plik


ÿþ239 12 WZMACNIACZE PR DU STAAEGO  12.1. WPROWADZENIE Wzmacniacze prdu staBego, czy te| wzmacniacze napicia staBego, s ukBadami dolnoprzepustowymi sBu|cymi do wzmacniania sygnaBów w okre[lonym pa[mie czstotliwo[ci, w tym równie| sygnaBów wolnozmiennych i staBych. Z takiego okre[lenia wynika, |e w ukBadach tych nie mo|na stosowa elementów reaktancyjnych do blokady, bdz separacji sygnaBów skBadowych staBych i konieczne jest u|ycie sprz|enia bezpo[redniego midzy stopniami. Wskutek tego wszelkie sygnaBy szkodliwe wynikBe np. z niestaBo[ci punktu pracy poszczególnych stopni nie mog by wyodrbnione i rozró|nione od sygnaBu u|ytecznego, za[ podstawowym problemem staje si zapewnienie staBo[ci warunków pracy i zmniejszenie do minimum sygnaBów szkodliwych. Wzmacniacz prdu staBego powinien wzmacnia tylko sygnaB u|yteczny, za[ tBumi sygnaBy szkodliwe. Od wzmacniaczy prdu staBego wymaga si równie|, aby na zaciskach wej[ciowych i wyj[ciowych, przy braku pobudzenia, napicie staBe wzgldem masy byBo równe zeru. SpeBnienie tego wymagania umo|liwia kaskadowe Bczenie wzmacniaczy oraz zwieranie zacisku wyj[ciowego z wej[ciowym. SygnaBy szkodliwe mog powstawa we wszystkich stopniach wzmacniacza, jednak najwa|niejsze znaczenie ma dryft stopnia wej[ciowego, który podlega najwikszemu wzmocnieniu. Z tego wzgldu stopnie wej[ciowe realizuje si jako ukBady ró|nicowe. UkBad ró|nicowy, okre[lany w literaturze anglosaskiej jako para sprz|ona emiterami (ang. emitter-coupled pair), jest jednym z najwa|niejszych i najbardziej uniwersalnych elementów wspóBczesnych analogowych ukBadów elektronicznych. 12.2. WZMACNIACZ RÓ{NICOWY Z TRANZYSTORAMI BIPOLAR- NYMI 12.2.1. Zasada dziaBania wzmacniacza ró|nicowego Podstawowy ukBad wzmacniacza ró|nicowego z tranzystorami bipolarnymi przedstawiono na rys.12.1a. 240 + + b) T1 T2 T1 T2 E E - - - Rys.12.1. Wzmacniacz ró|nicowy: a) schemat ideowy, b) rozkBad napi wej[ciowych na skBadowe: ró|nicow i sumacyjn Uir = U1 - U2 U = (U1 + U )/ 2 is 2 ZakBadamy, |e ukBad jest symetryczny. Polaryzacj tranzystorów T i T do pracy w obszarze aktywnym zapewnia rzeczywiste zródBo prdowe I w obwodzie emiterów tych tranzystorów (zródBo I posiada skoDczon warto[ rezystancji dynamicznej RI ). Idealny wzmacniacz ró|nicowy wzmacnia tylko ró|nic napi wej[ciowych niezale|nie od warto[ci bezwzgldnej tych napi. Ró|nic napi U1 -U2 nazywa si wej[ciowym napiciem ró|nicowym U . ir Gdy napicia sterujce U1 i U2 maj t sam warto[, ale przeciwne znaki (tzn. U1 = -U2), to w tranzystorze T prd kolektora zwikszy si o pewn warto[, natomiast w tranzystorze T zmaleje o tak sam warto[. W rezultacie sumaryczny prd obu tranzystorów pozostaje staBy. W wyniku zmian rozpBywu prdów wystpi zmiany potencjaBu kolektorów tranzystorów równe co do warto[ci, lecz przeciwne w fazie. Ró|nica napi kolektorów tranzystorów stanowi wyj[ciowe napicie ró|nicowe Uor . Je|eli napicia U1 i U2 s jednakowe i zgodne w fazie (U1 = U2 ), to wystpi jednakowe zmiany prdu kolektora w obu tranzystorach, a wyj[ciowe napicie ró|nicowe jest równe zeru. Jest to przypadek sterowania sygnaBem wspólnym nazywanym równie| sygnaBem sumacyjnym. Wzmocnienie idealnego, symetrycznego wzmacniacza ró|nicowego dla sygnaBów sumacyjnych jest równe zeru. Nale|y równie| podkre[li, |e w przypadku gdy rezystancja zródBa prdowego w obwodzie emitera RI ’! " , to zmiana sygnaBu sumacyjnego nie powoduje |adnej zmiany potencjaBów kolektorów obydwu tranzystorów. Na rys.12.1b przedstawiono równowa|ny ukBad sterowania 241 wzmacniacza ró|nicowego, w którym napicia sterujce U1 i U2 zostaBy rozBo|one jako superpozycja skBadowej ró|nicowej Uir oraz skBadowej sumacyjnej Uis Uir = U1 -U2 Uis = (U1 +U )/ 2 (12.1) 2 Podobnie jak dla sygnaBu sumacyjnego zachowuje si wzmacniacz ró|nicowy w przypadku: zmiany parametrów tranzystorów wywoBanych zjawiskami termicznymi, zmiany napi zasilajcych, wystpienia zakBóceD, wzmacniania parzystych harmonicznych napi sterujcych U1 i U2 . Powy|sze wBa[ciwo[ci s du| zalet wzmacniacza ró|nicowego. 12.2.2. Charakterystyka przej[ciowa wzmacniacza Charakterystyk przej[ciow wzmacniacza ró|nicowego, tj. zale|no[ wyj[ciowego napicia ró|nicowego UOR od wej[ciowego napicia ró|nicowego U , mo|emy wyznaczy w oparciu o analiz IR wielkosygnaBow ukBadu z rys. 11.2. +U R R U I I U U T1 T2 U U I I U U I R Rys.12.2. Oznaczenia prdów -U i napi w ukBadzie ró|nicowym W rozwa|anym ukBadzie zaBo|ono, |e tranzystory s jednakowe oraz przyjto RI = " . Poniewa| analiza jest wielkosygnaBowa, dlatego indeksy wszystkich napi i prdów zaznaczono du|ymi literami. Ze schematu na rys.12.2 otrzymujemy U1 -U2 = U -U = U (12.2) BE1 BE 2 IR 242 I = ± I , I = ± I (12.3) I + IE 2 = I = const (12.4) E1 Z równaD Ebersa - Molla, przy zaBo|eniu U , U >> ÕT , wynika BE1 BE2 BE1 BE1 IE1 = IES(eU /ÕT -1)H" IES eU /ÕT (12.5) BE 2 BE 2 IE 2 = IES(eU / ÕT -1)H" IES eU / ÕT Z zale|no[ci (12.2), (12.5) otrzymujemy IE1 BE1 2 IR = e(U -UBE )/ÕT H" eU /ÕT (12.6) IE 2 Wykorzystujc zale|no[ci (12.3), (12.4) i (12.6) otrzymujemy ±0I IC1 H" (12.7) IR 1+ e-U /ÕT ±0I IC 2 H" (12.8) IR 1+ eU / ÕT Zale|no[ci (12.7) i (12.8) przedstawiono graficznie na rys.12.3. ± 1,0 0,5 Rys.12.3. Charakterystyki przej[ciowe wzmacniacza ró|nicowego: IC / ± I = f U / Õ () 0 IR T UIR ÕT -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 Niesymetryczne napicia wyj[ciowe, zgodnie z oznaczeniami na rys.12.2, wynosz UC1 = UCC - IC1RC (12.9) UC 2 = UCC - IC 2RC Ró|nicowe napicie wyj[ciowe UOR = UC1 -UC 2 = -(IC1 - IC 2 )RC (12.10) Korzystajc z zale|no[ci (12.7), (12.8) i (12.10), otrzymujemy UOR = -±0IRC tgh(U /ÕT ) (12.11) IR 243 Zale|no[ (12.11), opisujca charakterystyk przej[ciow wzmacniacza ró|nicowego, przedstawiono na rys.12.4. ± 1 U Õ -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 Rys.12.4. Charakterystyka przej[ciowa wzmacniacza ró|nicowego: UOR = f U ( ) IR -1 Z przedstawionych na rys.12.3 wykresów zale |no[ci (12.7) i (12.8) wynika, |e prdy kolektorów zmieniaj si liniowo w niewielkim zakresie napi U (ok. ±26mV). Zakres napi U , w którym prd IR IR kolektora zmienia si od 0,1 do 0,9 warto[ci maksymalnej nazywa si stref przeBczania. Dla T=300K, ÕT =26mV, strefa ta ma szeroko[ ok. 114mV. Podobny przebieg ma wykre[lona na rys. 21.4 zale|no[ (12.11) UOR = f (U ). IR Przyjmuje si, |e dla UIR /ÕT d"1, zale|no[ ta jest prawie liniowa. Nachylenie charakterystyki UOR = f (U ) jest wzmocnieniem IR ró|nicowym wzmacniacza, które jest najwiksze, gdy U = 0 . IR W tym przypadku kur max = -±0IRC / 2ÕT = -gmr maxRC = -gmRC (12.12) gdzie: ±0I gmr max = = gm (12.13) 2ÕT We wzorze (12.13) gmr max oznacza transkonduktancj ró|nicow wzmacniacza, gdy U = 0 , za[ gm jest transkonduktancj jednego IR tranzystora, gdy jego prd emitera jest równy I / 2 . 