6. Prowadnice falowe dla mikrofalowych układów scalonych MUS. Mikrofalowe układy scalone - wykonane na podłożu dielektrycznym, które umożliwia wykonanie połączeń oraz szeregu elementów. Ze względu na płaskość materiałów i płytek podłożowych prowadnice falowe do MUS są również płaskie (planarne). SLP-jeżeli obszar między płaszczyznami przewodzącymi i paskiem centralnym wypełniony jest jednorodnym dielektrykiem to podstawowy rodzaj pola to TEM, a długość fali określa wzór λ=λo/sqrt(εr). Impedancja charakterystyczna SLP zależy od wymiarów i stałej dielektrycznej podłoża Zo=f (b,w,t,εr). Ponieważ fala w SLP rozchodzi się w dielektryku w obecności przewodników, stała tłumienia zależy od parametrów warstw przewodzących jak i od tg δ dielektryka. Parametry warstw przewodzących to głębokość metalizacji (powinna być parokrotnie większa od głębokości wnikania), konduktywność σ oraz chropowatość.

Ograniczenia wymiarów SLP: a) szerokość paska nie powinna przekraczać λo/(2sqrt(Er)) przy najwyższej częstotliwości. Eliminuje to możliwość propagacji fal pierwszego wyższego rodzaju pola. Ograniczenie szerokości paska od góry oznacza, że w praktyce nie można realizować dowolnie niskiej impedancji charakterystycznej SLP, od góry ograniczony jest tym, iż nie można wykonywać dowolnie wąskich pasków. Typowe ograniczenie szerokości pasków to 50-100μm. b) odległość płaszczyzn przewodzących ≤ λ/(2sqrt(Er)) przy najwyższej częstotliwości. Zabezpiecza to przed propagacją między płytami fali z poziomo spolaryzowaną elektryczną składową pola. c) aby uniknąć propagacji fali falowodowej, trzeba przez dobór pometalizowanych otworów, dostosować f pracy projektowanego układu SLP. Technologia wykonania SLP jest skomplikowana.

NLP- najczęściej stosowana w układach scalonych. Prowadnica niejednorodna wypełniona dielektrykiem. W zakresie niezbyt dużych częstotliwości jest prowadnicą TEM. Prowadnica dyspersyjna, czyli efektywna stała dielektryczna jak i impedancja charakterystyczna staje się funkcją f. Zarówno Zo jak i εeff są funkcjami parametrów podłoża oraz szerokości mikropaska. Poza obszarem mikropaska podłoże stanowi płytę dielektryczną spoczywającą na dobrym przewodniku. Ograniczenia: a) w NLP mogą rozchodzić się fale powierzchniowe. Nie zachodzi to tak długo jak stałe fazowe rodzajów pól się różnią. A więc fmaks<<fc, gdzie fc jest f, dla której obie stałe fazowe osiągają taką samą wartość. fc[GHz]=75/(h∙sqrt(εr-1)); b) ograniczona szerokość paska od góry zabezpiecza przed możliwością propagacji fali odpowiadającej pierwszemu wyższemu rozkładowi pola. Szerokość paska nie powinna przekraczać weff<λo/(2∙sqrt(εr)), gdzie weff to efektywna szerokość paska.

SSLP i SNLP- struktury te znalazły liczne zastosowania w sprzęgaczach kierunkowych i filtrach. Dwa typy rozkładu pola w prowadnicach typu SNLP (parzysty i nieparzysty) powodują występowanie dwóch wartości stałej fazowej βe, βo oraz impedancji charakterystycznej Zoe, Zoo (e - even o - odd). Para linii sprzężonych tworzy czterowrotnik, dla którego można obliczyć macierz współczynników rozproszenia. Przy założeniu, że Zoe∙Zoo=Zo^2 i βe=βo macierz S się upraszcza, a czterowrotnik staje się idealnie dopasowany i ma właściwości kierunkowe. Dzięki temu linie sprzężone można wykorzystywać przy konstrukcji sprzęgaczy kierunkowych. Warunek ten będzie spełniony dla SSLP ponieważ wypełnia je dielektryk. W strukturze SNLP różnica w rozkładach pola pozwala przewidywać różne wartości odpowiadających im stałych fazowych. W tym przypadku będziemy mieli również do czynienia z dyspersją efektywnych stałych dielektrycznych oraz impedancji charakterystycznych SNLP

9. Nieciągłości w NLP: NLP jest planarną prowadnicą falową o najpełniej scharakteryzowanych nieciągłościach. Należy wiec projektować układy jak najdokładniej, uwzględniając wpływ nieciągłości. Układ zastępczy rozwartego końca NLP: ωCk=Y₀βI.

