POLITECHNIKA WROCŁAWSKA INSTYTUT TELEKOMUNIKACJI I AKUSTYKI	Sprawozdanie z ćwiczenia Nr 1.
LABORATORIUM UKŁADÓW ELEKTRONICZNYCH Wydział Elektroniki Telekomunikacja III rok	Statyczne i dynamiczne właściwości wzmacniacza
		Ocena:

Cel ćwiczenia:

- zapoznanie się z metodami badania nieliniowych właściwości tranzystora pracującego w układzie prostego wzmacniacza napięciowego,

- badanie wpływu położenia punktu pracy na parametry układu,

- analiza wpływu różnych obciążeń na warunki pracy wzmacniacza,

- weryfikacja wyników otrzymanych na etapie projektowania z wynikami pomiarów parame- trów układu na stanowisku laboratoryjnym.

I. Projekt Wzmacniacza.

Przed przystąpieniem do pomiarów zaprojektowano układ wzmacniacza z potencjometrycznym zasilaniem bazy oparty o tranzystor BC 108B npn.

+U_CC

R_B1 U_B1 R_C U_CC = 20 V

R_L = 2 kΩ

I_CQ R_g = 1 kΩ

C I₁ T = 25 °C

U_CEQ (I_CQ , U_CEQ) = (2 mA , 5 V)

I_B

R_g U_BE U_L R_L

R_B2 R_E

E_g U_B2 U_E C_E

Dane katalogowe tranzystora BC 108 B:

Macierz [h] dla częstotliwości 1 kHz: - h_11e = 4.5 [kΩ],

- h_12e = 2 × 10^-4,

- h_21e = β₀ = 306 [A/A] , przy T=25 °C

- h_22e = 30 μS.

- I_CE0 = 15 [nA], - U_{CE sat} = 0.2 [V] dla (I_C , I_B) = (10 mA , 0.5 mA),

- U_BE = 625 [V], przy T = 25 °C, - f_T = 150 [MHz],

- I_{C dop} = 0.1 [A], - t_j = 175 [°C],

- I_{B dop} = 0.05 [A], - F = 4 [dB],

Założenia:

- parametry macierzy [h] są niezależne od częstotliwości,

- pomijamy działanie wsteczne w tranzystorze h_12e ≈ 0,

- prąd bazy I_B jest tak mały w stosunku do prądu kolektora I_C , że zależność I_E = I_B + I_C upraszczamy do równania I_E = I_C ,

- prąd I_CE0 jest pomijalnie mały, dlatego też nie będzie uwzględniany,

- prąd płynący w dzielniku bazowym powinien być 10-krotnie większy od prądu bazowego

tj. I₁ >= 10 × I_B aby uniezależnić układ od zmian prądu bazowego,

- pożądanym jest, aby wartość R_E była możliwie duża.

Wartości rezystancji R_E do R_C :

Korzystamy tutaj z założenia, że I_C = I­_E .

Wartości prądów bazowych i prądów dzielników bazowych :

Na podstawie I_CQ i β₀ wyznaczamy prąd bazy

Z warunku stabilności wyznaczamy prąd dzielnika bazowego

Projektowany wzmacniacz będziemy analizować za pomocą modelu umieszczonego poniżej.

R_g I_B

E_g R_B1 R_B2 h_11e h­_21e I_B h_22e R_C R_L

Rys. Uproszczony model wzmacniacza.

Przy tak przyjętym modelu wzmocnienie wyznaczamy z zależności:

Dobieramy R_C o wartości

R_C = 2.2 kΩ + 2 × 330 Ω = 2.86 [kΩ]

R_E + R_C = 7.5 kΩ ⇒ R_E = 7.5 kΩ - R_C = 7.5 kΩ - 2.86 kΩ = 4.67 kΩ

Zatem dobieramy

R_E = 3.6 kΩ + 1 kΩ = 4.6 [kΩ]

Uzyskaliśmy zatem

R_E + R_C = 7.46 kΩ

Obliczamy spadki napięć, jakie będą występować na

rezystorach bazowych R_B2 i R_B1

Na podstawie wyznaczonych napięć wyznaczamy wartości R_B2 i R_B1 znając prądy przez nie płynące.

