( I ) GENERATOR COLPITTSA

Tranzystor jest zasilany w układzie

ze stałym prądem bazy i sprzężeniem emiterowym. Tor wzmacniający
nie musi być wzmacniaczem pasmowym więc w kolektorze zamiast
rezystora zastosowano dławik, który dla składowej zmiennej ma mała
rezystancję. Dzięki temu unika się strat napięcia zasilającego kolektor,
Kondensator Cb zabezpiecza przed zwarciem dla składowej stałej
kolektora z bazą. Wartość Cb i Ce dobiera się tak, aby dla częstotliwości
generacji fg ich reaktancje były pomijalne. Dla składowej zmiennej
układ jest realizację 3-punktowego gen. Colpittsa, gdyż między kolektor
a bazę włączono indukcyjność, a między pozostałe złącza pojemność.
Wartości są tak dobrane, aby był spełniony warunek amplitudy i fazy.
Układ ReCe stanowi układ dynamicznej polaryzacji.

Warunek amplitudy dla generatora Colpittsa.

0

G

g

G

m

u





;

2

1

c

L

c

X

X

X

u







;

0

2







L

c

c

X

X

X

=>

L

c

c

X

X

X







2

1

;

2

1

c

c

u

X

X







2

0

1

C

G

C

g

G

m

u

u









0

1

2

G

g

C

C

m



Warunek fazy dla generatora Colpittsa.

z

x

C

L





1



L

C

C

C

z

2

2

1

1

1

1









GENERATOR HARTLEYA
W tym generatorze w stosunku do generatora Colpittsa zmieniono strukturę
obwodu rezonansowego i wprowadzono dwa kondensatory blokujące Cb1
zapobiegający zwarciu dla składowej stałej kolektora do masy przez cewkę
L2 i Cb2 zapobiegający zwarciu bazy do masy przez cewkę L1. Tranzystor
jest zasilany w układzie ze stałym prądem bazy i sprzężeniem emiterowym.
Tor wzmacniający nie musi być wzmacniaczem pasmowym więc w
kolektorze zamiast rezystora zastosowano dławik, który dla składowej
zmiennej ma mała rezystancję. Wartości są tak dobrane aby aby był
spełniony warunek amplitudy i fazy.

Warunek fazy dla generatora Hurtley’a.

wy

r

C

L





1

1

1



=>

)

,

min(

2

1

r

r

g









we

r

C

L





2

2

1



GENERATOR MEISSNERA
Tor wzmacniający to wzmacniacz selektywny LC. Transformator zapewnia
odpowiednie sprzężenie zwrotne oraz odwrócenie fazy. Kondensator
blokujący Cb zapobiega zwarciu bazy do masy przez uzwojenie wtórne
transformatora.Dla uniknięcia wpływu pojemności tranzystora należy
stosować kondensatory w obw, rez. o dużej pojemności. Konsekwencją tego
jest konieczność stosowania cewki o niedużej indukcyjności. Z wartością
cewki związana jest dobroć Q i dobroć obwodu rezonansowego i stałość
częstotliwości generatora. Aby uniknąć niedogodności niedopasowanie
reaktancji np. w generatorze wysokich częstotliwości, stosuje się
zmodyfikowaną wersję generatora Colpittsa w postaci generatora Clappa.

- tor wzmacniający to wzmacniacz selektywny LC
- transformator zapewnia odpowiednia wartość sprzężenia zwrotnego i
odwrocona faze
- Cb kondensator blokujący zapobiegający zwarciu bazy do masy przez
uzwojenie wtorne transformatora

GENERATOR BUTTLERA
- wykorzystuje rezonator kwarcowy jako element sprzęgający
- L2C2 nieznaczna korekcja częstotliwości

13.

Zasada działania i własności generatora Butlera.

W układzie sprzężenie zwrotne poprzez rezonator kwarcowy jest dodatnie,
gdyż żaden ze stopni wzmacniających nie odwraca fazy. Sprzężenie spełnia
warunki generacji dla częstotliwości rezonansowej rezonansu szeregowego.
Pojemność Cz pozwala na nieznaczną korektę częstotliwości generacji.
Zaleta tego generatora jest taka, że nie posiada in cewek. Jednak płaci się to
tym, że istnieje możliwość powstania dodatkowych drgań na niepożądanych
częstotliwościach. Jeśli rezonator wykorzystuje się jako element o
charakterze indukcyjnym to generator ten przyjmie strukturę trójpunktowego
generatora kwarcowego.

