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Elektor

7-8/99

bunden, der z. B. in Stellung ”6” steht. Bei Erreichen des Zähler-
standes 0, also nach sechs Zählimpulsen, geht Ausgang TC auf
Low, so daß Ausgang Q von IC4a ebenfalls Low wird. Zähler IC3
zählt nun aufwärts, er wird über seine Paralleleingänge mit dem
Wert W+5 (in diesem Fall 11) geladen, und der TC-Ausgang geht
auf High. Sobald der Zähler den Stand 15 erreicht, wird der TC-

Ausgang wieder Low, Ausgang Q von IC4a geht wieder auf High
und der gesamte Zyklus beginnt von vorn. Fazit: In Stellung 6 des
Vielfachschalters liegt das Ausgangssignal Q von Toggle-Flipflop
IC4a während der Dauer von 6 Eingangsimpulsen auf High und
während der nächsten 4 Impulse auf Low.

(994073gd)

081

Von Gregor Kleine

Bei diversen gleichstrombetriebenen Schaltungen (z.B. DC/DC-
Wandlern) ist der Einschaltstrom relativ hoch und kann die vor-
geschalteten Spannungsversorgungen so überlasten, daß sie gar

nicht hoch kommen. Dieser Effekt läßt sich mit dieser Einschalt-
strombegrenzung sicher beseitigen.

Wird die Eingangsspannung V

in

angelegt, so sperrt der MOSFET

T1 zunächst, da der Kondensator C1 noch entladen ist. Damit
bestimmt sich der Einschaltstrom im Einschaltmoment als

I (t = 0) = V

in

/R2

Über R1 lädt sich C1 nun langsam auf, so daß zu einem bestimm-
ten Zeitpunkt die Gate-Source-Schwellenspannung U

GS(th)

über-

schritten wird, bei der der MOSFET zu leiten beginnt. Die Zeit-
dauer bis zum Leiten des FETs bestimmt sich aus der RC-Zeit-
konstante von R1 und C1 sowie aus der Größe der
Eingangsspannung Vin im Verhältnis zur Gate-Source-Schwel-
lenspannung U

GS(th)

. Die Gate-Source-Spannung U

GS

darf beim

BUZ20 im Bereich +/-20 V liegen. Liegt Vin über diesem Wert
oder wird ein anderer MOSFET verwendet, so muß U

GS

durch

die Zenerdiode D2 begrenzt werden. Für den Musteraufbau
wurde eine ZPD18 eingesetzt. D1 schließlich dient zum Entladen
des Kondensators C1, wenn die Eingangsspannung Vin abge-
schaltet wird. Die Ladung von C1 fließt dabei in die Last. Die Ein-
schaltstrombegrenzung ist sofort wieder betriebsbereit.

(994023)e

S

D

G T1

BUZ20

R1

1M

R2

*

*

D2

*

C1

100n

D1

1N4148

R

L

BUZ20

G

D

S

D

see text

*

siehe Text

*

voir texte

*

zie tekst

*

U

IN

994035 - 11

Einschaltstrombegrenzung
mit MOSFET

AVR-Controller besitzen die unangenehme Eigenart, daß sie den
Inhalt des Daten-EEPROMs korrumpieren, wenn die Versor-
gungsspannung unter einen bestimmten Wert fällt. Die einzige
Möglichkeit, dies zu verhindern, ist, den Reset-Anschluß recht-
zeitig auf Low zu legen und damit den Controller stillzulegen. Dies
erfordert eine Schaltung, die die Versorgungsspannung permanent
überwacht und im kritischen Augenblick schnell die nötigen Aktio-
nen unternimmt.
Die kleine Detektor-Schaltung in Bild 1 wurde genau zu diesem
Zweck entworfen. Ihre Stromaufnahme ist so gering, daß sie auch
für Batteriebetrieb brauchbar ist. Die Schaltung besteht aus den
beiden Teilen Detektor und Verstärker. Als Detektor fungieren die
Bauteile um T1, wobei die Schwellspannung von R1 und R2 fest-
gelegt wird. Im Normalbetrieb leitet T1, erst wenn die Spannung
unter den kritischen Wert fällt, sperrt der Transistor. Der Detek-
torausgang, die Kollektorleitung von T1, steuert die kleine Ver-
stärkerstufe mit T3 an. Normalerweise sperrt T3, so daß (wegen

C3

100n

C1

100n

C2

100n

R2

1M2

R1

10M

R3

10M

R4

3M3

R5

47k

S1

RESET

T1

BC

T3

BC

T2

BC

5V

557B

547B

547B

ISP

994083 - 11

VCC

RST

GND

AVR

AT90S.....

082

Keine EEPROM-Korruption!

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Elektor

7-8/99

des Pull-up-Widerstands R5) der Reset-Anschluß des Controllers auf
High liegt. Wenn aber der Detektor eine Spannungsunterschrei-
tung erkennt, leitet T3 und zieht RST auf Masse. Der Effekt wird
dadurch verstärkt, daß T2 nun ebenfalls leitet und R3 kurzschließt.
Dieser Widerstand sorgt für eine gewisse Hysterese, so daß die Ver-
sorgungsspannung schon ein gehöriges Stück ansteigen muß, damit
der Reset-Zustand aufgehoben wird. Taster S1 ermöglicht ein
manuelles Zurücksetzen des Controller zu jeder Zeit.
Noch etwas zur Dimensionierung: Die Schwelle wird ausschließ-
lich von der Basis/Emitter-Spannung von T1 (etwa 0,54 V)

bestimmt. Die einprozentigen Widerstände R1 und R2 haben die
Aufgabe, Versorgungsspannung entsprechend genau zu reduzie-
ren. Bei anders dimensionierten Spannungsteilern sollte man
immer die Gesamtstromaufnahme im Auge behalten. Am besten
setzt man R1 auf 10 M

Ω und bestimmt R2 nach

R2 = (0,54 V

⋅ 10 MΩ) / (U

bmin

– 0,54 V)

Der Wert von R4 bestimmt die Hysterese: Je kleiner der Wider-
stand, desto größer ist die Hysterese. Die hier gewählten 3,3 M

Ω

sind meist ausreichend, Experimente können aber nicht schaden.

