech w tym try-
bie ustawiania budzika kolejne jednoczesne
naciśnięcie S1 i S2 na co najmniej sekundę
na przemian włącza i wyłącza budzenie, co
zostanie zasygnalizowane świeceniem/ga-
śnięciem prawej kropki wyświetlacza i niech
program automatycznie wychodzi z trybu
ustawiania budzika po kilku sekundach od
ostatniego naciśnięcia któregokolwiek przy-
cisku. Niech potem, po włączeniu akustycz-
nego, przerywanego sygnału alarmowego,
jego skasowanie (wyłączenie) następuje po
naciśnięciu któregokolwiek przycisku. Po-
nieważ wyłączanie alarmu dźwiękowego bę-
dzie się odbywać rano, a budzony może być
mocno zaspany, należałoby wtedy blokować
przyciski, żeby przypadkowe dłuższe naci-

skanie przycisków nie spowodowało przesta-
wienia zegara.

Może taka obsługa wyda Ci się dziwna.

I słusznie, niemniej głównym ograniczeniem
jest obecność na płytce testowej tylko dwóch
przycisków. Poza tym, przedstawiona dalej
propozycja nie jest jedynym słusznym roz-
wiązaniem i absolutnie nie pretenduje do
miana najlepszej. Dlatego mam dla Ciebie
propozycję: masz już tyle wiedzy i doświad-
czenia, że z powodzeniem możesz zaplano-
wać i zrealizować wszystko o własnych si-
łach, wykorzystując to, co masz na płytce te-
stowej. Lojalnie przyznaję, iż nie jest to za-
danie łatwe, na pewno natkniesz się na pu-
łapki i problemy. Będziesz wielokrotnie mo-
dyfikował program. Ale jeśli uda Ci się zre-
alizować budzik, doświadczysz nieprawdo-
podobnej radości. Nawet jeśli taki budzik
nie do końca Cię zadowoli, naprawdę wiele
się nauczysz.

Jeśli więc masz wystarczająco silną wolę,

nie czytaj dalszej części opisu, tylko spróbuj
zrealizować budzik zupełnie samodzielnie.
Zacznij teraz!

...
A oto mój program. Do realizacji budzika

wykorzystałem „podkładkę” w postaci zega-
ra z programu C016b.bas, gdzie pracują licz-
niki dwójkowe, a liczby dwójkowe są potem
zamieniane na kod BCD. Oczywiście trzeba
było dodać dwie nowe zmienne bajtowe do
przechowywania czasu budzenia: Godzi-
nyb

i Minutyb. Doszły też trzy kluczowe

bity-flagi o oczywistych nazwach: TrybU-
stawBudzika

, WlaczenieBudzika

i Dzwiek, decydujące o stanie systemu.
Oprócz tego potrzebne były dodatkowe, dość
liczne zmienne pomocnicze (o rozmaitych
nazwach wskazujących na ich rolę). Brzę-
czyk piezo dołączymy do wyjścia Q2, a dla
uzyskania przerywanego sygnału budzenia
wykorzystamy wcześniej wprowadzoną
zmienną Migaj, która co sekundę zmienia
swój stan.

Szkielet programu budzika pokazany jest

na rysunku 82 (C018a.bas). Oczywiście nie
jest to program, tylko jego zgrubny szkic.

Jeszcze o obsłudze

przerwań

Jak wiesz, pamięć programu procesora 90S2313 ma
pojemność 2kB, z tym, że jest to 1024 rozkazów
16-bitowych. Po resecie procesor zawsze zaczyna
wykonywanie programu od pierwszego adresu
z pamięci, czyli spod adresu 0. Zgłoszenie przerwa-
nia INT0 powoduje skok do drugiego rozkazu z pa-
mięci, czyli adresu 1. INT1 powoduje skok do trze-
ciego rozkazu z pamięci, czyli adresu 2. Tabela
obok pokazuje adresy, pod które procesor skacze
po zgłoszeniu poszczególnych przerwań.

Może to Ci się wydać bardzo dziwne albo na-

wet niezrozumiałe. Tymczasem jest to bardzo do-
bry i przejrzysty sposób. Mianowicie w tych
pierwszych komórkach pamięci programu FLASH
będą się znajdować rozkazy skoków do poszcze-
gólnych części programu. W pierwszej komórce
(numer 0) będzie rozkaz skoku do tego miejsca
w pamięci, gdzie zaczyna się główny program,
a w kolejnych komórkach rozkazy skoków do pro-
cedur obsługi poszczególnych przerwań. Na taki
rozkaz skoku z powodzeniem wystarczy jedna 16-
bitowa komórka pamięci programu. Oczywiście

Ćwiczenie 18

Zegar z budzikiem

Źródło

Adres w pa-

Opis

mięci programu

przerwania

RESET

zerowanie (reset)

INT0

zewnętrzne INT0 (nóżka 6)

INT1

zewnętrzne INT1 (nóżka 7)

CAPTURE1

przechwycenie T/C1

COMPARE1

równość T/C1

TIMER1

przepełnienie T/C1

TIMER0

przepełnienie T/C0

URXC

UART, odebrano znak

UDRE

UART, rejestr danych pusty

UTXC

UART, nadawanie zakończone

ACI

Komparator analogowy

Mikroprocesorowa Ośla łączka

TECHNIKALIA

Elektronika dla Wszystkich

Mikroprocesorowa Ośla łączka

Gotowy program budzika znajdziesz w pliku
C018b.bas i ponieważ jest on dość długi
i może Cię przerazić, przeanalizujmy go po
kawałku. Już rysunek 82 pokazuje główną
zasadę pracy: w spoczynku budzik zachowu-
je się jak zwyczajny zegar z ćwiczenia 16: co
sekundę przerwanie od licznika T/C1 powo-

duje wykonanie procedury Co1s, której
głównym zadaniem jest zwiększenie stanu
liczników czasu. Co 4,096ms przerwanie od
T/C0 powoduje wykonanie procedury
Co4ms, która wykorzystywana jest głównie
do sterowania wyświetlacza multipleksowe-
go oraz do obsługi przycisków.

Nasz układ musi mieć dwa główne tryby

pracy: tryb zegara oraz tryb ustawiania bu-
dzika. Rysunek 83 (C018c.bas) pokazuje
kluczowe procedury związane z tymi dwoma
trybami. Przejście do trybu ustawiania budzi-
ka następuje po jednoczesnym naciśnięciu
i trzymaniu S1 i S2 przez czas dłuższy niż 1
sekunda. Wtedy zostaje ustawiona flaga
TrybUstawBudzika

. Później stan tej fla-

gi jest badany w procedurze Co4ms w związ-
ku z obsługą wyświetlaczy – zależnie od sta-
nu flagi, na wyświetlaczu zostanie pokazany
albo bieżący czas, albo pora budzenia. Aby
to zrealizować, musiałem wprowadzić dwie
zmienne pomocnicze (Godz, Minut),
których stan jest pokazywany na wyświetla-
czu. Normalnie, czyli w trybie zegara do
zmiennych tych wpisywany jest bieżący czas
z liczników Godziny, Minuty. Natomiast
w trybie ustawiania budzika do tych zmien-
nych wpisywana jest zawartość pamięci alar-
mu, czyli zmiennych Godzinyb, Minu-
tyb

. Zwróć uwagę, jak prosto, choć nietypo-

wo zostało zrealizowane migotanie: normal-
nie licznik Mux liczy w zakresie 0...3, czyli
ma cztery stany, odpowiedzialne za zaświe-
canie kolejnych wyświetlaczy. W trybie usta-
wiania budzika cykl pracy licznika Mux to
0...7 (skracany w ten sam nietypowy sposób
z wykorzystaniem funktora And). Przy sta-
nach licznika Mux równych 4...7 wyświetla-
cze są wygaszone. Po pierwsze, daje to obni-
żenie jasności świecenia, a po drugie, często-
tliwość odświeżania spada o połowę do oko-
ło 30Hz, przez co wyraźnie widać migotanie
wskaźnika. Nie ma wątpliwości, że system
jest wtedy w trybie ustawiania.

Program automatycznie wychodzi z pro-

cedury ustawiania budzika dzięki obecności
licznika Klawisz. Każde naciśnięcie do-
wolnego przycisku powoduje wpisanie do
tego licznika wcześniej ustalonej wartości
maksymalnej (na rysunku 83 nie są zazna-
czone odpowiadające za to polecenia – są
one zawarte w procedurze Co4ms). Następ-
nie co sekundę licznik jest dekrementowany
(zawartość jest zmniejszana o 1), a gdy doj-
dzie do zera, flaga TrybUstawBudzika
zostaje wyzerowana, czyli układ powraca
do trybu zegara. W programie C018b.bas

jeśli żadne przerwania nie są wykorzystane, komór-
ki o adresach 1...10 mogą być dowolnie wykorzy-
stane, na przykład mogą zawierać główny program.

Idle, Power Down

Jak już wiesz, procesor 90S2313 oferuje dwa tryby
obniżonego poboru prądu. W BASCOM-ie mamy
dwa oddzielne rozkazy IDLE i POWERDOWN.
Tylko w BASCOM-ie są to dwa różne polecenia –
kompilator przetłumaczy je na elementarne rozkazy
kodu maszynowego i przy bliższej analizie okazuje
się, iż w rzeczywistości przejście do dowolnego

z nich następuje w bardzo podobny sposób. Przede
wszystkim na początek zawsze ustawiany jest bit
zezwolenia SE (bit 5, Sleep Enable) w rejestrze
MCUCR. Tylko wtedy możliwe staje się przejście
w jeden z trybów oszczędnościowych, a nastąpi to
po wykonaniu asemblerowego polecenia zwanego
SLEEP (jest to jeden z rozkazów asemblera, prze-
znaczony tylko do tego celu), zależnie od stanu bi-
tu SM (bit 4 Sleep Mode) w rejestrze MCUCR. Ten
sam asemblerowy rozkaz SLEEP wprowadzi pro-
cesor w tryb Idle, jeśli bit SM jest wyzerowany,
a w tryb Power Down, jeśli bit SM jest ustawiony.

Jak wiesz, z trybu Idle może wyprowadzić pro-

cesor dowolne przerwanie. Nie ma problemu, bo
choć procesor nie pracuje, czynne są wszystkie pe-
ryferia i oscylator kwarcowy. Inaczej jest w trybie
Power Down. Z trybu Power Down może wypro-
wadzić procesor albo reset sprzętowy (zwarcie koń-
cówki zerującej do masy), albo przepełnienie licz-
nika watchdoga, albo jedno z przerwań INT0,
INT1. Także w tym ostatnim przypadku należy
wziąć pod uwagę, że oscylator kwarcowy jest
zatrzymany. Pamiętaj też, że podczas normalnej
pracy, w tym przy przerwaniach wyzwalanych

Rys. 82

Rys. 83

TECHNIKALIA

Elektronika dla Wszystkich

Mikroprocesorowa Ośla łączka

w deklaracjach znajdziesz linię deklaracji
jednej stałej
Const Powrot = 3
wyznaczającej czas powrotu równy 3 sekun-
dy, oraz linie
Klawisz = Powrot
wpisujące tę wartość przy każdym naciśnię-
ciu klawisza. Zadeklarowanie stałej Powrot
w razie potrzeby łatwo pozwoli zmienić czas
powrotu.

Obsługę przycisków zrealizowałem tro-

chę nietypowo, wprowadzając pomocniczą
zmienną Przyciski, w której dwóch naj-
młodszych bitach uzyskuję informacje o sta-
nie przycisków z pomocą funktora AND. Po-
tem badam stan tej zmiennej. W związku
z nietypowym sposobem obsługi wszystkich
funkcji budzika za pomocą tylko dwóch
przycisków, konieczne jest wprowadzenie
dodatkowych mechanizmów, które zapobie-
gną błędom. Przykładowo przejście w tryb
ustawiania budzika wymaga jednoczesnego
naciśnięcia i przytrzymania przycisków S1,
S2. Wcześniej przyciski te pracowały nieza-
leżnie, a naciśnięcie obydwu było ignorowa-
ne. Teraz, bez dodatkowych zabiegów, stare
rozwiązanie wymagałoby bardzo precyzyj-
nego jednoczesnego naciskania S1 i S2 –
wiąże się to z zawartością zmiennej Uni-
wers

, odpowiedzialnej za opóźnienie reak-

cji na naciśnięcie przycisku. W programie
C016b.bas jest to jednocześnie licznik multi-
pleksu, liczący ciągle w zakresie 4...1, więc
naciskając przycisk można przypadkiem tra-

fić na stan licznika równy 1, co oznaczałoby
konieczność naciskania w naszym budziku
obu przycisków z błędem czasowym mniej-
szym niż 4ms. Ponieważ jest to wymaganie
nie do przyjęcia, trzeba było zrealizować od-
dzielnie licznik multipleksu (jako Mux)
i znacząco zmienić działanie procedur zwią-
zanych ze zmienną Uniwers, która nadal
wyznacza opóźnienie reakcji na naciśnięcie
przycisku.

Procedury obsługi przycisków są pokazane

na rysunku 84 (C018d.bas). Jak widać, licznik
Uniwers

w spoczynku (Case 3) nie pracu-

je i co 4ms wpisywana jest tam spoczynkowa
wartość równa 40. Licznik Uniwers pracuje
tylko wtedy, gdy jest naciskany jeden z przyci-
sków (Case 1, Case 2). Gdy więc mają
zostać uruchomione oba przyciski, ale naj-
pierw zostanie naciśnięty jeden z nich, zaczy-
na liczyć licznik Uniwers, począwszy od 40
w dół. Jeśli zliczy do zera, nastąpi reakcja –
zwiększenie stanu godzin lub minut (zegara

lub budzenia, zależnie od stanu bitu TrybU-
stawBudzika

). Ponieważ na początku

Uniwers=40

, dojście do zera nastąpi dopie-

ro po około 160 milisekundach. Jeśli w tym
czasie naciśnięty zostanie drugi przycisk (Ca-
se 0

)

odliczanie zostanie zatrzymane.

Wykonane zostaną natomiast rozkazy

przejścia w tryb ustawiania budzika, zawarte
w procedurze Co1ms, pokazane na rysunku
83 (ze zwłoką większą niż 1s z uwagi na obe-
cność bitu „opóźniającego” Pomoc).