Dobieramy rezystory

R_B1 = 150 kΩ + 4.7 kΩ + 1.5 kΩ = 156.2 [kΩ],

R_B2 = 150 kΩ + 12 kΩ + 3.6 kΩ + 1.5 kΩ = 167.1 [kΩ].

Zatem

Czyli rezystancja wejściowa wynosi:

Obliczamy wzmocnienie napięciowe skuteczne k_usk .

UWAGA !

Minus przy wartości wzmocnienia świadczy o odwracaniu fazy, a nie o tłumieniu.

k_usk = 20 log 62.61369 = 35.93339 dB ≈ 35.9 [dB]

Kondensator C_E .

Przy wyznaczaniu kondensatora C_E posługuję się już uproszczonym modelem, w którym rezystor R_g' obrazuje równoległe połączenie zrównoleglonych rezystorów bazowych R_B i rezystancji wewnętrznej generatora R_g . Rezystancja R_g' ma wartość:

R_g' I

E_g h_11e h­_21e I R_C R_L

R_E C_E

Rys. Uproszczony model obliczeniowy.

Przy tak dobranym modelu wartość pojemności C_E wyznaczam z zależności

Dobieram C_E = 470 [μF] , zatem częstotliwość f_d wynosi

Górna częstotliwość graniczna f_g .

Do obliczenia f_g posłużymy się modelem wzmacniacza dla dużych częstotliwości.

R_g r_bb' C_jc

E_g R_B g_be' U C_de C_je g_mU g_ce R_C R_L

Rys. Model wzmacniacza dla dużych częstotliwości.

W obliczeniach skorzystamy z rezystancji R_g' i R_lt .

R_g'= 987.77 [Ω]

Przy tak dobranym modelu górna częstotliwość graniczna wyraża się wzorem

II. Wstęp.

W ćwiczeniu badano wzmacniacz na bazie tranzystora bipolarnego BC109. Według wskazówki autora ćwiczenia przebadano układ zaproponowany na stanowisku, którego parametry przedstawiono poniżej.

+U_CC

R_{B1 pot} R_{C pot}

R_B1 R_C U_CC = 12 V

WY (X) R_B1 = 18 kΩ + pot.

C R_B2 = 2.2 kΩ

WE R_C = 470Ω + pot.

WY (Y) R_E = 33Ω

R_B2 R_E

WE

Rys. Schemat układu badanego oraz schemat blokowy układu pomiarowego.

Urządzenia pomiarowe:

- panel laboratoryjny,

- zasilacz stabilizowany,

- oscyloskopy: dwukanałowy i z wejściem XY,

- generator (sygnał sinusoidalny),

- generator impulsów prostokątnych,

III. Właściwości Statyczne Tranzystora.

Na ekranach oscyloskopów obserwowano następujące przebiegi:

- położenie punktu pracy na tle charakterystyk wyjściowych tranzystora I_C = f ( U_CE ),

- sygnał wejściowy podawany z generatora (sygnał sinusoidalny),

- sygnał wyjściowy z obwodu kolektora.

Dobór oscylogramów pozwalał na obserwację m.in. wpływu amplitudy sygnału wejściowego oraz położenia punktu pracy na sygnał wyjściowy.

a) Wpływ położenia punktu pracy w obszarze charakterystyk wyjściowych tranzystora na zniekształcenia sygnału sinusoidalnego na wyjściu.

W przypadku, kiedy punkt pracy zbliżał się do osi U_CE bardzo szybko następowało obcięcie sinusoidy sygnału wyjściowego od dołu. Podobnie gdy punkt pracy zbliżał się do osi I_C następowało obcięcie sygnału wyjściowego od góry, jednak proces ten był wolniejszy wraz ze zbliżaniem się do osi niż w przypadku obcinania od dołu.

b) Wpływ zmian napięcia zasilania U_CC i obciążenia R_C na położenie prostej pracy.

Wpływ zmian napięcia zasilającego U_CC na położenie prostej pracy przedstawiono na poniższym rysunku.

Następnie zaobserwowano zmiany położenia punktu pracy jakie wywołały zmiany obciążenia R_C przy stałym napięciu zasilającym U_CC. Wyniki obserwacji przedstawia poniższy wykres.

