22

£¥CZNOŒÆ

Uk³ady radiowe

Świat Radio Styczeń 2005

Jak poprawiæ stabilnoœæ czêstotliwoœci sygna³u w

Jak poprawiæ stabilnoœæ czêstotliwoœci sygna³u w

Jak poprawiæ stabilnoœæ czêstotliwoœci sygna³u w

Jak poprawiæ stabilnoœæ czêstotliwoœci sygna³u w

Jak poprawiæ stabilnoœæ czêstotliwoœci sygna³u w.cz.

.cz.

.cz.

.cz.

.cz.

Uk³ady stabilizacji czêstotliwoœci (2)

Jednym z najwa¿niejszych bloków ka¿dego
urz¹dzenia radiokomunikacyjnego jest
heterodyna, a podstawowym problemem
ka¿dego projektanta jest zapewnienie jej
odpowiedniej stabilnoœci d³ugo- i krótko-
terminowej. Kontynuujemy przedstawienie
mo¿liwych rozwi¹zañ tego problemu wraz
z ich wadami i zaletami.

Uk³ad DAFC

Uk³ad DAFC (cyfrowa automa-

tyczna korekcja czêstotliwoœci)
(rys. 12) w swojej najprostszej po-
staci sk³ada siê z licznika oraz uk³a-
du pamiêtaj¹co-porównuj¹cego,
porównuj¹cego cyfrê odczytan¹
przez licznik z wartoœci¹ wczeœniej
zapamiêtan¹ (w przypadku liczni-
ka binarnego -0-15 wykorzystuje
siê zazwyczaj do tego celu najbar-
dziej znacz¹cy bit licznika odpo-
wiadaj¹cy liczbie 8). Na wyjœciu
uk³adu porównuj¹co-pamiêtaj¹ce-
go istnieje ustalony stan logiczny H
(L) do chwili wykrycia zmiany sta-
nu wyjœcia D licznika. Tym samym
uk³ad stale do³adowuje lub roz³a-
dowuje kondensator integratora,
staraj¹c siê przeciwdzia³aæ zmia-
nom czêstotliwoœci. Stan ustalony
wystêpuje, gdy w czasie kolejnych
wpisów do pamiêci suma stanów H
i L na wyjœciu uk³adu bêdzie sobie
równa, co odpowiada cyfrze 8.
Uk³ad ten jest nazywany uk³adem
ze sta³¹ wartoœci¹ porównywan¹. Is-
tnieje równie¿ bardziej rozbudowa-
na wersja uk³adu DAFC, w której
wartoœæ porównywana mo¿e przy-
jmowaæ zmienne wartoœci. Krok
uk³adu DAFC zale¿y od czêstotli-
woœci odczytywania stanu licznika.

W praktyce uk³ad DAFC wyma-

ga du¿ej sta³ej czasowej filtru (oko³o
10-100s) i jest w stanie reagowaæ tyl-
ko na powolne zmiany czêstotli-
woœci generatora wywo³ane g³ów-
nie efektami termicznymi. Czu³oœæ
uk³adu przestrajaj¹cego powinna

byæ bardzo niska (do 1kHz/V), co
osi¹ga siê najczêœciej, stosuj¹c bar-
dzo s³abo sprzê¿on¹ diodê pojem-
noœciow¹. W przypadku zbyt szyb-
kich zmian czêstotliwoœci uk³ad bê-
dzie przeskakiwa³ na coraz to nowe,
wyznaczone przez raster czêstotli-
woœci. Szumy fazowe generatora
synchronizowanego zale¿¹ prak-
tycznie tylko od VCO, analogicznie
jak w przypadku pêtli PLL z ma³¹
szerokoœci¹ pasma kontrolowanego.

G³ówn¹ wad¹ uk³adu DAFC jest

brak jednoznacznoœci stabilizowa-
nej czêstotliwoœci. Ten typ uk³adu
by³ dawniej doœæ chêtnie stosowa-
ny w uk³adach z cyfrow¹ skal¹
czêstotliwoœci ze wzglêdu na wy-
magan¹ minimaln¹ liczbê elemen-
tów dodatkowych.