Takie działanie licznika Uniwers sku-

tecznie załatwia sprawę niejednoczesnego na-
ciśnięcia S1 i S2, ale nie likwiduje dalszego
istotnego niebezpieczeństwa. Mianowicie gdy
zostanie włączony dźwiękowy sygnał alarmo-
wy, można go wyłączyć naciśnięciem dowol-
nego przycisku (lub obu). Realizują to poka-
zane na rysunku 84 linie Alarm = 0. Zau-
waż jednak, że przyciski działałyby wtedy
w sposób standardowy, to znaczy po około
160ms naciskania będą zwiększać stan liczni-

zboczem, testowanie stanu końcówek portów nastę-
puje niejako „punktowo” w każdym takcie zegara
kwarcowego. Jeśli oscylator nie pracuje, stan koń-
cówek nie jest sprawdzany. Wynika z tego ważny
wniosek: jeśli ze stanu Power Down ma budzić
procesor któreś z przerwań zewnętrznych INT0,
INT1, koniecznie należy skonfigurować to prze-
rwanie jako wyzwalane poziomem niskim, a nie
zboczem. Mało tego – stan aktywny (niski) musi
trwać odpowiednio długo, co najmniej kilkanaście
milisekund, żeby w tym czasie dotychczas nieczyn-
ny oscylator kwarcowy zdążył się „rozpędzić”,

a program podjął normalną pracę – ten szczegół jest
bliżej omówiony w materiale dotyczącym obwo-

dów resetu (w jednym z najbliższych numerów
EdW).

Pobór prądu,

częstotliwość pracy

Pobór prądu zależy przede wszystkim od wartości
napięcia zasilającego, od częstotliwości oscylatora
kwarcowego oraz od trybu pracy. Wpływ tempera-
tury oraz różnice związane z rodzajem wykony-
wanych rozkazów można zazwyczaj pominąć. Ry-
sunek K pokazuje zależność poboru prądu od czę-
stotliwości kwarcu przy różnych napięciach zasi-
lania. Z rysunku tego można wyciągnąć interesu-

Rys. 84

Rys. 85

TECHNIKALIA

Elektronika dla Wszystkich

Mikroprocesorowa Ośla łączka

ków czasu. Oznaczałoby to, że wyłączanie
alarmu musiałoby mieć postać bardzo krót-
kiego naciśnięcia przycisku(-ów). Tymcza-
sem osoba budzona z głębokiego snu może
nieświadomie naciskać przycisk dłużej, co
oczywiście spowoduje przypadkowe prze-
stawienie zegara (przyspieszenie nawet
o kilka minut lub co gorsza, godzin). Aby
wyeliminować takie ryzyko, trzeba po każ-
dym ręcznym wyłączeniu sygnału dźwięko-
wego budzika na kilka sekund całkowicie
zablokować reakcje przycisków.

Należy więc wykryć fakt ręcznego wyłą-

czenia alarmu dźwiękowego. Przeanalizuj
rysunek 85 pokazujący kilka możliwych
przypadków. Jak pokazuje też rysunek 83,
alarm dźwiękowy będzie trwał maksymalnie
przez minutę, gdy spełniony jest warunek
Minuty=MinutyB And Godziny=Go-

dzinyB
a potem wyłączy się automatycznie. W przy-
padku z rysunku 85a sprawa jest jasna – po
ręcznym wyłączeniu sygnału dźwiękowego
należy zablokować przyciski na powiedzmy
10 sekund. W przypadku z rysunku 85b nie-
wyłączony ręcznie budzik po minucie sam

wyłączy sygnał alarmowy – wtedy nie ma po-
trzeby blokady przycisków. W ramach ćwi-
czeń warto też rozważyć kolejną możliwość –
że wyłączenie dźwięku nastąpi tuż przed
upływem minuty alarmu – rysunek 85c. Choć
taka możliwość jest mało prawdopodobna,
spróbujmy się zmierzyć z takim utrudnie-
niem. Ponieważ w tym przypadku czas bloka-
dy wyjdzie poza minutę alarmu, nie można
procedur blokady umieścić w gałęzi progra-
mu, realizowanej tylko w tym czasie.

Gdybyśmy nie narzucili sobie takich do-

datkowych wymagań, procedurę blokady
można byłoby zrealizować trochę prościej –
wystarczyłoby wykryć każdy fakt zaniku sy-
gnału alarmu dźwiękowego i blokować przy-

ciski na potrzebne 10 sekund. Fragment ta-
kiego programu pokazany jest na rysun-
ku 86 (C018e.bas). Programik
If Blok=1 And Dzwiek=0 then

Blok1=1

Blok = Dzwiek

End If
porównuje „starą” wartość flagi Dzwiek
zapisaną wcześniej w zmiennej Blok z war-
tością aktualną tej flagi. W ten prosty sposób
sprawdza, czy zanikł sygnał dźwiękowy i po
zaniku ustawia flagę blokady Blok1. Dodat-
kowo ustawia Uniwers=255 – zwróć uwa-
gę, że właśnie to jest sposób blokowania
przycisków – brak reakcji przycisku jest
oczywistą konsekwencją wpisania do liczni-

jące wnioski. Między innymi to, że procesor może
pracować przy częstotliwościach wyższych niż
nominalne. Jak wiadomo, dostępne są dwie wersje
procesora, jedna pozwalająca przy napięciu zasila-
nia w granicach 4...6V pracować przy częstotliwo-
ści maksymalnej 10MHz i druga, przy napięciach
2,7...6V pozwalająca pracować z częstotliwością
taktowania do 4MHz. Tymczasem rysunek sugeruje,
że częstotliwość taktowania może sięgać 15MHz.
Do Redakcji nadchodzą listy Czytelników, którzy
przypadkowo lub nie, przekonali się, że AVR-y mo-
gą być taktowane kilkakrotnie wyższą częstotliwo-
ścią, niż podaje producent. Dotyczy to głównie we-
rsji 4-megahercowej, dającej przy overclockingu za-
skakująco dobre wyniki. To jest jak najbardziej
prawda. Generalnie czym wyższe napięcie, tym wy-
ższa maksymalna częstotliwość pracy. Należy jed-
nak pamiętać, że dla takiego „podkręconego” proce-
sora producent nie gwarantuje utrzymania wszyst-
kich parametrów, w tym skuteczności i trwałości za-
pisu w pamięci EEPROM. Dlatego w odpowiedzial-
nych zastosowaniach, zwłaszcza gdy temperatura

struktury będzie się wahać, nie należy stosować
częstotliwości taktowania wyższej od nominalnej.

Z przedstawionego rysunku wynika też kolejny

bardzo ważny wniosek: by zmniejszyć pobór prądu,
warto zmniejszać napięcie zasilania i częstotliwość
kwarcu. Nie trzeba się bać: producent gwarantuje,
iż w zakresie napięć zasilania 2,7V...6V procesor
będzie poprawnie realizował wszystkie zadania.
Warto wiedzieć, że procesory AVR mogą też pra-
cować przy bardzo małej częstotliwości taktowa-
nia. Według karty katalogowej, częstotliwość tak-
towania może być dowolnie mała. Może wynosić
na przykład 1kHz lub mniej. Oczywiście wtedy
program będzie realizowany powoli – jeden rozkaz
maszynowy w ciągu 1 milisekundy, niemniej
w wielu przypadkach procesor ma mało pracy,
przez większość czasu „kręci się” w pustej pętli,
więc obniżenie częstotliwości taktowania może
być znakomitym sposobem radykalnego zmniej-
szenia poboru prądu. Warto tylko pamiętać, że
oscylator naszego procesora (nóżki 4, 5) może
współpracować albo z rezonatorem kwarcowym,

Rys. 86

Rys. 85

TECHNIKALIA TECHNIKALIA

Elektronika dla Wszystkich

Mikroprocesorowa Ośla łączka

ka Uniwers liczby 255. Pracujący licznik
Uniwers

jest dekrementowany co 4,096ms,

więc na dojście do zera potrzebowałby ponad
jedną sekundę (1,044s). To jednak nie nastąpi,
bo po ustawieniu flagi Blok1 wchodzi do gry
zaznaczony czerwono fragment procedury
Co1s. Zmniejsza on co sekundę zawartość
licznika blokada od 10 do 0 i co sekundę wpi-
suje do licznika Uniwers wartość 255, blo-
kując tym na 10 sekund reakcje przycisków.
Program z rysunku 86 (C018e.bas) blokuje
przyciski także po samoczynnym wyłączeniu
sygnału dźwiękowego, co nie jest jakąś wadą.
My jednak w ramach ćwiczeń chcemy tak na-
pisać program, żeby blokada występowała tyl-
ko po ręcznym wyłączeniu dźwięku. To do-
datkowe wymaganie nieco komplikuje pro-
gram, chcę Ci jednak przedstawić jedno z roz-
wiązań, żebyś pomału przyzwyczajał się do
przezwyciężania najrozmaitszych problemów,
jakie będziesz napotykał w swej praktyce.

W naszym podstawowym programie

(C018b.bas) realizujemy to, wykorzystując
inaczej zmienną Blok, która niejako dubluje
flagę Dzwiek. Pokazuje to rysunek 87. Fla-
ga Dzwiek może być wyzerowana ręcznie
przyciskiem, a flaga Blok – nie. Różnica sta-
nów bitów Blok i Dzwiek informuje więc
o ręcznym wyłączeniu alarmu dźwiękowego
i wyzwala procedurę blokowania przycisków.

I to właściwie wszystko, co najważniejsze

naszym budziku. W

programach

C018b.bas i C018e.bas w procedurze Co4ms
znajdziesz parę dalszych szczegółów, w tym
rozbudowane polecenia sprawdzania i korek-

cji nie tylko czasu bieżącego, ale i pamięci
pory budzenia. Chyba to Cię wcale nie dziwi.
Przecież musimy kontrolować także zawar-
tość zmiennych Godzinyb i Minutyb
w czasie ustawiania ich zawartości za pomo-
cą naszych „inteligentnych” przycisków.

Na koniec jak zwykle propozycja: w ra-

mach pracy domowej samodzielnie przeanali-

zuj program i odpowiedz na pytanie, czy rozka-
zy wykrywania wyłączenia alarmu (zaznaczo-
ne na rysunku 87 liczbą 2) mogłyby być umie-
szczone w procedurze Co1s, a nie Co4ms?

Zachęcam Cię też do własnych ekspery-

mentów i dalszego ulepszania budzika.

Piotr Górecki

albo rezonatorem ceramicznym. Nie jest przezna-
czony do współpracy z obwodem RC. Oznacza to,
że aby pracował z małą częstotliwością, trzeba za-
stosować zewnętrzny generator, np. zwyczajny ge-
nerator RC. Częstotliwość przebiegu może być do-
wolnie mała, natomiast zbocza nie mogą być zbyt
łagodne. W praktyce wystarczy typowy generator
RC, np. według rysunku L, który przy dowolnych
bramkach zagwarantuje czasy narastania i opadania
zboczy krótsze niż 0,5µs. Opisana możliwość jest
interesująca, niemniej w ogromnej większości za-
stosowań procesor będzie taktowany typowym re-
zonatorem kwarcowym o częstotliwości 4...10MHz
współpracującym z dwoma kondensatorami. Jeśli
przebieg taktujący byłby potrzebny dla innych urzą-
dzeń systemu, można go pobrać z wyprowadzenia
XTAL2 (nóżka 4) – do nóżki tej można dołączyć
jedno wejście bramki (bufora) rodziny CMOS4000
lub 74HC(T), jak pokazuje omawiany rysunek.

Typowy spodziewany pobór prądu w funkcji

napięcia zasilania przy częstotliwości 4MHz, jak
w naszej płytce testowej, przedstawiony jest na
rysunku M.

Uwaga! Rysunki pokazują, ile pobiera sam mi-

kroprocesor. Jeśli końcówki portów pełnią rolę
wyjść i wyjścia te są obciążone, sumaryczny po-
bór prądu będzie większy. Należy na to zwracać
baczną uwagę w zastosowaniach, gdzie pobór prą-
du ma być jak najmniejszy.

Warto też pamiętać, że analogowy komparator

pobiera: przy 5V około 0,5mA, przy 3V ok.

0,1mA, przy 6V ok. 0,8mA.

W razie potrzeby zasilanie komparatora analo-

gowego można i warto wyłączyć, ustawiając bit
ACD (bit 7 - Analog Comparator Disable) w reje-
strze ACSR (Analog Comparator Control and Status
Register). Domyślnie (po resecie) bit ten jest wyze-
rowany, czyli zasilanie komparatora jest włączone.
Wykorzystuje się to w trybach normalnym oraz Idle.

Rysunek N pokazuje zależność prądu od na-

pięcia zasilania w trybie Idle przy częstotliwości
kwarcu 4MHz. Dla innych częstotliwości pobór
prądu będzie inny.

Rysunki O, P pokazują podobną zależność

w trybie Power Down: gdy watchdog jest czynny
oraz gdy jest wyłączony. Zwróć uwagę, że tym ra-
zem nie określamy częstotliwości kwarcu,
bo w tym trybie oscylator kwarcowy nie pracuje,
dlatego w trybie Power Down pobór prądu zupeł-
nie nie zależy od częstotliwości kwarcu.

Rys. 87

TECHNIKALIA TECHNIKALIA

Elektronika dla Wszystkich

Do czego to służy?

Zasilacz warsztatowy jest obok multimetru
absolutnym minimum wyposażenia, jakie po-
winno się znaleźć w pracowni elektronika –
hobbysty. Przy budowie nowych układów, ich
uruchamianiu i testowaniu jest wręcz niezbęd-
ny. To właśnie do niego podłączamy budowa-
ny układ po raz pierwszy, bacznie przy tym
węsząc i obserwując, czy nic się nie dymi ;).

Różnego typu zasilacze opisywane były

już w EdW wielokrotnie. Każdy z nich wy-
różniał się czymś innym. Jedne oferowały du-
że zakresy napięć wyjściowych, inne napięcia
symetryczne, a jeszcze inne dysponowały du-
żą wydajnością prądową.

Często imponują nam konstrukcje zasila-

czy oferujące duże zakresy napięć i dużą

wydajność prądową. Wyśrubowane parame-
try zasilacza wiążą się niestety z jego wysoką
ceną i skomplikowaną budową. Tymczasem
zakres napięć rzeczywiście wykorzystywa-
nych zawiera się w przedziale 1,5-12V. Ana-
logiczna sytuacja jest z prądem. Układy bu-
dowane z CMOS-ów mają minimalny apetyt
na prąd. Nawet konstrukcje z wyświetlaczami
na LED-ach nie potrzebują zazwyczaj więcej
niż 500mA.