Dodatkowo zbadano jaką wartość maksymalną może przyjmować amplituda A_m sygnału sterującego E_g przy różnych obciążeniach R_C, tak aby nie występowały zniekształcenia sygnału wyjściowego. Pomiarów dokonano metodą techniczną, a wyniki pomiarów zestawiono w tabeli.

RC	Am
[Ω]	[V]
470	0.9
750	0.28
1030	0.28
1310	0.14

c) Transmitancja układu w funkcji zmian R_C

W punkcie tym zbadano jak przy stałej wartości sygnału sterującego E_g zmieniała się wartość sygnału wyjściowego U_CE pod wpływem zmian rezystancji obciążenia R_C . Wyniki zebrano w tabeli a następnie przedstawiono w postaci wykresu.

RC	Eg	Uwy = UCE	ku = UCE / Eg
[Ω]	[V]	[V]	[V/V]
470		2.2	11
750	0.2	3.6	18
1030		5.2	26
1310		przesterowanie

d) Wpływ obciążenia na krzywą pracy

Przy obciążeniu badanego układu indukcyjnością L=2H przy częstotliwości sygnału sterującego f_g = 8 Hz prostą obciążenia przyjęła postać elipsy, po której punkt pracy krążył zgodnie z kierunkiem wskazówek zegara. Natomiast obciążenie układu pojemnością C=47 μF spowodowało poruszanie się punktu pracy po podobnej elipsie, lecz w przeciwnym kierunku. Obserwacje te przedstawiono na poniższym rysunku.

e) Położenie prostej pracy przy obciążeniu statycznym i dynamicznym.

Rysunek zamieszczony poniżej przedstawia zachowanie się prostej pracy przy obciążeniu statycznym, czyli czysto rezystancyjnym oraz dynamicznym, czyli w sytuacji gdy obciążenie rezystancyjne R_L podłączone jest do układu poprzez pojemność C.

f) Układ zapobiegający nasyceniu tranzystora.

W punkcie tym zbadano zachowanie się punktu pracy w układzie z poziomowaniem. Układ taki uzyskuje się poprzez zbocznikowanie rezystora kolektorowego R_C diodą Zenera w sposób przedstawiony na schemacie. Zwiększanie wartości sygnału sterującego E_g powodowało w pewnym momencie wyraźne zakrzywienie prostej pracy do góry. Od tego momentu rozpoczynało się narastające wraz ze zwiększaniem E_g przesterowywanie sinusoidalnego sygnału wyjściowego od góry. Kształt prostej pracy układu z poziomowaniem przedstawia poniższy oscylogram.

IV. Właściwości Dynamiczne Tranzystora.

Na ekranach oscyloskopów obserwowano następujące przebiegi:

- położenie punktu pracy na tle charakterystyk wyjściowych tranzystora I_C = f ( U_CE ),

- sygnał wejściowy podawany z generatora (sygnał prostokątny),

- sygnał wyjściowy z obwodu kolektora.

Dobór oscylogramów pozwalał na obserwację wpływu parametrów pasożytniczych na sygnał wyjściowy.

Za pomocą kondensatora C_C włączonego pomiędzy bazę i kolektor zamodelowano pojemność pasożytniczą tranzystora, która jest przedstawiana w wielu modelach obliczeniowych tranzystora bipolarnego. Tak zmodyfikowany układ zbadano przy pracy impulsowej, czyli obserwowano sygnał wyjściowy sterując wejście sygnałem prostokątnym. Zaobserwowane zmiany przedstawiono na poniższym oscylogramie.

Dodatkowo zauważono zmiany parametrów układu wywołane już samym dotykaniem elementów układu. Jeszcze większe zmiany powstawały przy równoległy usytuowaniu przewodów łączących niektóre elementy układu.

V. Właściwości Zaprojektowanego Układu.

W punkcie tym badano właściwości układu zaprojektowanego w pkt. I . Niestety podczas montażu układu, który ze względu na dużą dbałość o dokładne odwzorowanie wartości elementów uzyskanych w drodze projektowania był czasochłonny, prawdopodobnie popełniono jakiś niewidoczny błąd powodujący, że w którymś miejscu połączenie nie było prawidłowo zrealizowane. Niestety czas pracy w laboratorium dobiegł w tym momencie do końca i niemożliwym było znalezienie przyczyny wadliwego działania układu, a zatem i nie przeprowadzono porównani efektów procedury projektowej z wynikami pomiarów parametrów układu fizycznie istniejącego.