Wypadkowe przesunięcia fazy w tym generatorze wynosi 0. Generacja
wystąpiła tylko dla częstotliwości rezonansu szeregowego kwarcu, dla innej
częstotliwości nie będzie spełniony war generacji-niespełniony jest warunek
fazy. Dla częstotliwości rezonansu równoległego też nie będzie generacji
gdyż nie spełniony jest war amplitudy., sprzężenie jest zbyt małe aby
wysterować generator.

( II ) GENERATOR RC

- stosowane w zakresie od ułamków Hz do setek kHz
- tor wzmocnienia objety jest petla ujemnego sprezzenia zwrotnego
zapewniajaca spełnienie warunku fazy
- nieparzysta liczba wzmacniaczy kaskady zapewnie odwrócenie fazy o PI
- przy 3 ogniwach wymagane jest aby wzmocnienie wynosilo 8 , tzn kazde
ogniwo powinno zapewnic 2krotne wzmocnienie
- nachylenie charakterystyki fazowej rosnie wraz ze wzrostem liczby ogniw
Generatory RC są generatorami sprzężeniowymi. Najprostszą realizacją
generatora RC jest układ z przesuwnikiem fazy. Nieparzysta liczba kaskady
zapewnia odwrócenie fazy o π. Każde pojedyncze ogniwo RC zapewnia
przesunięcie fazy w funkcji częstotliwości z przedziału od 0 do π/2. Często
stosowanym generatorem RC jest układ z mostkiem Wiena.

Układy bierne stosowane w generatorach RC.
- mostek Wiene’a
- generator z mostkiem Wiene’a na wzmacniaczu operacyjnym
-czwórnik „podwójne T”
-czwórnik „podwójne T” na układzie operacyjnym w generatorze RC

UKLADY BIERNE W GENERATORACH RC

- generator z mostkiem Wiena

MW składa się z dwóch gałęzi-selektywnej(lewa) i aperiodycznej(prawa)
Stopień niezrównoważeni mostka ε=R2/R1 – 2 mostek jest zrównoważony
gdy ε =0.Dla mostka zrównoważonego(ε=0) moduł transmitancji |β

U

(ω

0

)|=0

ale przesunięcie fazowe w otoczeniu pulsacji ω=ω

0

zmienia się skokowo od

–π/2 do π/2. Praca z MW dla ε=0 jest więc praktycznie niemożliwa i
niecelowa. Mostek Wiena odwraca faze o 180˚ więc drugie 180˚ musi
uzyskać z toru wzmacniającego. Jeśli MW nie odwraca fazy o 180

0

to

musimy stosować tor nieodwracający.

- czwornik podwojne T

Podwójne T wzmacniacza przesuwa fazę o 2π więc warunek fazy jest
spełniony Filtr ten stosuje się w tzw amplifiltrach Z rys wynika że dla
pewnej quasi-rezonansowej filtru(f

0

=1/2πRC przesunięcie fazy jest zależne

od wartości n i może przyjąć wartość 0 lub π. Najprostszą realizacją
generatora z filtrem „podwójne T” jest włączenie filtru zaprojektowanego
dla n<0,5 w pętle ujemnego sprzężenia zwrotnego co przedstawia rys a)

Sumaryczne przesunięcie fazy zapewnia spełnienie warunku fazowego
generacji. Warunek amplitudy może być spełniony przez dobór
wzmocnienia toru wzmacniającego, warunek ten powinien być spełniony z
nadmiarem a po osiągnięciu stanu ustalonego warunek G

U

β

U

powinien być

równy jedności

MULTIWIBRATOR PRZESTRAJANY NAPIECIEM(sprzężenie
emiterowe)

- w obwodach emiterowych tranzystorów znajdują się źródła prądowe
- emitery tranzystorów sa sprzężone pojemnościowo
- układ łączy w sobie cechy multiwibratora astabilnego (ładowanie
pojemności C) i bistabilnego (bezpośrednie sprzężenie zwrotne z kolektorów
na bazy)
- jeżeli przewodzi T1 to napięcie na jego kolektorze obniża się do takiego
poziomy ze T2 zostaje zatkany
- częstotliwość pracy układu f= I/4*Ulep*C

