Repetytorium dyplomowe

AUE I & AUE II

Sylwia Borcuch

Przemysław Stolarz

AUE I

1.

Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora

N-MOS w obszarze liniowym

obowiązuje w przedziale napięć:

Przykładowa odpowiedź:

dla UGS > UT i UDS > UGS –UT

POPRAWNA odpowiedź:

dla UGS > UT i 0 < UDS < UGS –UT

AUE I

1/47

Elementy i układy elektroniczne str. 102

2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora

MOSFET można wyznaczyć przy:

Przykładowa odpowiedź:

składowej stałej napięcia UDS = UGS – UT

POPRAWNA odpowiedź:

składowej stałej napięcia UDS = const

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 98

2/47

3. Częstotliwość graniczną fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy:

Przykładowa odpowiedź:

galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem dla

składowej zmiennej

POPRAWNA odpowiedź:

składowej zmiennej napięcia Uds = 0

Częstotliwość odcięcia (cut-off) jest częstotliwością przy której prąd
wejściowy jest równy prądowi źródła sterowanego tranzystora przy
zwartym wyjściu.

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 109

3/47

4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego
w konfiguracji OE:

Przykładowa odpowiedź:

przecinają się z osią UCE w początku układu

współrzędnych IC=f(UCE)

POPRAWNA odpowiedź:

ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe

tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią Uce w punkcie Uan,
gdzie Uan to napięcie Early’ego.

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 71

4/47

5. Dla małosygnałowego modelu tranzystora bipolarnego:

Przykładowa odpowiedź:

zwarciowy współczynnik wzmocnienia

prądowego β wyznacza się przy galwanicznym zwarciu na wyjściu
kolektora z emiterem

POPRAWNA odpowiedź:

konduktancja wejściowa

jest dużo większa niż konduktancja wyjściowa

AUE I

Elementy i układy elektroniczne

str. 80-81, 84

5/47

6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora
bipolarnego zachodzą relacje:

Przykładowa odpowiedź:

fβ < fα < fT

POPRAWNA odpowiedź:

fβ < fT < fα

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 86

6/47

8. Proste (Rys.1) i kaskodowe (Rys.2) lustro prądowe na tranzystorach
bipolarnych.

Minimalne napięcia wyjściowe w tych lustrach w przybliżeniu wynoszą:
Rys.1Rys.2

Przykładowa odpowiedź:

Rys.1) UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V

Rys.2) UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 164, 169

7/47

11. We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy
oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE
(Rys.5) lub OS (Rys.6) prawdziwe są zależności:

Przykładowa odpowiedź:

wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła

sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa wzmacniacza.

Proponowane odpowiedzi:

-

rezystancja obciążenia RL nie ma wpływu

na rezystancję wejściową wzmacniaczy,
- wartości R1, R2 wpływają na skuteczne wzmocnienie napięciowe,
- rezystancja RE ma wpływ na wzmocnienie dla małych częstotliwości
- rezystancja wyjściowa nie zależy od obciążenia RL

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 193, 194

8/47

12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ ,
rbe = 4 kΩ , rce= 100 kΩ, rezystancje dzielnika R1 = 300 kΩ i R2 = 80 kΩ,
Rg = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100.

Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

kus = − 65

POPRAWNA odpowiedź:

kus ≈ − 70 (dokładnie - 68.58)

AUE I

Elementy i układy

elektroniczne str. 193, 194

,

, gdzie

, gdzie

skuteczne wzmocnienie napięciowe:

9/47

14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem
stałoprądowym na tranzystorach PMOS z kanałem wzbogacanym.
Transkonduktancje tranzystorów są równe: gmn = 0,1 mS dla NMOS,
gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe:
gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = 200 kΩ.

Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:

Przykładowa odpowiedź:

ku ≈ − 10 ; rout ≈ 100 kΩ

POPRAWNA odpowiedź:

ku ≈ − 6.67 ; rout = 100 kΩ

AUE I

10/47

15. Inwerter CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS.
Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe:
gmn = 0,15 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje
wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,004 mS. Rezystancja obciążenia RL = 300 kΩ.

Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:

Przykładowa odpowiedź:

ku ≈ − 13,28 ; rout ≈ 88,23 kΩ

POPRAWNA odpowiedź:

ku ≈ − 26,47 ; rout = 125 kΩ

AUE I

11/47

18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na
tranzystorach pnp (Rys. b)). Dla tego wzmacniacza poprawne są
informacje:

Przykładowa odpowiedź:

Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym

Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnicowe na wyjściu symetrycznym
w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych
rezystorów RC).

POPRAWNA odpowiedź:

Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym

jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne
tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 251

12/47

19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na
tranzystorach PMOS (Rys. c)). Parametry wzmacniacza: gm1,2 = 0,2
mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4= 0,003 mA/V, układ zostanie
obciążony rezystancją RL = 300 kΩ. Wzmocnienie dla sygnałów
różnicowych UG1 = Ur ; UG2 = 0) i rezystancja wyjściowa wynoszą:

Przykładowa odpowiedź:

kur ≈ 24,01 ; Ro ≈ 120,48 kΩ

POPRAWNA odpowiedź:

kur ≈ 24 ; Ro = 200 kΩ

AUE I

L

ds

ds

m

ur

G

g

g

g

k







4

2

1

4

2

1

ds

ds

o

g

g

R





13/47

20. Wzmacniacz operacyjny ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym
na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o częstotliwości granicznej
10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki = 4,1 w którym zastosowano:
R1 = 10 kΩ, R2 = 50 kΩ (rysunek poniżej). 3dB-owa częstotliwość
graniczna układu nieodwracającego wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

fg = 50 MHz

POPRAWNA odpowiedź:

fg = 51 MHz

AUE I





1







k

f

f

g

14/47

23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A (rysunek obok) :
Spośród podanych informacji prawdziwe są?

Przykładowa odpowiedź:

Przy ui = 0, uo = − UEBP ≈ 0 [V]

Proponowane odpowiedzi:

- napięcie ui może być dołączone poprzez

kondensator sprzęgający,
- w układzie zastosowano wstępną polaryzację tranzystorów za pomocą

spadków napięć na diodach D1 i D2

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 200

15/47

24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz
zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru
sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu tego sprzężenia,
parametry wzmacniacza będą wynosiły:

Przykładowa odpowiedź:

kuf = 10, fgf = 1,5 MHz

POPRAWNA odpowiedź:

kuf = 50, fgf = 2 Mhz

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 220, 229

16/47

29. Wzmacniacze odwracający i nieodwracający, zrealizowano na
wzmacniaczach operacyjnych (rysunek poniżej).

Przy R1 = 10 kΩ; R2 = 100 kΩ; wzmocnienia układów wynoszą:
układ odwracający; układ nieodwracający:

Przykładowa odpowiedź:

kuf = −10 kuf = 10

POPRAWNA odpowiedź:

kuf = −10 kuf = 11

AUE I

Dla odwracającego:

Dla nieodwracającego:

Elementy i układy elektroniczne

str. 276, 279

17/47

30. W integratorze (rysunek poniżej) zrealizowanym na rzeczywistym
wzmacniaczu operacyjnym ( z kompensacją biegunem dominującym),
ωg = 500 sec(⁻¹) ; ωT = 500 ·10⁵sec(⁻ ¹) ; R1 = 10 kΩ; C = 10 nF; całkowanie
zachodzi w paśmie:

Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

AUE I

}

sec

10

500

sec

10

1

{

)

1

(

5

)

1

(

1















}

sec

10

500

sec

10

5

,

0

{

)

1

(

5

)

1

(

9















18/47

31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące:
dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo-przepustowej,
środkowo-zaporowej

Przykładowa odpowiedź:

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 290

błędna odpowiedź dla filtru górno-przepustowego

19/47

32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest
równa f0=10MHz, zaś jego dobroć Q0=20. Moduł impedancji Z
tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB względem wartości f0 przy

częstotliwościach:

Przykładowa odpowiedź:

f1 = 9,85 MHz;

f2 = 10,15 MHz

POPRAWNA odpowiedź:

f1 = 9,75 MHz;

f2 = 10,25 MHz

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 334

20/47

37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia (rysunek poniżej):
UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3,3 V, UBEP = 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax =
0,5 A. Rezystancja R5 powinna być równa:

Przykładowa odpowiedź:

R5 = 6,6 Ω

AUE I

Elementy i układy elektroniczne str. 420

21/47

39. Podstawowy układ sterowanego kontrolera napięcia stałego

obniżającego napięcie (rysunek poniżej). Przy: UIN = 340 V, aby wartość
napięcia wyjściowego wynosiła 24 V współczynnik wypełnienia
przebiegu sterującego γ powinien wynosić:

Przykładowa odpowiedź:

γ ≈ 0,0706 V

POPRAWNA odpowiedź:

γ ≈ 0,0706

AUE I

I

O

U

U







Elementy i układy elektroniczne cz. II

str. 382

22/47

40. Podstawowy układ konwertera podwyższającego napięcie wyjściowe

(rysunek poniżej). Przy UIN = 12 V i współczynniku wypełnienia
przebiegu sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

UO = 10 V

POPRAWNA odpowiedź:

UO = 20 V

AUE I

 





























1

1

1

I

I

O

U

T

T

U

U

Elementy i układy elektroniczne cz. II

str. 387

23/47

42. Współbieżny konwerter napięcia stałego z pojedynczym kluczem i
dodatkowym uzwojeniem z3 (rysunek poniżej). W układzie UIN = 320 V;
z1 = z3; z2 = 0,1 z1. Przy współczynniku wypełnienia przebiegu

sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

UO = 16,2 V

POPRAWNA odpowiedź:

UO = 12,8 V

AUE I

Okr

O

I

O

I

I

p

U

U





dla



Elementy i układy elektroniczne cz. II

str. 396

24/47

44. W stabilizatorach impulsowych jako klucze stosuje się:

Przykładowa odpowiedź:

Najczęściej tranzystory mocy VDMOS przy dużych

częstotliwościach kluczowania i diody Schottky’ego.

Proponowane odpowiedzi:

- szybkie tranzystory bipolarne (nie przy dużych częstotliwościach i mocach),
- tranzystory IGBT przy większych mocach

AUE I

Wykład 10. Zasilacze impulsowe – slajd 42

25/47

AUE II

3. Generatory kwarcowe. Prawdziwe są informacje:

Przykładowa odpowiedź:

W generatorach Pierce’a rezonator kwarcowy

pracuje jako zastępcza indukcyjność Lz , o wartości szybko rosnącej z
częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ωs − ωm ).

AUE II

Proponowane odpowiedzi:

-generatory, w których rezonator wykorzystany jest jako selektywny element
sprzęgający o małej rezystancji (praca przy pulsacji ωs) to generatory Butlera,

- generatory, w których rezonator pracuje jako zastępcza indukcyjność Lz , o
wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ωm ωr )
to generatory Pierce’a.



Elementy i układy elektroniczne cz. II

str. 64

26/47

4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym. Prawdziwe są informacje ?

Przykładowa odpowiedź:

W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne

sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu podwójne
TT, a dodatnie poprzez dzielnik rezystancyjny w celu spełnienia warunku
amplitudowego drgań oraz stabilizacji amplitudy tych drgań.

Proponowane odpowiedzi:

- częstotliwość w tych generatorach jest odwrotnie proporcjonalna do
iloczynu RC

- generatory RC nie są powszechnie stosowane jako generatory wzorcowej

częstotliwości, ze względu na małą stabilność częstotliwościową
- w generatorze RC z mostkiem Wiena, ujemne sprzężenie zwrotne
realizowane jest poprzez nieliniowy dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji
amplitudy drgań, a dodatnie sprzężenie zwrotne poprzez gałąź selektywną
typu połowa mostka Wiena.