VI. Wnioski.

1. Na podstawie pomiarów przeprowadzonych w pkt. IIIa stwierdzono, że najkorzystniejszym położeniem punktu pracy jest obszar w pobliżu środka prostej pracy. Pozwala to wyeliminować ryzyko „szybkiego” wejścia tranzystora w nasycenie lub zatkanie, pod warunkiem, że amplituda sygnału sterującego nie jest zbyt duża. Praca w tych stanach objawia się ścinaniem sygnału wyjściowego od góry (nasycenie) lub od dołu (zatkanie). Efekt takiego zniekształcania sygnału wyjściowego jest w większości zastosowań wzmacniaczy nie pożądany, aczkolwiek jest on szeroko stosowany jako układ do obróbki brzmienia gitarowego. Efekt ten zwany potocznie distortion zastąpił wynalazek Peta Townshenda z zespołu THE WHO polegający na mechanicznym nacięciu membran głośnika gitarowego. Efekty distortion były i są używane przez wielu gitarzystów, począwszy od amatorów a skończywszy na takich gwiazdach, jak Jimi Hendrix, Jimmy Page, Keith Richards.

2. W przypadku zmian napięcia zasilania prosta pracy przesuwa się równolegle: w prawo w przypadku zwiększania U_CC i w lewo, dla wartości malejących. Na tej podstawie można wysunąć tezę, że im większe jest napięcie zasilania, tym mniejsze prawdopodobieństwo wejścia tranzystora w stan zatkania, a tym bardziej w stan nasycenia. Jednocześnie zmienia się punkt pracy, tzn. wartości (U_CEQ , I_CQ) wzrastają. Oczywiście zwiększanie wartości napięcia zasilania jest ograniczone parametrami dopuszczalnymi tranzystora.

Przy zmianach wartości rezystancji obciążenia R_C przy stałej wartości napięcia zasilającego U_CC stwierdzono, że proste pracy zachowywały się zgodnie z przewidywaniami teoretycznymi, tzw. zmieniało się ich nachylenie ( wędrował punkt przecięcia z osią I_C , którego rzędna jest równa) przy stałym punkcie przecięcia z osią U_CE ( odcięta powinna wynosić U_CC). Stąd dla wzrastającej wartości R_C kąt nachylenia prostej maleje, co oznacza zwiększenie prawdopodobieństwa wejścia tranzystora w stan nasycenia.

Wykres zależności maksymalnej amplitudy sygnału sterującego nie powodującej zniekształceń sygnału wyjściowego od wartości rezystancji R_C wskazuje, że przy większych wartościach R_C należy być ostrożniejszym przy pracy z dużymi sygnałami.

3. Zgodnie z teorią pomiary wskazują na wprost proporcjonalny wpływ wartości R_C na wzmocnienie układu. Fakt, że dla największej wartości R_C wystąpiły przesterowania wskazuje, że nie można zwiększać R_C bez ograniczeń (patrz pkt. 2). Jednocześnie wzrost wzmocnienia można wykorzystać do pracy z małymi sygnałami, kiedy pożądane jest bardzo duże wzmocnienie. Wyniki pomiarów są obarczone błędem spowodowanym techniczną metodą pomiaru, tj. odczytywaniem amplitud z ekranu oscyloskopu. Na błąd ten składały się: ograniczona rozdzielczość oka ludzkiego, grubość linii obrazu, błąd paralaksy, niestabilność obrazu, utrudnione warunki obserwacji ( oscyloskop naprzeciwko okna), .... , stąd nie należy zbytnio wierzyć w idealną liniowość otrzymanego wykresu.

4. W przypadku obciążeń o wyraźnym charakterze reaktancyjnym prosta pracy stawała się krzywą, a dokładnie elipsą. Przez dobór odpowiedniej częstotliwości sygnału sterującego i pojemności C lub indukcyjności L zaobserwowano ruch punktu pracy po elipsie; dla cewki - zgodnie z kierunkiem ruchu wskazówek zegara, dla kondensatora - przeciwnie. Przejście prosta→ elipsa jest spowodowane przesunięciem fazowym, jakie wprowadza element reaktancyjny.