Przyk³ad praktycznej realizacji

uk³adu DAFC przedstawiono na
rysunku 13

. Uk³ad DAFC jest bar-

dzo prosty do implementacji pro-
gramowej w przypadku mikropro-
cesorowej skali czêstotliwoœci i mo-
¿e w bardzo prosty sposób pod-
nieœæ jej walory u¿ytkowe. Udosko-
nalon¹ wersjê uk³adu DAFC zapro-
ponowa³ DJ7VY, w której - dziêki
zmodyfikowaniu uk³adu i kluczo-
waniu sygna³u - znacznie zwiêk-
szono szybkoœæ reakcji pêtli DAFC
na zmiany czêstotliwoœci.

FLL

Innym, odmiennym rozwi¹za-

niem stabilizacji czêstotliwoœci ge-
neratora jest czêstotliwoœciowa pêt-
la synchronizacji (FLL). W uk³adzie
tym porównuje siê czêstotliwoœci
przebiegów odniesienia i czêstotli-
woœci stabilizowanej (rys. 14). Ma³y
krok syntezera uzyskuje siê, stosu-

j¹c cyfrowy mieszacz harmoniczny
(przerzutnik D) sterowany przebie-
giem porównywanym i odniesie-
nia. Na wyjœciu mieszacza harmo-
nicznego otrzymuje siê przebieg
o czêstotliwoœci zmieniaj¹cej siê od
0 do 0,5 F

w

, któr¹ mo¿na obliczyæ

z nastêpuj¹cego wzoru:
F

out

= F – k

⋅

F

w

gdzie:
F

out

- czêstotliwoœæ na wyjœciu

mieszacza [Hz] (F

out

<F

w

),

F - czêstotliwoœæ oscylatora syn-
chronizowanego [Hz],
k - liczba ca³kowita 1, 2, 3, 4, ...n,
F

w

- czêstotliwoœæ wzorca [Hz].

W uk³adzie tym symetryczn¹

charakterystykê detektora czêstotli-
woœci uzyskano, porównuj¹c syg-
na³ z wyjœcia mieszacza harmonicz-
nego z

sygna³em wzorcowym

o czêstotliwoœci F

w

/4. Sygna³ b³êdu

uzyskuje siê na skutek dzia³ania
uk³adu ró¿niczkuj¹cego RC (10nF,
330k) i diod 1N4148. Z impulsów
mieszacza cyfrowego jest wydziela-
na sk³adowa ujemna, a z impulsów
sygna³u wzorcowego sk³adowa do-
datnia. Suma obu sk³adowych ste-
ruje integrator o du¿ej sta³ej czaso-
wej i du¿ej rezystancji wewnêtrz-
nej. W przypadku równej wartoœci
czêstotliwoœci porównywanych (od-
niesienia i stabilizowanej) sk³adowe
napiêcia powsta³e na diodach znio-
s¹ siê wzajemnie. W przypadku gdy
czêstotliwoœci te nie bêd¹ sobie rów-
ne, na wyjœciu uk³adu sumatora (re-
zystory 1M) pojawi siê przewaga
jednej ze sk³adowych, a na wyjœciu
integratora pojawi siê skorygowa-
ne napiêcie przestrajaj¹ce czêstotli-
woœæ oscylatora. Uk³adu tego doty-
cz¹ w zasadzie wszystkie ograni-
czenia uk³adu DAFC, jednak
w wielu aplikacjach jest on naj-
prostszym rozwi¹zaniem. Krok ta-
kiego syntezera (raster) jest równy
czêstotliwoœci odniesienia miesza-
cza harmonicznego (F

w

).

Rys. 12. Schemat blokowy uk³adu DAFC

Rys. 13. Przyk³adowy schemat

ideowy uk³adu DAFC

W ŚR 12/04 zostały
zamieszczone:
− pojęcia podstawowe
− praktyczne układy PLL
− pętla fazowa

z mieszaniem

− DDS

PLL – Phase Locked
Loop (fazowa pętla
synchronizacji)
VCO – Voltage
Controlled Oscillator
(generator przestrajany
napięciem)
DDS – Direct Digital
Synthesis (cyfrowa
bezpośrednia metoda
generacji sygnałów)

23

£¹cznoœæ

Świat Radio Styczeń 2005

Szumy fazowe
- rozwi¹zania uk³adowe

Na szumy fazowe syntezera

wp³ywa szereg czynników, w tej
czêœci artyku³u skupiono siê jednak
na rozwi¹zaniach uk³adowych.