Rozwarty koniec NLP wypromieniowuje część energii dobiegającej do niego fali elektromagnetycznej. Istnieje zależność opisująca równoważną konduktancję Gk, która pozwala na ocenę wpływu promieniowania na dobroć rezonatorów wykorzystujących rozwartw na końcu odcinki, a także wyjśnia podstawowy mechanizm promieniowania anten NLP. Zagięcie NLP Najczęsciej pod kątem prostym.

Postać tego układu zastępczego wskazuje, że można poszukać takiej zmiany kształtu zagięcia, aby układ zastępczy reprezentował odcinek prowadnicy o impedancji charakterystycznej Z₀ i długości l.

Osiąga się to przez podcięcie według wzoru: x/w=sqrt(2)*(1,04+1,3exp(-1,35w/b)) Przybliżona wartość równoważnej fizycznej długości załamania wynosi l=x/sqrt(2), na podstawie tego można wyliczyć opóźnienie fazowe w załamaniu lub elektryczną długość załamania.

Skokowa zmiana szerokości NLP: RYS:

Równoważną pojemność Cs można wyliczyć kożystając ze wzoru Cs=Ck1*(1-w1/w2) gdzie Ck1 to pojemność rozwartego końca szerszej linii. Zatem w1/w2=<5 przy w2/h=>1, czyli błąd obliczeń nie przekracza 5%.

Szczelina w NLP Przerwa w NLP i jej układ zastępczy RYS

C1=Ceven/2 (równoległą)czyli oblicza się przy pobudzeniu parzystym. C21=(Codd-C1)/2 (wzajemną) przy pobudzeniu parzystym. Codd z wykresów.

Symetryczne rozgałęzienie NLP typu T RYS:

Wyznaczenie wartości parametrów T rozpoczyna się od obliczenia równoważnych szerokości mikropasków Weff1, Weff2. Nastepnie oblicza się przekładnie transformatorową n, susceptancję nieciągłości B oraz przesunięcia d1, d2 płaszczyzn odniesienia T1, T2, T3 względem osi symetrii odpowiednich mikropasków.

1. Mikrofalowe elementy radiokomunikacyjnego systemu b.w.cz.

Równanie zasięgu: Pr=(Gn∙Gr∙λ^2∙Pn)/(16∙π^2∙d^2); Pr-moc sygnału nadawanego; Pn-moc sygnału odebranego; Gn-zysk anteny nadawczej; Gr-zysk anteny odbiorczej; d-odległość anten. Właściwości propagacyjne mikrofal: w ośrodkach niejednorodnych propagacja wzdłuż linii krzywych o małej krzywiźnie (np. zmienność εr nad powierzchnią Ziemi w wyniku zmiennej gęstości pary wodnej). W jonosferze dzięki dużej częstotliwości propagacja wzdłuż linii prostych. Właściwości szumowe: Bardzo małe tłumienie do ok. 20 GHz. W zakresie fal milimetrowych (powyżej 30 GHz) maksima tłumienia powodowane absorpcją w cząsteczkach tlenu lub wody, podzielone pasmami o znacznie mniejszym tłumieniu. Tłumienie mikrofal przez mgłę i deszcz jest mniejsze niż tłumienie w zakresie fal świetlnych.

2. Przegląd technologii układów B.W.Cz.

Układy B.W.Cz. stanowią połączenia liniowych elementów pasywnych (filtry, układy dopasowujące) z elementami nieliniowymi i aktywnymi służących do przemiany f, modulacji, demodulacji, generacji i wzmacniania sygnałów.