12.2.3. Analiza maBosygnaBowa Jak zaznaczono na rys.12.2, we wzmacniaczu ró |nicowym mo|na wyró|ni trzy ró|ne napicia wyj[ciowe: jedno symetryczne napicie ró|nicowe Uor i dwa niesymetryczne wzgldem masy napicia Uc1 i 244 Uc2, z których jedno jest przesunite w fazie o À wzgldem drugiego. Z kolei, jak zaznaczono na rys.12.1b, napicia sterujce U1, U2 przyBo|one do zacisków wej[ciowych mog by przedstawione jako superpozycja skBadowej sumacyjnej (wspólnej, niesymetrycznej) Uis i ró|nicowej (symetrycznej) Uir . Dla ka|dej skBadowej mo|na wyznaczy typowe, czwórnikowe parametry robocze. Ze wzgl du na trzy wyj[cia wzmacniacza ró|nicowego i dwie skBadowe napi sterujcych, liczba parametrów opisujcych ten ukBad jest wiksza ni| dla innych wzmacniaczy. Analiza maBosygnaBowa wzmacniacza ró |nicowego zostanie przeprowadzona w oparciu o jego uproszczony maBosygnaBowy schemat zastpczy, przedstawiony na rys.12.5. W schemacie tym zaBo|ono nieznaczn asymetri tranzystorów oraz przyjto uproszczenia: rbb' = 0 , gce = 0 . Ponadto zaBo|ono, |e wzmocnienia prdowe tranzystorów s du|e ( ²0 >> 1). = = E Rys.12.5. Uproszczony = model liniowy wzmacniacza ró|nicowego Wprost ze schematu zastpczego mo|emy wyznaczy skBadow zmienn napicia na rezystancji RI Ue = RI [Ub'e1(gm1 + gb'e1)+ Ub'e2(gm2 + gb'e2)] (12.14) Poniewa| gm = a0geb' , gb'e = (1 - ±0)geb' ëø öø 1 ìø ÷ø gm + gb'e = gmìø1 + H" gm ²0 ÷ø íø øø to równanie (12.14) upraszcza si do postaci Ue H" RI (gm1Ub'e1 + gm2Ub'e2) (12.15) Równania Kirchhoffa dla obwodu wej[ciowego, po uwzgldnieniu zale|no[ci (12.15), maj posta 245 U1 = Ub'e1 + Ue H" Ub'e1(1 + gm1RI )+ Ub'e2gm2RI (12.16a) U = Ub'e2 + U H" Ub'e1gm1RI + Ub'e2(1+ gm2RI ) (12.16b) 2 e Z ukBadu równaD (12.16) mo|emy wyznaczy napicia Ub'e1 i Ub'e2 jako funkcje napi U1 i U2 , co pozwala na wyznaczenie napi wyj[ciowych U1 + gm2RI (U1 -U2)g RC Uc1 = -gm1Ub'e1RC H" - (12.17a) 1+ (gm1 + gm2)RI m1 U2 + gm1RI (U2 -U1)g RC Uc2 = -gm2Ub'e2RC H" - (12.17b) 1 + (gm1 + gm2)RI m2 Uor = Uc1 - Uc2 (12.18) (Uc1 +Uc2 ) Uos = (12.19) 2 Przeanalizujemy dwa szczególne przypadki sterowania: ró |nicowego i sumacyjnego. a) Sterowanie ró|nicowe Przy sterowaniu ró|nicowym napicie sumacyjne Uis = 0, za[ Uir U1 = -U2 = . 2 Wzmocnienie ró|nicowe kur , wyra|ajce stosunek skBadowej ró|nicowej napicia wyj[ciowego do wej[ciowego napicia ró|nicowego, wynosi Uor (gm1 + gm2 )+ 4gm1gm2RI kur = = - RC (12.20) Uir 2[1+ (gm1 + gm2 )RI ] Wzmocnienie kus-r , wyra|ajce stosunek skBadowej sumacyjnej napicia wyj[ciowego do wej[ciowego napicia ró|nicowego, wynosi Uos (gm1 - gm2 )RC kus-r = = - (12.21) Uir 4[1+ (gm1 + gm2 )RI ] Przy peBnej symetrii ukBadu, gdy gm1 = gm2 = gm , wyra|enia (12.20) i (12.21) upraszczaj si do bardzo prostych postaci Uor üø kur = = -gmRC ôø Uir ôø (12.22) ýø Uos ôø kus-r = = 0 ôø Uir þø 246 Wzmocnienia dla wyj[ niesymetrycznych, przy sterowaniu ró|nicowym, s dwukrotnie mniejsze i przy peBnej symetrii ukBadu wynosz Uc1 gmRC üø kur1 = = - ôø Uir 2 ôø (12.23) ýø Uc2 gmRC ôø kur2 = = Uir 2 ôø þø b) Sterowanie sumacyjne Przy sterowaniu sumacyjnym U1 = U2 = Uis (Uir = 0). Wzmocnienie sumacyjne kus , wyra|ajce stosunek skBadowej sumacyjnej napicia wyj[ciowego do wej[ciowego napicia sumacyjnego, okre[la zale|no[ Uos (gm1 + gm2 )RC kus = = - (12.24) Uis 2[1+ (gm1 + gm2 )RI ] Wzmocnienie kur-s , wyra|ajce stosunek skBadowej ró|nicowej napicia wyj[ciowego do wej[ciowego napicia sumacyjnego wynosi Uor (gm1 - gm2 )RC kur-s = = - (12.25) Uis 1+ (gm1 + gm2 )RI Dla ukBadu symetrycznego zale|no[ci (12.24) i (12.25) przeksztaBcaj si do bardzo prostych postaci Uos gmRC RC üø kus = = - H" - ôø Uis 1+ 2gmRI 2RI ôø (12.26) ýø Uor ôø kur-s = = 0 ôø Uis þø Miar stopnia symetrii wzmacniacza ró|nicowego i jego zdolno[ci do eliminowania skBadowych sumacyjnych na wyj [ciu jest tzw. wspóBczynnik tBumienia sygnaBu sumacyjnego (wspólnego) CMRR (ang. Common Mode Rejection Ratio). WspóBczynnik CMRR definiuje si jako stosunek wzmocnienia sygnaBów ró |nicowych do wzmocnienia sygnaBów sumacyjnych. Dla symetrycznego wyj[cia ró|nicowego kur CMRR = (12.27) kur-s Na podstawie wzorów (12.20), (12.25) i (12.27) otrzymujemy 247 (gm1 + gm2 )+ 4gm1gm2RI 2gm1gm2RI CMRR = H" (12.28) 2(gm1 - gm2 )gm1 - gm2 Przy peBnej symetrii ukBadu ( gm1 = gm2)CMRR ’!". Dla wyj[cia niesymetrycznego kur CMRR = (12.29) kus Podstawiajc (12.20), (12.24) do (12.29), otrzymujemy 4gm1gm2RI CMRR = 1+ (12.30) gm1 + gm2 Przy peBnej symetrii ukBadu wzór (12.20) upraszcza si  do postaci CMRR = 2gmRI (12.31) Aby uzyska du| warto[ CMRR konieczne jest zachowanie symetrii ukBadu i zasilanie wzmacniacza aktywnym zródBem prdowym o du|ej rezystancji dynamicznej. Du|a warto[ wspóBczynnika CMRR jest potrzebna gBównie w celu eliminacji sygnaBów zakBócaj cych, które zwykle maj charakter napi niesymetrycznych wzgldem masy. Dalsze parametry wzmacniacza zostan okre[lone dla ukBadu symetrycznego. Ró|nicowa rezystancja wej[ciowa jest definiowana jako stosunek maBosygnaBowego ró|nicowego napicia wej[ciowego do maBosygnaBowego prdu wej[ciowego, przy zaBo|eniu, |e napicie sumacyjne Uis = 0 . Uir Uir Rir = = (12.32) Ii Uis =0 Ib Uis =0 Ze schematu zastpczego na rys.12.5 otrzymujemy 2²0ÕT ²0ÕT Rir = 2rbe H" = 4 (12.33) IC I Rezystancja wej[ciowa dla sygnaBu sumacyjnego Uis Uis Ris = = (12.34) Ii1 + Ii2 Uir =0 2Ib Uir =0 Na podstawie schematu zastpczego z rys. (12.5) otrzymujemy rbe Ris = + (²0 +1)RI H" ²0RI (12.35) 2 248 Rezystancja wyj[ciowa dla ka|dego z wyj[ niesymetrycznych jest praktycznie równa rezystancji RC . 