Moc szumów fazowych pêtli

PLL z dzielnikiem czêstotliwoœci
mo¿na wyznaczyæ w przybli¿eniu
na podstawie doœwiadczalnego
wzoru:
L

n

=L

1Hz

+ 20log

10

(N) + 10log

10

(F

c

)

gdzie:
L

n

- moc szumów [dBc/Hz]

L

1Hz

- znormalizowana moc szu-

mów detektora fazy [dBc/Hz]
N - stopieñ podzia³u dzielnika pro-
gramowanego
F

c

- czêstotliwoœæ odniesienia kom-

paratora fazy [Hz]

Np. dla uk³adu LMX2315, czês-

totliwoœci odniesienia 200kHz,
stopnia podzia³u dzielnika 4500
i L

1Hz

-206dBc/Hz granica szumów

fazowych wyznaczonych przez
syntezer wynosi -80dBc/Hz. Jak wi-
daæ z powy¿szego wzoru, w prak-
tyce najwiêkszy wp³yw na wartoœæ
szumów fazowych maj¹ szumy de-
tektora fazy i stopieñ podzia³u
dzielnika programowanego. Ka¿de
dwukrotne zwiêkszenie stopnia
podzia³u dzielnika powoduje
zwiêkszenie szumów fazowych
o 6dB (taki sam efekt daje równie¿
dwukrotne powielenie sygna³u).
Dwukrotne zwiêkszenie czêstotli-
woœci odniesienia powoduje po-
gorszenie szumów fazowych
o 3dB. W zwi¹zku z tym staje siê
oczywiste, ¿e zwiêkszaj¹c czêstotli-
woϾ odniesienia dwukrotnie, przy
jednoczeœnie dwukrotnie mniej-
szym stopniu podzia³u dzielnika
programowanego, osi¹gamy po-
prawê szumów fazowych synteze-
ra o 3dB, zachowuj¹c taki sam krok
syntezera. T³umaczy to, dlaczego
we wszystkich rozwi¹zaniach kon-
strukcyjnych d¹¿y siê do zastoso-
wania jak najmniejszego sumarycz-
nego stopnia podzia³u dzielnika
programowanego.

Najprostsz¹ metod¹ obni¿enia

stopnia podzia³u dzielnika, choæ nie-
c¹ k³opotliw¹, jest zastosowanie pêtli
fazowej z mieszaniem. W przypad-
ku zastosowania generatora kwar-
cowego jako generatora pomocni-
czego jego wp³yw na szumy fazowe
w wiêkszoœci zastosowañ mo¿na
praktycznie pomin¹æ. Ciekaw¹ me-
tod¹ obni¿ania szumów fazowych
jest podzia³ czêstotliwoœci wyjœcio-
wej syntezera przez N, w tym wy-
padku mo¿na zmniejszyæ szumy fa-
zowe o 20

⋅

log

10

N w porównaniu do

klasycznej konstrukcji syntezera.
Krok syntezy jest w tym wypadku
równy czêstotliwoœci odniesienia

podzielonej przez stopieñ podzia³u
dzielnika. Rozwi¹zanie to umo¿li-
wia poszerzenie pasma filtru dol-
noprzepustowego i skrócenie czasu
synchronizacji. Granic¹ obni¿ania
szumów fazowych t¹ metod¹ s¹
szumy fazowe zastosowanego
dzielnika czêstotliwoœci.

W przypadku niskoszumnych

oscylatorów uk³ad pêtli fazowej
mo¿e pogorszyæ ich parametry szu-
mowe zamiast je poprawiæ. O szu-
mach fazowych uk³adu PLL decy-
duje jego najs³absze ogniwo, np.
w przypadku syntezera PLL wyko-
nanego w technologi CMOS z pre-
skalerem ECL o czêstotliwoœci od-
niesienia 12,5kHz, czêstotliwoœci
wyjœciowej 144MHz (stopieñ po-
dzia³u dzielnika 11520 razy) odpo-