AUE II

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 66

27/47

5. Układy transkonduktancyjne. Prawdziwe są informacje:

Przykładowa odpowiedź:

W układzie pojedynczo zrównoważonym

Proponowana odpowiedź:

W układzie podwójnie zrównoważonym

AUE II

T

Y

X

u

u



2

|

|

|,

|







;

2

2

2

0

0

2

T

Y

X

C

m

T

X

C

T

X

C

y

m

R

u

u

R

g

u

R

I

u

tgh

R

u

g

I

u















;

4

2

2

2

0

0

2

Y

X

T

C

T

X

T

X

C

R

u

u

R

I

u

tgh

u

tgh

R

I

u



































T

Y

X

u

u



2

|

|

|,

|



28/47

6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta
(rysunek poniżej) wymaga spełnienia warunków:

Przykładowa odpowiedź:

Proponowana odpowiedź:

AUE II

B

A

i

i

i

i



1

2

const

i

i

const

i

i

B

A









,

2

1

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 88

29/47

7. Podstawowe układy logarytmiczne (rysunek poniżej). Prawdziwe są
informacje ?

Przykładowa odpowiedź:

Główną wadą prostego układu logarytmicznego jest

silna zależność jego charakterystyki statycznej od temperatury, spowodowanej
zmianami ϕT oraz IES.

Proponowane odpowiedzi:

- zmiana tranzystora npn na tranzystor pnp pozwala na realizację
charakterystyki logarytmicznej dla ui < 0 (rys. b),
- umieszczenie tranzystora w pętli sprzężenia zwrotnego wzmacniacza
powoduje wzrost wzmocnienia napięciowego pętli i może być przyczyną
niestabilności układu logarytmicznego.

AUE II

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 98

30/47

9. Komparatory zatrzaskowe. Prawdziwe są informacje ?

Przykładowa odpowiedź:

Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się

dużą szybkością działania, ale małą rozdzielczością.

Proponowane odpowiedzi:

- w komparatorze zatrzaskowym stosuje się przedwzmacniacz poprzedzający stopień
śledząco-zatrzaskowy dla uzyskania wyższej rozdzielczości, a także minimalizacji tzw.
zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects),
- stopień śledząco-zatrzaskujący wzmacnia sygnał z wyjścia przedwzmacniacza do
wyższego poziomu w fazie śledzenia, a następnie wzmacnia go jeszcze bardziej w
fazie zatrzaskiwania, gdzie zastosowane jest dodatnie sprzężenie zwrotne,
- w komparatorze zatrzaskowym w stopniu końcowym stosuje się dodatnie
sprzężenie zwrotne,
- zjawisko „kickback” w komparatorach zatrzaskowych oznacza transfer ładunku albo

do lub z wejścia, gdy stopień śledząco-zatrzaskujący przechodzi z fazy śledzenia do

fazy zatrzaskiwania i wywoływany przez ładunek potrzebny do załączenia
tranzystorów w obwodzie dodatniego sprzężenia zwrotnego, a także przez ładunek
który musi być usunięty z wyłącznych tranzystorów w obwodzie śledzącym.

AUE II

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 121

31/47

10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały
zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych, w których VOL = ‒ 4 V;
VOH = + 4 V; R1 = 5,5 kΩ ; R2 = 50 kΩ. Progowe napięcia przełączania

VTRP+ i VTRP‒ w obu układach (rysunek poniżej) wynoszą:

Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

odwracający:


nieodwracający:

AUE II

;

4

.

0

2

1

1









OH

TRP

U

R

R

R

V

4

.

0

2

1

1











OL

TRP

U

R

R

R

V

;

44

.

0

2

1









OL

TRP

U

R

R

V

44

.

0

2

1











OH

TRP

U

R

R

V

32/47

11. Skokowo (od 300 kHz do 340 kHz) zwiększono częstotliwość
synchronizującą generatora VCO w pętli pierwszego rzędu,
o parametrach:

Napięcie sterujące na wejściu VCO zmieni się ze stałą czasową τ równą ?
o wartość ΔUO równą?

Przykładowa odpowiedź:

τ = 0,5 ms ; ΔUO = 1 V

POPRAWNA odpowiedź:

τ = 2 ms ; ΔUO = 0,5 V

AUE II

K

1





G

O

i

O

k

U











Wykład 4. Układy z fazową pętlą sprzężenia

zwrotnego - slajdy 20-22

33/47

12. Pętla fazowa w której zastosowano: wzmocnienie generatora
VCO: kG = 2π· 1 [rad] [MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy:
kD = 50· 10⁻⁴ [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1.