12.2.4. Wzmacniacz ró|nicowy w zakresie du|ych czstotliwo[ci Charakterystyki czstotliwo[ciowe wzmacniacza ró|nicowego nale|y rozwa|y oddzielnie dla sygnaBów - ró|nicowego i sumacyjnego. Mog by one wyznaczone w oparciu o ukBady zast pcze dla tych sygnaBów przedstawione na rys.12.6. Dla sygnaBu ró|nicowego ukBad zachowuje si jak pojedynczy stopieD OE bez rezystancji emiterowej, a jedynie o 2-krotnie zmniejszonym wzmocnieniu. PeBna analiza charakterystyki czstotliwo[ciowej takiego wzmacniacza zostaBa przedstawiona w podrozdz. 10.5. Z kolei dla sygnaBu sumacyjnego ukBad zachowuje si  tak, jak pojedynczy wzmacniacz OE z impedancj  2ZE w emiterze, przy czym ZE jest impedancj wyj[ciow zródBa prdowego w obwodzie emiterów. a) b) ± Rys.12.6. Równowa|ny ukBad zastpczy wzmacniacza ró|nicowego: a) dla sygnaBu ró|nicowego, b) dla sygnaBu sumacyjnego Je|eli RI i CCS stanowi odpowiednio rezystancj i pojemno[ wyj[ciow rzeczywistego zródBa prdowego w obwodzie emiterów, to impedancja 2ZE jest równolegBym poBczeniem rezystancji 2RI i pojemno[ci CCS / 2. 2RI 2ZE = (12.36) 1+ jÉCCS RI Z du|ym uproszczeniem mo|emy przyj, |e wzmocnienie dla sygnaBu sumacyjnego wynosi RC RC kus ( jÉ) H" - = - (1+ jÉCCS RI ) (12.37) 2ZE 2RI Charakterystyki amplitudowe wzmocnienia ró |nicowego kur , sumacyjnego kus oraz wspóBczynnika tBumienia sygnaBu sumacyjnego CMRR wzmacniacza ró|nicowego przedstawiono na rys.12.7. 249 k dB +20dB/dek f [log] k dB -20dB/dek f [log] CMRR dB -20dB/dek -40dB/dek f [log] Rys.12.7. Charakterystyki amplitudowe wzmacniacza ró|nicowego: a) wzmocnienia sumacyjnego, b) wzmocnienia ró|nicowego, c) wspóBczynnika Równanie (12.37), okre[lajce wzmocnienie sumacyjne, zawiera jedno zero, wskutek czego wzmocnienie to ro [nie 20dB/dekad powy|ej czstotliwo[ci 1 fE = (12.38) 2ÀRICI Powoduje to równie| zmniejszanie si wspóBczynnika CMRR wraz ze wzrostem czstotliwo[ci z szybko[ci zaznaczon na rys.12.7c. 12.2.5. Wzmacniacze z obci|eniem aktywnym WspóBczesne wzmacniacze prdu staBego, w tym wzmacniacze operacyjne, realizuje si w technologii monolitycznej. Wzmacniacze ró|nicowe stanowi równie| bardzo czsto podstawowy blok funkcjonalny wielu bardziej rozbudowanych analogowych ukBadów scalonych. Technologia monolityczna pozwala na uzyskanie dobrej symetrii ukBadu, a przez to zapewnienie korzystnych wBa [ciwo[ci wzmacniacza ró|nicowego, okre[lonych m.in. takimi parametrami jak: napicie niezrównowa|enia Uos (ang. offset voltage), prd 250 niezrównowa|enia Ios (ang. offset current), czy wspóBczynnik tBumienia sygnaBu sumacyjnego CMRR . Napicie niezrównowa|enia Uos jest to taka warto[ napicia ró|nicowego, jak nale|y doprowadzi do wej[cia, aby napicie na obu wyj[ciach niesymetrycznych byBy jednakowe Uos = -Uir UC1=UC = (U2 -U1) (12.39) UC1=UC 2 2 Prd niezrównowa|enia Ios jest równy ró|nicy prdów wej[ciowych (prdów polaryzacji) wzmacniacza, które trzeba wprowadzi na wej[cie wzmacniacza, aby napicia na jego wyj[ciach byBy jednakowe Ios = Iir UC1=UC = (Ii1 - Ii2 ) (12.40) UC1=UC 2 2 Oprócz wielko[ci napi i prdów niezrównowa|enia wa|ne s ich wspóBczynniki temperaturowe, których maBe warto [ci zapewniaj maBe dryfty napicia i prdu niezrównowa|enia. Typowe warto[ci napi niezrównowa|enia monolitycznych wzmacniaczy ró|nicowych s rzdu uBamka miliwolta do kilku miliwoltów, a ich wspóBczynniki temperaturowe mog  by w starannie zaprojektowanych ukBadach poni|ej 1µV/K. W rozwa|anym wcze[niej wzmacniaczu ró|nicowym, przedstawionym na rys.12.1, w kolektorach tranzystorów wB czone s rezystory RC zapewniajce wzmocnienie sygnaBu ró|nicowego IC RC kur = -gmRC = - (12.41) ÕT Dla uzyskania du|ego wzmocnienia, iloczyn IC RC powinien by du|y, co wymaga du|ej warto[ci napicia zasilania i rezystancji RC . Rozwizaniem problemu jest zastpienie rezystancji liniowych RC przez obci|enia aktywne, których wyj[ciowe rezystancje ró|niczkowe s du|e, przy maBych spadkach napicia. Rol obci|eD aktywnych speBniaj zródBa staBoprdowe, tranzystory z ustalonym napiciem baza- emiter a tak|e tranzystory w poBczeniu  diodowym . Eliminacja z ukBadów monolitycznych rezystorów liniowych o du |ych warto[ciach rezystancji jest równie| konieczno[ci wynikajc ze zBej jako[ci tych rezystorów oraz du|ej powierzchni pBytki krzemu potrzebnej do ich realizacji (du|o wikszej ni| dla tranzystorów). Dwa przykBady wzmacniaczy ró|nicowych z obci|eniem aktywnym przedstawiono na rys.12.8. 251 a) b) + + T T T3 T 6 4 4 T 3 T1 T T1 E T 2 2 T5 T5 T 7 - - Rys.12.8. Wzmacniacze ró|nicowe z obci|eniem aktywnym: a) w postaci symetrycznych zródeB prdowych z tranzystorami p-n-p, b) w postaci lustra prdowego z tranzystorami p-n-p W ukBadzie na rys.12.8a w miejsce rezystorów RC wprowadzono zródBa prdowe z tranzystorami T , T . UkBad polaryzacji z tranzystorami T , T i rezystorem R wyznacza wielko[ prdu zródBa prdowego w obwodzie emiterów (z tranzystorem T ) i zródeB prdowych z tranzystorami T , T (stanowicych obci|enie aktywne). Bardzo wa|nym rozwizaniem, powszechnie stosowanym jako stopieD wej[ciowy we wzmacniaczach operacyjnych, jest ukBad z obci|eniem aktywnym w postaci lustra prdowego z tranzystorami T , T (rys.12.8b). Zastosowanie lustra prdowego jako obci|enia aktywnego wnosi dodatkowe korzy[ci w porównaniu do ukBadu z obci|eniami aktywnymi z rys.12.8a. W ukBadzie tym wykorzystuje si  wyj[cie niesymetryczne bez straty wzmocnienia (tj. niesymetryczne napicie wyj[ciowe ma tak sam warto[ jak napicie ró|nicowe w ukBadzie na rys.12.8a), bowiem zmiany pr du kolektora T s powtarzane przez lustro prdowe T - T i dodaj si do zmian prdu kolektora T . PrzykBadowo, je|eli napicie sterujce Uir spowoduje wzrost prdu kolektora T o wielko[ "I i zmniejszenie prdu kolektora T o t sam wielko[, to zmiana prdu wyj[ciowego "IO wynosi "IO = "IC 4 - "IC 2 = "IC1 - "IC 2 = 2"I (12.42) Z kolei skBadowa sumacyjna na wyj[ciu niesymetrycznym jest prawie caBkowicie wyeliminowana gdy| skBadowe sumacyjne tranzystorów T i T maj przeciwne znaki (skBadowe sumacyjne tranzystorów T i T maj te same znaki) i odejmuj si w obci|eniu. Dziki temu w ukBadzie uzyskuje si bardzo du| warto[ wspóBczynnika CMRR (w ukBadzie w peBni symetrycznym, nawet przy sko Dczonej warto[ci rezystancji RI , CMRR ’! " . 