Dużo ważniejszą sprawą jest wygoda

i komfort obsługi zasilacza. Zmiany napięcia
wyjściowego dokonuje się najczęściej za po-
mocą przełącznika lub potencjometru. Wady
takiego rozwiązania są oczywiste. Przełączni-
ki wielopozycyjne są kosztowne i trudne
do zdobycia, a ich zastosowanie znacznie

ogranicza wachlarz napięć oferowanych
przez zasilacz. Potencjometr również nie jest
rozwiązaniem pozbawionym wad. Co prawda
daje możliwość płynnej zmiany napięcia, ale
trudno jest nastawić konkretną wartość. Sytu-
ację poprawia zastosowanie potencjometru
wieloobrotowego, jednak straszy on swoją
ceną (że nie wspomnę o trudnościach w jego
zakupie). Poza tym potencjometr z czasem
zużywa się (ślizgacz uszkadza oporową
ścieżkę węglową) i problem z nastawieniem
wybranego napięcia się zwiększa.

Zasilacz warsztatowy, do którego budowy

chcę Was przekonać, pozbawiony jest wszy-
stkich wyżej wymienionych wad. Rozsądny
zakres napięć i przyzwoita wydajność prądo-
wa jaką mój zasilacz dysponuje sprawiają,

Rys. 1 Schemat ideowy

Elektronika dla Wszystkich

że spełnia on znakomitą większość oczeki-
wań elektronika – hobbysty. Do tego jest pro-
sty i tani w budowie, a sposób nastawiania
napięcia wyjściowego stawia go w znacznie
korzystniejszym świetle od ułomnych roz-
wiązań z potencjometrem czy przełączni-
kiem. Sterowany jest bowiem za pomocą
dwóch mikrostyków według zasady góra/dół.
Krótkie naciśnięcia jednego z mikrostyków
powodują zmianę napięcia na wyjściu o oko-
ło 0,06V. Oczywiście zależnie od tego, który
z nich naciskamy, napięcie zmniejszy się lub
zwiększy. Pozwala to na bardzo dokładne
ustawienie napięcia wyjściowego. Jednak
zmiana napięcia przykładowo z 3V na 12V
wymagałaby naciśnięcia mikrostyku „góra”
150 razy! Trwałoby to trochę nawet przy bar-
dzo szybkich palcach użytkownika. Nie jest
jednak tak źle. Mikrostyki te są „inteligent-
ne”. Jeżeli chcemy zrobić duży skok napię-
ciowy, wystarczy przytrzymać wybrany mi-
krostyk („góra” lub „dół”) przez 2 sekundy.
Spowoduje to szybką zmianę napięcia.
W podanym wyżej przykładzie napięcie
zmieni się z 3V na 12V w ciągu niecałych 5
sekund.

Podstawowe parametry zasilacza
Zakres nnapięć wwyjściowych .. .. .. .. .. .. .. ..1,3V – 116,3V
Dokładność rregulacji nnapięcia wwyjściowego ..± 00,06V

(w całym zzakresie)

Maksymalny pprąd wwyjściowy .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..1,5A

(zależny ood ttransformatora)

Jak to działa?

Schematowi zasilacza można przyjrzeć się na
rysunku 1. Sercem układu są liczniki 4029
połączone ze sobą kaskadowo. Wraz z towa-
rzyszącymi im rezystorami R1-R25 tworzą
przetwornik cyfrowo-analogowy. Ponieważ
wejścia B/D liczników U3 i U4 podłączone
są do plusa, zliczają one do 256. Reprezenta-
cja binarna słowa 8-bitowego z wyjść tych
liczników transformowana jest na napięcie
na wyjściu drabinki rezystorów R1-R25.
Wejścia programujące P0-P3 liczników połą-
czone są z masą. Powoduje to, że po włącze-
niu zasilania stany te zostaną przepisane na
wyjścia Q0-Q3 tych liczników.

A więc na wyjściu drabinki będzie napię-

cie równe masie. Oznacza to, że po włącze-
niu zasilania na wyjściu zasilacza będzie za-
wsze napięcie 1,3V.

Zliczenie jednego impulsu przez wejściu

CLK licznika U3 spowoduje wzrost napięcia
na wyjściu drabinki o około 0,06V. Skąd taka
właśnie wartość? To proste: liczniki zasilane
są napięciem 15V, a zliczają do 256. Tak więc
15V ÷ 256 = 0,06V. Napięcie to wzrasta (lub
maleje) liniowo o 0,06V w całym zakresie
i służy do sterowania pracą stabilizatora U7.

Wydajność prądowa drabinki rezystorów

R1-R25 jest niewielka i nie zaspokaja w tym
względzie potrzeb stabilizatora LM317.
Dlatego też dodany został układ U5A. Jest to

wzmacniacz operacyjny pracujący jako tzw.
wtórnik. Charakteryzuje się on dużą rezy-
stancją wejściową i małą rezystancją wyj-
ściową. Pozwala więc na odpowiednie stero-
wanie stabilizatorem U7. Wzmacniacz ope-
racyjny U5 to układ LM358, charakteryzują-
cy się tym, że może współpracować z sygna-
łem o potencjale bliskim masie zasilania.
W naszej aplikacji jest to konieczne. Nieste-
ty LM358 znacznie gorzej radzi sobie z sy-
gnałem o potencjale bliskim plusowi zasila-
nia. Dlatego też nie jest zasilany tak jak re-
szta elektroniki 15V ze stabilizatora U6, lecz
wyższym napięciem niestabilizowanym, po-
bieranym wprost z filtra C3 i C4. Rezystor
R34 jest konieczny do prawidłowej pracy
stabilizatora LM317. Bez niego nieobciążo-
ny układ zachowywałby się niestabilnie. Na-
pięcie na jego wyjściu „pływałoby”.

Bramki U1B i U1D pełnią funkcję od-

kłócającą drgania styków w mikrostykach S1
i S2. Za pomocą tych mikrostyków zmienia-
my napięcie wyjściowe zasilacza w górę (up)
lub w dół (down). Krótkie naciśnięcie mikro-
styku S1 spowoduje ustawienie przerzutnika
U2B w pozycji SET. Będzie to jednoznaczne
z podaniem na wejścia U/D liczników U3
i U4 logicznej jedynki. Będą więc one zli-
czać w górę. Jednocześnie impuls z mikro-
styku S1 zostanie przekazany za pośrednic-
twem diody D2 i bramki U1A na wejście ze-
garowe licznika U3. Licznik ten zliczy jeden
impuls. Kolejne impulsy z tego mikrostyku
nie zmienią już sytuacji w przerzutniku, ale
będą powodowały zliczanie impulsów przez
liczniki U3 i U4. Napięcie na drabince R1-
R25 będzie rosnąć i napięcie na wyjściu zasi-
lacza również.

Krótkie naciśnięcie mikrostyku S2 zrese-

tuje przerzutnik U2B. Spowoduje to podanie
na wejścia U/D liczników U3 i U4 logiczne-
go zera. Teraz liczniki będą zliczać w dół.
Impuls z mikrostyku S2 zostanie przekazany
za pośrednictwem diody D4 i bramki U1A na
wejście zegarowe licznika U3. Licznik ten
zliczy jeden impuls. Kolejne impulsy z mi-
krostyku S2 nie zmienią już sytuacji na wyj-
ściu przerzutnika, ale będą za to powodowa-
ły zliczanie impulsów przez liczniki U3 i U4.
Napięcie na drabince R1-R25 będzie tym ra-
zem maleć. Tak samo maleć będzie napięcie
na wyjściu zasilacza.

Na bramce U1C zbudowany jest genera-

tor, za pomocą którego można zmieniać na-
pięcie w szybszym tempie. Przytrzymanie
przez około 2 sekund jednego z mikrostyków
spowoduje, że za pośrednictwem rezystora
R28 zostanie naładowany kondensator C1.
Po osiągnięciu napięcia progowego bramki
U1C, generator zacznie pracować z częstotli-
wością około 30Hz. Z tą częstotliwością bę-
dą zliczać liczniki U3 i U4. Napięcie na wyj-
ściu zasilacza zmieniać się więc będzie
o około 2V na sekundę. Generator przestanie
pracować z chwilą zwolnienia mikrostyku.

Montaż i uruchomienie

Układ można zmontować na płytce pokaza-
nej na rysunku 2.

Montaż rozpoczynamy od dwóch zwor.

Dalej montujemy elementy według zasady
od najmniejszych do największych, zosta-
wiając sobie „na deser” mostek M1 i konden-
sator C4. Teraz odwracamy płytkę do góry
drukiem i dwoma odcinkami izolowanego
przewodu łączymy ze sobą pola X – X i Y –
Y. Mikrostyki S1 i S2 montujemy na przo-
dzie obudowy, a z płytką łączymy je przewo-
dami. Stabilizator U6 nie wymaga radiatora,
ale stabilizator U7 nie może się bez niego
obejść. Warto go przylutować na odgiętych
wyprowadzeniach tak jak w modelu. Będzie
on wtedy wystawał nieco poza krawędź płyt-
ki i łatwiej będzie przykręcić do niego radia-
tor. Jeżeli chodzi o sam radiator, to im będzie
on większy, tym lepiej. Dobrze sprawdza się
radiator z wiatrakiem od komputerowych
procesorów.

Przy doborze transformatora trzeba zwró-

cić uwagę na jego właściwości. Wystarczy
transformator z jednym uzwojeniem wtór-
nym. Najlepiej by było, gdyby napięcie wtór-
ne zawierało się w przedziale 15-18V. Po wy-
prostowaniu na kondensatorze C4 będzie to

Rys. 2 Schemat montażowy

Elektronika dla Wszystkich

20-24V. Jest to wartość optymalna dla tej
konstrukcji zasilacza. Wyższe napięcie ozna-
cza większe wydzielanie się ciepła w stabili-
zatorze i większą trudność w jego odprowa-
dzaniu. Z kolei niższe napięcie wejściowe
może spowodować zrywanie stabilizacji wyż-
szych napięć na wyjściu zasilacza.

Biorąc pod uwagę prąd, jaki zasilacz ma

dostarczać (1,5A), transformator powinien

dysponować mocą około 25W. Jeśli jednak
nie zamierzamy transformatora zbytnio ob-
ciążać, może on mieć mniejszą moc. Warto
pamiętać, że transformator może dostarczać
do 300% mocy znamionowej. Jeżeli więc nie
przewidujemy częstego poboru dużego prądu
(około 1,5A), możemy sobie pozwolić na
transformator o mniejszej mocy (i niższej ce-
nie). Kilka przykładowych transformatorów
spełniających nasze wymogi wyszczegól-
niam w tabelce poniżej.

Zasilacz najlepiej jest kontrolować za

pomocą woltomierza i amperomierza.

Świadomie jednak zrezygnowałem z ich

wbudowania. Zasilacz ten z założenia miał
być tani. Jeżeli ktoś chciałby go wyposażyć
w panelowy woltomierz i/lub amperomierz,
to może wykorzystać jeden z odpowiednich
kitów AVT.

Dariusz Drelicharz

dariuszdrelicharz@interia.pl

SSyym

mbbooll

Uzwojenie wtórne

ttrraannssffoorrm

maattoorraa

NNaappiięęcciiee [[VV]] PPrrąądd [[AA]]

TTSS 88//4411

1155,,55

00,,66

TTSS 1155//4455

1155,,77

00,,66

TTSS 1188//1155

1144,,88

00,,77

TTSS 2255//11

1166

11,,44

TTSS 2255//1199

1144,,99

TTSS 4400//7744

1177

22,,11

TTSS 4400//7777

1177,,22

11,,66

TTSS 4400//8800

1166,,55

22,,11

TTSS 4400//8877

1144,,77

TTSS 4400//9911

1177,,66

11,,6655

TTSS 4400//9955

1144,,77

Wykaz elementów

Rezystory

R1-R25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .10k

Ω 1%

R26,R29,R31 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100k

Ω

R27 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1,5M

Ω

R28 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .3,3M

Ω

R30 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .220k

Ω

R32,R34 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1k

Ω

R33 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .330

Ω

Kondensatory

C1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1µF

C2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .220nF

C3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4700µF/35V

C4,C5,C7 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100nF ceramiczny

C6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100µF/25V

C8 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .470µF/25V

Półprzewodniki

D1-D4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1N4148

D5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .LED dowolna

M1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4A/50V

U1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4093

U2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4013

U3,U4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4029

U5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .LM358

U6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .7815

U7 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .LM317

Inne

S1,S2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .mikrostyk

PPłłyyttkkaa ddrruukkoowwaannaa jjeesstt ddoossttęęppnnaa ww ssiieeccii

hhaannddlloowweejj AAVVTT jjaakkoo kkiitt sszzkkoollnnyy AAVVTT-22667722

Elektronika dla Wszystkich

Do czego to służy?

Odbiór stacji pracujących w zakresie VLF
jest możliwy za pośrednictwem odbiornika
wyposażonego w pasmo długofalowe. Nie-
stety nie wszystkie popularne odbiorniki ra-
diowe mają podzakres fal długich, gdzie pra-
cuje np. stacja I Programu Polskiego Radia
z Solca Kujawskiego (AM-225kHz). Zainte-
resowanie pasmem VLF wzrosło wiosną te-
go roku, kiedy pojawiły się informacje na te-
mat możliwości pracy polskich krótkofalow-
ców w pasmie 136kHz.

Do odbioru amatorskiego pasma 136kHz

należy dysponować odbiornikiem wyposażo-
nym w emisję CW (telegrafia).

W celu odbioru pasma VLF na posiada-

nym odbiorniku można przestroić obwody
wejściowe oraz generator odbiornika bądź
wykorzystać przystawkę w postaci konwer-
tera częstotliwości.

Dzisiaj polecamy to drugie rozwiązanie.

Jak to działa?

Konwerter, niezależnie od układu elektro-
nicznego, posiada jeden stopień przemiany
częstotliwości i umożliwia odbiór w innym
zakresie częstotliwości (rysunek 1).