Multiplikator przestrajany elektronicznie(gen Bowesa) Lub
MULTIWIBRATOR ze sprzężeniem Emiterowym

Jest to układ impulsowy gdyż tranzystory wzajemnie się napędzają.
Tranzystory pracują w stanach nasycenia i zatkania. Tranzystor jest w stanie
nasycenia gdy jego napięcie na WY jest minimalne, lub w stanie zatkania,
gdy jego napięcie na WY jest maksymalne.
Początek analizy: T1przewodzi (stan nasycenia) T2 zatkany(stan zatkania)
1)Przez T1 płynie prąd od zasilacza przez tranzystor T1 i I

1

oraz przez

tranzystor T1, C i I

2

2) C ładuje się 3) Napięcie na emiterze T2 obniża

się aż do jego U

BE

osiągnie poziom progowy 4) T2 zaczyna przewodzić i

zatyka T1 5) Przez T2 płyną dwa prądy w tym prąd ładowania
kondensatora. 6) Tranzystory na przemian znajdują się w stanie odejścia

Kryteria doboru pojemności dodatkowej w generatorze Clappa
- musi być ona kilkakrotnie mniejsza niż pojemności C1 i C2 w generatorze,
wtedy ich wypadkowa pojemność równa się pojemności C

dod

dzięki czemu

można stosować cewkę L o większej indukcyjności i większej dobroci
- przestrajanie C

dod

powoduje zmianę amplitudy sygnału wyjściowego

- zmiana C

dod

powoduje zmianę indukcyjności obwodu, więc też

częstotliwość generacji

( III ) DETEKTOR FAZY Z UKLADEM KLUCZUJACYM

- detektor fazy wytwarza na wyjsciu napiecie proporcjonalna do roznic faz
sygnałów wej
- przy ujemnym napieciu z GPN dioda przewodzi i ujemne napiecie na
bramce zatyka tranzystor
- transmitancja zalezy od stosunku rezystancji dren źródło do sumy tej
rezystancji i R

Parametry gen pod kątem zastosowania GPN PLL stosuje się
(powinny mieć) –odpowiednie nachylenie charakterystyki, szeroki zakres
przestrajania, liniowa zmiana f-sci pod wpływem zmian sygnału sterującego
MULTIWIBRATORY: liniowa charakterystyka przestrajania, bardzo duży
zakres przestrajania(3.,5)dekad w paśmie od DC do ok. 50 MHz.
GENERATORY: dla wyższych częstotliwości, trudno uzyskać liniową
charakterystykę przestrajania w szerokim zakresie przestrajania f-sci
KWARCOWE: powoduje ograniczenia możliwości przestrajania f-sci bo
podstawowa cecha to bardzo duża stałość f-sci, mała dewiacja

Obwody drgań GPN z diodą pojemnościową

Ustalając napięcie polaryzacji diody U

0

ustalamy punkt pracy diody i

spoczynkową częstotliwość pracy generatora f

0

. Jeśli dodatkowo do diody

doprowadzimy napięcie zmienne u

f

to uzyskamy możliwość przestrajania

generatora względem napięcia. Charakterystyka pojemnościowa diody jest
ogólnie nieliniowa.

Obwody rezonatora kwarcowego z diodą pojemnościową:

Jeśli w generatorze zastosujemy układ przestrajania to podobnie jak w
generatorach LC uzyskamy nieliniową charakterystykę przestrajania. Celem
poprawy liniowości przestrajania generatora stosuje się układ z rys b i c

Własności rezonatorów kwarcowych:

O ile dobroć cewek i obwodów rezonansowych maksymalnie osiągają
wartości setek o tyle dobroć rezonatorów kwarcowych mierzymy w
milionach. Przestrajanie tych generatorów z podstawową cechą tych
generatorów tzn bardzo dużą stałością częstotliwości
Rezonatory kwarcowe: 2 rezonanse, szeregowe, równoległe na tych f-sciach
przedstawia charakter rzeczywisty a poza nim impedancyjny, dla rez
kwarcowego do pracy na f rzędu pojedynczych MHz odstęp między
rezonansowy jest nie większy niż kilka kHz;; rez wykorzystująca drgania
podstawowe robione są na zakres do 30 MHz;; można je wykorzystywać w
układzie generatora jako element sprzęgający, który zapewnimax transmisję
z wyjścia do wejścia toru wzmacniającego dla częstotliwości rezonansu
szeregowego z zerowym przesunięciem fazy;; rezonator kwarcowy można
wykorzystać jako element o charakterze indukcyjnym.