Metody realizacji układów b.w.cz: Realizacja metodami obróbki mechanicznej: układy wykorzystujące linie współosiowe, symetryczne (kołowy, prostokątny, kwadratowy przekrój przewodu wewnętrznego) falowody prostokątne i cylindryczne. Podstawowe operacje wchodzące w skład tej technologii to: toczenie, wiercenie, szlifowanie, frezowanie, polerowanie, lutowanie, spawanie. Często wykorzystywane są procesy elektromechaniczne mające na celu polepszenie właściwości powierzchni metalicznych lub ich zabezpieczenie przed korozją. Wady: duże rozmiary; waga; koszt. Technologia odlewania lub odlewania wtryskowego: wykonanie odlewów w formach (obudowy układów, elementy układów współosiowych). Brak strat materiałowych, możliwość powtarzalnej produkcji elementów. Technologia elektroformowania: polega na elektrochemicznym nanoszeniu warstw metalu na uprzednio przygotowany rdzeń, który jest później usuwany. Umożliwia precyzyjną realizację układów o skomplikowanych kształtach. Czasochłonna dość droga. Do produkcji małoseryjnej, szczególnie elementów i układów na fale milimetrowe. Technologia hybrydowych układów scalonych (HUMS lub MUS): technologia mieszana (hybrydowa): znaczna część układu w postaci struktury opartej na wykorzystaniu prowadnicy lub prowadnic pakowych wykonywana jest na podłożu dielektrycznym, a następnie montowane są elementy dyskretne (rezystory, kondensatory, induktory, diody, tranzystory)

3.Diody i tranzystory na zakresie b.w.cz. Diody są w powielaczach f, układach przemiany f, modulatorach i demodulatorach. Dioda ostrzowa powstaje przez dociskowe skontaktowanie ostro zakończonego drutu z odpowiednim półprzewodnikiem. Powstaje w ten sposób złącze metal-półprzewodnik (m-p) z pewnym potencjałem kontaktowym. Zaleta: brak nośników mniejszościowych, brak pojemności dyfuzyjnej. Wady: uzyskanie właściwej wartości potencjału kontaktowego wymaga zastosowania słabo domieszkowanego półprzewodnika. Dioda Schottky'ego Złącze m-p w postaci planarnego kontaktu metalicznego np. w kształcie koła naniesiony na odpowiedni półprzewodnik. Złącze jest mechanicznie i elektrycznie trwałe. Złącze można zabezpieczyć przed wpływami zewnętrznymi, nanosząc odpowiednią dielektryczna warstwę ochronną. Istotnym ulepszeniem jest zastosowanie dwuwarstwowego półprzewodnika, warstwa epitaksjalna jest budowana na grubszej warstwie półprzewodnika zdegenerowanego n+. Maja przez to małą rezystancję szeregową. Kontakt z metalem złacza m-p uzyskuje się poprzez przyspawanie do niego drucika lub taśmy. Konieczne jest tutaj przygotowanie dodatkowego pola kontaktowego na warstwie ochronnej, zwiększa jednak pasożytniczą pojemność diody. Są dwa elementy nieliniowe: konduktancja i pojemność warstwy opróżnionej. W związku z tym diody Schottky'ego są wykorzystywane jako nieliniowe rezystancje (warystory) i nieliniowe kondensatory (waraktory). Różnią się one średnicą złącz i domieszkowaniem, grubością warstwy epitaksjalnej (ry). Diody p-i-n składają się z 3 obszarów półprz.: typu p+, samoistny typu i, warstwowy typu n+. Dioda działa dla b.w.cz. jak elektronicznie regulowany rezystor z elementami pasożytniczymi. Można ją zastosować jako przełącznik, lub jako regulowany rezystor. Szybkość przełączania jest ograniczona, (w najlepszym przypadku czas przełączania jest poniżej ns). Zaleta: możliwość sterowania przepływem sygnałów b.w.cz. za pośrednictwem prądu sterującego Id. Zastosowanie: do powolnego sterowania przepływem syg. b.w.cz. dużej mocy, do zminiaturyzowanych elementów do zastosowań w układach małej mocy (rys). Diody lawinowe: pracy tych przyrządów łączy w sobie dwa zjawiska prowadzące do generacji rezystancji ujemnej: kontrolowaną jonizacje lawinową w obszarze złącza p-n oraz opóźnienie w obszarze o stałej prędkości unoszenia nośników. Przyrząd Gunna Zjawisko generacji mikrofal oparte jest na procesie generacji ciągu impulsów o dużej f powtarzania w próbce GaAs poddanej działaniu stałego pola elektrycznego o dużym natężeniu. Wykorzystuje się go do generacji wysokich f mikrofalowych (kilkadziesiąt GHz).