Schemat ideowy

bardzo prostego
konwertera przed-
stawiono na rysun-
ku 2. Sygnał z an-
teny poprzez filtr
LC (w przypadku
odbioru radiofo-
nicznego może to
być od razu antena
ferrytowa) jest po-
dany na drugą bramkę tranzystora polowego
MOSFET T1 (BF966S). Tranzystor ten pra-
cuje w układzie mieszacza z generatorem.

W układzie pierwszej bramki tego tranzy-

stora znajduje się rezonator piezoceramiczny
lub kwarcowy i dzięki dodatniemu sprzęże-
niu zwrotnemu, uzyskanemu za pośrednic-
twem kondensatorów C3 i C4, w obwodzie
źródła powstają oscylacje o częstotliwości
znamionowej rezonatora.

W obwodzie drenu tranzystora pojawia

się suma i różnica częstotliwości składowych
procesu mieszania. Sygnał o właściwej czę-
stotliwości jest wyselekcjonowany w torze
wejściowym odbiornika.

Montaż i uruchomienie

Cały układ elektryczny konwertera zmonto-
wano na płytce laminowanej o wymiarach
25x25mm (jednostronnej lub dwustronnej),
na której wyfrezowano pola lutownicze
(„wysepki”) zgodnie z rysunkiem 3. Do po-
wstałych wysepek przylutowano elementy
elektroniczne, skracając ich wyprowadzenia
do niezbędnych długości. Zaleca się użycie
rezystorów i kondensatorów typu SMD.
Montaż metodą powierzchniową jest wska-
zany, bowiem nie trzeba wtedy wiercić otwo-

rów, trawić płytki drukowanej i układ może
być wykonany nawet przez mniej doświad-
czonych elektroników.

Do wykonania punktów lutowniczych

można użyć nawet brzeszczotu do metalu.

Jeżeli w układzie zastosowano wszystkie

elementy sprawne, to uruchomie-
nie może sprowadzić się do usta-
wienia zewnętrznego obwodu an-
tenowego. Wskazane jest, by
w pierwszej kolejności sprawdzić,
czy pracuje generator. Do tej
czynności można użyć multimetru
V-640 z sondą w.cz. oraz często-
ściomierza cyfrowego podłączo-
nego do rezystora R4 poprzez
kondensator o niewielkiej pojem-
ności, np. 10pF. Jeżeli stwierdzi-
my, że generator pracuje popraw-
nie, to pozostaje tylko ustawić ob-
wód L1C1 na maksimum siły

odbieranego sygnału. Do tej czynności najle-
piej jest użyć generatora sygnałowego.

Jak już wspomniano, konwerter - w zależ-

ności od wartości LC - umożliwia odbiór sta-
cji Warszawa I 225kHz za pośrednictwem ra-
dioodbiornika wyposażonego w zakres fal śre-
dnich (1225kHz) bądź wycinka pasma ama-
torskiego VLF (135,7-137,8kHz) za pomocą
typowego odbiornika amatorskiego 80m.
W tym drugim przypadku odbiornik musi
mieć możliwość stabilnego odbioru sygna-
łów telegraficznych CW. Przy zastosowaniu
rezonatora 3,5MHz odbiór będzie na skali
w zakresie od 3635,7 do 3637,8kHz.

Do odbioru Warszawy I na falach dłu-

gich istniejący obwód radioodbiornika
z anteną ferrytową należy przestroić na za-
kres 225kHz poprzez dołączenie dodatko-
wego kondensatora (obliczyć lub dobrać
doświadczalnie).

W przypadku odbioru pasma amator-

skiego 136kHz do wejścia opisanego kon-
wertera można użyć anteny ramowej (cewki
L1), wykonanej w postaci kwadratu o boku
co najmniej 1m z czterdziestoma pięcioma
zwojami drutu + dobrany kondensator C1
do rezonansu.

Ciąg dalszy na stronie51.

Rys. 1

Rys. 2 Schermat ideowy

Rys. 3

Elektronika dla Wszystkich

Ciąg dalszy ze strony 5o.

Dobrze jest najpierw określić indukcyjno-

ści cewki, a następnie dobrać kondensator
stały, np. według wskazówek podanych mie-
siąc temu w artykule „Jak określić indukcyj-
ność”. Lepiej jednak zastosować antenę typo-
wą dla zakresu VLF, to znaczy typu Marconi
„T” albo „square loop”, ewentualnie „long
wire” lub odwrócone L (dipol się nie nadaje,
ponieważ propagacja jest głównie pionowej
polaryzacji). Warto także zastosować dobre
uziemienie, co daje dodatkowe wzmocnienie.

Kilka praktycznych infor-

macji na temat pasma

136kHz

Nowe pasmo VLF jest udostępnione krótko-
falowcom do pracy telegraficznej CW na
prawach drugorzędności w zakresie często-
tliwości 135,7-137,8kHz.

Praktyka wykazała, że w pasmie VLF sta-

cje z mocą promieniowania 1W można
odbierać na odległość ponad 1000km
w dzień i w nocy falą przyziemną, a dużo da-
lej w nocy, dzięki propagacji jonosferycznej.

Oczywiście, aby uzyskać 1W mocy w an-

tenie, należy doprowadzić do niej około
100W mocy (sprawność tylko 1%).

Praca w zakresie VLF odbywa się wyłącz-

nie na telegrafii. Do odbioru potrzeba wąskich
filtrów 500Hz, a lepiej jeszcze 100Hz, i bar-

dzo czułego odbiornika. Do tego potrzeba po-
wolnego CW, długości kropki nie w sekun-
dach, ale w minutach. Z tego powodu coraz
więcej radioamatorów w Europie Zachodniej
pracuje na bardzo wąskich filtrach kompute-
rowych (DSP) o szerokości mniejszej niż
0,1Hz!

Największymi przeszkodami w odbiorze

pasma VLF są burze, QRN i produkty inter-
modulacji od nadajników splaterujących do
137kHz!

Po kilku latach udostępnienia amatorom

pasma 136kHz pracuje na nich coraz więcej
stacji europejskich (G, EI, EA, PA, OH, ON,
HB, I, OK, SM i LA). Wkrótce dołączą tak-
że stacje SP.

Andrzej Janeczek

Wykaz elementów

((ww nnaawwiiaassiiee wwaarrttoośśccii ddllaa ooddbbiioorruu 113377kkHHzz zzaa ppoom

mooccąą ooddbbiioorr-

nniikkaa 8800m

m))

R1, R2, R3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47kΩ

R4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .470Ω

C2, C3, C4, C5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .470pF (100pF)

L2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .470uH (47uH)

X . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1MHz (3,5...MHz)

T1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .BF966

Rys. 4

Układ jest konstrukcją dość nietypową, ponieważ nie potrzebuje ja-
kichkolwiek czujników sygnalizujących włamanie czy też próbę uru-
chomienia samochodu.

Wystarczy podłączyć go do pokładowej instalacji elektrycznej samo-
chodu i oczywiście dołączyć do niego układy wykonawcze: klakson,
syrenę, światła kierunkowskazów itp. Układ monitoruje napięcie
w instalacji samochodowej, a w przypadku jego gwałtownego spad-
ku uruchamia podłączone do niego układy wykonawcze.

Nietypowy alarm amatorski może być większą przeszkodą dla

złodzieja niż znany mu produkt nawet najbardziej renomowanej fir-
my. Opis w EdW 5/97.

Elektronika dla Wszystkich

Do czego to służy?

Do stworzenia tego projektu zainspirowały
mnie trzy artykuły, które ukazały się w Elek-
tronice dla Wszystkich w ciągu ostatnich 2
lat. Mam na myśli następujące artykuły: „Pe-
cet w roli ładowarki” (Elektor w EdW) –
EdW 10/2000, „Ładowarka baterii jednora-
zowych” (Genialne schematy) – EdW 6/2001
i „Ładowarka baterii jednorazowych” (Elek-
tor w EdW) – EdW 12/2001. Opisane były
w nich sposoby wykorzystania komputera do
ładowania akumulatorków oraz układy i spo-
soby podładowywania baterii jednorazo-
wych. Były to opisy ogólne lub niepełne.
Przedstawiały raczej koncepcje będące punk-
tem wyjścia dla własnych konstrukcji niż go-
towe rozwiązania do wykorzystania. Zebra-
łem je w jedno, przemyślałem problem
i w drodze eksperymentów wyłonił się układ,
którego opis właśnie czytacie.

Wiem, że wiele osób interesuje idea doła-

dowywania baterii jednorazowych. Również
opisy różnego rodzaju ładowarek akumula-
torków zawsze znajdują swoich amatorów.
Ładowarka, do której budowy chcę Was
przekonać, charakteryzuje się ciekawymi
możliwościami. Pozwala na eksperymento-
wanie z różnymi ustawieniami parametrów
ładowania. Jest przy tym nieprzyzwoicie ta-
nia, ponieważ do jej budowy wystarczą trzy
elementy! Dzieje się tak dlatego, że steruje
nią komputer za pomocą programu, który mo-
żecie ściągnąć ze strony EdW z działu FTP.

Jak to działa?

Schemat ideowy ładowarki przedstawiony
jest na rysunku 1. Już na pierwszy rzut oka
widać, że do skomplikowanych nie należy.
Diody D1 i D2 zabezpieczają ładowane bate-
rie (akumulatorki) przed odwróceniem pola-
ryzacji w czasie procesu ładowania. Spowo-
dowane jest to tym, że stan niski w standar-
dzie RS232C nie jest równy masie, ale -12V.
Rezystor R1 ogranicza maksymalny prąd po-
bierany z wyjść portu.

Przy jego projektowaniu posiłkowałem

się schematem ze wspomnianego wcześniej
artykułu z EdW 10/2000. Modyfikacje, jakie
wprowadziłem, ograniczyły się do odwrotne-
go podłączenia diod do wyjść portu. Na ory-
ginalnym schemacie diody podłączone były
katodami do wyjść portu, czyli przewodziły
po włączeniu komputera (po włączeniu wyj-
ścia portu ustawiane są w stanie niskim -
12V). Przy podłączeniu diod do portu anoda-
mi, nie przewodzą one po włączeniu kompu-
tera, ale dopiero po ustawieniu na wyjściach
portu stanów wysokich. Otwiera to drogę do
sterowania programowego ładowarki i roz-
poczęcia procesu ładowania w wybranym
momencie, a nie niekontrolowanego po włą-
czeniu komputera.

Program do obsługi części elektronicznej

pozwala na kontrolę praktycznie wszystkich
parametrów ładowania. Otwiera to drogę do
eksperymentów prowadzących do najbar-
dziej optymalnego i efektywnego ładowania
a kumulatorków
i przede wszystkim
baterii jednorazo-
wych. Okno głów-
ne programu przed-
stawia rysunek 2.
Można w nim usta-
wić czas procesu
ładowania od 1 mi-
nuty do 600 minut.
Można wybrać
wartość prądu ła-
dowania: 10mA
lub 20mA, oraz
czy ma to być
prąd stały (dla
akumulatorków),
czy impulsowy
(dla baterii).

Ciąg dalszy

na stronie 55.

Rys. 1

Rys. 2

Elektronika dla Wszystkich

Nazywam się Krzysztof Kraska, mam 33 la-
ta. Wcześniej pisałem, że buduję elektrownię
wiatrową. Rzeczywiście od pewnego czasu
zajmuję się tym tematem, jednak efekt, jaki
zamierzałem uzyskać, okazał się nie do zrea-
lizowania. Zamierzałem mianowicie zbudo-
wać taką wiatrownię, za pomocą której moż-
na by było ładować akumulator 12V i wydaj-
ności kilkunastu Ah. System taki miałem za-
miar wykorzystać przy oświetlaniu domku na
działce. Próbowałem zdobyć jakieś materiały
dotyczące tego tematu, które okazałyby się
pomocne przy budowie takiej elektrowni.
Jednak nigdzie nie mogłem kupić stosownej
literatury. Główny problem to zdobycie od-
powiedniej prądnicy. Cała trudność polega
na tym, iż każda prądnica wymaga nadania
jej odpowiedniej prędkości obrotowej, tak
aby zaczęła wytwarzać odpowiedni prąd oraz
napięcie. Przykładowo typowa prądnica sa-
mochodowa, tzw. alternator, wymaga przy-
najmniej 1500 obr/min. Gdyby tylko przyjąć,
że śmigło wiatraka wykonałoby 100 obr/min
musielibyśmy zastosować przełożenie 1:15,
czyli koło pasowe napędzające prądnicę po-
winno być piętnaście razy większe niż koło
pasowe prądnicy. Przykładowo, jeśli koło pa-
sowe prądnicy ma 6cm średnicy, to napędza-
jące powinno mieć 90 cm, czyli prawie jeden
metr! A wielkość śmigła to minimum 5m śre-
dnicy! Proszę sobie teraz wyobrazić, jak zbu-
dować takiego „potwora” w domowych wa-
runkach? Z jakich materiałów musiałby być
zbudowany, żeby wytrzymać np. letnią bu-
rzę, gdzie prędkość wiatru w porywach może
osiągać 90 km/h. Muszą być zastosowane
specjalne prądnice, które nie wymagają aż
tak dużych obrotów jak np. silnik krokowy,
który wytwarza znaczne napięcie już przy
niewielkich obrotach, albo są stosowane ja-
kiegoś rodzaju przekładnie. Udało mi się
zdobyć prądnicę tachometryczną z magnesa-

mi trwałymi, jednak taka prądnica zachowu-
je się jak typowa bateria o dużej rezystancji
wewnętrznej. Wytwarza ona duże napięcie
już przy niewielkich obrotach, ale wraz ze
wzrostem obciążenia, czyli prądu, napięcie
gwałtownie spada. Chciałbym podzielić się
z Czytelnikami EdW swoimi doświadczenia-
mi z dwiema „minielektrowniami” wiatro-
wymi. Pierwsza oparta jest na bardzo prostej
konstrukcji, można by powiedzieć prymityw-
nej, gdzie jako źródło prądu został wykorzy-
stany silnik prądu stałego na napięcie
12V z nagrzewnicy samochodowej. Drugi
projekt jest bardziej rozbudowany. Za pomo-
cą tej „elektrowni” można ładować akumula-
torki NiCd, o napięciu 1,2V i pojemności kil-
kuset mA.