Wpływ transmitancji filtru dolnoprzepustowego na stabilność PLL:

Pętla bez filtru jest pętlą I-rzędu, więc problem stabilności nie występuje.
Biegun transmitancji leży na ujemnej części osi rzeczywistej płaszczyzny
zmiennej zespolonej.Pętla bez filtru jest zawsze stabilna, niezależnie od
wzmocnienia pętli. W pętli z filtrem RC oba bieguny transmitancji leżą w
lewej półpłaszczyźnie zmiennej zespolonej.Dla zerowego wzmocnienia pętli
K bieguny występują w pkt S1=0 i S2=-1/τ. Zwiększenie wzmocnienia
powoduje że bieguny zbliżają Się do siebie W pętli z filtrem proporcjonalno-
całkującym bieguny tranzystora występują w S1=0 i S2=-1/τ. Zwiększenie
wzmocnienia powoduje że bieguny zbliżają się do siebie i dla K=K1 stają się
zespolone

Własności dynamiczne pętli przy różnych wymuszeniach

Jak pętla zareaguje jeśli do jej wyjścia doprowadzimy: -sygnał zmodulowany
częstotliwościowo, -sygnał który gwałtownie zmienił fazę; -sygnał który
gwałtownie zmienił częstotliwość; -sygnał z liniową zmianą częstotliwości.

Charakterystyka transmitancji pętli z filtrem

Jeżeli ‘alef’=0,707 to charakterystyka jest maksymalnie płaska i możemy
liczyć na najmniejszy błąd pętli
Najlepiej stosować filtr II-go rzędu, bo wszystkie odpowiedzi na dane
wymuszenie mają zerowy błąd. Jednak petla jest wtedy III-go zrędu i może
utracić stabilność.

Błąd fazy pętli
zależy od początkowej różnicy częstotliwości: -jeśli początkowa różnica
częstotliwości jest mała, to po osiągnięciu synchronizmu błąd wynosi 90

0

; -

jeśli początkowa różnica częstotliwości jest duża to po osiągnięciu
synchronicznemu błąd fazy jest większy/mniejszy od 90

0

Dla pętli bez

filtru: zakres chwytania=zakres trzymania; Dla pętli bez filtru Δω

e

=Δω

t

=K

Pętla z filtrem proporcjonalno-całkującym:

Początkowa różnica częstotliwości fp jest bardzo duża, ale generator ją
zmniejsza aż do osiągnięcia synchronizmu zakres bez filtru Δω

t

=Δω

c

z

filtrem: Δω

t

>Δω

c

( IV )Trajektoria fazy PLL przy dochodzeniu do synchronizmu

Pętla bez filtru z detektorem fazy o sinusoidalnej char. Przejściowej, z
generatorem o liniowej zależności częstotliwości od napięcia sterującego

Równanie opisujące pętle

Odwzorowaniem tego równania na płaszczyźnie fazowej jest trajektoria

fazowa:

Dla dużej początkowej

różnicy pulsacji sygn wej pętli i pulsacji GPN
Synchronizm jest możliwy do osiągnięcia gdy Δω<K
Ponieważ występują punkty równowagi trwałej. Czyli dla Δω >od
zakresutrzymania synchronizm jest niemożliwy do osiągnięcia

Polaryzacja PLL bez filtru na wymuszenie sygnałem ΦM
Charakterystyka transmitancji bez filtru
Im większa będzie częstotliwość sygnału tym GPN odtworzy tą częstotliwość
z większym błędem
Pętla bez filtru F(s)=1 H(s)=K/s+K
Jeżeli sygnał wejściowy pętli w synchronizmie będzie miał stałą
częstotliwość to faza przebicia wyjściowego jest określona tylko fazą
przebicia wyjściowego, gdyż wartość transmitancji pętli H(s) dla s=0 jest
równa 1(0dB) Jeśli sygnał we pętli będzie zmodulowany kątowo, to faza
przebicia wy i transmitancja H(s) dla s>0 różną od jedności. W tym
przypadku przebieg z GPN będzie także zmodulowany kątowo, jednak
dewiacja częstotliwości zmodulowanego przebiegu wy GPN może być inna
niż dewiacja częst. Sygn wej petli. Przy sygnale we z dużą pulsacją
modulacji zmiany fazy sygn wyj pętli nie nadążają w pełni za zmianami fazy
sygnału we