(994083)rg

Die einfachste (diskret aufge-
baute) Stromquelle besteht nur
aus einem Feldeffekttransistor,
bei dem der Gate- mit dem
Sourceanschluß verbunden ist.
Der Konstantstrom ist dann der
Drain-Sättigungsstrom des
FETs bei 0 V Gate-Source-
Spannung. Da dieser Strom
abhängig vom jeweiligen FET
größeren Toleranzen unterwor-
fen ist, kann man besser noch
einen Widerstand zwischen
Source und Gate vorsehen, mit
dem sich der Strom einstellen
läßt.
Ein Nachteil der FET-Strom-
quellen ist die relativ niedrige
maximale Spannung, die bei

üblichen JFETs nicht höher als etwa 30 bis 40 V liegt. Verwendet
man anstelle von FETs bipolare Transistoren, ist die Auswahl von
Typen für wesentlich höhere Spannungen kein Problem. Die hier
vorgestellte 2-Transistor-Schaltung ist auch nicht viel aufwendiger
als die genannte FET-Stromquelle.
Die Schaltung ist mit einem BC547 und dem kleinen Darlington-
transistor BC517 bestückt. Bei der Berechnung wurde der Ein-
fachheit halber ein Strom von 1 mA zugrundegelegt. T2 ist für den
Strom zuständig, während Widerstand R1 die Basis-Emitter-Span-

nung von T2 bestimmt. Über R1 wird T1 aufgesteuert. Da T1 ein
hochverstärkender Darlington ist, kann der Wert von R1 sehr
hochohmig gewählt werden, was den Vorteil hat, daß der dimen-
sionierte Strom sehr genau eingehalten wird. Bei einem Wert von
10 M

Ω für R1 beträgt die Basis-Emitter-Spannung von T2 noch

nicht einmal 0,5 V, so daß bei 470

Ω für R2 ein Strom von unge-

fähr 1 mA durch die Stromquelle (eigentlich Stromsenke) fließt.
Die erforderliche Stabilisierung dieses Stroms erfolgt dadurch, daß
T2 den Basisstrom von T1 regelt. Wenn zum Beispiel der Strom
über R2 ansteigt, wird der Basisstrom von T1 kleiner, weil der Kol-
lektorstrom von T2 zunimmt. Da wir bei T1 mit wenigstens
10.000facher Stromverstärkung rechnen können, ist für einen
Spannungsabfall von 1 V an R1 ein Wert von mindestens 10 M

Ω

erforderlich. Der Fehlerstrom durch R1 ist daher in Relation zum
Gesamtstrom zu vernachlässigen.
Da der Strom durch R1 mit der Höhe der angelegten Spannung
variiert, ändert sich in der Folge auch die Basis-Emitter-Spannung
von T2. Dadurch verringert sich der Innenwiderstand der Strom-
senke. Außerdem überträgt sich der Temperaturgang von T2 unge-
schmälert auf den Strom durch die Stromsenke. Das ist aber in
vielen Anwendungen kein Problem und kann auch ausgenutzt wer-
den, um etwa den Temperaturgang einer anderen Schaltung zu
kompensieren. Die Konstanz des Stroms bei wechselnder Span-
nung ist trotz der Einfachheit der Schaltung recht beachtlich.
Gemessen bei Raumtemperatur ergab sich am Testaufbau ein
Strom von 0,91 mA bei einer Spannung von 5 V. Bei 15 V waren
es 0,99 mA und bei 30 V genau 1,04 mA.

(994094e)

R1

10M

R2

470

Ω

T1

BC517

T2

BC
547B

1mA

U+

994094 - 11

083

Einfache Stromquelle

Sehr schnelle Pufferverstärker eignen sich sehr gut als Leitungs-
treiber in der Videotechnik. Der OPA3682 von Burr-Brown ent-
hält drei identische Verstärker in einem Gehäuse und bietet sich
daher geradezu an, um die drei RGB-Signale auf die Reise über
eine niederohmige Leitung zu schicken. Wichtigste Anforderun-
gen an die Verstärker sind dabei genügend Ausgangsstrom und
hohe Bandbreite.

Was das betrifft, sind die Spezifikationen des OPA3682 mit einem
Strom von minimal 135/160 mA (sinking/sourcing) und einer
Bandbreite von 210 MHz mehr als ausreichend zu nennen.
Die drei Verstärker sind intern bereits gegengekoppelt, so daß mit
minimalem Aufwand Verstärker mit einfacher Verstärkung (inver-
tierend und nichtinvertierend) sowie nichtinvertierend auch mit
2facher Verstärkung realisiert werden können. Um Signale ohne
Pegelverlust über eine Leitung übertragen zu können, die an bei-

084

Video/RGB-Verstärker