wiada pogorszenie szumów fazo-
wych wzorca o 81dB. Szumy fazo-
we wyznaczone s¹ w tym wypad-
ku przez szumy dzielnika dziel¹ce-
go czêstotliwoœæ odniesienia i de-
tektora fazy i wynosz¹ oko³o
-120dBc/Hz (technologia CMOS).
Daje to poziom szumów fazowych
oscylatora wynosz¹cy -40dBc/Hz
w zakresie strefy kontroli. Paramet-
ry szumowe preskalera ECL o szu-
mach fazowych -140dBc/Hz nie zo-
stan¹ w tym wypadku wykorzysta-
ne. Jeœli jednak uk³ad pracuje z ma-
³¹ czêstotliwoœci¹ krytyczn¹, nie
zostanie to nawet przez korens-
pondenta zauwa¿one, gdy¿ o para-
metrach szumowych uk³adu bê-
dzie decydowa³ uk³ad VCO. Oczy-
wiœcie s¹ to wszystko rozwa¿ania
bardzo uproszczone, choæ oddaj¹
one istotê problemu.

Opis elementów pêtli PLL

Rozpatruj¹c uk³ad PLL, warto

popatrzeæ na niego, jak na zwy-
czajny uk³ad regulatora, w którym
ka¿demu ze sk³adników mo¿na
przypisaæ pewn¹ wartoœæ wzmoc-
nienia i przesuniêcia fazowego.
Tak jak w ka¿dym innym uk³adzie
regulatora (obwodu ujemnego
sprzê¿enia zwrotnego), problem

w projektowaniu pêtli fazowej po-
lega na odpowiednim dobraniu
wartoœci elementów. Dla otwartej
pêtli sprzê¿enia zwrotnego (przy
czêstotliwoœci dla której wartoœæ
wzmocnienia jest równa jednoœci -
czêstotliwoœæ krytyczna) trzeba za-
pewniæ odpowiedni¹ ró¿nicê fazy
(margines fazy) pomiêdzy 180°
a przesuniêciem wnoszonym przez
bloki uk³adu PLL.

Przesuniêcie fazy w pêtli PLL

wynika z szeregu czynników. Pier-
wszym i najwa¿niejszym jest sam
proces ca³kowania - porównujemy
fazy sygna³ów, ale zmieniamy jego
czêstotliwoœæ. Wprowadza to prze-
suniêcie fazowe do pêtli o wartoœci
90°. Jeœli dodatkowo uwzglêdnimy
wp³yw takich elementów jak de-

tektor fazy i filtr dolnoprzepusto-
wy, mo¿e okazaæ siê, ¿e wnosz¹
one opóŸnienie wiêksze od 90° dla
czêstotliwoœci krytycznej. Wywo³a
to oscylacje pêtli PLL - niestabil-
noœæ w jej dzia³aniu.

Dobre parametry dynamiczne

pêtli PLL uzyskuje siê, zapewniaj¹c
odpowiedni margines fazy. Zwykle
uwa¿a siê, ¿e wartoœæ ta powinna
wynosiæ 45° - mniejsze wartoœci
marginesu fazy pogarszaj¹ stabil-
noœæ pêtli, wiêksze pogorszaj¹
w³asnoœci filtruj¹ce pêtli i t³umienie
sygna³ów odniesienia z detektora
fazy. Teoretycznie wartoϾ wzmoc-
nienia uk³adu powinna byæ nie-
skoñczenie du¿a ze wzglêdu na
mniejszy b³¹d regulacji. W prakty-
ce jednak musi ona przyj¹æ okreœ-
lon¹ skoñczon¹ wartoœæ ze wzglê-
du na koniecznoϾ zapewnienia
odpowiedniego marginesu fazy
i wzrost wra¿liwoœci uk³adu na za-
k³ócenia ze wzrostem wzmocnienia
(pasmo szumowe). Poniewa¿ w za-
sadzie jedynym parametrem na
którego przesuniêcie fazowe mo¿e-
my wp³ywaæ (w przypadku uk³a-
dów scalonych pêtli PLL) jest filtr
dolnoprzepustowy, do jego projek-
towania przyk³ada siê szczególn¹
uwagê.

Rys. 14. Przyk³adowy schemat ideowy uk³adu FLL

DAFC − Digital
Automatic Frequency
Correction (cyfrowa
automatyczna
korekcja
częstotliwości)
FLL − Frequency
Locked Loop
(częstotliwościowa
pętla synchronizacji)

Szumy fazowe oscylatora s¹ w stanie zepsuæ selektywnoœæ nawet

najlepszych filtrów kwarcowych i s¹ Ÿród³em sygna³ów paso¿ytniczych

w widmie nadajnika.