Polaryzacja PLL z filtru na wymuszenie sygnałem ΦM

Rząd pętli jest zawsze o jeden rząd wyższy niż filtru. Jeśli sygnał wej. Petli
jest przebiegiem zmodulowanym kątowo to przebieg z GPN będzie także
zmodulowany kątowo. Przy sygnale wej zmodulowanym z pulsacją
modulacji mniejszą niż pulsacja charakterystyczna pętli ω

n

zmiany sygnału

wy pętli nadążają za zmianami fazy sygnału we. Przy sygnale we z dużą
pulsacją modulacji zmiany fazy sygnału wej. Przy sygnale wej z dużą
pulsacją modulacji zmiany fazy sygnału wyj pętli są inne niż zmiany fazy
sygnału wej. Amplituda modulacji kątowej przebiegu wyj z GPN będzie
mniejsza lub większa niż wej, szybkość zmiany fazy wyj powyżej pulsacji
charakterystyka pętli ω jest tłumiona 40dB/dek w stosunku do szybkości
zmian fazy sygnału wej.

Wpływ transmitancji filtru dolnoprzepustowego na stabilność PLL.
W chwili t=0 różnica częstotliwości sygnału wejściowego pętli f

i

częstotliwości własnej GPN f

0

powoduje, że pętla pracuje asynchronicznie.

Dla t>0 pętla zmierza do synchronizmu w wyniku modulacji częstotliwości
GPN sygnałem z detektora fazy. Osiągnięcie synchronizmu jest możliwe,
jeśli na wyjściu detektora fazy i filtru pojawi się omówiona wcześniej,
narastająca wartość średnia napięcia, sterująca GPN w kierunku zbliżania się
jego częstotliwości średniej do częstotliwości wejściowej pętli i będzie
narastać aż do jej zrównania. Przy dużej różnicy między pulsacją wejściową
pętli a pulsacją GPN pętla nie może osiągnąć synchronizmu. Maksymalna
początkowa różnica częstotliwości musi być mniejsza od wartości parametru
pętli zwanego zakresem chwytania.


BONUSOWY WYKŁAD

DETEKTORY: służą do wykrywania przebiegów zmiennych i
przekształcenia ich do przebiegów stałych lub wolnozmiennych
Podział detektorów amplitudy(napięcia): -wartości skutecznej napięcia; -
wartości śr napięcia;; -wart szczytowej napięcia;
Detektor wartości średniej: pracuje poprawnie jeśli na wyjściu nie będzie
pasożytniczej pojemności bo pojemność zniekształca przebieg

Wartość średnia przebiegu nie równej wartości średniej przebiegu bez
pojemności. Poj na WY jest potrzebna bo musimy odseparować
składową stałą

Detektor wartości szczytowej:

W tych układach niezbędny jest kondensator
Skuteczność (sprawność) demodulacji γ=Umcz/(m*Ucz)

Fluktuacje
powstające przy opadaniu syg. Świadczą o złym odseparowaniu
składowej nośnej. Przy głębokości modulacji m nie większej niż 70%
wartości stałej czasu ω

max

*RC<=(1:-1,5) na czas skoku amplitudy na

wyższą wartość, kondensator C musi się dodatkowo doładować. Przy
rozładowaniu kondensator C nie nadąża i opada z własną stałą czasu.
Wtedy występuje efekt ząbkowania. Powinien on wystąpić przy
ładowaniu i rozładowywaniu kondensatora C. Jeśli jest duża różnica
między częstotliwością nośnej, a często. Obwiedni, to ząbkowanie nie
wystąpi.