Opis układu 1

Proste układy elektroniczne np.: Moje pierw-
sze SMD, nie wymagają zbyt dużego prądu
do poprawnego działania, a jeśli tak, to nic
nie stoi na przeszkodzie, żeby zbudować
swoją własną „elektrownię” do zasilania tych
prostych układów. Proponowana przeze mnie
„mini elektrownia” łączy w sobie przyjemne
z pożytecznym. Przyjemne, ponieważ może
być ozdobą naszego podwórka, a pożyteczne,
bo może zasilać proste układy elektroniczne.

Jako prądnica został wykorzystany silnik

krokowy z uszkodzonej drukarki o oporności
cewek 2x60. Nie nabierajmy jednak zbyt du-
żego apetytu, za pomocą takiej „prądnicy”
możemy co najwyżej zasilać proste układy
elektroniczne: wszelkiego typu piszczałki
i mrygałki pobierające kilkanaście mA prą-
du. Do tego wiatr wieje z różną siłą, więc
uzyskany prąd będzie raz mniejszy, raz więk-
szy. Ponieważ silnik krokowy podobnie jak
prądnica rowerowa wytwarza napięcie
zmienne, należy to napięcie zamienić na na-
pięcie stałe. Wystarczy zastosować mostek

prostowniczy oraz kondensator filtrujący,
najlepiej o jak największej pojemności.
Schemat pokazany jest na rysunku 1 liniami
ciągłymi. Silnik krokowy zwykle posiada
sześć wyjść. Wtedy są to dwa niezależne
uzwojenia z odczepami w środku. Należy
wykorzystać wyprowadzenia skrajne, a środ-
kowe odczepy pozostawić niepodłączone.
Takie dwa niezależne uzwojenia można połą-
czyć w szereg. Jeśli silnik ma pięć wyprowa-
dzeń, środkowe odczepy są wewnętrznie po-
łączone i nie można wykorzystać dwóch nie-
zależnych uzwojeń. Także gdy chcielibyśmy
połączyć niezależne uzwojenia równolegle,
można zastosować dwa mostki prostownicze
pracujące na jeden kondensator filtrujący, jak
zaznaczono na rysunku 1 linią przerywaną.

Zwykle nie ma potrzeby stosowania stabi-

lizatora napięcia, ponieważ przy poborze prą-
du kilkunastu miliamperów, np. przez jedną
diodę LED, silnik krokowy będzie zachowy-
wał się jak bateria o dużej rezystancji wewnę-
trznej. Mówiąc najprościej, wraz ze wzrostem
poboru prądu napięcie będzie szybko się ob-
niżało. Jeśli jednak potrzebny byłby stabiliza-
tor, należy zastosować jakieś rozwiązanie
energooszczędne, bo typowe stabilizatory
scalone pobierają kilka mA prądu.

óó

Rys. 1

Forum Czytelników

Elektronika dla Wszystkich

Montaż i uruchomienie

Oto pierwsza rzecz, jaką musimy sobie
uzmysłowić: choć jest to bardzo prosta kon-
strukcja, jednak musi być wykonana bardzo
starannie, jeśli ma nam służyć przez dłuższy
okres. Jeśli będzie wykonana niestarannie,
to jest więcej niż pewne, że po pierwszej
letniej burzy nie będziemy mieli co zbierać.
Szczegółowe wskazówki dotyczące monta-
żu i uruchomienia oraz rysunki można zna-
leźć na stronie internetowej EdW
www.edw.com.pl w dziale FTP.

Opis układu 2

Jako źródło prądu został wykorzystany silnik
prądu stałego o napięciu 12V z nagrzewnicy
samochodowej. Silnik jest bardzo solidny
i co najważniejsze, ma bardzo dobrą wydaj-
ność prądową: przy około 3000obr/min wy-
twarza prąd ponad 5A! Oczywiście nam nie
uda się uzyskać tak dużych obrotów, ponie-
waż musielibyśmy zastosować duże przeło-
żenie rzędu 1:30, a tu sprawa nie jest już ta-
ka prosta, ponieważ należałoby zastosować
duże śmigło o minimum 5-metrowej średni-
cy! Przełożenie, jakie zastosowałem, to 1:7,
czyli na jeden obrót śmigła przypada siedem
obrotów prądnicy. Przy takim przełożeniu
powinniśmy uzyskać prąd stały około 0,5A.
Oczywiście wszystko zależy od siły wiatru
i ta wartość nie będzie stała.

Dlaczego zastosowałem silnik prądu

stałego? Jak już wcześniej wspominałem
ma on dobrą wydajność prądową, wytwa-
rza prąd stały, pracuje bardzo cicho i nie
stawia dużego oporu podczas pracy. Nie
polecam natomiast typowego dynama ro-
werowego. Dlaczego? Otóż dynamo po-
trzebuje znacznie większych obrotów do
uzyskania tych samych parametrów co sil-
nik, poza tym wytwarza prąd zmienny oraz
pracuje dość głośno, co ma kolosalne zna-
czenie, gdy wiatrak ma być umieszczony
np. na dachu.

Schemat elektryczny jest bardzo prosty,

przedstawia go rysunek 2. Ponieważ prądni-
ca wytwarza prąd oraz napięcie stałe, nie
trzeba stosować mostka prostowniczego, nie-
mniej trzeba zamontować jedną diodę zapo-
rową, która będzie blokowała prąd płynący
z baterii do prądnicy w momencie, gdy na-
pięcie na niej będzie mniejsze niż napięcie

baterii. Najlepiej, jeśli będzie to dioda o jak
najmniejszym spadku napięcia, np. dioda
Schottky’ego o prądzie minimum 1A.

Rezystor R1 oraz dioda LED pełnią rolę

wskaźnika ładowania baterii. Rezystory R2,
R3 ograniczają prąd ładowania, liczbę baterii
można zwiększyć do 4 sztuk. Nie trzeba sto-
sować stabilizatora napięcia, ponieważ przy
podanym przełożeniu napięcie wzrośnie co
najwyżej do 4V przy silnym wietrze.

Montaż i uruchomienie

Prawie cały wiatrak został wykonany z meta-
lu z wyjątkiem śmigła, ogona steru, kół paso-
wych oraz palika, na którym został zamoco-
wany. Dalsze wskazówki dotyczące montażu
i uruchomienia oraz rysunki można znaleźć
na stronie internetowej EdW pod podanym
adresem. Przyjemnych wrażeń życzy

Krzysztof Kraska

Rys. 1

Ciąg dalszy ze strony 52.

Wybranie tej drugiej opcji pozwoli dodat-

kowo określić częstotliwość impulsów (od
1Hz do 100Hz) i współczynnik ich wypeł-
nienia (od 1% do 99%).

Montaż i uruchomienie

Układ został zmontowany w sposób prze-
strzenny, tzn. z pominięciem nośnika w po-
staci płytki drukowanej. Elementem nośnym
jest gniazdo DB25, do którego wyprowadzeń
przylutowane zostały elementy D1, D2 i R1.
Przy montażu posiłkować się trzeba schema-
tem ideowym z rysunku 1.

Układ nie wymaga zabiegów uruchomie-

niowych i jest gotowy do pracy od razu po
zmontowaniu i podłączeniu go do portu kom-
putera. Również program nie wymaga insta-

lacji czy konfiguracji. Wystarczy skopiować
go do dowolnie wybranego katalogu.

Program Charger steruje częścią elektro-

niczną ładowarki za pomocą portu szeregowe-
go COM2. Obsługa ładowarki jest prosta. Po
podłączeniu części elektronicznej do portu
i włączeniu programu wybieramy odpowie-
dnie ustawienia. Po włączeniu programu usta-
wiane są wartości domyślne, czyli te podane
przez autorów przywołanych we wstępie arty-
kułów. Dla baterii jest to ładowanie impulsami
o częstotliwości 20Hz i współczynniku wy-
pełnienia 10%. Oczywiście zachęcam wszyst-
kich do eksperymentowania z różnymi usta-
wieniami i wypracowania własnych preferen-
cji.

Po wybraniu odpowiednich ustawień

i określeniu czasu ładowania klikamy na
przycisku Rozpocznij ładowanie. Od tej

chwili program rozpoczyna proces ładowa-
nia. Można go zatrzymać, klikając na przyci-
sku Wstrzymaj ładowanie lub przerwać, kli-
kając na przycisku Zakończ ładowanie. Jeże-
li pozwolimy programowi przeprowadzić
proces ładowania do końca wyznaczonego
czasu, to po jego upływie zakończy go auto-
matycznie i zasygnalizuje to dźwiękowo.

Dariusz Drelicharz

dariuszdrelicharz@interia.pl

Wykaz elementów

Rezystory

R1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .100Ω
D1,D2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1N4001
S1 . . . . . . . . . . . . . . . . . .gniazdo typu DB25

Elektronika dla Wszystkich

Podczas letniego biwakowania pod namiotami
niekiedy chcemy innym uczestnikom mie-
szkającym także w namiotach coś przekazać,
o czymś ich powiadomić. Chodzenie do róż-
nych namiotów po pewnym czasie może się
znudzić a nawet może być dokuczliwe. Jed-
nym z możliwych rozwiązań tego problemu
może być system zdalnej komunikacji, przy
czym powinien to być system w miarę najpro-
stszy i najtańszy. Można wykorzystać proste
krótkofalówki czy przewodową komunikację,
ale kto będzie plątał się z przewodami pod na-
miotami. Myślę, że najlepszym rozwiązaniem
będzie zastosowanie jako medium informacji
fal świetlnych pracujących w zakresie pod-
czerwieni. Poniżej opisany układ jest prostym
odbiornikiem i dekoderem kodu RC5 nadawa-
nego za pośrednictwem tanich i łatwo dostęp-
nych pilotów z tymże oczywiście kodowa-
niem. Tak więc wyposażeniem każdego na-
miotu powinien być przedstawiony odbiornik,
a zaciekłego namiotowicza pilot z kodem
RC5. Proponowany układ odbiera nadany kod
oraz ukazuje go na wyświetlaczu, który two-
rzy 10 diod LED. Jednocześnie po odebraniu

sygnału włącza się brzęczyk sygnalizujący
przesłanie komunikatu. Poprawne przesłanie
komunikatu jest także sygnalizowane osobie
wysyłającej komunikat za pomocą czerwonej
diody LED. Komunikator może pracować
w dwóch trybach: dziesiętnym, który umożli-
wia przesłanie do 10 komunikatów oraz w try-
bie binarnym z możliwością przesłania do 255
komunikatów. Do rozszyfrowania znaczenia
przesłanych komunikatów można wykorzy-
stać wcześniej przygotowane książeczki,
w których będą opisane znaczenia wykorzy-
stywanych kodów. Na przykład kod „001“
może znaczyć „przyjdź do mnie“ itd. Dodat-
kowy przycisk zerowania umożliwia wcze-
śniejsze skasowanie przesłanego komunikatu
i przejście układu w tryb zmniejszonego pobo-
ru prądu. Dzięki temu, że procesor w stanie
spoczynku przechodzi do trybu IDLE, pobór
prądu przez układ jest o wiele mniejszy niż
przy normalnej pracy mikrokontrolera.
Schemat ideowy komunikatora znajduje się na
rysunku 1. Całość została zbudowana w opar-
ciu o mikrokontroler AT89C2051 i program
napisany w popularnym Bascomie. Jak widać,

budowa komunikatora jest bardzo prosta.
Wszystkie wyjścia portu P1 oraz dwie linie
portu P3 sterują diodami D2-D11, tworzącymi
wyświetlacz urządzenia. Przycisk S1 wywołu-
je przerwanie /INT1, w którym kasowany jest
alarm i przesłany komunikat. Jumper JP1 słu-
ży do wyboru trybu pracy komunikatora, nato-
miast tranzystor T1 steruje brzęczykiem pie-
zo. Odbiornik U2 odbiera przesyłane dane
z pilota a dioda D1 sygnalizuje prawidłowość
komunikatu oraz jego dotarcie do odbiorcy.
Kondensator C3 zeruje procesor po włączeniu
urządzenia, a C4 oraz C5 i C6 filtrują napięcia
zasilające układ. Ponieważ obsługa przesłane-
go komunikatu w trybie binarnym może się
wydawać skomplikowana, zostaną przedsta-
wione niektóre części oprogramowania wczy-
tanego w mikrokontroler. Listing 1 przestawia
główną pętlę programu, w której jak widać
sprawdzany jest stan jumpera i w zależności
od jego ustawienia wywoływana jest procedu-
ra obsługi trybu binarnego lub dziesiętnego.
Wywoływana jest także procedura sygnalizu-
jąca dotarcie komunikatu do odbiorcy oraz

Rys. 1 Schemat ideowy

Forum Czytelników

Elektronika dla Wszystkich

w zależności od wartości zmiennej „NEW”
wywoływany jest tryb IDLE mikrokontrolera.
Tryb ten polega na tym, że wyłączane są nie-
które bloki procesora, ale oscylator pracuje
nadal. Wyjście z tego trybu możliwe jest przez
reset mikrokontrolera lub przez wywołanie
jednego z przerwań. W przedstawionym urzą-
dzeniu przerwanie wywoływane jest przez
przycisk S1 oraz odbiornik podczerwieni U2.
Listing 2 przedstawia procedurę odbioru ko-
munikatu w trybie binarnym, w którym wysła-
nie komunikatu np. 048 polegać będzie na na-
ciśnięciu w pilocie odpowiednio przycisków
„0”, „4” oraz „8”. W przypadku pomyłki moż-
na cofnąć wprowadzanie kodu od początku
poprzez naciśnięcie przycisku OFF, który
często bywa koloru czerwonego. Z procedury
tej wynika, że zaniechanie wprowadzania po-
zostałych liczb na dłużej niż 5 sekund powo-
duje wyjście z pętli, która czeka na pozostałe
liczby, co jest równoznaczne z naciśnięciem
wspomnianego przycisku OFF. Po wprowa-
dzeniu poprawnego komunikatu, ustawiana
jest zmienna „Zezw_kom” zezwalająca na
alarm dźwiękowy. Jednocześnie odczytana
wartość kodu zostaje zanegowana, gdyż diody
wyświetlacza są sterowane stanem niskim.
Procedura ta jest trochę rozbudowana, gdyż
dba o to, by nie było możliwe przesyłanie nie-
poprawnych komunikatów spoza zakresu
001–255, co wprowadzałoby błąd.