252 a) E b) = E c) Rys.12.9. MaBosygnaBowy schemat zastpczy wzmacniacza ró|nicowego z rys.12.8b i jego kolejne przeksztaBcenia: a) uwzgldniajcy zmian potencjaBu wzBa E, b) uproszczony, przy zaBo|eniu, |e wzeB E jest mas pozorn, c) koDcowe przeksztaBcenie schematu b Na rys.12.9a przedstawiono maBosygnaBowy schemat zast pczy wzmacniacza ró|nicowego z rys 12.8b dla maBych czstotliwo[ci, przy zaBo|eniu rbb' = 0 (zastosowano oznaczenia rbe zamiast rb'e ) [22]. Poniewa| tranzystory T i T s dopasowane, mo|emy zaBo|y: rbe1 = rbe2 , gm1 = gm2, Ube1 = -Ube2 . Zaniedbujc wpByw sumy prdów ró|nicowych pByncych przez tranzystory T i T na zmian potencjaBu wzBa E mo|emy przyj, |e wzeB ten jest zmiennoprdow mas. Przy tym zaBo|eniu upraszczajcym przez rezystancj dynamiczn rce5 nie pBynie prd i dlatego mo|na j pomin. Sterowane zródBo prdowe gm3Ube3 mo|na zastpi konduktancj gm3 , poniewa| napicie na tym zródle jest równe Ube3 . Rys.12.9c przedstawia koDcow posta przeksztaBconego schematu zastpczego, z którego mo|emy wyznaczy wzmocnienie wzmacniacza dla sygnaBu ró|nicowego îø ùøîø ùø Uo 1 gm1gm4 1 kur = = (12.43) m1 ïøg + gm3 + gbe3 + gbe4 úøïør + rce4 úø Uir 2 ðø ûøðø ce2 ûø Tranzystory T i T s dopasowane, zatem gm3 = gm4 . Równie| 253 gm3 >> gbe3, gbe4, dlatego wyra|enie (12.43) upraszcza si do postaci Uo gm1 1 1 kur = = = = (12.44) Uir gce2 + gce4 ÕT U +ÕT U ·N +·P AN AP gdzie U , U oznaczaj napicia Erly ego, za[ ·N = ÕT U , AN AP AN ·P = ÕT U oznaczaj wspóBczynniki Erly ego, odpowiednio AP tranzystora n-p-n i p-n-p. PrzykBadowo, dla ·N = 2Å"10-4 , ·P = 5Å"10-4 otrzymujemy bardzo du| warto[ wzmocnienia dla sygnaBu ró|nicowego: kur = 1,4 Å"103. MaBosygnaBowa rezystancja wyj[ciowa, wyznaczona na podstawie schematu zastpczego z rys.12.9c, wynosi Uo 1 2U U AN AP Ro = = = rce2 || rce4 = (12.45) Io Uir =0 gce2 + gce4 I(U +U ) AN AP 12.3. WZMACNIACZ RÓ{NICOWY Z TRANZYSTORAMI MOS 12.3.1. Charakterystyka przej[ciowa wzmacniacza W analogowych ukBadach MOS wzmacniacz ró|nicowy speBnia tak sam rol jak w technologii bipolarnej. Schemat ideowy wzmacniacza ró|nicowego z prdowym zródBem zasilania, z tranzystorami MOS z kanaBem wzbogaconym typu n, przedstawiono na rys.12.10. + U M M 1 2 - - Rys.12.10. Schemat ideowy wzmacniacza ró|nicowego M 5 z tranzystorami MOS -U Analiz wielkosygnaBow wzmacniacza przeprowadzimy przy zaBo|eniu, |e tranzystory M i M pracuj w obszarze nasycenia. Zaniedbujc efekty modulacji dBugo[ci kanaBu oraz zakBadajc, |e 254 tranzystory M i M posiadaj te same napicia progowe przewodzenia UT1 = UT 2 = UT , ukBad z rys.12.10 mo|emy opisa nastpujcymi zale|no[ciami wielkosygnaBowymi 1 2 1 2 îø ùø îø ùø 2ID1 2ID2 U = UG1 -UG2 = UGS1 -UGS 2 = - (12.46) IR ïø úø ïø úø ²1 ²2 ðø ûø ðø ûø I = I + I = const (12.47) D1 D2 W µnCi W ëø öø gdzie ² = K'ëø öø = ìø ÷ø ìø ÷ø L 2 L íø øø íø øø Ci - pojemno[ bramka - kanaB na jednostk powierzchni, µn - ruchliwo[ elektronów, W - szeroko[ kanaBu, L - dBugo[ kanaBu, K' - parametr transkonduktancji. Rozwizujc ukBad równaD (12.46), (12.47) (równanie (12.46) jest równaniem kwadratowym) mo|emy wyznaczy prdy ID1 , I . Przy D2 zaBo|eniu symetrii ukBadu ²1 = ²2 = ² , otrzymujemy 2 4 îø ùø I I ²U ² U IR IR ID1 = + - (12.48) ïø úø 2 2 2 I 4I ðø ûø 2 4 îø I I ²U ² U ùø IR IR ID2 = - - (12.49) ïø úø 2 2 2 I 4I ðø ûø Powy|sze zale|no[ci s sBuszne tylko dla 1 2 2I U d" (12.50) IR ² oraz, gdy tranzystory M i M pracuj w obszarze nasycenia. Zale|no[ci (12.48), (12.49) przedstawiono graficznie na rys.12.11. Transkonduktancj ró|nicow wzmacniacza wyznaczymy z nachylenia charakterystyki przej[ciowej wyj[ciowego prdu ró|nicowego IOR w funkcji wej[ciowego napicia ró|nicowego IOR = ID1 - ID2 = f (U ) (12.51) IR dla spoczynkowego punktu pracy, tj. dla U = 0 (wtedy IR transkonduktancja ró|nicowa ma najwiksz warto[). 255 1 0,8 0,6 0,4 0,2 ² 0,0 - 2 -1 1 2 0 Rys.12.11. Charakterystyki przej[ciowe wzmacniacza ró|nicowego z tranzystorami MOS Wykorzystujc zale|no[ci (12.48, 12.49, 12.51), otrzymujemy 1 2 1 2 "IOR ëø öø ëø öø K'IW1 ÷ø ìø 2K'ID1W1 ÷ø 1 2 gmr = = (²1I) = ìø = = gm1 (12.52) ìø "UIR L1 ÷ø ìø L1 ÷ø íø øø íø øø Transkonduktancja ró|nicowa wzmacniacza ró|nicowego jest równa transkonduktancji jednego tranzystora pary ró |nicowej, gdy jego prd drenu jest równy I / 2. 12.3.2 Wzmacniacze ró|nicowe MOS z obci|eniem aktywnym. Analiza maBosygnaBowa Trzy podstawowe ukBady wzmacniaczy ró|nicowych MOS z obci|eniami aktywnymi przedstawiono na rys.12.12 [22]. W ukBadzie na rys.12.12a obci|enia aktywne tworz tranzystory M i M z kanaBem typu n w poBczeniu  diodowym . Ka|dy z tych tranzystorów reprezentuje sterowane zródBo prdowe gm3U lub gs3 gm4U , które mo|e by zastpione równowa|n rezystancj gs4 dynamiczn 1 gm3 lub 1 gm4 , poniewa| napicie U jest równe gs napiciu Uds na ka|dym z tych zródeB. Ze wzgldu na maB warto[ rezystancji dynamicznej 1 gm ukBad charakteryzuje si maBym wzmocnieniem napiciowym kur dla sygnaBu ró|nicowego. W ukBadzie na rys.12.12b obci|eniem aktywnym s staBoprdowe zródBa z tranzystorami M i M , z których ka|dy reprezentuje rezystancj dynamiczn, odpowiednio rds3, rds4 . MaBosygnaBowy model zastpczy tego ukBadu przedstawiono na rys.12.13. 256 + + a) b) M M M M 3 4 3 4 M1 M M M 2 1 2 S M M 5 5 - - + c) M M 3 4 M M 1 2 S M 5 - Rys.12.12. Podstawowe ukBady wzmacniaczy ró|nicowych MOS z obci|eniem aktywnym: a) z tranzystorami nMOS w poBczeniu  diodowym , b) ze zródBami prdowymi na tranzystorach pMOS, c) z lustrem prdowym z tranzystorami pMOS Poniewa| ukBad jest symetryczny, gm1 = gm2, to maBosygnaBowy model zastpczy dla wej[ciowego sygnaBu ró|nicowego U = -U = Uir 2 mo|e by uproszczony do postaci jak na g1 g 2 rys.12.13b. Zaniedbujc wpByw sumy prdów pByncych przez tranzystory M i M na zmian potencjaBu wzBa S mo|emy przyj, |e wzeB ten jest zmiennoprdow mas i mo|emy dokona jego rozcicia. Wtedy U = Uir 2 , U = -Uir 2 i na podstawie schematu gs1 gs2 zastpczego na rys.12.13b otrzymujemy Ud1 gm1 kur1 = = - (12.53) Uir 2( + gds3 ) gds1 Ud 2 gm2 kur2 = = (12.54) Uir 2( + gds4 ) gds2 257 a) U U g U r r U S r g U r r U U U R b) ëø öø U ìø ÷ø íø øø 2 U ëø öø U U r r g ìø ÷ø íø øø 2 S U r U r ëø öø r U g ìø ÷ø U U íø øø 2 ëø öø ìø ÷ø 2 íø øø R Rys.12.13. MaBosygnaBowy model zastpczy wzmacniacza ró|nicowego z obci|eniem aktywnym z rys.12.12b (a) i jego uproszczona wersja dla sygnaBu ró|nicowego (b) Uor - gm1 - gm2 kur = = = (12.55) Uir gds1 + gds3 gds2 + gds4 1 Ro1 = (12.56) gds1 + gds3 1 Ro2 = (12.57) gds2 + gds4 Przy sterowaniu sygnaBem sumacyjnym U = U = Uis , U = U = U . g1 g 2 gs1 gs2 gs W tym przypadku, na podstawie schematu zast pczego na rys.12.13a, otrzymujemy Uis = U +(2gm1U )rds5 , skd mo|emy wyznaczy gs gs Uis U = (12.58) gs 1+ 2gm1rds5 258 Wykorzystujc wyznaczon warto[ napicia U oraz pomijajc, w gs celu uproszczenia, rezystancje dynamiczne rds1, rds2 w schemacie zastpczym na rys.12. 