5. W przypadku obserwacji prostej pracy z obciążeniem statycznym i dynamicznym stwierdzono, że nachylenie prostej pracy jest nieco większe dla obciążenia dynamicznego

6. W przypadku zastosowania diody Zenera w obwodzie kolektora otrzymano układ o ciekawych właściwościach: niemożliwe było wejście w stan nasycenia, gdyż zwiększanie amplitudy sygnału sterującego powodowało zakrzywienie prostej pracy (patrz oscylogram), jednakże od tego momentu następowało „cięcie” sygnału wyjściowego od góry, co było spowodowane działaniem diody. Rozwiązania takie, zwane układami przeciwnasyceniowymi są stosowane w układach impulsowych, gdzie szczególnie zależy nam na krótkim czasie magazynowania τ_p, czyli płytkim wchodzeniu w stan nasycenia, czyli gromadzeniu mniejszej ilości nośników nadmiarowych w bazie tranzystora. Inaczej mówiąc: im więcej nośników nadmiarowych nagromadzonych w bazie (w wyniku pracy tranzystora w stanie nasycenia, a więc wstrzykiwania przez oba złącza), tym potrzeba więcej czasu, aby je stamtąd usunąć po zaniku impulsu sterującego tranzystor, czyli czas wyjścia z nasycenia jest dłuższy. Zjawisko takie jest niepożądane, np. w przypadku stosowania bramek zwiększa się ich czas propagacji, co dalej powoduje zmniejszenie szybkości pracy całego układu, urządzenia.

7. W przypadku zamodelowania pojemności pasożytniczej pomiędzy bazą a kolektorem tranzystora

przy pracy impulsowej zauważono, że dla zwiększającej się pojemności wzrastał czas narastania sygnału wyjściowego. Jest to spowodowane faktem, iż przeładowanie większych pojemności wiąże się z dłuższym czasem przepływu nośników z bazy do kolektora, stąd opóźnienie sygnału wyjściowego (efekt Millera). Oscylogramy oraz wartości czasów τ_n na ich podstawie wyznaczone, mają charakter jakościowy ze względu na metodę techniczną pomiaru, jaką przyjęto w badaniach.

Obserwacje dotyczące wpływu usytuowania połączeń pomiędzy elementami układu wskazują, że nie należy bagatelizować zagadnień czysto konstrukcyjno-technologicznych. Rozmieszczenie elementów, sposób prowadzenia ścieżek, ekranowanie tak elementów, jak i połączeń między nimi, oraz precyzja wykonania płytek, elementów i montażu jest niejednokrotnie ważniejsza od rozwiązań układowych, zwłaszcza w powszechnych dzisiaj technologiach wielkiej skali integracji, gdzie odległości między ścieżkami sięgają już ułamków mikrometra. Przykładem wagi tych zagadnień może być proces przygotowania do seryjnej produkcji procesora Pentium, gdzie największe trudności napotkano przy technologicznym rozwiązaniu problemu przegrzewania się układu.

8. Zgodnie z prośbą autora ćwiczenia przedstawiamy swoje uwagi.

1. czas przewidziany na wykonanie laboratorium jest nie wystarczający - stąd nie mogliśmy wykonać wszystkich zaproponowanych pomiarów.

2. celowym było by wyraźne zaznaczenie, że w pierwszej kolejności bada się układ zaproponowany na stanowisku, który - jako sprawdzony - umożliwi poprawne zaobserwowanie interesujących nas zjawisk. Z braku tej informacji straciliśmy niepotrzebnie czas na montaż i demontaż naszego , zaprojektowanego układu.

3. obowiązkowo stanowisko powinno być wyposażone w pencetę, która jest elementem niezbędnym do sprawnego, a przyszłościowo, bezawaryjnego montowania układów.

14

OSCYLOSKOP II

U_wy

t

U_we

t

OSCYLOSKOP I

PKT.

PRACY

ZASILACZ

STABILIZOWANY

GENERATOR

F. SINUSOIDALNEJ

F. PROSTOKĄTNEJ

X

UKŁAD

BADANY

Y

---