Tranzystory mikrofalowe: Wymagania materiałowe: duża ruchliwość nośników, duża szerokość pasma zabronionego; mała przenikalność elektryczna. Tranzystor bipolarny: stosowany w zakresie niższych f mikrofalowych, we wzmacniaczach o małych szumach do ok.40GHz, wzm. mocy do ok.2GHz, oscylatorach do ok.15GHz - ze względu na małe szumy 1/f. Heterozłączowe tranzystory bipolarne (HBT) stosowane od niskich f mikrofalowych aż do fal milimetrowych. Wykorzystywane są również w MMUS. Tranzystory polowe: we wzm. o małych szumach i wzm. mocy do ok.20GHz. Również w oscylatorach. Tranzystory z elektronami o wysokiej ruchliwości- odmiana tr. polowego umożliwiającą wykorzystanie max ruchliwości elektronów. W zakresie wysokich f mikrofalowych i fal mm, we wzm. o bardzo małych szumach.

4. Najważniejsze przyrządy próżniowe do generacji mikrofal (klistron refleksowy, magnetron).

Klistron refleksowy- zasada działania: stałe pole elektryczne pomiędzy anodą a rezonatorem przyspiesza jednorodny strumień elektronów, który dociera do rezonatora cylindrycznego wykonanego częściowo z siatki o b.drobnych oczkach, przez które elektrony przenikają do rezonatora. Elektrony wzbudzają między ściankami rezonatora napięcie zmienne Ur, które zależnie od chwilowego znaku przyśpiesza lub opóźnia elektrony. Elektrony wybiegające z rezonatora maja, więc różne prędkości początkowe. Wpadają one w obszar pola hamującego pomiędzy rezonatorem a reflektorem, są hamowane, zawracane do rezonatora a jednocześnie grupowane. Jeżeli większość zgrupowanych elektronów powraca w obszar rezonatora w czasie, kiedy napięcie Ur hamuje je, to oddają one swoją energię polu hamującemu. W ten sposób energia pola stałego zostaje przekazana polu mikrofalowemu generowanemu w obszarze rezonatora. W rezultacie dochodzi do samowzbudzenia klistronu przy f rezonansowej rezonatora. W celu skorzystania z energii wygenerowanych drgań należy wprowadzić do rezonatora sondę w postaci pętelki stanowiącej zakończenie linii współosiowej. Warunkiem samowzbudzenia jest przewaga liczby elektronów oddających energię rezonatorowi nad elektronami pobierającymi od niego energię (przyśpieszanymi). Osiąga się to m.in. przez dobór napięcia reflektora, przy którym zachodzi najkorzystniejsze grupowanie elektronów powracających do rezonatora.

Przestrajanie: -mechaniczne w zakresie ±10% f środkowej do oktawowego przez zmianę wymiarów rezonatora; -elektronicznie w dużo mniejszym zakresie przez zmianę napięcia reflektora, dzięki temu możliwa jest modulacja f klistronu oraz jego wykorzystanie w układach w automatycznej regulacji f. Wady: kłopotliwe zasilanie (wysokie napięcie, katoda na wysokim potencjale), ograniczona trwałość. Zalety dobre właściwości szumowe i możliwość wykorzystania urządzenia do częstotliwości przekraczających 150GHz. Moc sygnałów klistronów zależy od f i przeznaczenia, nie przekracza jednak kilkudziesięciu mW.

Magnetrony synchroniczne- diody próżniowe przeznaczone do generacji bardzo dużych mocy. Zasada działania: Magnetrony są lampami wykorzystującymi skrzyżowane stałe pole elektryczne i magnetyczne. Stałe pole elektryczne przyśpiesza elektrony emitowane przez katodę. Pole magnetyczne skierowane prostopadle powoduje skutek w postaci prostopadle skierowanej siły zakrzywiającej tor elektronu. Elektron wpada jednocześnie w obszar zmiennego pola elektrycznego, które powinno w tym samym momencie mieć zwrot powodujący hamowanie elektronu. To powoduje spadek prędkości elektronu i zapoczątkowanie nowego cyklu: przyśpieszanie przez stałe pole elektryczne - zakrzywianie toru- hamowanie przez pole zmienne elektryczne. Warunkiem samowzbudzenia i dużej sprawności magnetronu jest osiągnięcie synchronizmu zmian kierunku pola wytwarzanego przez rezonatory oraz średniej prędkości kątowej elektronów. Wówczas elektron jest wielokrotnie wykorzystywany jako środek przekazywania energii. Są również elektrony niekorzystne, które są przyspieszane przez pole zmienne. W magnetronie może zaistnieć kilka rodzajów pola. Należy wiec wymusić powstanie pożądanego rodzaju pola. Jest to z reguły rodzaj Π. Wówczas pola, w co drugim rezonatorze są w fazie. W celu tłumienia niepożądanych rodzajów pola łączy się, więc co drugi rezonator elektrycznie. Magnetrony stosowane są przede wszystkim w radarach oraz grzejnictwie mikrofalowym. Zalety: duża moc (średnia rzędu 100W - 1kW, szczytowa przy pracy impulsowej rzędu MW) i sprawność przekraczająca 50%. Wady: niestabilność generowanej f, wrażliwość na zmiany obciążenia, znaczne szumy AM i FM.