13a, otrzymujemy Ud1 - gm1rds3 kus1 = kus2 = kus = H" (12.59) Uis 1+ 2gm1rds5 Korzystajc z zale|no[ci (12.55) i (12.59) mo|emy wyznaczy wspóBczynnik CMRR kur gds3(1+ 2gm1rds5 ) CMRR = = (12.60) kus gds2 + gds4 Wzmacniacz ró|nicowy na rys.12.12c posiada obci|enie aktywne w postaci lustra prdowego z tranzystorami M i M . UkBad ten wyró|nia si tymi samymi zaletami, co omówiony wcze [niej odpowiednik z tranzystorami bipolarnymi, tj. na wyj [ciu niesymetrycznym nie ma straty wzmocnienia w porównaniu do wyj [cia ró|nicowego oraz skBadowa sumacyjna na tym wyj [ciu jest prawie caBkowicie wyeliminowana. Uproszczony schemat zastpczy wzmacniacza z rys.12.12c przedstawiono na rys.12.14. Przy konstrukcji tego schematu zastosowano te same zaBo|enia upraszczajce, co w poprzedniej analizie ukBadu z rys.12.12b. ëø öø ìø ÷ø íø øø ëø öø ìø ÷ø íø øø Rys.12.14. MaBosygnaBowy model zastpczy wzmacniacza ró|nicowego z rys.12.12c Wzmocnienie ró|nicowe, wyznaczone na podstawie przedstawionego maBosygnaBowego modelu zastpczego, wynosi ëø Uo 1 gm1gm4 öøëø öø 1 ìø ÷øìø ÷ø kur = = gm1 + (12.61) ìø Uir 2 gds1 + gm3 + gds3 ÷øìø gds2 + gds4 ÷ø íø øøíø øø Poniewa| tranzystory M i M s dopasowane (tj. gm3 = gm4 ) oraz gm3 >> gds1, gds3 , to równanie (12.61) mo|e by uproszczone do postaci gm1 kur H" (12.62) gds2 + gds4 259 Porównujc wyra|enia (12.55), (12.62) widzimy, |e na wyj[ciu niesymetrycznym wzmacniacza z obci |eniem aktywnym w postaci lustra prdowego nie ma straty wzmocnienia. Wyra|ajc konduktancj w równ. (12.62) przez parametry tranzystorów otrzymujemy 1 2 1 2 ' ' ëø öø 2(K1I W1 L1) K1W1 2 ìø ÷ø kur = = (12.63) (»2 + »4 )I »2 + »4 ìø IL1 ÷ø íø øø przy czym »1, »2 s wspóBczynnikami modulacji dBugo[ci kanaBów tranzystorów M i M . PrzykBadowo, dla W1 L1 =10, I =100µA, wzmocnienie ró|nicowe kur H" 103. Jak wida wzmacniacz w technologii CMOS umo |liwia uzyskanie znacznie mniejszego wzmocnienia (o ponad rz d wielko[ci) ni| jego odpowiednik w technologii bipolarnej, przy porównywalnych wymiarach tranzystorów (por. rozdz. 12.2.5). Rezystancja wyj[ciowa ukBadu, wyznaczona ze schematu zast pczego na rys.12.14, wynosi 1 2 1 Ro = = H" (12.64) gds2 + gds4 (»2 + »4 )I »I 12.4. WZMACNIACZE OPERACYJNE 12.4.1. Podstawowe wBa[ciwo[ci wzmacniaczy operacyjnych Wzmacniacz operacyjny jest ukBadem o sprz|eniach bezpo[rednich, du|ym wzmocnieniu i z reguBy przeznaczony do pracy z zewntrznym obwodem ujemnego sprz|enia zwrotnego. Jak wykazano w rozdz.11, sprz|enie to zapewnia lepsz staBo[ pracy, zwiksza zakres dynamiczny, poprawia liniowo[ i poszerza pasmo wzmacniacza. Zewntrzny obwód sprz|enia zwrotnego decyduje w gBównej mierze o wBa[ciwo[ciach caBego ukBadu (patrz wzór (11.15)). Na rys.12.15 przedstawiono schemat blokowy idealnego wzmacniacza operacyjnego, którego napicie wyj[ciowe uo zale|y tylko od ró|nicy chwilowych warto[ci napi wej[ciowych uin1 na wej[ciu nieodwracajcym (+) i uin2 na wej[ciu odwracajcym (-). uo = kud (uin1 - uin2 )= kudud (12.65) 260 przy czym kud - wzmocnienie napiciowe ró|nicowe, ud - wej[ciowe napicie ró|nicowe. u ch-ka idealna ograniczenie + 0 = - ’!" - ograniczenie Rys.12.15. Wzmacniacz operacyjny: a) symbol, b) charakterystyka przej [ciowa uo = f (ud ) Idealny wzmacniacz operacyjny powinien posiada m.in. nieskoDczenie du| rezystancj wej[ciow na obu wej[ciach, liniow i nieskoDczenie strom charakterystyk przej[ciow ( kud ’! " ), brak ograniczeD napicia wyj[ciowego, zerow rezystancj wyj[ciow, brak ograniczeD czstotliwo[ciowych oraz nieskoDczenie du|e tBumienie sygnaBów wspólnych (CMRR ’! " ). Sposób sterowania i wyodrbniania skBadowej ró|nicowej ud (ang. differential mode) i skBadowej wspólnej (ang. common mode) uc = (uin1 + uin2 ) 2 jest pokazany na rys.12.16. WBa[ciwo[ci wzmacniacza operacyjnego okre[lane s przy pomocy parametrów definiowanych w identyczny sposób jak dla wzmacniacza ró|nicowego. Wej[ciowy prd polaryzacji definiuje si jako [redni arytmetyczn prdów polaryzujcych wej[ciow par ró|nicow. W przypadku wzmacniacza z tranzystorami bipolarnymi IIN = (IB1 + IB2) 2 , przy czym IB1, IB2 s prdami baz wej[ciowej pary ró|nicowej. a) b) + + - - + = Rys.12.16. Sterowanie wzmacniacza operacyjnego: a) napicia wej[ciowe okre[lone oddzielnie, b) wyodrbnienie skBadowej ró|nicowej ud i skBadowej wspólnej uc 261 Typowe warto[ci wej[ciowych prdów polaryzacji wynosz: IIN H" 10- 100nA dla wzmacniaczy bipolarnych oraz IIN H" 0,1-10pA dla wzmacniaczy unipolarnych z tranzystorami MOSFET. Wej[ciowy prd niezrównowa|enia I = IIN1 - IIN 2 = IB1 - IB2 . N Jego typowe warto[ci, to 50nA dla wzmacniaczy bipolarnych i ok. 0,5 pA dla wzmacniaczy unipolarnych. Wej[ciowe napicie niezrównowa|enia U jest to taka warto[ N wej[ciowego napicia ró|nicowego, która sprowadza do zera napi cie staBe na wyj[ciu wzmacniacza. Typowe warto[ci tego napicia wynosz 1-5mV dla wzmacniaczy bipolarnych i kilka-10mV dla wzmacniaczy unipolarnych. Wzmocnienie sygnaBu ró|nicowego kud , nazywane równie| wzmocnieniem otwartej ptli, jest maBosygnaBowym wzmocnieniem wej[ciowego sygnaBu ró|nicowego, przy zerowej warto[ci sygnaBu wspólnego: kud = uo ud , przy uc = 0 . Typowa warto[ kud wynosi ok. 100 dB dla wzmacniaczy bipolarnych i ok. 70 dB dla wzmacniaczy unipolarnych. Wzmocnienie sygnaBów wspólnych kuc = uo uc , przy ud = 0 , jest maBe i zamiast warto[ci kuc podaje