Montaż i uruchomienie

Układ komunikatora należy zmontować na
płytkach drukowanych przedstawionych na
rysunku 2 i 3. Montaż należy rozpocząć od
wlutowania elementów najmniejszych, koń-
cząc na włożeniu zaprogramowanego mikro-
kontrolera do podstawki. Jeżeli układ będzie
zmontowany bezbłędnie, to od razu powinien
poprawne pracować. Płytki układu najlepiej
będzie zabezpieczyć specjalnym lakierem,
który uodporni je na niesprzyjające warunki
atmosferyczne. Obie płytki należy umieścić

w dwóch osobnych obudowach. Komunika-
tor z odbiornikiem trzeba połączyć 4-żyło-
wym przewodem o odpowiedniej długości,

by możliwe było
umieszczenie odbior-
nika poza namiotem,
aby był widoczny dla
nadawanej wiązki
podczerwieni. Nie-
wielki otwór w obu-
dowie odbiornika

uczyni go bardziej odpornym na inne nada-
wane wiązki podczerwieni, nie kierowane do
tegoż odbiornika. Rysunek we wkładce
przedstawia przykładową płytę czołową ko-
munikatora, którą po przeniesieniu na papier
samoprzylepny można nakleić na obudowę.
Wymiana diody nadawczej w pilocie na wą-
sko świecącą doda wiązce większą kierunko-
wość, co przyczyni się do mniejszej liczby
niepowołanych wysłań kodów. Do zasilenia
odbiornika można wykorzystać napięcie od
4,5–6V, przy czym większe napięcie zasilają-
ce daje większy zasięg odbiornika komunika-
tora. Przeprowadzone próby wykazały, że
najlepszym rozwiązaniem będzie zasilenie
układu napięciem 6V, gdyż zasięg uzyskany
przy napięciu 4,5V był niewielki.

Ciąg dalszy na stronie 59.

Listing 1

'Pętla główna programu

If New = 1 Then

'Jeżeli odebrano kod RC5

wykonaj poniższe instrukcje

Disable Int0
New = 0
Temp = Command
Enable Int0
Set Jp
If Jp = 0 Then

'Jeżeli zworka jp zwarta to

Call Wysw_dzies 'wywołaj „wysw_dzies“

a jeżeli rozwarta to

Zezw_kom = 1

'wywołaj procedurę

„wysw_pob_bin“

Else

Call Wysw_pob_bin

End If
Call Sygn_komunikat

'Procedura

sygnalizacji dotarcia komunikatu

End If
Waitms 100
If New = 0 Then

'Jeżeli brak transmisji to

przejdź w stan IDLE

Idle

End If

Loop

Listing 2

Sub Wysw_pob_bin

'Procedura pobiera oraz

wyświetla przesłany kod binarny

J = 1
I = 1
Command = 255
Temp1 = 255
Zezw_kom = 0
For I = 1 To 500

New = 0
Enable Int0

If J = 1 And Command < 3 Then

'Podranie pierwszej cyfry

(setki)

Disable Int0
Temp = Command * 100
Incr J
I = 1
Command = 255
Call Led_mig

'Jedno migniecie diody red

Waitms 500
Temp1 = 255

End If
If Temp >= 200 Then

'Pobranie drugiej

cyfry (dziesiątek)

If J = 2 And Command < 6 Then

Disable Int0
Temp2 = Command * 10
Temp = Temp + Temp2
Incr J
Command = 255
I = 1
Call Led_mig 'dwa migniecia diody red
Call Led_mig
Waitms 500
Temp1 = 255

End If

Else

If J = 2 And Command < 10 Then

Disable Int0
Temp2 = Command * 10
Temp = Temp + Temp2
Incr J
Command = 255
I = 1
Call Led_mig
Call Led_mig
Waitms 500
Temp1 = 255

End If

End If
If Temp = 250 Then

'Pobranie trzeciej
cyfry (jednostek)

If J = 3 And Command < 6 Then

Disable Int0
Temp = Temp + Command
Incr J
Command = 255
I = 1
Call Led_mig 'Trzy migniecia diody red
Call Led_mig
Call Led_mig
Waitms 500
Temp1 = 255

End If

Else

If J = 3 And Command < 10 Then

Disable Int0
Temp = Temp + Command
Incr J
Command = 255
I = 1
Call Led_mig
Call Led_mig
Call Led_mig
Waitms 500
Temp1 = 255

End If

End If
If Command = 12 Then

'Jeżeli przesłany

rozkaz wynosi 12 to wyjdź z procedury

Disable Int0

'wprowadzania trzy

cyfrowego komunikatu

Zezw_kom = 0
For K = 1 To 10

Led_red = Not Led_red
Waitms 80

Next K
Set Led_red
Exit For

End If

If J = 4 Then

'Jeżeli przesłano trzy liczby

to wyświetla ja na wyświetlaczu

New = 0
If Temp <> 0 Then

Temp = Not Temp
P1 = Temp
Zezw_kom = 1

End If
Exit For

End If
Waitms 10

Next I
New = 0
Enable Int0

End Sub

Rys. 2 i 3 Schematy montażowe

Kurs Protela

Elektronika dla Wszystkich

Eagle - Autotrax

Ponieważ stary Autotrax nadal cieszy się du-
żą popularnością, a Protel na niektórych
komputerach wręcz nie chce pracować, wie-
lu Czytelników zainteresuje sposób przeno-
szenia plików Gerbera do Autotraxa. Pokażę
to na przykładzie jednego pliku .gbl. Proce-
dura jest bardzo podobna, tylko w EAGLE
przy tworzeniu plików Gerbera trzeba wy-
brać inny sterownik. Zamiast GER-
BER_RS274X, trzeba wykorzystać GERBE-
RAUTO_23. Liczba 23 wskazuje na format
2.3 (pliki dla Protela miały format 2.4, co
zresztą widać w pierwszych liniach pliku),
a AUTO na fakt, że sterownik wygeneruje li-
stę apertur i nie będzie korzystał z żadnej go-
towej listy. Okno po ustawieniu pokazane
jest na rysunku 14.

Po kliknięciu przycisku Process Job pro-

gram wygeneruje plik Automat3.gbl, a także
dwa pliki dodatkowe: Automat3.gpi oraz Au-
tomat3.whl.

Konwersję na format Autotraxa umożliwi

niewielki programik GERBTRAX.EXE na-
pisany w roku 1993 przez Mirosława La-
cha, współpracownika AVT. Można go zna-

leźć na jednej z płyt EP oraz na naszej stro-
nie internetowej.

Spośród trzech wytworzonych plików do

dalszej obróbki potrzebne będą dwa. Plik
z rozszerzeniem .gbl zostanie przekonwerto-
wany na plik .PCB za pomocą programu
GERBTRAX. Jest to malutki program pracu-
jacy w DOS-ie, więc można wykorzystać po-
lecenie Uruchom z Windows, klikając w le-
wym dolnym rogu ekranu przycisk Start
i wybierając Uruchom. Przykład pokazany
jest na rysunku 15. Generalnie składnia jest
następująca:

Oto przykład:

Uruchamiając program GERBTRAX ko-

niecznie trzeba określić <plik_źródłowy>,
czyli po prostu plik Gerbera, który ma zostać
przetworzony. U nas będzie to przykładowy
plik Automat3.gbl. Plik Gerbera z natury
określa tylko jedną warstwę, i w pliku tym
nie ma informacji, która to warstwa. Podczas
konwersji przetwarzane elementy z pliku
Gerbera można umieścić na płytce na dowol-
nej z dostępnych w Autotraxie warstw. Aby

określić, w której warstwie mają zna-
leźć się przetworzone składniki, nale-
ży podać <numer_warstwy> w postaci
liczby z zakresu 1...13. Oto znaczenie
liczb:
1 – Top Layer
2 – 1 Mid Layer

3 – 2 Mid Layer
4 – 3 Mid Layer
5 – 4 Mid Layer
6 – Bottom Layer
7 – Top Overlay
8 – Bottom Overlay
9 – Ground Plane
10 – Power Plane
11 – Power Plane
12 – Keep Out Layer
13 – Multilayer

Aby GERBTRAX prawidłowo odtwo-

rzył potrzebny nam rysunek ścieżek, po-

trzebna jest też <lista_apertur>, jak w pliku
*.whl wygenerowanym przez EAGLE. Nie-
stety, sposób zapisu listy apertur dla EA-
GLE i Autotraxa jest nieco inny, więc trze-
ba przerobić listę z EAGLE *.whl na *.APT
do postaci strawnej dla programu GERB-
TRAX. Nie wystarczy zmienić rozszerze-
nia, trzeba też troche „pomajstrować” w pli-
ku. Rysunek 16 pokazuje dwa okna Notat-
nika z oryginalną listą z EAGLE i listę dla
GERBTRAX po (ręcznym) wprowadzeniu
zmian. Jeśli porównasz oba pliki, z łatwo-
ścią dokonasz potem podobnych zmian
w swoich plikach *.whl.

Oto wymagany format listy apertur dla

GERBTRAX:

Liczba spacji oddzielających poszczegól-

ne pozycje nie ma znaczenia. Zau-
waż, że rozmiary (i ew. średnica
otworów) mają być podane w mil-
sach, a w pliku *.whl są podane
w ułamkach cala. Średnica otworu
równa zeru to brak otworu, czyli
typowa, pełna plamka. Masz do
dyspozycji główne kształty:

GERBTRAX.EXE <plik_źródłowy> <numer_warstwy> <lista_apertur> <plik_wyjściowy>

GERBTRAX.EXE C:\Automat3.gbl 6 Automat3.apt Automat3.PCB

<D-kod> <kształt> <x-rozmiar> <y-rozmiar> <średnica_otworu>

Spotkanie 16

Na kolejnych spotkaniach zajmujemy się zaa-
wansowanymi zagadnieniami, związanymi
z przygotowaniem plików produkcyjnych. Więcej

miejsca poświęcamy jednak pokrewnemu zaga-
dnieniu, które pokaże Ci całą sprawę w zupełnie
odmiennym świetle. Pokazuję Ci mianowicie, jak

można okrężną drogą przenieść przynajmniej
kluczowe informacje z płytki zaprojektowanej
w programie EAGLE do Protela czy Autotraxa.

Rys. 14

Rys. 15

Elektronika dla Wszystkich

CIRCULAR – w miejsce round, draw
RECTANGULAR – w miejsce rectangle
SQUARE – bez zmian
OCTAGONAL – w miejsce octagon
ROUNDRECT – w miejsce oval

Nieco więcej informacji (po angielsku)

znajdziesz w pliku STANDARD.APT wcho-
dzącym w skład pakietu Autotrax.

Na koniec dodam, że przy korzystaniu

z konwertera GERBTRAX można też nie po-
dawać nazwy pliku wyjściowego. Wtedy plik
wyjściowy otrzyma nazwę VIEWx.PCB, gdzie
x to numer warstwy. Możesz spróbować też
uruchomić program bez podania listy apertur.

W każdym razie po uruchomieniu GERB-

TRAX z podanymi wcześniej parametrami,
po naciśnięciu klawisza 1 oraz Enter, zosta-
nie utworzony plik .PCB w formacie Auto-
trax, który też można bez problemu wczytać
do Protela. W przypadku polecenia:

w pliku płytki .PCB będzie to jedna warstwa –
BottomLayer. Rysunek 17 pokazuje taki plik
umieszczony w Protelu na niewykorzystywa-
nej warstwie BottomOverlay. Jest to niejako
podkładka, na której zostaną poustawiane ele-
menty biblioteczne i prowadzone ścieżki.

Jeszcze raz Gerber

Teoretycznie, zamiast za każdym razem
przerabiać listę apertur stworzoną w EAGLE
przez sterownik GERBERAUTO_23, można

byłoby wcześniej stworzyć dwie wersje jed-
nej, uniwersalnej listy: jedną dla GERB-
TRAX, drugą dla EAGLE, żeby na jej pod-
stawie wygenerował plik(i) Gerbera. Obie
wersje mają opisywać identyczne apertury,
ale będą się różnić sposobem zapisu. Dla cie-
kawości stworzyłem obie wersje takiej uni-
wersalnej listy apertur. Te listy apertur
(STD.whl, STD.APT) oraz program GERB-
TRAX są dostępne na naszej stronie interne-
towej (www.edw.com.pl).

Potem w EAGLE trzeba wybrać sterow-

nik GERBER_23, a w dodatkowe okienko
trzeba wpisać ścieżkę do uniwersalnego pli-
ku apertur STD.whl.

W praktyce okazuje się, że lista musiałaby

być długa, bo w różnych projektach i elemen-
tach bibliotecznych zawarte są składniki ryso-
wane najróżniejszymi liniami. Jeśli chcesz,
możesz uzupełnić moją skromną listę apertur

(okrągłe, prostokątne i ośmiokątne); może
ona być dowolnie długa, numeracja nie musi
być ciągła. Zasady są bardzo proste – otwórz
w Notatniku i uzupełniaj jednocześnie oba
pliki STD.whl i STD.APT. Ostrzegam, że
często będziesz musiał uzupełniać taką listę.

Więcej informacji o formatach RS-274D i

RS274X można znaleźć np. pod adresami:
www.artwork.com/gerber/appl2.htm
www.artwork.com/gerber/274x/rs274x.htm
opis standardu RS274X w postaci PDF (pra-

wie 400kB) można także ściągnąć z
www.maniabarco.com/transdown.asp

Szeroki opis przygotowania plików

Gerbera w programie EAGLE (Eagle Ger-
ber Tutorial) dostępny jest pod adresem:
www.precma.com/informatica/tutorial.htm

Zakończenie

Cykl o podstawach Protela 99SE dobiegł
końca.

Jestem przekonany, że te informacje

wzbogaciły Twoja wiedzę i że potrafisz w ra-
zie potrzeby praktycznie wykorzystać podane
wskazówki. Jeśli jednak uważasz, że powinny
pojawić się następne odcinki, napisz do mnie.

Piotr Górecki

D:\GERBTRAX.EXE D:\Automat3.gbl 6 Automat3.apt Automat3.PCB

Rys. 16

Rys. 17

Kurs Protela

Elektronika dla Wszystkich

Jeden poczwórny wzmacniacz operacyjny
(LM324), cztery tranzystory i garstka ele-
mentów biernych pozwala zrealizować
układ, który wytwarza dźwięk podobny do
gwizdu lokomotywy parowej. Układ można

wykorzystać jako niezależny generator inte-
resującego efektu dźwiękowego. Doskonale
nadaje się też dla modelarzy, i to nie tylko do
makiet kolejowych.