Koincydencyjny modulator FM
Koincydencja- równoczesne występowanie pewnych zjawisk lub
zdarzeń. Demodulator koincydencyjny- wartość napięcia stałego na
wyjściu zależy od okresu czasu, w którym 2 jego sygnały WE mają
jednocześnie zadane polaryzacje(zgodne lub przeciwne)
Jeśli sygnał FM nie będzie chwilowo zmodulowany i na jedno z WE
detektora doprowadzimy syg opóźniony o 90

0

to na WY będzie 0

Demodulator FM z pętlą PLL

( V ) Demodulacja synchroniczna: Przebieg sygnału AM:

Informacja zawarta jest tylko w prążkach bocznych

Jeśli taki przebieg

pomnożymy po stronie odbiorczej przez przebieg generatora lokalnego
o częstotliwości równej częstotliwości fali nośnej Ug(t)= Ugcosω

N

t

To w wyniku po odfiltrowaniu zbędnych składowych w.cz. otrzymamy
na WY

Pętla PPL musi być bardzo wąskapracować jako filtr selektywny
PF-przesównik fazowy o 90

0

po to aby wyeliminować błąd fazy PLL

równy 90

0

.Jeśli nośna to cos, to po przejściu przez PLL staje się sin, a

po przejściu przez PF znowu jest cos.

Cel stosowania dynamicznej polaryzacji tranzystora w generatorach LC.

- po wzbudzeniu drgań wzrostowi amplitud sygnału generowanego
towarzyszy odkształcenie przebiegu wyjściowego generatora i zmienia się
jego wartość średnia do której doładowuje się kondensator Ce.
- tor wzmacniający generatora dzięki dynamicznej polaryzacji przejdzie do
pracy w klasie C i uzyskuje się korzystniejsze parametry energetyczne
generatora.

Detektory częstotliwości są odporne na zakłócenia adiabatyczne
Demodulator FM z pojedynczym obwodem rezonansowym odstrojonym
od nośnej

Ad b) Układ rezonansowy jest

odstropny.Zmiany częst. Nośnej powodują zmiany sygnału na WY
obwodu rezonansowego w dyskryminatorze (zgodnie ze strzałkami)

sygnał nadal FM ale ma różne

wartości amplitud.
Detektor amplitudy odetnie ujemne połówki sygnału oraz określi
amplitudy, filtr filtruje składową nośną
Zakres liniowości jest bardzo mały, zwiększenie tego zakrsu uzyskamy
przez połączenie w sposób przeciwny

Obwody rezonansowe trzeba zestroić (jeden w prawo od nośnej, a drugi
w lewo od nośnej) Po zestrojeniu musimy uzyskać krzywą typu S.
sygnał zmodulowany będzie po prostej S, co sprawia że jest bardziej
liniowy i działa w większym zakresie.
Obwody rezonansowe są sprzężone magnetycznie co utrudnia ich
zestrojenie


Zasada działania i własności mieszacza pierścieniowego.
W mieszaczu pierścieniowym w uzwojeniach transformatora zachodzi
kompensacja składowych częstotliwości heterodyny. Napięcie sygnału
wejściowego odkłada się na diodach D3 i D4, więc dla idealnych diod i
symetrii transformatorów napięcia na tych diodach są równe. Ponieważ
środek transformatora jest podłączony do masy dlatego występuje potencjał
zerowy. Diody D1i D2 są połączone równolegle do diod D3 i D4, więc
panują na nich identyczne napięcia jak na diodach D1 i D2. W uzwojeniu
pierwotnym transformatora Tr2 i na wyjściu mieszacza nie indukuje się
składowa o częstotliwości fs. Taki mieszacz jest zrównoważony dla sygnału i
heterodyny. Na wyjściu analizowanego mieszacza nie występują produkty
przemiany z parzystymi harmonicznymi. Na wyjściu tego mieszacza
występują tylko podstawowe produkty przemiany i wynikające z mieszania
sygnału z nieparzystymi harmonicznymi.