5. Elementy dyskretne do MUS. Rezystory do montażu powierzchniowego: stosowane w hybrydowych MUS. Powstaje prze naniesienie warstwy materiału o dużej rezystywności na płaskiej prostopadłościennej bazie ceramicznej, z kontaktami lutowniczymi naniesionymi na krawędziach. Zabezpiecza się lakierem lub szkliwem. Taki rezystor szeregowo wmontowany w NLP tworzy stratny odcinek NLP na niejednorodnym podłożu. (rys. odcinki lini transmisyjnej o parametrach l2, Z02, εeff2 reprezentują doprowadzenia do warstwy rezystywnej). Rezystory cienkowarstwowe- tworzy warstwa metalu o dużej rezystywności naparowana do montażu. Grubość warstwy jest rzędu mikrometra. Parametrem określającym rezystywność warstwy jest wartość R/kwadrat (R/Ÿ). W oparciu o to można realizować rezystory o różnych rezystancjach, łącząc szeregowo i równolegle kwadraty o rezystancji R. Rezystory grubowarstwowe: różnią się od cienkowarstwowych technologią wykonania i wynikającą z niej grubością warstwy stratnej. Stosowane są w grubowarstwowych MUS. Rezystory półprzewodnikowe- jeśli się usunie z tranzystora polowego bramkę, pozostaje obszar kanału pomiędzy źródłem a drenem. Dobierając rozmiary i domieszkowanie tego obszaru można uzyskać rezystory z dość szerokim zakresie wartości rezystancji. Rezystory lub obciążenia o stałych rozłożonych charakteryzują się one stopniowym wprowadzaniem materiału stratnego w obszarze prowadnicy np. paska NLP, dzięki temu struktura materiału absorbującego energię mikrofal nie stanowi gwałtownie wprowadzonej nieciągłości, umożliwiając realizację obciążeń o małym współczynniku odbicia (rys tu)

Podstawową zaletą tych elementów jest możliwość realizacji w układach planarnych obciążeń szerokopasmowych o małych wartościach współczynnika odbicia czy WFS.

Kondensatory monolityczne do montaży powierzchniowego (rys)- przekrój ograniczony jest do dwóch warstw metalizacji tworzących kondensator płasko-równoległy. Dielektryk wypełniający kondensator charakteryzuje się wartością εr>>1. (rys) Jego ważną cechą jest równoległe połączenie indukcyjności i pojemności, co przy pewnej wartości f prowadzi do rezonansu równoległego. Kondensatory cienko i grubowarstwowe- są to kondensatory płaskie, wykonane na podłożu drogą naniesienia cienkich warstw metalizacji i dielektryka. Fizyczną długość kondensatora uwzględniono wprowadzając do układu zastępczego odcinki prowadnicy o długości Δl/2 (rys). C=2∙∆l∙(εr+1)|(N-3)∙A1+A2|

Induktory do montażu powierzchniowego (rys); Induktory powietrzne solenoidalne zawierają od kilku maksymalnie zminiaturyzowanych zwojów drutu o malej średnicy. Stosowane są w MUS. Połączenia w MUS wykonywane są za pośrednictwem drutu montażowego lub taśm Ich indukcyjność jest parametrem pasożytniczym jednak czasem może być wykorzystywana jako element układu dopasowującego. Spiralne induktory planarne (rys) mają one postać spirali o rozmaitych kształtach. Stosowane są czasem w MUS i powszechnie w MMUS.