24

£¥CZNOŒÆ

Uk³ady radiowe

Świat Radio Styczeń 2005

nicy faz sygna³ów mierzonych.
W przypadku gdy czêstotliwoœci
odniesienia i porównywanego syg-
na³u s¹ ró¿ne, sygna³em wyjœcio-
wym jest sygna³ o zmiennej ampli-
tudzie, co mo¿e byæ wykorzystane
do stwierdzenia braku synchroni-
zacji generatora. W stanie synchro-
nizacji detektor próbkuj¹co-pamiê-
taj¹cy zapewnia bardzo czyste wid-
mo sygna³u wyjœciowego sta³ona-
piêciowego, na tle którego wystêpu-
j¹ niewielkie iloœci wysokoczêstotli-
woœciowych sygna³ów bêd¹cych
produktami prze³¹czania klucza.
Sygna³ porównywany w detektorze
próbkuj¹co-pamiêtaj¹cym musi byæ
sygna³em, w którym wraz ze zmia-
n¹ fazy istnieje ci¹g³a zmiana napiê-
cia (tzn. ¿e dla ró¿nych wartoœci fa-
zy mo¿emy przypisaæ ró¿ne wartoœ-
ci napiêæ), a wiêc mo¿e byæ sygna-
³em sinusoidalnym, trójk¹tnym lub
pi³okszta³tnym, ale nie mo¿e byæ
sygna³em prostok¹tnym.

Charakterystyka detektora

próbkuj¹co-pamiêtaj¹cego zale¿y
od mierzonego przebiegu, wiêc jeœ-
li próbkujemy napiêcie trójk¹tne,
otrzymamy trójk¹tn¹ charakterys-
tykê detektora. W przypadku po-
równywania sygna³u prostok¹tne-
go uk³ad wymaga dodatkowo filtru
odfiltrowuj¹cego wy¿sze harmo-
niczne, a tym samym przekszta³ca-
j¹cych sygna³ prostok¹tny w sinu-
soidalny. W przypadku gdy sygna³
jest stabilny, nie ma koniecznoœci
próbkowania przebiegu co ka¿dy
okres przebiegu porównywanego
(czêœæ okresów mo¿na omin¹æ).
Uk³ad zachowuje siê wtedy jak de-
tektor fazy po³¹czony z miesza-
czem harmonicznym (tzn. takim,
którego sygna³em wyjœciowym jest
ró¿nica czêstotliwoœci pomiêdzy
sygna³em wejœciowym a ca³kowity-
mi wielokrotnoœciami czêstotliwoœ-
ci odniesienia). Funkcjê klucza
prze³¹czaj¹cego, w zakresie do
30MHz, mo¿e pe³niæ np. klucz
z uk³adu HC4066, do oko³o kilkuset
MHz tranzystor FET, zaœ do kilku-
dziesiêciu GHz klucz diodowy.

Rozwi¹zania detektorów prób-

kuj¹co-pamiêtaj¹cych na zakres gi-
gahercowy mo¿na ³atwo zaadapto-
waæ z sond próbkuj¹cych oscylo-
skopów próbkuj¹co-pamiêtaj¹cych.
Do wytwarzania impulsów Diraca
o szerokoœci paru ns stosuje siê
bramki cyfrowe, wykorzystuj¹c zja-
wisko czasu propagacji. Krótszy
czas mo¿na uzyskaæ, stosuj¹c diodê
³adunkow¹ lub znacznie tañsz¹ dio-
dê pin (kilkaset-kilkadziesi¹t ps).