Sygnał gwizdka lokomotywy pojawia się

po naciśnięciu (zwarciu
styków) przycisku. Dwa
potencjometry montażo-
we pozwalają regulować
głośność i „szybkość”
sygnału dźwiękowego.
W zestawie zawarty jest
głośnik 8

Ω/0,5W. Układ

jest zasilany z baterii
9-woltowej. Wymiary
płytki 75x59mm.

Minikit MK134 moż-

na zamówić w Dziale
Handlowym AVT w cenie
34 zł brutto.

Zestaw umożliwia budowę dwukanałowego
wzmacniacza audio. Podwójny niskoszumo-
wy wzmacniacz operacyjny NE5532 zapew-
nia znakomite parametry. Duża wydajność
prądowa wyjścia wzmacniaczy NE5532
umożliwia bezpośrednie sterowanie typo-
wych stereofonicznych słuchawek. Dwa mi-
krofony elektretowe i wzmocnienie regulo-
wane w granicach 0...50x pozwalają słyszeć
w słuchawkach nawet bardzo ciche dźwięki.

Układ może pracować jako wysokiej ja-

kości stereofoniczny podsłuchiwacz szeptów.
Może też pełnić rolę prostego aparatu słucho-
wego dla osób z niewielkim ubytkiem słuchu

- w tej roli pomoże lekko niedosłyszącym np.
przy rodzinnym oglądaniu telewizji.

Układ jest zasilany z trzech baterii R6.

Wymiary płytki 61x54mm.

Minikit MK136 można zamówić w Dziale

Handlowym AVT w cenie 33 zł brutto.

miniKIT MK134

Gwizdek lokomotywy parowej

miniKIT MK136

Stereofoniczne ucho

Superwzmacniacz słuchawkowy

Najciekawsze kity

BBeellggiijjsskkaa ffiirrm

maa VVeelllleem

maann jjeesstt śśwwiiaattoowwyym

m lliiddeerreem

m ww pprroodduukkccjjii kkiittóóww eelleekkttrroonniicczznnyycchh

Elektronika dla Wszystkich

czyli co by było, gdyby...

W tej rubryce prezentujemy schematy

nadesłane przez Czytelników. Są to za-

równo własne (genialne) rozwiązania

układowe, jak i ciekawsze schematy

z literatury, godne Waszym zdaniem pu-

blicznej prezentacji bądź przypomnie-

nia. Są to tylko schematy ideowe, nie-

koniecznie sprawdzone w praktyce,

stąd podtytuł „co by było, gdyby...”. Re-

dakcja EdW nie gwarantuje, że schema-

ty są bezbłędne i należy je traktować

przede wszystkim jako źródło inspiracji

przy tworzeniu własnych układów.

Przysyłajcie do tej rubryki przede wszy-

stkim schematy, które powstały jedynie

na papierze, natomiast układy, które

zrealizowaliście w praktyce, nadsyłajcie

wraz z modelami do Forum Czytelników

i do działu E-2000. Nadsyłając godne za-

interesowania schematy z literatury, po-

dawajcie źródło. Osoby, które nadeślą

najciekawsze schematy oprócz saty-

sfakcji z ujrzenia swego nazwiska na ła-

mach EdW, otrzymają drobne upominki.

Autor schematu z rysunku 1 sugeruje, że możliwe jest osiągnięcie
wydajności rzędu 36V/9W. Trochę nie chce mi się w to wierzyć. Chy-
ba, że układ eksploatowany byłby tuż pod nadajnikiem 1000kW ;-)

Autor schematu przedstawionego na rysunku 2 jest większym re-

alistą: zapewnia, że możliwa jest do osiągnięcia moc rzędu 0,5mW -
1mW przy napięciu 2,5 - 3V. Pisze przy tym, że wartości te są typo-
we dla anteny wewnętrznej znajdującej się w odległości 5km od
nadajnika o mocy 5kW. Nie podaje niestety wartości elementów. Tu
trzeba trochę poeksperymentować. W każdym bądź razie diody na
pewno powinny być germanowe W każdym przypadku podkreślana
jest wielkość anteny odbiorczej. Generalna zasada brzmi: im większa,
tym lepsza.

Nadesłał Dariusz Drelicharz - Przemyśl

Energia za darmo

Inicjacja stanu czuwania układu następuje po przełączeniu zestyku
środkowego przełącznika W1 w pozycję 12V. Elementy C1, R1 za-
pewniają 30-sekundowe opóźnienie włączenia stanu czuwania, co
umożliwia opuszczenie pojazdu. Po tym czasie zostaje odblokowana
bramka S1 dla sygnałów z wyłączników drzwiowych lub innych

czujników alarmowych (zwarcie do masy powoduje włączenie alar-
mu). Układ S5 (przerzutnik typu D) zapamiętuje informację o alarmie
i odblokowuje z 15- sekundowym opóźnieniem multiwibrator astabil-
ny (bramki S3, S4). Multiwibrator pracuje z częstotliwością 1Hz
i steruje tranzystor T1, a za jego pośrednictwem przekaźnik sygnału

dźwiękowego lub tran-
zystor mocy (obwód
przyłączony linią przery-
waną). Bramka S2 reali-
zuje 5-minutowy układ
opóźniający. Po tym
czasie informacja o alar-
mie zanika, przerzutnik
D zmienia stan, blokując
multiwibrator i układ
przechodzi ponownie do
stanu czuwania.

Nadesłał Paweł Szwed

- Grodziec Śląski

Centralka alarmowa

Elektronika dla Wszystkich

Ocenia się, iż ciągu jednego miesiąca właści-
ciele telefonów komórkowych wysyłają po-
nad 100 miliardów SMS-ów. Niebywały suk-
ces powstałych w 1992 roku SMS-ów sto-
sunkowo szybko zaowocował pojawieniem
się nowych propozycji. Zaproponowano
ulepszony SMS – (Enhanced Messaging Se-
rvice), jednak jest to propozycja przejściowa,
która raczej nie ma szans na upowszechnie-
nie. Radykalnym postępem jest wprowadze-
nie tak zwanych MMS-ów - coraz więcej
współczesnych telefonów komórkowych da-
je możliwość wysyłania ich i odbierania.
O MMS-ach słyszał już chyba każdy, wspo-
minaliśmy o nich także w EdW. MMS-y je-
szcze nie zdobyły popularności, głównie ze
względu na konieczność posiadania odpo-
wiedniego sprzętu – telefonów komórko-
wych najnowszej produkcji. Jednak istnieją
poważne przesłanki, że z czasem SMS-
y ustąpią miejsca MMS-om. Za pomocą
MMS-ów oprócz tekstu można przesyłać ko-
lorowe obrazy, dźwięk, i to nie tylko jakieś

proste dzwonki, ale pliki z nagraniami
dźwiękowymi (MP3 lub podobne) oraz
prawdziwe filmiki łączące ruchomy obraz
i dźwięk. I trzeba przyznać, że to wszystko
jest prawdą – takie są perspektywy. Zaga-
dnienie rzeczywiście jest bardzo ciekawe,
a reklamy kierują uwagę potencjalnych
klientów na te wspaniałe możliwości. Mało
kto próbuje jednak poznać temat bliżej
i sprawdzić, ile prawdy jest w fantastycznie
wyglądających reklamach nowych telefonów
komórkowych i nowej usługi.

Dociekliwi Czytelnicy EdW zapewne ze-

chcą poznać temat bliżej.

Przede wszystkim trzeba rozszyfrować

skrót. Podobnie jak SMS (Short Messaging
Service), MMS to Multimedia Messaging
Service, co można przetłumaczyć jako prze-
syłanie wiadomości multimedialnych. Cho-
dzi o nową usługę dla użytkowników telefo-
nów komórkowych, której zasady ustalono
jednolicie przez Forum WAP oraz w ramach
programu wspierania telefonii trzeciej gene-

racji (3rd Generation Partnership Program –
3GPP). Specyfikacja określa zasady tworze-
nia i przesyłania wiadomości, przez co różni
producenci sprzętu oraz operatorzy teleko-
munikacyjni mogą zgodnie współdziałać
przy wprowadzaniu nowej usługi. Choć
MMS znacząco różni się od SMS-a, bo wy-
korzystuje główny kanał transmisyjny, a nie
kanał sterujący, niemniej podczas obsługi
MMS-ów można normalnie przyjmować
nadchodzące rozmowy. Za pomocą MMS-ów
można przesyłać kolorowe obrazy (fotografie
JPEG, rysunki i animacje GIF, ikony, logosy),
dźwięki (dzwonki, melodie, efekty, MP3),
a nawet krótkie filmy (MPEG4) oraz formato-
wany tekst (różne czcionki, wielkości liter,
rozmaite formatowanie). Warto jednak zda-
wać sobie sprawę z istotnych ograniczeń
i obecnych możliwości. W tym celu trzeba po-
wrócić do SMS-a i telefonii GSM. Dzisiaj
króluje telefonia GSM (2 generacji – w skró-
cie 2G), gdzie dane cyfrowe przesyłane są
z szybkością 9,6kbs (kilobitów, nie kilobajtów

dodatek

miesięcznika

a g a z y n

l e k t r o n i k i

ż y t k o w e j

To warto wiedzieć

na sekundę). O szumnie zapowiadanej od kil-
ku lat telefonii UMTS (3G), gdzie przepływ-
ność ma wynieść 384...2000kbs, można, póki
co, tylko pomarzyć. Pojawiły się wprawdzie
rozwiązania pośrednie, wykorzystujące in-
frastrukturę GSM, nazywane technologiami
2,5G (np. GPRS) o pośredniej szybkości
transmisji. Dopiero jednak w systemach
3G i ewentualnych następnych możliwe bę-
dzie bezprzewodowe przesyłanie danych
z naprawdę dużą szybkością. Z poczciwym
SMS-em nie ma problemu – zawiera on na-
główek, a właściwie dwa krótkie nagłówki
i do tego treść wiadomości - do 160 bajtów.
W sumie więc SMS jest bardzo mały i jego
przesłanie jest łatwe, trwa krótko, więc jest
tanie. Aby za pomocą niewielu znaków zwię-
źle wyrazić treść i uczucia, stosuje się cha-
rakterystyczne skróty (nie tylko zresztą
w SMS-ach, ale i w poczcie e-mailowej i na
„czatach”). Trzeba mieć świadomość, że

obraz czy plik
dźwiękowy ze swej
natury ma dużo
większą objętość,
więc jego przesła-
nie przez dzisiejsze
sieci trwałoby nie-
porównanie dłużej.

I tu leży jedna

z przeszkód w peł-
nym wykorzystaniu
potencjalnych moż-
liwości MMS-ów.

Drugie źródło

ograniczeń to moż-
liwości sprzętu.
Żeby przesłać
obraz, trzeba go
w

jakiś sposób

stworzyć. Oczywi-
ste wydaje się wy-
posażenie telefonu
komórkowego w cy-
frowy aparat foto-
graficzny. Względy
ekonomiczne nie
pozwalają jednak,
by był to aparat lep-
szej klasy. Ponieważ
podstawową atrak-
cją MMS-ów są
barwne obrazy, tele-
fon musi mieć kolo-
rowy wyświetlacz –
próba wyświetlenia
kolorowego obrazu
na szarozielonym
ekranie to oczywiste
nieporozumienie.
Poza tym ekran ko-
mórki, nawet kolo-
rowy, ma ograniczo-
ną wielkość i roz-
dzielczość. Oprócz

rozdzielczości (licz-
by pikseli) istotna
jest też możliwa do
wyświetlenia liczba
kolorów (odcieni),
która dla wielu ma-
łych wyświetlaczy
wynosi tylko 256.
Podobnie jest z prze-
tworzeniem i zakodo-
waniem dźwięku – ograni-
czeniem są możliwości mi-
kroprocesora i programu zawar-
tych w telefonie. Kolejną kwestią
jest pamięć – komórka musi zawierać
pamięć o znacznej objętości. Jeśli więc te-
lefon komórkowy miałby tworzyć, przesyłać
i odbierać obrazy i pliki dźwiękowe wysokiej
jakości, z konieczności należałoby go w istot-
ny sposób zmienić a jego cena musiałaby być
horrendalnie wysoka. Od popularnej komórki
doszlibyśmy bowiem do dużo droższego
PDA (personal digital assistant) lub nawet
palmtopa czy laptopa. W uproszczeniu może-
my więc przyjąć, że głównymi ograniczenia-
mi są wymiary, rozdzielczość i liczba odcieni
kolorów ekranu oraz parametry wbudowane-
go głośniczka. Tak czy inaczej, komórka do
obsługi MMS-ów musi przede wszystkim
mieć kolorowy ekran, powinna posiadać
wbudowany aparat fotograficzny i mieć ob-
wody zapewniające komunikację z kompute-
rem (Bluetooth, IrDa).