13 Zasady projektowania oscylatorów tranzystorowych w zakresie mikrofal (podstawowe elementy układu oscylatora, warunek samowzbudzenia, warunek stanu ustalonego, przykłady rozwiązań układowych)

Wymagania stawiane tranzystorowi: dostatecznie duży współczynnik wzmocnienia (kilka dB) przy zadanej częstotliwości pracy, małe szumy 1/f. Niezbędna charakteryzacja: macierz S dla zapewnienia samowzbudzenia przy zadanej częstotliwości oraz model nieliniowy do analizy warunku stanu ustalonego i optymalizacji oscylatora. Konfiguracja dowolna, najczęściej WE,WB dla tranzystorów bipolarnych oraz WS dla polowych. Tranzystor jest elementem aktywnym, przy pomocy którego uzyskujemy rezystancję ujemną niezbędną dla spełnienia warunku samowzbudzenia.

Podstawowe elementy układu oscylatora:

-układ stabilizujący częstotliwość (zawiera obwód rezonansowy lub rezonator)

-układ aktywny tj tranzystor ze sprzężeniem zwrotnym, generujący rezystancję ujemną.

-Obwód wyjściowy łączący oscylator z obciążeniem oscylatora powinien przekazywać moc generowanego sygnału do obciążenia

Pożądane jest odseparowanie obciążenia od układu stabilizującego, ponieważ zmiany impedancji obciążenia mogą powodować przestrajanie oscylatora. Jest to jedno z kryteriów wyboru konfiguracji tranzystora

Rys Schemat blokowy

Warunek samowzbudzenia i stanu ustalonego

Warunki stanu wzbudzenia i stanu ustalonego zapisujemy w płaszczyźnie odniesienia najczęściej jest to płaszczyzna wejściowa tranzystora). Samowzbudzenie Warunek amplitudy -Rt+Rs<0 warunek fazy Xt+Xs=0 Stan ustalony Warunek amplitudy -Rt+Rs=0 Xt+Xs=0

Przy projektowaniu mikrofalowego oscylatora tranzystorowego zasadniczą role odgrywa więc wygenerowanie odpowiedniej rezystancji ujemnej. Korzystamy tutaj z zależności wiążącej wejściowy współczynnik odbicia Γ1 dwuwrotnika opisanego macierzą S z współczynnikiem odbicia obciążenia Γ2. Aby układ aktywny generował rezystancje ujemną |Γ1|>1. Najczęściej w układzie tranzystora konieczne jest wprowadzenie dodatniego sprzężenia zwrotnego.

9.Filtry tworzą ważną grupę układów wykorzystywanych w urządzeniach i systemach wielkich f. W zależności od wymagań układowo systemowych elementy te mogą być filtrami DP, PP, PZ, oraz filtrami GP. Filtr W.CZ wykonywane są z elementów o parametrach skupionych LC oraz linii transmisyjnych rożnych rodzajów. Filtry mogą być wykonywane z linii mikropaskowych, linii szczelinowych, linii koncentrycznych, falowodów metalowych. Niezależnie od fizycznej konstrukcji i struktury procedura projektowania filtrów w.cz składa się najczęściej z trzech kroków: 1. Projekt prototypowego filtru DP o wymaganych parametrach charakterystyki przenoszenia; 2. Transformacja obwodu prototypowego filtru DP ma obwód filtru zadanego typu (DP, PP, PZ, GP) o zadanych f granicznych pasma przenoszenia lub zadanej f środkowej; 3. Realizacja obwodu filtru w postaci układu fizycznego o parametrach rozłożonych za pomocą danego typu linii transmisyjnych (falowód, linia mikropaskowa, linia szczelinowa itd.).

FDP - projektowanie - charakt maksymalnie plaska n=log[(A2-1)/(A1-1)]^(0.5)/log(ω2/ω1);

charakt rownom falista n=arcosh[(A2-1)/(A1-1)]^(0.5)/arcosh(ω2/ω1);

Realizacja FDP przy użyciu elementów o stałych rozłożonych- korzystamy z wprowadzonych na wykładach o MUS układów zastępczych odcinka linii transmisyjnej, kondensatory zastępujemy przy pomocy odcinków linii o jak najmniejszej impedancji charakterystycznej, induktory- odcinek linii o jak największej impedancji charakterystycznej.