si zwykle wspóBczynnik tBumienia kud sygnaBu wspólnego CMRR = 20log . WspóBczynnik CMRR dla kuc wzmacniaczy bipolarnych ma najcz[ciej warto[ wiksz ni| 100 dB, a dla wzmacniaczy unipolarnych wiksz ni| 60 dB. Ró|nicowa rezystancja wej[ciowa Rind zawiera si w granicach 0,2-3 M&! dla wzmacniaczy bipolarnych. We wzmacniaczach unipolarnych Rind jest bardzo du|a i nawet nie jest specyfikowana jako parametr wzmacniacza. Rezystancja wyj[ciowa Ro wzmacniaczy bipolarnych jest mniejsza ni| 100&!, za[ dla wzmacniaczy unipolarnych jest du|o wiksza. WBa[ciwo[ci czstotliwo[ciowe wzmacniaczy operacyjnych okre[la si najcz[ciej w zakresie maBosygnaBowym trzydecybelow, górn czstotliwo[ci graniczn (czyli czstotliwo[ci bieguna dominujcego) oraz czstotliwo[ci odcicia okre[lan te| jako pole wzmocnienia (ang. gainbandwidth). Trzydecybelowa czstotliwo[ graniczna ma znikome znaczenie praktyczne, poniewa| we wzmacniaczach skompensowanych zawiera si w granicach od kilku do kilkuset herców. Czstotliwo[ odcicia (tj. czstotliwo[, przy której wzmocnienie przy otwartej p tli jest równe jedno[ci) ma warto[ 1-20MHz dla przecitnych wzmacniaczy bipolarnych i 2-20MHz dla przeci tnych wzmacniaczy 262 unipolarnych. Podstawowym parametrem definiowanym w zakresie wielkosygnaBowym jest szybko[ narastania napicia wyj[ciowego - SR (ang. slew rate). Wielko[ t definiuje si jako pochodn czasow napicia wyj[ciowego duo (t) "uo SR = H" (12.66) dt "t WspóBczynnik SR podaje si w V/µs. Zawiera si on w granicach 1-100V/µs dla przecitnych wzmacniaczy bipolarnych i unipolarnych, przy czym wzmacniacze bipolarne maj mniejsze SR . Wyszczególnione parametry zwizane s z liniowym modelem wzmacniacza operacyjnego przedstawionym na rys.12.17. + = (+) + ( - ) - (-) Rys.12.17. Liniowy model wzmacniacza operacyjnego 12.4.2. Budowa wzmacniaczy operacyjnych Scalony wzmacniacz operacyjny jest ukBadem wielostopniowym zawierajcym stopieD wej[ciowy, po[redni i wyj[ciowy. StopieD wej[ciowy jest wzmacniaczem ró|nicowym zoptymalizowanym dla uzyskania minimalnego dryftu, du|ej impedancji wej[ciowej oraz du|ego tBumienia sygnaBów sumacyjnych CMRR . Dla uzyskania du|ego wzmocnienia caBego ukBadu, w ró|nicowym stopniu wej[ciowym oraz stopniu po[rednim stosuje si obci|enie aktywne. StopieD wyj[ciowy wzmacniacza operacyjnego jest najcz[ciej symetrycznym wtórnikiem emiterowym, pozwalajcym na uzyskanie maBej impedancji wyj[ciowej oraz du|ej warto[ci napicia wyj[ciowego 263 i prdu obci|enia. O warto[ci wzmocnienia napiciowego ukBadu oraz o ksztaBcie charakterystyki czstotliwo[ciowej decyduj dwa pierwsze stopnie. Zastosowanie obci|eD aktywnych i zapewnienie du|ego wzmocnienia w ukBadzie dwustopniowym znacznie uBatwia kompensacj charakterystyk czstotliwo[ciowych, któr mo|na zrealizowa za pomoc jednego kondensatora scalonego o niewielkiej pojemno[ci. (Ka|dy stopieD wzmacniacza wprowadza nowe bieguny transmitancji i komplikuje problem stabilno[ci ukBadu ze sprz|eniem zwrotnym). Istnieje wiele odmian wzmacniaczy operacyjnych. TytuBem ilustracji sposobu realizacji takiego wzmacniacza opiszemy przykBadowe rozwizanie ukBadowe wzmacniacza bipolarnego i unipolarnego. a) T12 T9 T3 T13A T14 T13B T19 T15 +- T18 27 T1 T2 wy 40k 39k A T4 B 22 T3 + + T23 T21 T7 T16 T20 T11 T10 T5 T6 T17 T22 T24 50k 5k 1k 50k 1k 50k 100 kompensacja + b) T3 T13A T13B T14 T8 T1 T2 T9 T20 T3 T4 T23 T16 T17 T5 T6 - Rys.12.18. Schemat ideowy wzmacniacza operacyjnego µA741: a) peBny, b) uproszczony 264 Na rys.12.18a przedstawiono peBny schemat ideowy wzmacniacza operacyjnego µA741, za[ na rys 12.18b jego schemat uproszczony, ilustrujcy koncepcj realizacji. UkBad skBada si z trzech zasadniczych cz[ci: 1) wej[ciowego wzmacniacza ró|nicowego (tranzystory T - T ) wraz z obci|eniem aktywnym (tranzystory T - T ) i zródBem prdu (tranzystory T - T ); 2) stopnia po[redniego (tranzystory T - T ) wraz z obci|eniem aktywnym (tranzystory T - T ); 3) stopnia wyj[ciowego (tranzystory T , T , diody T , T ). W wej[ciowym stopniu ró|nicowym tranzystory T , T , T , T pracuj w poBczeniu OC-OB, co zapewnia dobre wBa[ciwo[ci wielkoczstotliwo[ciowe. Tranzystor T jest zródBem staBoprdowym, a tranzystory T i T tworz obci|enie aktywne pary ró|nicowej. Na bazach tranzystorów T i T jest zerowy potencjaB staBy wzgldem masy. W drugim stopniu tranzystor T pracuje w konfiguracji OC, zapewniajc du| rezystancj wej[ciow tego stopnia. Tranzystor T pracuje jako wzmacniacz z emiterowym sprz|eniem zwrotnym. StopieD ten zapewnia du|e wzmocnienie dziki zastosowaniu obci|enia aktywnego w obwodzie kolektora T , a ponadto przesuwa poziom napicia staBego. StopieD wyj[ciowy z tranzystorami T , T jest symetrycznym wtórnikiem emiterowym, zapewniajcym maB rezystancj wyj[ciow i przepByw stosunkowo du|ego prdu obci|enia. PrzykBad prostego wzmacniacza operacyjnego w technice CMOS jest przedstawiony na rys.12.19. +U M M 3 4 M 8 WY - u M1 M 2 M 6 M 5 M 7 - Rys.12.19. PrzykBad prostego wzmacniacza operacyjnego CMOS Wej[ciowy ukBad ró|nicowy z tranzystorami M , M z kanaBem typu n zasilany jest staBym prdem za zródBa prdowego M , M z tranzystorem M . Napicie staBe UGG na bramkach tranzystorów M i M z kanaBem 265 typu n jest wytwarzane przez dzielnik napiciowy z rezystorem RREF i tranzystorem M w poBczeniu  diodowym . Obci|eniem aktywnym pary ró|nicowej jest lustro prdowe z tranzystorami M , M z kanaBem typu p. Napicie z wyj[cia ukBadu ró|nicowego steruje tranzystor M stopnia wyj[ciowego w konfiguracji OS z obci|eniem aktywnym z tranzystorem M . W celu uksztaBtowania jednobiegunowej charakterystyki amplitudowej zastosowano pojemno [ kompensujc Ck . Opisany ukBad charakteryzuje si bardzo du| rezystancj wyj[ciow z uwagi na bezpo[rednie wyj[cie z drugiego stopnia wzmacniajcego. Na rys.12.20 przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza BiCMOS, w którym na wyj[ciu zastosowano wtórnik emiterowy z tranzystorem M = T zapewniajcym maB rezystancj wyj[ciow. UkBad ten posiada bardzo podobn struktur do przedstawionego wcze[niej na rys.12.19 z tym, |e para ró|nicowa jest zrealizowana na tranzystorach M , M z kanaBem typu p, co w powizaniu z caBo[ci struktury