Zakres trzymania tej pętli fazowej wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

ΔωT = 3,14 kHz

POPRAWNA odpowiedź:

ΔωT = 31,4 kHz

AUE II

)

0

(

H

k

k

D

G

T







Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 133

34/47

16. W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem
rezystancyjno-pojemnościowym
(stała czasowa obciążenia τ = RC >> 20 ms), zasilanym z sieci 230 V

poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23

(pominąć rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na
rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

10 V

POPRAWNA odpowiedź:

14 V

, ze względu na obciążenie rezystancyjno-pojemnościowe

AUE II

n

u

u

we

s



s

O

u

u





4

,

1

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 364-366

35/47

17. W prostowniku trójfazowym z obciążeniem rezystancyjno-
indukcyjnym (stała czasowa obciążenia τ = L/R >> 20 ms ), zasilanym
bezpośrednio z sieci 3x230 V średnia wartość napięcia na rezystancji

obciążenia w przybliżeniu wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

191 V

POPRAWNA odpowiedź:

269 V

AUE II

sm

sm

sm

sm

O

U

U

U

dx

x

U

U

83

,

0

2

3

3

3

3

sin

sin

2

3

6

5

6























1

s

u

t







2

sm

U

u

2

s

u

3

s

u



3

t



6

5



6

9



6

13



6

17



6



O

i

i

1

i

1

i

2

i

3

i

0

Wykład 2. Prostowniki niesterowane – slajd 15

36/47

18. Zaletą stosowania modulacji przy przesyłaniu sygnałów są:

Przykładowa odpowiedź:

Możliwość rozdzielenia równocześnie przesyłanych

sygnałów na tej samej częstotliwości nośnej (modulatory kwadraturowe).

Proponowane odpowiedzi:

- możliwość przekazania sygnałów oryginalnych na duże odległości przez kanał
transmisyjny; warunkiem sprawnej transmisji jest, aby sygnał nadawany był
widmowo dopasowany do kanału,

- możliwość uodpornienia transmitowanych sygnałów na szumy i zakłócenia,

- możliwość zwielokrotnienia sygnałów oryginalnych przesyłanych przez kanały
poprzez zwielokrotnienie częstotliwościowe i czasowe,
-modulacje są stosowane nie tylko do transmisji sygnałów (również w
pomiarach i automatyce do zwiększenia dokładności pomiarów i sterowania).

AUE II

Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 6

37/47

19. Podstawowe rodzaje modulacji analogowych i cyfrowych. Wybierz
prawidłowo zakwalifikowane modulacje:

Przykładowa odpowiedź:

AUE II

Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 9

38/47

20. Dane są 4 funkcje modulujące (tabela poniżej). Prawidłowy zestaw
modulacji AM dwuwstęgowej, jednowstęgowej, z falą nośną i bez fali
nośnej odpowiadający poszczególnym funkcjom to:

Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

AUE II

Funkcja

modulująca

AM DSB

AM DSB SC

AM SSB SC

górna wstęga

AM SSB SC

dolna wstęga

 

t

kx



1

 

t

kx

 

 

t

x

j

t

x

ˆ



 

 

t

x

j

t

x

ˆ



Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 17

39/47

21. Prawidłowa kombinacja różnych rodzajów modulacji dla
rzeczywistych funkcji przebiegów zmodulowanych (tabela poniżej) to:

Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

AUE II

40/47

22. Szerokość pasma sygnału FM, w którym dewiacja częstotliwości
wynosi 75 kHz, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona
dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach:

1 kHz, 4 kHz i 8 kHz, wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

- przybliżony wzór Carsona

AUE II





S

FM

B











2

Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 18

41/47

23. Szerokość pasma sygnału PM, w którym dewiacja fazy
ΔψPM = mφ = 5 jest stała, wyznaczona na podstawie przybliżonego
wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach:

1 kHz, 4 kHz i 8 kHz, wynosi:

Przykładowa odpowiedź:

POPRAWNA odpowiedź:

AUE II





S

PM

f

m

B

1

2







Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 25

42/47

24. Nieprawdziwe są informacje?

Przykładowa odpowiedź:

Znaczną poprawę stosunku sygnału do zakłócenia

systemu FM uzyskuje się przez „deemfazę” charakterystyki częstotliwościowej
po stronie nadawczej i „preemfazę” charakterystyki częstotliwościowej po
stronie odbiorczej.