FGP- aby umożliwić projektowanie FGP w oparciu o tablice przygotowane dla FDP wprowadzono odpowiednią transformacje f ω'/ω1'=-ω1/ω -wzor1

Projekt FGP - 1. Należy, ustalić wymagania na charakterystykę FGP określoną parametrami liczb ω1', A1', ω2', A2'; 2. Należy określić dane równoważnego FDP stosując przeliczenia:

(fdp)->|ω'/ω1'|=-|ω1/ω|≤(fgp); 3. Na tej podstawie oblicza się ilość elementów filtru; 4. Po odczytaniu z tablic znormalizowanych wartości elementów FDP obliczamy równoważne wartości elementów FGP korzystając ze wzoru1.

FPP - transformacja f - ω1/ω=(ω'/ω0'-ω0'/ω)/w -(wzor1) w=(ω1''/ω1')/ω0' 1. Ustalić wymagania: rodzaj charakterystyki ω₁^'ω₁^''ω₂^''ω₂^'A₁ A₂; 2. Przeliczamy na równoważny FDP, przeliczyć ilość elementów filtru (wybrać większe n), skorzystać z tablic elementów FDP; 3. Korzystając z wzor1 przeliczyć wartości elementów prototypu FDP na wartość elementów FPP; 4. W rezultacie tego przeliczenia polegającego na podstawieniu ω do indukcyjności szeregowej L_n=g_nR₀/ω₁ do prototypu FDP stają się szeregowymi obwodami rezonansowymi a równolegle włączone pojemności równoległymi obwodami rezonansowymi.

Inwertery- impedancji i admitancji- inwerter impedancji Za=K²/Zb -inwerter admitancji Ya=J²/Yb. Stałe K,J noszą nazwę współczynników inwersji. Przyczyna stosowania inwerterów w FPP jest oczywista: patrząc od strony wejścia inwertera przekształcają one szeregowe obwody rezonansowe w równolegle obwody rezonansowe. Jeżeli wiec dysponujemy rezonatorem równoważnym równolegle włączonemu równoległemu obwodowi rezonansowemu o admitancji Yb=1/Zb to po zastosowaniu inwertera admitancji otrzymamy admitancję wejściową Ya=J²*Zb. Włączając taki obwód miedzy dwa inwertery otrzymujemy potrzebny nam równoważnik szeregowo włączonego szeregowo obwodu rezonansowego.

10. Idealne rozgałęzienie Y- układ posiada trzy wrota- idealne Y polega na tym ze niezależnie, które wrota były pobudzone fala po przejściu przez rozgałęzienie widziałaby impedancje Z₀;

Dzielnik Wilkinsona- celem jego jest dopasowanie wszystkich trzech wrót, izolacja wrót 2 i 3. Dzięki temu że pólpierścienie mają identyczna długość to fale w punktach a i b są takie same otrzymalibyśmy napięcia Va i Vb gdzie Va=Vb tzn. przez rezystor nie płynie prąd bo nie ma różnicy potencjałów, z punktu widzenia pierwszych wrót prądu nie ma. Żeby prowadnica 1 widziała dopasowanie to musi widzieć równolegle połączenie 2Z₀ i z tego wynika ze długość pierścienia musi być λ/4. Z²₁=2∙Z₀ a R=2∙Z₀.W tak zaprojektowanym układzie moc dzielona jest na polowe. Teraz wprowadzamy fale od wrót trzecich, fala rozdziela się na fale biegnące przez pierścień i przez rezystor. Fala biegnąca przez pierścień rozdziela się na dwie, do wrót pierwszych i do drugich, a fala z rezystora do drugich. Fale znoszą się, polowa mocy doprowadzana jest do wrót pierwszych a druga polowa jest tracona w rezystorze. Takie rozgałęzienie pracuje do f ok. 2GHz. Aby zwiększyć pasmo łączymy pierścienie szeregowo, aby zwiększyć ilość wrót łączymy pierścienie równolegle. Sprzęgacz kierunkowy- jest to czterowrotnik, który składa się najczęściej z dwóch linii transmisyjnych, sprzężonych ze sobą w taki sposób, że moc fali elektromagnetycznej rozchodzącej się w jednej linii jest częściowo przekazywana do drugiej linii przy zachowaniu pewnych szczególnych właściwości kierunkowych. Fala elektromagnetyczna w falowodzie sprzężonym porusza się w kierunku zgodnym, a w drugim w kierunku przeciwnym do kierunku poruszania się fali w torze głównym. Parametry- kierunkowość, sprzężenie i izolacja.