Zasada działania i własności multiwibratora monostabilnego.
Elementy rezystancyjne tranzystora T2 są tak dobrane, że po włączeniu
zasilanie T2 jest w nasyceniu. Prąd kolektora T2 powoduje odłożenie się na
rezystorze Re takiego napięcia, że tranzystor T1 zostaje zatkany. Pojemność
C jest naładowany do napięcia Ec-Ub2. W stanie stabilnym na wyjściu
panuje niski poziom napięcia. W stanie stabilnym na wyjściu panuje niski
poziom napięcia. Po doprowadzenia do wejścia dodatniego impulsu
wyzwalającego T1 wchodzi w nasycenie i potencjał na jego kolektorze
obniża się. Ujemny poziom przenosi się na bazę T2 zatykając go i napięcie
na wyjściu osiąga poziom Ec. Rozpoczyna się stan quasi-stabilny. W tym
stanie pojemność C rozładowuje się przez nasycony T1. W trakcie
rozładowania napięcie na bazie T2 wzrasta, gdyż napięcie na Rb2
spowodowane przepływem prądu maleje. Ten proces trwa tak długo, aż
napięcie na bazie T2 osiągnie stan progowy. Po jego osiągnięciu zaczyna
płynąć prąd kolektora T2, zmniejsza się napięcie na wyjściu, rośnie napięcie
na Re i tranzystor T1 się zatyka.

Zasada działania i własności multiwibratora bistabilnego.
Multiwibrator bistabilny jest układowo zbliżony do astabilnego. W tym
układzie sprzężenie pomiędzy tranzystorami nie jest pojemnościowe, lecz
przez rezystory. Kondensatory podłączone równolegle do rezystorów
usprawniają proces przerzutu. Po włączeniu zasilania jeden z tranzystorów

szybciej wejdzie w stan nasycenia, wówczas niski poziom napięcia z jego
kolektora podany bazę drugiego tranzystora spowoduje, że zostanie zatkany i
na jego emiterze wytworzy się wysoki spadek napięcia. Wysokim poziomem
napięcia tranzystor jest utrzymywany w stanie nasycenia, aż do momentu
doprowadzenia ujemnego impulsu wyzwalającego. Napięcie na jego
kolektorze obniży się do poziomu niskiego i spowoduje zatkanie T1. Taki
stan trwa aż do momentu doprowadzania ujemnego impulsu wyzwalającego.
Wtedy nastąpi kolejny przerzut i układ oczekuje na następny impuls
wyzwalający.
( VI ) Własności mieszacza iloczynowego na wzmacniaczu różnicowym.
Wzmacniacz różnicowy w tej konfiguracji ma dwa oddzielne złącza
nieliniowe. Jedno stanowi para różnicowa a drugie źródło prądowe
(tranzystor T3). Własność wzmacniacza na parze różnicowej jest taka, że w
każdej chwili suma prądów kolektorów pary różnicowej jest równa
wydajności źródła prądowego. Napięcie na zaciskach wyjściowych jest
proporcjonalne do różnicy prądów ic1 i ic2. Jeżeli założymy, że mieszacz
taki odznacza się pełną symetrią to nieliniowe przyrosty tych prądów
wywołane przez heterodynę są zgodne w fazie, co oznacza, że jest to
mieszacz zrównoważony dla heterodyny. Prądy kolektorów wywołane
sygnałem wejściowym mają przeciwne znaki w każdej parze różnicowej , a
ponieważ kolektory poszczególnych par są podłączone do rezystorów
obciążenia naprzemiennie, dlatego się wzajemnie kompensują. Jest to
mieszacz zrównoważony dla sygnału i heterodyny, czyli podwójne
zrównoważony
Mieszacz częstotliwości:

Układ elektroniczny przetwarzający sygnał we o częst. F

s

w sygnał wyj o

f

p

(zwaną częst. Pośrednią) taki mieszacz jest trójwrotnikiem mającym wrota

wejściowe sygnałowe S, wejście heterodynowe H i wyjściowe pośredniej
częstotliwości P

Parametry robocze:
-wzmocnienie G lub straty L mieszacza; -impedancja we i wy
-współczynnik szumów, -zakres liniowości dla sygnału; -poziom produktów
intermodulacji,; wymagany poziom mocy heterodyny; -izolacja miedzy
wrotami; wrażliwość powyższych parametrów mieszacza na zmiany:
poziomu heterodyny, temperatury, napięcia zasilania itp.


Zjawiska fizyczne przy dochodzeniu PLL do stanu synchronizmu, przy
wstępnej niezgodności częstotliwości sygnału wejściowego i GPN.