Wa¿n¹ cech¹ uk³adu próbkuj¹-

co-pamiêtaj¹cego jest mo¿liwoœæ
synchronizacji pêtli na czêstotli-
woœciach harmonicznych z czêstot-
liwoœci¹ odniesienia. Zwi¹zana

Literatura:
Jochen Jirman DB1NV:
Theory and Practise of
the Frequency
Synthesiers.
VHF Communication 2,
3/1993
U. Tietze, CH. Schenk:
Układy
półprzewodnikowe
J. Baranowski, G.
Czajkowski: Układy
elektroniczne część 2
www.national.com
www.mwrf.com
www.motorola.com

Detektor fazy

Detektor fazy jest uk³adem gene-

ruj¹cym w idealnym przypadku na-
piêcie sta³e, które jest proporcjonal-
ne tylko do ró¿nicy faz sygna³ów
wejœciowych i mo¿e byæ on trakto-
wany w uproszczeniu jako mie-
szacz czêstotliwoœci o czêstotliwoœci
poœredniej równej zero. Podstawo-
wym parametrem charakteryzuj¹-
cym detektor fazy jest jego czu³oœæ,
definiowana jako przyrost napiêcia
na radian (V/rad) lub, w przypadku
detektorów ze Ÿród³ami pr¹dowy-
mi, pr¹du na radian (A/rad).

W praktycznych uk³adach po¿¹-

dane jest wysokie wzmocnienie de-
tektora fazy, poniewa¿ zapewnia
ono du¿¹ czu³oœæ na b³êdy fazowe,
a ponadto obni¿a wp³yw szumów
generowanych przez elementy ak-
tywne filtru pêtli.

Funkcjê detektora fazy mo¿e

pe³niæ praktycznie dowolny ele-
ment nieliniowy, jednak w celu
uzyskania odpowiednio dobrych
parametrów uk³adu PLL musi spe³-
niaæ on dodatkowo kilka warun-
ków (takich jak dobre t³umienie
sygna³ów zak³ócaj¹cych oraz wyso-
ka czu³oœæ).

W³aœciwoœci i charakterystyka

zastosowanego detektora w zasad-
niczy sposób wp³ywaj¹ na w³aœci-
woœci uk³adu PLL. W praktyce de-
tektory fazy dzieli siê najczêœciej na
detektory analogowe i cyfrowe.

Detektory analogowe wykonuje

siê, wykorzystuj¹c najczêœciej ana-
logowy uk³ad mno¿¹cy, znany pod
nazw¹ mieszacza podwójnie zrów-
nowa¿onego. Gdy do jego wejœæ
doprowadzimy sygna³y o takich sa-
mych czêstotliwoœciach ale przesu-
niête miêdzy sob¹ w fazie, to na je-
go wyjœciu pojawi siê napiêcie sta³e
proporcjonalne do ró¿nicy faz syg-
na³ów wejœciowych oraz silny za-
k³ócaj¹cy sygna³ o podwojonej
czêstotliwoœci wejœciowej (który
musi byæ usuniêty za pomoc¹ filtru
dolnoprzepustowego). Uk³ad ten
ma jednak szereg wad, do których
nale¿¹: wra¿liwoœæ na amplitudy
sygna³ów, a nie tylko na ich fazê,
mo¿liwoœæ synchronizacji z silnym
sygna³em zak³ócaj¹cym, którego

produkt mieszania zawiera pro-
dukt o sta³ym napiêciu (synchroni-
zacja na harmonicznych), przeni-
kanie sygna³u wejœciowego na wyj-
œcie detektora fazy w przypadku
niedostatecznej symetrii uk³adu
oraz koniecznoϾ pracy z impulsa-
mi symetrycznymi. Zalet¹ uk³adu
jest natomiast stosunkowo du¿a
³atwoœæ wykonania detektora fazy
nawet na zakres gigahercowy. Fun-
kcjê detektora analogowego mog¹
pe³niæ zarówno mieszacze aktyw-
ne (takie jak UL1042, NE612), jak i
mieszacze diodowe (np. IEE 500).
Mieszacze diodowe mimo swoich
wad (stosunkowo niska czu³oœæ,
wystêpowanie zbêdnych w tym
zastosowaniu produktów miesza-
nia) umo¿liwiaj¹ osi¹gniêcie naj-
mniejszego poziomu szumów fa-
zowych i u¿ywane s¹ w najbar-
dziej krytycznych aplikacjach np.
w miernikach szumów fazowych
(rys. 15).