Proponowane odpowiedzi:

- analiza sygnału PM przebiega identycznie jak sygnału FM przy założeniu, że
sygnał modulujący jest całką sygnału informacyjnego

,

- systemy AM charakteryzuje duża odporność na zakłócenia, szumy i zanik
selektywny,
- najważniejsza różnica, decydująca o przewadze systemu PM nad systemem
FM polega na tym, że szerokość pasma sygnału PM jest w przybliżeniu stała
(dla różnych częstotliwości sygnału modulującego),
- w porównaniu do systemów AM, systemy FM i PM charakteryzują się
mniejszą odpornością na zakłócenia.

AUE II

Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 33

43/47

25. W modulatorze bezpośrednim, wykorzystującym generator LC z
dwójnikiem reaktancyjnym w postaci diody pojemnościowej, pomiędzy
dewiacją częstotliwości ΔF, a częstotliwością nośną F0 musi zachodzić

związek:

Przykładowa odpowiedź:

AUE II

Układy elektroniczne cz. II, str. 331

44/47

28. Nie są prawdziwe następujące cechy synchronicznego demodulatora
kluczowanego AM, porównując go z konwencjonalnymi detektorami
diodowymi:

Przykładowa odpowiedź:

W przypadku sygnałów z równoczesną modulacją

AM i FM, wielkość produktów intermodulacji między nośnymi jest dużo

mniejsza.

Proponowane odpowiedzi:

- posiada większe szumy przy małych sygnałach,
- charakteryzuje się mniejszą liniowością,
- na wyjściu układu mnożącego demodulatora występują również niepożądane
składniki, których widma są skoncentrowane wokół trzeciej harmonicznej
częstotliwości nośnej, jednak ich odfiltrowanie nie stwarza problemów,
- posiada gorsze właściwości szumowe od detektora wartości szczytowej.

AUE II

Układy elektroniczne cz. II, str. 358

45/47

29. Nie są prawdziwe informacje, dotycząca koincydencyjnego
demodulatora FM podwójnie zrównoważonego (rysunek poniżej):

Przykładowa odpowiedź:

Funkcję przesuwnika fazowego pełni układ złożony z

kondensatora C i obwodu rezonansowego LC1 dostrojonego do częstotliwości
nośnej F0 sygnału FM.

Proponowane odpowiedzi:

- działanie tego układu opiera się na analogowym mnożeniu dwóch sygnałów
FM, z których jeden jest przesunięty względem drugiego o stały kąt ψ = const,
- jest trudny do realizacji w technice scalonej,

- sygnał modulujący, otrzymywany na wyjściu demodulatora, jest dwa razy

mniejszy niż w przypadku demodulatora FM pojedynczo zrównoważonego.

AUE II

Wykład 6. Modulacja i demodulacja

częstotliwości – slajdy 51-53

46/47

30. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące przemiany częstotliwości:

Przykładowa odpowiedź:

Operacja przemiany częstotliwości jest operacją

nieliniową, analogiczną do procesu AM-S.C., z tą różnicą, że rolę sygnału
modulującego odgrywa tutaj pasmowy sygnał użytkowy w. cz. o częstotliwości

środkowej fs, na wyjściu zaś wykorzystywana jest tylko jedna wstęga boczna.

Proponowane odpowiedzi:

- idealna przemiana częstotliwości polega na przesunięciu sygnału na osi
częstotliwości z punktu fs do częstotliwości fp, nazywaną częstotliwością
pośrednią, która najczęściej jest równa: fp = fh + fs,
- wadą mieszacza podwójnie zrównoważonego jest to, że w sygnale
wyjściowym występują składowe o częstotliwościach: fh i fs oraz nie występuje
częściowa kompensacja składowych o częstotliwościach kombinacyjnych,
- operacja przemiany częstotliwości jest operacją liniową,

- nie zawsze występuje realne niebezpieczeństwo, że na wejściu mieszacza

oprócz sygnału użytecznego przemiany pojawi się również sygnał lustrzany o
częstotliwości: fl = fh + fp.

AUE II

Układy elektroniczne cz. II, str. 385-388

47/47

Dziękujemy za uwagę!