Podczas pracy asynchronicznej, kiedy PLL dochodzi do synchronizmu,
występują duże zmiany błędu fazy. Z tego powodu analiza procesu
dochodzenia do synchronizmu jest problemem złożonym. Na osi X
występuje błąd fazy, a na osi y pochodna tego błedu po czasie, czyli pulsacja.
Trajektoria jest sinusoidą o wartości międzyszczytowej 2K, przesuniętą na
osi Y o początkową różnicę pulsacji wejściowej i własnej GPN Δω.
Przesunięcie na osi X jest jednak większe niż wzmocnienie pętli K, dlatego
trajektoria nie przecina osi X. Oznacza to, że przy tym odstrojeniu jest
zawsze większa od zera i synchronizm nie może być osiągnięty. Gdy
chwilowa pulsacja jest najmniejsza, szybkość przemiatania tej ch-tyki jest
najmniejsza. Gdy napięcie detektora fazy osiąga wartość największą, to
chwilowa różnica pulsacji i szybkość przemiatania ch-tyki jest największa.
Dochodzeniu PLL do synchronizmu towarzyszy więc odkształcenie
przebiegu GPN. Im wartość początkowego rozstrajania będzie bardziej
zbliżona do wartości zakresu trzymania, tym większa będzie wartość średnia
napięcia detektora fazy.
GENERATOR CLAPPA

Generator Clappa jest odmianą generatora Colpittsa z dodatkowym
kondensatorem (na rys. C0), dodanym szeregowo z indukcyjnością.
Generacja w tym układzie jest możliwa jedynie dla częstotliwości większych
niż częstotliwość rezonansu szeregowego LC

3

-w tym zakresie dwójnik ma

charakter indukcyjny. W tym generatorze Pomaże być przestrajany


SPIS TREŚCI:
I
GENERATOR COLPITTSA

Warunek amplitudy dla generatora Colpittsa.
Warunek fazy dla generatora Colpittsa.
GENERATOR HARTLEYA
Warunek fazy dla generatora Hurtley’a.
GENERATOR MEISSNERA
GENERATOR BUTTLERA
Zasada działania i własności generatora Butlera.
II
GENERATOR RC

Układy bierne stosowane w generatorach RC.
UKLADY BIERNE W GENERATORACH RC
generator z mostkiem Wiena

czwornik podwojne T

MULTIWIBRATOR PRZESTRAJANY NAPIECIEM(sprzężenie
emiterowe)
Multiplikator przestrajany elektronicznie(gen Bowesa) lub
MULTIWIBRATOR ze sprzężeniem Emiterowym
Kryteria doboru pojemności dodatkowej w generatorze Clappa
III
DETEKTOR FAZY Z UKLADEM KLUCZUJACYM

Parametry gen pod kątem zastosowania GPN PLL stosuje się
Obwody drgań GPN z diodą pojemnościową
Obwody rezonatora kwarcowego z diodą pojemnościową:
Własności rezonatorów kwarcowych:

Wpływ transmitancji filtru dolnoprzepustowego na stabilność PLL:
Własności dynamiczne pętli przy różnych wymuszeniach
Charakterystyka transmitancji pętli z filtrem
Błąd fazy pętli

Pętla z filtrem proporcjonalno-całkującym:
IV
Trajektoria fazy PLL przy dochodzeniu do synchronizmu

Polaryzacja PLL bez filtru na wymuszenie sygnałem ΦM
Polaryzacja PLL z filtru na wymuszenie sygnałem ΦM
Wpływ transmitancji filtru dolnoprzepustowego na stabilność PLL
DETEKTORY

Detektor wartości średniej

Detektor wartości szczytowej

Fluktuacje
Koincydencyjny modulator FM
V
Demodulacja synchroniczna

Cel stosowania dynamicznej polaryzacji tranzystora w generatorach LC

Detektory częstotliwości

Zasada działania i własności mieszacza pierścieniowego.
Zasada działania i własności multiwibratora monostabilnego.
Zasada działania i własności multiwibratora bistabilnego.
VI
Własności mieszacza iloczynowego na wzmacniaczu różnicowym.
Mieszacz częstotliwości:
Zjawiska fizyczne przy dochodzeniu PLL do stanu synchronizmu, przy
wstępnej niezgodności częstotliwości sygnału wejściowego i GPN.
GENERATOR CLAPPA