Detektory próbkuj¹co-pamiêta-

j¹ce s¹ odmian¹ detektora mno¿¹-
cego z t¹ ró¿nic¹, ¿e sygna³em od-
niesienia jest sygna³ o du¿ej ampli-
tudzie i bardzo krótkim okresie
trwania (impuls Diraca), steruj¹cy
prze³¹cznikiem elektronicznym.
Dzia³anie uk³adu polega na okreso-
wym próbkowaniu sygna³u porów-
nywanego za pomoc¹ sterowanego
sygna³em Diraca prze³¹cznika
(czêstotliwoœæ odniesienia) i zapa-
miêtaniu zmierzonej wartoœci na-
piêcia proporcjonalnej do ró¿nicy
faz w kondensatorze pamiêtaj¹cym
(rys. 16a i b).

W celu prawid³owego dzia³ania

detektora próbkuj¹co-pamiêtaj¹ce-
go konieczne jest obci¹¿enie kon-
densatora pamiêtaj¹cego du¿¹ re-
zystancj¹.

W przypadku gdy czêstotliwoœæ

porównywana i impulsów Diraca
s¹ sobie równe, sygna³ wyjœciowy
jest sygna³em sta³onapiêciowym
o wartoœci proporcjonalnej do ró¿-

Rys. 15. Schemat mieszacza diodowego

b)

Rys. 16. a) Zasada dzia³ania detektora
próbkuj¹co-pamiêtaj¹cego
b) przebiegi w uk³adzie detektora

a)

Detektor fazy zamienia ró¿nicê faz na sygna³ koryguj¹cy VCO. Wybór
detektora fazy wp³ywa w zasadniczy sposób na w³asnoœci pêtli PLL.

25

£¹cznoœæ

Świat Radio Styczeń 2005

z ni¹ koniecznoœæ wstêpnego do-
strojenia uk³adu do czêstotliwoœci
zadanej (funkcjê tê najlepiej bêdzie
pe³ni³ detektor czêstotliwoœci i fa-
zy). Najwa¿niejsz¹ zalet¹ uk³adu
próbkuj¹co-pamiêtaj¹cego jest du-
¿a czystoœæ widmowa otrzymanego
sygna³u. Detektor tego typu wyko-
rzystuje bardzo popularny uk³ad
SAA 1057, a w udoskonalonej wer-
sji doskona³y uk³ad MC145159.
Przyk³adowe rozwi¹zanie detekto-
ra próbkuj¹co-pamiêtaj¹cego poka-
zano na rysunku 17.

Cyfrowe detektory fazy

Oddzieln¹ grupê detektorów fa-

zy stanowi¹ detektory cyfrowe,
tzn. takie, które zbudowane s¹
z elementów logicznych - przerzut-
ników i bramek. Detektory cyfrowe
mo¿na podzieliæ na detektory fazy
i detektory czêstotliwoœci i fazy.

Funkcjê detektorów fazy mog¹

pe³niæ praktycznie wszystkie typy
bramek logicznych. Doprowadza-
j¹c do ich wejœæ przebiegi porów-
nywane otrzymuje siê na ich wyj-
œciu sygna³ o zmiennej szerokoœci
impulsu wyjœciowego, proporcjo-
nalny do przesuniêcia fazowego

porównywanych sygna³ów. Naj-
czêœciej stosowanym rodzajem
bramki jest bramka EXOR. Jej zale-
t¹ jest dwukrotnie wy¿sza czu³oœæ
detektora w porównaniu z innymi
detektorami bramkowymi oraz
podwojenie czêstotliwoœci wejœcio-
wej - u³atwia to odfiltrowanie im-
pulsów zak³ócaj¹cych. Wszystkie
detektory bramkowe, w celu uzys-
kania optymalnych parametrów
detektora, wymagaj¹ impulsów
prostok¹tnych o wspó³czynniku
wype³nienia 50%. Synchronizacja
na harmonicznych jest równie¿
mo¿liwa, gdy przynajmniej jeden
z impulsów ma wspó³czynnik wy-
pe³nienia równy 50%. Uk³ad ten nie
reaguje jednak na krótkie impulsy.