Dziś, na samym początku rozwoju nowej

usługi, objętość MMS-a wynosi 2kB...30kB,
a czas ich przesyłania może sięgać 30 se-
kund. Czytelnicy zapoznani z Internetem
i komputerowymi obrazkami wiedzą, że fo-
tografia w formacie JPEG o objętości do
30kB w żaden sposób nie może być obrazem
o dużej rozdzielczości i jakości. Rozdziel-
czość 101x80 pikseli czy nawet dwu- lub
czterokrotnie większą, Czytelnik z pewno-
ścią uzna za wręcz żałosną. Trzeba mieć
świadomość, że taki obrazek będzie się przy-
zwoicie prezentował tylko na maleńkim
ekranie MMS-owej komórki, natomiast prze-
niesiony do komputera natychmiast ujawni
swą małą rozdzielczość i być może też słabe
oddanie odcieni barw. Co prawda według
przyjętej ogólnej specyfikacji rozmiary
MMS-a nie są ograniczone. Jednak w pierw-
szym etapie to nie specyfikacja MMS, tylko
operatorzy telekomunikacyjni ograniczają
rozmiar MMS-a do 30kB, ewentualnie kilku-
dziesięciu kB, na pewno mniej niż 100kB.
Dopiero w dalszej, nieokreślonej na razie
przyszłości będzie można przesyłać większe
pliki. Oczywiście przy ograniczeniu rozmia-
rów MMS-a do kilkudziesięciu kilobajtów
nie jest możliwe przesłanie dłuższego klipu
wideo, który z natury musi mieć radykalnie
większą objętość – tym samym przesyłanie
dłuższych plików wideo o przyzwoitej jako-
ści to na razie melodia przyszłości, której

To warto wiedzieć

Elektronika dla Wszystkich

afasik - as far as I know
asap - as soon as possible
atw - at the weekend
awhfy - are we having fun yet?
b4 - before
bbfn - bye bye for now
bcnu - be see’in you
brb - be right back
btw - by the way
cm - call me
cu - see you
cul8ter - see you later
dk - don’t know
dur? - do you remember?
e2eg - ear to ear grin
eod - end of discussion
F? - Friends?
F2F - Face to Face
fya - for your amusement
fyi - for your information
<g> - grin
gr8 - great
gsoh - good sense of humour
h2cus - hope to see you soon
hak - hug and kisses
ic - I see
idk - I don’t know
idts - I don’t think so!
iow - in other words
j4f - just for fun
kc - keep cool
khuf - know how you feel
l8r - later
m8 - mate
mtfbwu - may the force be
with you
nc - no comment
nwo - no way out
o4u - only for you
O!ic - Oh, I see!
ruok - are you okay?
sc - stay cool
sol - sooner or later
t+ - think positive
t2ul - talk to you later
tuvm - thank you very much
w4u - waiting for you!
wuwh - wish you were here
X! - Typical woman!
Y! - Typical man!

Skróty angielskie

stosowane

w SMS-ach

i e-mailach:

Fot. 1 Nokia 3300

Fot. 3 Siemens S-55

Fot. 2 Samsung SPH-A500

Fot. 4 Panasonic GD87

wprowadzenie uzależnione jest od urucho-
mienia systemu UMTS. Warto jednak wie-
dzieć, że niektóre najnowsze telefony mają
możliwość rejestrowania, przesyłania i od-
twarzania krótkich klipów wideo.

Już teraz MMS-y mogą być wymieniane

nie tylko między telefonami komórkowymi.
Można wysłać MMS-a z telefonu na skrzyn-
kę e-mailową lub odwrotnie – MMS-owego
e-maila ze skrzynki na komórkę. MMS powi-
nien być szybszy od e-maila. Co ważne, nie-
potrzebny jest do tego żaden dodatkowy pro-
gram. Nic złego się też nie stanie, jeśli ktoś
wyśle MMS-a do posiadacza starego (czytaj
dzisiejszego) aparatu, niemogącego go po-
prawnie odebrać. Na wyświetlaczu takiego
zwykłego aparatu pojawi się tekstowa infor-
macja o tym, że nadszedł MMS i że można
go obejrzeć czy posłuchać przez Internet, za-
glądając pod podany adres internetowy. I to
niewątpliwie jest dobra wiadomość dla po-
siadaczy „zwykłych” komórek.

Tu trzeba wyraźnie podkreślić różnice

między MMS-ami a e-mailami. MMS-y nie
są jednak odmianą e-maili związaną z Inter-
netem czy z WAP-em. To zupełnie odrębna
usługa telekomunikacyjna, praktycznie nie-
związana ani z Internetem, ani z protokołem
WAP, niekorzystająca z przeglądarki WAP,
choć wykorzystująca pewne wspólne rozwią-
zania. MMS-y, przynajmniej teoretycznie,
mogą zawierać pliki (załączniki) nieobsługi-
wane bezpośrednio przez telefony – zbliża to
MMS-y do e-maili, jednak na razie nie ma ja-
sności co do sposobu obsługi takich „ob-
cych” załączników. Także ze względu na
ograniczenia objętości do wspomnianych kil-
kudziesięciu kB nie można traktować MMS-
ów jako odmiany e-maili. E-maile w przeci-
wieństwie do MMS-ów mogą mieć wielo-
krotnie większą objętość, rzędu megabajtów.

Generalnie wysyłanie i dostarczanie

MMS-ów jest podobne jak SMS-ów. Nie są
one przekazywane bezpośrednio miedzy apa-
ratami na zasadzie rozmowy, przez zadzwo-
nienie na dany numer. MMS-a wysyła się do
Centrum MMS, i dopiero stamtąd zostaje on
wysyłany tylko wtedy, jeśli aparat odbiorcy
jest włączony, jeśli jest w zasięgu sieci i ma
wolną pamięć dla przyjęcia całej wiadomo-
ści. W przeciwnym wypadku MMS będzie
„leżał i czekał”. W ten sposób żadne MMS-y
nie powinny ginąć.

Zaletą MMS-ów jest też to, że mogą być

wysyłane automatyczne na drodze: maszyna-
telefon, na przykład do celów reklamowych.
Dramatycznie rozszerza możliwości i zakres
ich zastosowań. Japońskie doświadczenia
(tam najszybciej udostępnia się ogółowi
wszelkie nowości techniczne) wskazują, iż
podobnie jak w przypadku SMS, także jeśli
chodzi o MMS-y, kołem zamachowym,
a właściwie rozruchowym będzie młodzież
w wieku 15...25 lat – patrz fotografia wstęp-
na, pokazująca znanego kierowcę rajdowego,

To warto wiedzieć

Elektronika dla Wszystkich

2.5G – Ogólny termin używany przy opisach przejściowych
technologii telekomunikacji bezprzewodowej, pośrednich mię-
dzy technologiami drugiej a trzeciej generacji. Usługi
2.5G odróżniają się od starszych 2G głównie pakietowym prze-
syłaniem danych oraz wykorzystaniem protokołu internetowego
(IP). Do technologii 2.5G należą GPRS i EDGE.

3G – Technologia bezprzewodowej łączności trzeciej generacji,
wykorzystująca szerokopasmowe kanały radiowe o dużej prze-
pływności, rzedu 384...2000 kilobitów na sekundę. Standardy
3G to najbardziej znany UMTS oraz WCDMA i cdma2000.

3GPP (Third Generation Partnership Project) – Przemysło-
we ciało - zespół ekspertów - odpowiedzialne za definiowanie
standardów rynku 3G.

Bluetooth – Cyfrowa technologia dwukierunkowego przekazu
radiowego na krótkie dystanse (rzędu 10m), umożliwiająca bez-
problemową komunikację i jednoczesne współdziałanie wielu
różnych urządzeń.

EDGE (Enhanced Data Rates for Global Evolution) – szyb-
sza (bardziej szerokopasmowa) wersja GPRS umożliwiająca
transmisję z prędkościami do 384kbs przez sieci GSM. Podob-
nie jak GPRS, także EDGE umożliwia korzystanie z MMS-ów
również przy braki sieci 3G.

EMS (Enhanced Messaging Service) – rozwinięcie SMS (Short
Message Service), które pozwala zawrzeć w SMS-ie także grafikę
i dźwięk. EMS wykorzystuje jeden z dwóch nagłówków SMS-a.
Przekaz jest nadal SMS-em, tylko z „rozdętym” nagłówkiem.
EMS jest końcowym etapem rozwoju SMS-a – MMS wykorzy-
stuje zupełnie inne sposoby transmisji i ma inną budowę wewnę-
trzną.

GPRS (General Packet Radio Service) – bezprzewodowy (pa-
kietowy, bazujący na internetowym protokole IP) protokół trans-
misji danych w sieciach GSM, pozwalający osiągnąć transfer do
171kbs (patrz też EDGE).

GSM (Global System for Mobiles) – standard cyfrowej trans-
misji (telefonii) szeroko stosowany w Europie w pasmach
900MHz oraz 1800MHz. W Ameryce Północnej w paśmie
1900MHz.

IP (Internet Protocol) – globalny standard transmisji (przesyła-
nia danych).

MExE (Mobile Station Application Execution Environment)
– przewidywany następca WAP (Wireless Application Protocol)
w aplikacjach 3G.

MIME (Multipurpose Internet Mail Extension) – Jeden
z głównych standardów przesyłania poczty internetowej.

MP3 – skrót od Motion Picture Engineering Group, layer 3. Wy-
dajny format do kodowania muzyki, wykorzystujący maskowa-
nie, czyli fakt, że ludzkie ucho nie reaguje na ciche dźwięki,
które występują jednocześnie z dźwiękami głośnymi o innych
częstotliwościach.

Packet switching – Komutacja pakietowa polega na podziale
danych na niezależnie przesyłane pakiety – umożliwia szybsze
przesyłanie danych i lepsze wykorzystanie kanałów transmisyj-
nych niż stałe sieci telekomunikacyjne i radiowe GSM.

PDA (Personal Digital Assistant) – rozbudowana odmiana te-
lefonu komórkowego, zawierająca rozszerzoną klawiaturę oraz
szereg cech i możliwości charakterystycznych dla komputerów
osobstych.

PIM (Personal Information Manager) – Udogodnienie zwią-
zane z MMS-ami – wbudowany w telefon program ułatwiający
zarządzanie wiadomościami multimedialnymi.

SMS (Short Message Service) – usługa w telefonii komórkowej
polegająca na przesyłaniu krótkich informacji tekstowych przez
kanał kontrolny GSM.

SMS Centre – Centrum SMS-owe. Sprzęt i oprogramowanie
pośredniczące u operatora telefonii komórkowej pozwalające
przyjmować, przechowywać i wysyłać SMS-y.

UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) – je-
den z przemysłowych standardów telekomunikacyjnych trzeciej
generacji (patrz 3G).

WAP (Wireless Application Protocol) – otwarty standard
umożliwiający transmisję specjalnie przygotowanych stron in-
ternetowych do telefonów komórkowych.

WAP Forum – Zespół ekspertów, zarządzających standardem
WAP i jego rozwojem. Jeden z głównych twórców standardu dla
MMS-ów.

Słowniczek

Fot. 9 Sony-Ericsson T310

Fot. 8 Motorola T720

Fot. 6 Sony Ericsson P800

Fot. 5 NEC 21i

Fot. 7 Nokia 7650

posługującego się nowoczesnym telefonem
Siemensa. Dopiero później, z czasem dołączą
poważniejsi użytkownicy, w tym biznesowi.

W podsumowaniu należy stwierdzić, że

przyszłość MMS-ów zapowiada się dobrze.
Na razie ich objętość jest bardzo ograniczo-
na, niemniej otwarta specyfikacja MMS
umożliwia niemal nieograniczony rozwój.
W kwestii upowszechnienia MMS-ów
znaczny, ale nie najważniejszy wpływ mają
producenci sprzętu oraz termin wprowadze-
nia UMTS. Już dziś bardzo wiele zależy od
strategii firm telekomunikacyjnych: co zro-
bią by nie stwarzać barier cenowych i by sze-
roko udostępnić i upowszechnić nową usłu-
gę, a jednocześnie żeby możliwie szybko na
niej zarobić. Oczywiście opłaty są i będą wy-
ższe niż za SMS-y. Znaczny wpływ będą
mieć ceny i możliwości sprzętu, ceny usług
oraz kwestia reklam wysyłanych do klientów
– producenci i operatorzy nie mogą przesa-
dzić w żadną stronę. Sukces MMS-ów może
też zależeć od tego, na ile zostaną one powią-
zane z komputerami, czy i jak szybko zastą-
pią e-maile, na ile łatwe będzie tworzenie
i formatowanie tekstu, obrazów, transfer z/do
komputera...

Nie trzeba koniecznie czekać na wprowa-

dzenie UMTS i wykorzystanie szerokopa-
smowych kanałów telekomunikacyjnych.
Z MMS-ów już dziś mogą skorzystać klienci
wiodących operatorów telefonii komórko-
wej. Przed podjęciem decyzji o zakupie
MMS-owego telefonu warto oczywiście do-
kładnie wcześniej sprawdzić u operatora wa-
runki, opłaty oraz parametry i możliwości
sprzętu, w tym kwestie komunikacji z kom-
puterem PC. Choć na razie możliwości
MMS-ów są dość ograniczone, niemniej per-
spektywy są znakomite. Dzisiejsze dość
skromne MMS-y najprawdopodobniej są po-
czątkiem rewolucji. Choć nie należy się tu

spodziewać jakiegoś gwałtownego przełomu
z dnia na dzień, tylko stopniowego, szybkie-
go rozwoju, właśnie MMS-y i w dalszej ko-
lejności wprowadzenie wideotelefonów, mo-
że znacząco zmienić życie milionów mie-
szkańców naszej planety.

Ponieważ wciąż pojawiają się nowe mo-

dele telefonów komórkowych, aktualnych in-
formacji warto szukać u operatorów telefonii
komórkowej:
www.era.pl
www.plusgsm.pl
www.idea.pl
oraz u producentów sprzętu, na przykład:
www.nokia.com
www. sonyericsson.com
www.siemens.com
www.panasonic.com
www.motorola.com
www.samsung.com
www.alcatel.com
www.sagem.com
www.nec.co.jp
www.sharp.co.jp

Arkadiusz Bartold

To warto wiedzieć

Elektronika dla Wszystkich

Document Outline

edw_2003_07_s10
edw_2003_07_s12
edw_2003_07_s13
edw_2003_07_s20
edw_2003_07_s22
edw_2003_07_s28
edw_2003_07_s31
edw_2003_07_s38
edw_2003_07_s47
edw_2003_07_s50
edw_2003_07_s52
edw_2003_07_s54
edw_2003_07_s56
edw_2003_07_s60
edw_2003_07_s62
edw_2003_07_s63
edw_2003_07_s64

Wyszukiwarka

Podobne podstrony:
EdW 07 2003
07 2003 83 86
EdW 09 2003
EdW 04 2003
30 ROZ książka obiektu budowlanego [M I ][3 07 2003][Dz U
RMI (Dz U Nr0, poz 33) 07 2003 w sprawie szczegółowego zakresu i formy projektu budowlanego
MEDYTACJA 8 07 2003
MEDYTACJA & 07 2003
EdW 08 2003
MEDYTACJA 2 07 2003
MEDYTACJA ' 07 2003
ei 07 2003 s48 54
07 2003 21 25 LAMBDA
EdW 03 2003
910092 1900SRM0098 (07 2003) UK EN
EgzPRI 07 2003 TPieciukiewicz popr, PJWSTK, 0sem, MAS
MEDYTACJA 1 07 2003
EdW 02 2003
MEDYTACJA ) 07 2003

więcej podobnych podstron