Dwuotworowy sprzęgacz falowodowy- składa się z dwóch metalowych falowodów sprzężonych za pomocą dwóch otworów kołowych o identycznych średnicach. Otwory te, wykonane we wspólnej ścianie obu falowodów, odlegle od siebie o d=λ_g/4, mogą być wykonane bądź w szerszej bądź w węższej ścianie falowodów. Każdy otwór sprzęgający jest źródłem fal elektromagnetycznych rozchodzących się w falowodzie sprzężonym w obu kierunkach. Takie układy umożliwiają uzyskanie stałych współczynników sprzężenia C i dużej kierunkowości D w szerokim paśmie f. Otwory sprzęgające sprzęgacza tego typu posiadają różne średnice. A ponadto odległości miedzy nimi nie są dokładnie równe λ_f/4.

11. Inne struktury sprzęgaczy kierunkowych (magiczne T, sprzęgacze gałęziowe, pierścień hybrydowy)

-magiczne T: -jest to sprzęgacz 3dB; -symetryczny; -musi być dobrze dopasowany; -4-wronik (jest wynikiem połączenia dwóch trójwrotników); -jest to układ odwracalny; -szerokie pasmo pracy układu; -nie zależny od f.

- sprzęgacz gałęziowy: -jest to sprzęgacz 3-dB; -90° (bo fala jest opóźniona o λ/4); -jest to struktura realizowana na liniach mikropaskowych, liniach koncentrycznych, falowodach itp.; -wszystkie odcinki linii transmisyjnych tworzących gałęziowy sprzęgacz kierunkowy mają długości równe λ/4.

-pierścień hybrydowy: -jest to sprzęgacz 3-dB; -sprzęgacz 180°; -elektryczna długość obwodu pierścienia wynosi 1,5λ; -macierz rozproszenia jest taka sama jak przy magicznym T; -pierścień posiada płaszczyznę symetrii; -jest to element wąskopasmowy ze względu na zależność od f.

12.Wzmacniacze tranzystorowe: a) współczynnik szumów- służy do opisu właściwości szumowych dwuwrotników liniowych (istnieją dwie wersje współczynników szumowych).

F=(Pswe/Pszwe)/(Pswy/Pszwy)=Pszwy/(G∙Pszwe), przyjmując,że: Pszwe=k∙T0∙B; F=Pszwy/(G∙k∙T0∙B), gdzie P_swe- moc sygnału wejściowego; P_szwe- moc szumów (gen. w rezstancji źródła) sygnału wejściowego; T₀=290K; B-pasmo

b) Parametry szumowe: F=Fmin+Rn∙[((Gs-Gsopt)^2+(Bs-Bsopt)^2)/Gs]

F=Fmin+4Rn∙[|Γs-Γsopt|^2/(Z0∙(1-|Γs|^2)∙|1+Γsopt|^2)]

4 parametry szumowe tranzystora to: Fmin, Rn, Gsopt, Bsopt lub Fmin, Rn, Γsopt= |Γsopt|, argΓsopt. Umożliwiają one optymalne wykorzystanie tranzystora ze względu na wartość Fmin. Jednak uzyskiwany wówczas współczynnik wzmocnienia tranzystora nie jest maksymalny.

c) Tranzystor lub wzmacniacz (dwuwrotnik) jest bezwzględnie (bezwarunkowo) stabilny, jeżeli: |Γwe|<1, |Γwy|<1 przy |Γ_L|<1, |Γ_S|<1

|Γ_WE|=|S11+(Γ_L∙S12∙S21/1-Γ_L∙S22)|<; |Γ_WY|=|S22+(Γ_S∙S12∙S21/1-Γ_S∙S11)|<1

Jest to granica bezwzględnej stabilności na wykresie Smith'a, są to tzw. okręgi o stabilności współrzędnych środków i promieniach:

r_L=|(S12∙S21)/(|S22|^2-|∆|^2)|; c_L=(S22-∆S11)/(|S22|^2-|∆|^2), gdzie ∆=S11∙S22-S12∙S2;

Warunek stabilności K: K=(1-|S11|^2-|S22|^2+|∆|^2)/(2∙|S12|∙|S21|)

Tranzystory mikrofalowe są więc bezwzględnie stabilne, jeżeli |S11|<1, |S22|<1 i K>1 w pełnym paśmie częstotliwości (tam gdzie tranzystor posiada właściwości wzmacniające). Dla K<1 tranzystor jest potencjalnie niestabilny.

---