ukBadowej pozwala na realizacj wtórnika emiterowego na tranzystorze T typu n-p-n (tranzystor n-p-n jest elementem dost pnym w technologii BiCMOS). Równolegle poBczone tranzystory M , M , odpowiednio z kanaBem typu n i p, pracuj w obszarze liniowym i zapewniaj prawie liniow rezystancj dynamiczn Rz . Rezystancja ta poBczona szeregowo z pojemno[ci bramkow tranzystora M formuje obwód Rz , Ck do kompensacji charakterystyki czstotliwo[ciowej wzmacniacza (z kompensacj zera). Na schemacie pominito poBczenia podBo|y tranzystorów do odpowiednich napi zasilajcych + U lub - USS . DD + M M 6 5 M 7 M13=T1 M 11 M M 1 2 M 12 M 10 M M 8 9 M M 3 4 - Rys.12.20. Dwustopniowy wzmacniacz operacyjny BiCMOS 266 12.4.3. Kompensacje charakterystyki czstotliwo[ciowej wzmacniacza operacyjnego Typowy wzmacniacz operacyjny, którego uproszczony schemat ideowy przedstawiono na rys.12.18b, jest ukBadem dwustopniowym. Stopniem wej[ciowym jest ukBad ró|nicowy z obci|eniem aktywnym w postaci lustra prdowego, za[ nastpnym stopniem jest najcz[ciej ukBad OE (lub OS we wzmacniaczu unipolarnym) z obci |eniem aktywnym i wewntrzn kompensacj charakterystyki czstotliwo[ciowej (kondensator Ck ). Uproszczony model zastpczy dwustopniowego wzmacniacza operacyjnego przedstawiono na rys.12.21. Rys.12.21. Schemat zastpczy dwustopniowego wzmacniacza operacyjnego Analiza ukBadu z rys.12.21 pozwala na ilustracj  wpBywu pojemno[ci kompensujcej (wywoBujc efekt Millera w drugim stopniu) na charakterystyki czstotliwo[ciowe wzmacniacza. Jak Batwo wykaza, transmitancja wzmacniacza bez pojemno [ci Ck ma posta [22] ' ' Uo (s) gmI R1gmII R2ÉI'ÉII ku0ÉI'ÉII = - = (12.67) ' ' ' ' Ud (s) ( + ÉI )( + ÉII ) ( + ÉI )( + ÉII ) s s s s przy czym 1 ' ' ÉI = - pI = R1C1 (12.68) 1 ' ' ÉII = - pII = R2C2 ' ' RozkBad biegunów pI , pII funkcji transmitancji wzmacniacza nieskompensowanego przedstawiono na rys.12.22, za [ na rys.12.23 lini przerywan przedstawiono logarytmiczne charakterystyki Bodego moduBu wzmocnienia wzmacniacza. ' Dla pulsacji wikszej ni| ÉII nachylenie charakterystyki amplitudowej jest równe -40dB/dek, a moduB wzmocnienia jest wi kszy ni| 1 (0dB). Nieskompensowany wzmacniacz po zamkni ciu ptli sprz|enia 267 zwrotnego jest zatem niestabilny. A przecie | wiadomo, |e wzmacniacze operacyjne przeznaczone s wyBcznie do pracy z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego. `" É = Rys.12.22. RozkBad zer i biegunów transmitancji skompensowanego i à nieskompensowanego wzmacniacza operacyjnego dB -20dB/dek -40dB/dek Rys.12.23. Charakterystyki moduBu É É 1 wzmocnienia skompensowanego i É É É É -40dB/dek nieskompensowanego wzmacniacza -20dB/dek operacyjnego Transmitancja skompensowanego wzmacniacza ma posta [22] Uo (s) = - ku0[1- (sCk gmII )] {1+ s[R1(C1 + C2 )+ R2(C2 + Ck )+ U (s) d + gmII R1R2Ck ]+ s2R1R2[C1C2 + Ck (C1 + C2)]} (12.69) Aproksymowane warto[ci biegunów oraz pojawiajce si zero nowej transmitancji wynosz -1 ÉI = - pI H" (12.70) gmII R1R2Ck - gmIICk ÉII = - pII = (12.71) C1C2 + C2Ck + C1Ck gmII z = (12.72) Ck ' Jak pokazano na rys.12.22 biegun pI przesunB si w kierunku ' pocztku ukBadu wspóBrzdnych do pI , a biegun pII w kierunku przeciwnym do pII . Lini cigB na rys.12.22 przedstawiono charakterystyk moduBu wzmocnienia skompensowanego wzmacniacza. Je|eli dobierze si takie Ck , aby 268 ÉT d" ÉII (12.73) to wzmacniacz operacyjny bdzie skompensowany z marginesem fazy nie mniejszym ni| 45°. Przyrównujc moduB wzmocnienia skompensowanego wzmacniacza do jedno [ci, mo|na wyznaczy w przybli|eniu pulsacj odcicia gmI ÉT = GB = (12.74) Ck Opisany sposób kompensacji charakterystyki cz stotliwo[ciowej wzmacniacza nazywany jest kompensacj biegunem dominujcym. 12.4.4. Szybko[ narastania napicia wyj[ciowego Przy du|ych i szybko zmieniajcych si sygnaBach wej[ciowych wzmacniacz operacyjny ulega przesterowaniu mimo ptli sprz|enia zwrotnego. Przesterowanie objawia si ograniczeniem prdko[ci narastania napicia wyj[ciowego. Maksymalna mo|liwa prdko[ zmian napicia wyj[ciowego SR (ang. slew rate) ograniczona jest wydajno[ci zródBa prdowego zasilajcego stopieD wej[ciowy wzmacniacza. Wydajno[ prdowa ró|nicowego stopnia wej[ciowego zale|y od napicia wej[ciowego ud i jest ograniczona do zakresu - I , + I (rys.12.4). Z wyj[cia stopnia ró|nicowego sterowany jest drugi stopieD wzmacniacza, który midzy swoim wej[ciem, a wyj[ciem ma wBczon pojemno[ kompensujc Ck . Dla du|ej zmiany sygnaBu sterujcego, kiedy nastpi caBkowite przeBczenie prdów tranzystorów pary ró|nicowej, maksymalny prd jaki mo|e Badowa pojemno[ Ck j est staBy i równy I . Napicie wyj[ciowe mo|na zatem przedstawi nastpujco 1 uo (t) = (12.75) +"Idt Ck Po obustronnym zró|niczkowaniu zale|no[ci (12.75) wzgldem czasu otrzymujemy duo (t) I SR = = (12.76) dt Ck PrzykBadowo, dla wzmacniacza µA741 prd I = 20µA, pojemno[ Ck =30pF, skd SR =0,67V/µs. Jest to typowa warto[ SR dla wikszo[ci wzmacniaczy operacyjnych ogólnego zastosowania. Dostpne s równie| wzmacniacze operacyjne do specjalnych 269 zastosowaD, gBównie w technice impulsowej, których parametr SR mo|e osiga warto[ kilkaset, a nawet kilka tysicy V/µs. Je|eli pojemno[ Ck wyznaczymy ze wzoru (12.74) i podstawimy do wzoru (12.76), to otrzymamy ÉT ÉT SR = I = I (12.77) gmI gm Podstawiajc we wzorze (12.77) gm wyra|one przy pomocy parametrów fizycznych tranzystora, otrzymujemy: dla wzmacniacza bipolarnego ÉT SR = I ÕT = 2ÕTÉT (12.78) I 2 dla wzmacniacza unipolarnego É I T SR = I = É (12.79) T ² 2KW ' I 2 L 12.5. INNE WZMACNIACZE OPERACYJNE a) Wzmacniacz transkonduktancyjny Na rys.12.24 przedstawiono schemat ideowy transkonduktancyjnego wzmacniacza operacyjnego - OTA (ang. transconductance operational amplifier). Idealny OTA dostarcza prdu wyj[ciowego o warto[ci proporcjonalnej do napicia wej[ciowego, niezale|nie od warto[ci Rg i RL , co oznacza Rin ’! " oraz Ro ’! " . + T3 T4 T7 T8 = T1 T2 u T6 T5 T9 T10 R - Rys.12. 24. Schemat ideowy transkonduktancyjnego wzmacniacza operacyjnego 270 W przedstawionym ukBadzie Io = gmUin (12.80) IREF gm = (12.81) 2ÕT Jak wynika z przedstawionego schematu i zale|no[ci (12.80, 12.81), zmieniajc napicie U lub rezystancj R mo|na regulowa warto[ REG transkonduktancji wzmacniacza. Wzmacniacz OTA ma bardzo szerokie zastosowanie przy konstrukcji filtrów aktywnych. b) Wzmacniacz ze sprz|eniem prdowym Bardzo wa|nym ukBadem, szeroko stosowanym w praktyce, jest wzmacniacz ze sprz|eniem prdowym (ang. current-feedback- amplifier), nazywany równie| wzmacniaczem transimpedancyjnym. Specjalna struktura ukBadowa wzmacniacza, w poBczeniu z tzw. komplementarn technologi bipolarn (ang. complementary bipolar process) pozwala na realizacj bardzo szybkich wzmacniaczy operacyjnych, których pole wzmocnienia osiga warto[ci gigaherców, a czasy ustalania odpowiedzi s w przedziale od uBamków do 10ns. Wzmacniacze te s równie| realizowane jako bloki funkcjonalne w technologii CMOS. a) b) Y Y + + z X - 1 1 = X H" - Rys.12.25. a) model wzmacniacza transimpedancyjnego, b) nieodwracaj cy wzmacniacz ze sprz|eniem prdowym Na rys.12.25a przedstawiono model zastpczy idealnego wzmacniacza transimpedancyjnego, a na rys.12.25b wykorzystano ten ukBad do realizacji wzmacniacza ze sprz|eniem prdowym w konfiguracji nieodwracajcej, w którym zastosowano obwód zewntrznego sprz|enia zwrotnego z rezystorami R1, R2 . Wtórnik napiciowy powtarza napicie uin przyBo|one do wej[cia nieodwracajcego Y na wej[ciu odwracajcym X. Dla ukBadu idealnego 271 rezystancja wyj[ciowa wtórnika napiciowego jest równa zeru. Napicie wyj[ciowe stopnia transimpedancyjnego uo = zT In , przy czym In j est prdem na wej[ciu odwracajcym X, a zT ( jÉ) jest transimpedancj ukBadu. W celu zapewnienia maBej rezystancji wyj[ciowej caBego ukBadu na jego wyj[ciu równie| zastosowano wtórnik napiciowy o wzmocnieniu 1. Dla ukBadu z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego na rys.12.25b, stosujc zasad superpozycji, mo|emy napisa równanie U = U = Uin x y Uin Uo In = - (12.82) R1 || R2 R2 Uo = zT ( jÉ)In Rozwizujc ukBad równaD (12.82), otrzymujemy wzmocnienie ukBadu z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego ëø öø Uo R 1 kf jÉ = = 1+ = ( )Uin ëø öøìø ÷ø ìø ÷ø R 1+ R / zT jÉ íø øø ( ) íø øø (12.83) ëø öø ëø öø R 1 = 1+ ìø ìø ÷ø R 1+ 1 / T jÉ íø øø ( )÷ø íø øø przy czym T ( jÉ) = zT ( jÉ) R2 (12.84) jest wzmocnieniem ptli sprz|enia zwrotnego. Je|eli transimpedancja wzmacniacza posiada skoDczon warto[ transrezystancji RT i jeden biegun dominujcy, to w dziedzinie czstotliwo[ci mo|emy j zapisa RT zT ( jÉ) = (12.85) jÉ 1 + Ég przy czym 1 Ég = (12.86) RTCT jest pulsacj dominujcego bieguna. Podstawiajc (12.85) do (12.83) oraz wykorzystujc (12.86) otrzymujemy 1 k ( jÉ) = k (12.87) f f 0 jÉ 1 + Égf 272 przy czym R2 1+ R1 R2 k = H" 1+ , (poniewa| RT >> R2 ) (12.88) f 0 R2 R1 1+ RT jest wzmocnieniem staBoprdowym ukBadu z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego, ëø öø RT ÷ø RT ìø Égf = Ég ìø1 + H" Ég (12.89) R2 ÷ø R2 íø øø jest pulsacj graniczn wzmacniacza z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego. Wykorzystujc (12.88, 12.89) mo|emy wyznaczy pole wzmocnienia R 1+ ëø öø R RT GB = k É = f gf R ìø1+ R ÷øÉ g H" íø øø 1+ (12.90) RT É RT ëø öø R RT g H" 1+ H" É H" É ìø ÷ø R íø øø R g R gf Z równaD (12.88), (12.89) wynika, |e wzmocnienie ukBadu z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego zale|y od obu rezystancji R1, R2 , za[ pulsacja graniczna Égf wzmacniacza zale|y tylko od rezystancji R2 . Istnieje zatem mo|liwo[ ustalenia najpierw szeroko[ci pasma wzmacniacza, przez odpowiedni dobór rezystancji R2 , a nastpnie wzmocnienia, dobierajc potrzebn warto[ rezystancji R1. Mo|liwo[ ksztaBtowania szeroko[ci pasma Égf H" GB niezale|nie od wzmocnienia k jest najwa|niejsz zalet wzmacniacza f 0 operacyjnego ze sprz|eniem prdowym. Na rys.12.26 podano przykBadowe charakterystyki amplitudowe wzmacniacza z zamknit ptl sprz|enia zwrotnego, w którym przy staBej rezystancji R uzyskano staBe pasmo, niezale|nie od wzmocnienia regulowanego za pomoc rezystora R . Przy analizie wzmacniacza operacyjnego ze sprz|eniem ' ' prdowym pominito wpByw rezystancji wyj[ciowych Ro i Ro' , odpowiednio wej[ciowego i wyj[ciowego wtórnika napiciowego (zaznaczonych lini przerywan na rys.12.25b oraz wpByw rezystancji obci|enia. 273 = &! = = &! 100 = &! 10 Rys.12.26. PrzykBadowe charakte- = &! 1 rystyki amplitudowe wzmacniacza 1k 10k 100k 1M 10M 100M z zamknit ptl sprz|enia É = zwrotnego ' W rzeczywistym wzmacniaczu, przy niezerowych warto [ciach Ro ' i Ro' , szeroko[ pasma wzmacniacza ze sprz|eniem zwrotnym w niewielkim stopniu zale|y równie| od rezystancji R1, przez co pasmo wzmacniacza nieznacznie maleje ze wzrostem wzmocnienia (regulowanego za pomoc rezystancji R1, przy R2 =const). + a) - l tr r LP Y I = Z x1 x1 X I I LP - + T10 b) T9 T12 I T11 T5 T1 T7 I T3 I I Y X Z u T4 I = C I T8 T2 T6 T15 I T13 T16 T14 -U Rys.12.27. Wzmacniacz operacyjny ze sprz|eniem prdowym: a) schemat blokowy, b) uproszczony schemat ideowy 274 Na rys.12.27 przedstawiono uproszczony schemat ideowy prostego wzmacniacza operacyjnego ze sprz |eniem prdowym wraz z jego schematem blokowym. Wej[ciowy wtórnik napiciowy tworzy symetryczny wtórnik emiterowy z tranzystorami T , T i ukBadem polaryzacji z tranzystorami T , T . Ponadto pary tranzystorów T , T - T , T tworz przeciwstawne ukBady Darlingtona w celu zwikszenia rezystancji wej[ciowej ukBadu. W podobny sposób zrealizowany jest wyj[ciowy wtórnik emiterowy z tranzystorami T , T i ukBadem polaryzacji z tranzystorami T , T . Prd na wej[ciu nieodwracajcym In = I1 - I2, przy czym I1 oraz I2 s prdami emiterów wej[ciowego wtórnika emiterowego. Prdy I1 , I2 przenoszone s przez lustra prdowe Wilsona z tranzystorami T - T i T - T i sumowane s w wzle Z. Wypadkowa impedancja widziana z wzBa Z jest transimpedancj zT ( jÉ) ukBadu, a napicie tego wzBa jest powtarzane na wyj[ciu jako Uo = zT ( jÉ) In .

Wyszukiwarka

Podobne podstrony:
silnik pradu stalego teoria(1)
Badanie liniowego obowdu prądu stałego
Wyższe harmoniczne w liniach elektroenergetycznych zasilających podstacje trakcyjne prądu stałego
01 obwody pradu stalegoid(67
Wymienić charakterystyczne obszary łuku elektrycznego oraz wyjaśnić graficznie warunki wyłączania pr

więcej podobnych podstron