Charakterystyka detektora

bramkowego jest symetryczna (tak
jak i innych wczeœniej opisywa-
nych detektorów fazy), w zwi¹zku
z czym nie istnieje koniecznoϾ za-
pewnienia odpowiedniej polaryza-
cji sygna³u tzn. nie ma znaczenia,
które z wejœæ bramki bêdzie wyko-
rzystane jako wejœcie czêstotliwoœci
odniesienia, a które jako czêstotli-
woœci porównywanej. W zwi¹zku
z tym nie ma równie¿ znaczenia

ewentualne odwrócenie znaku na-
piêcia steruj¹cego czêstotliwoœæ
VCO we wzmacniaczu filtru. Mimo
swojej prostoty detektory bramko-
we posiadaj¹ szereg wad, takich
jak np. du¿a trudnoœæ odfiltrowa-
nia sygna³u, a tym samym posze-
rzenie widma sygna³u VCO. Wad¹
tego typu uk³adów jest równie¿
ograniczony zakres synchronizacji
wynikaj¹cy ze sposobu, w jaki pêt-
la z detektorem dochodzi do stanu
synchronizmu (polegaj¹cy na okre-
sowym modulowaniu w sposób
ci¹g³y czêstotliwoœci VCO a¿ do
zsynchronizowania siê generato-
rów). W przypadku gdy czêstotli-
woœæ na wyjœciu bramki jest zbyt
silnie t³umiona przez filtr dolno-
przepustowy, pêtla nie mo¿e dojœæ
do stanu synchronizmu. Wadê tê
mo¿na usun¹æ, stosuj¹c drugi de-
tektor (zboczowy), reaguj¹cy na
fazê i czêstotliwoœæ w celu u³at-
wienia i przyœpieszenia synchroni-
zacji generatorów. Przyk³adowe
zale¿noœci czasowe bramkowewgo
detektora fazy wykonanego na
bramce EXOR, AND i OR pokaza-
no na rysunku 18.

Detektory zboczowe
czêstotliwoœci i fazy

Wad¹ opisanych wczeœniej de-

tektorów fazy by³ ich ograniczony
zakres synchronizacji (pêtla nie
synchronizowa³a siê, je¿eli pocz¹t-
kowa ró¿nica czêstotliwoœci prze-
kroczy³a okreœlon¹ wartoœæ zwan¹
zakresem chwytania). Napiêcie ste-
ruj¹ce powodowa³o jedynie okre-
sow¹ modulacjê czêstotliwoœci
VCO, a nie przestraja³o go w wy-
maganym kierunku.

Zupe³nie inaczej zachowuje siê

uk³ad pokazany na rysunku 19.
Sk³ada siê on w najprostszej posta-
ci z dwóch przerzutników typu D,
bramki resetuj¹cej oraz dwóch klu-
czowanych Ÿróde³ pr¹dowych.
Gdy oba przerzutniki s¹ wyzero-
wane, a zbocze x

2

wyprzedza x

1

, to

na wyjœciu przerzutnika D

2

pojawi

siê stan wysoki, który uaktywnia
Ÿród³o pr¹dowe. Trwa on do chwi-
li, gdy pojawi siê zbocze x

1

zeruj¹ce

przerzutniki, a ca³y proces rozpo-

Rys. 17. Przyk³adowe rozwi¹zania detektora próbkuj¹co-pamiêtaj¹cego

Rys. 18. Przyk³adowe zale¿noœci czasowe bramkowego detektora fazy

Rys. 19. Schemat detektora

zboczowego czêstotliwoœci i fazy

26

£¥CZNOŒÆ

Uk³ady radiowe

Świat Radio Styczeń 2005

cznie siê od nowa. Na wyjœciu
uk³adu otrzymujemy wiêc ci¹g do-
datnich impulsów prostok¹tnych.
Ci¹g impulsów ujemnych otrzyma-
my, gdy zbocze x

1

wyprzedzi zbo-

cze x

2

. Wynika st¹d, ¿e sygna³ wyj-

œciowy jest proporcjonalny do
przesuniêcia fazowego pomiêdzy
przebiegami x

1

a x

2

, a jego znak za-

le¿y od tego, które ze zboczy jest
pierwsze.

W uk³adzie tym sygna³ o wiêk-

szej czêstotliwoœci zawsze bêdzie
powodowa³ uaktywnienie Ÿród³a
pr¹dowego, a o mniejszej czêstotli-
woœci zerowa³ uk³ad (powoduje to,
¿e tylko sygna³ o wiêkszej czêstotli-
woœci generuje sygna³ przestrajaj¹-
cy). Wynika st¹d, ¿e ten typ detek-
tora jest wra¿liwy równie¿ na czês-
totliwoœæ. Dlatego te¿ nie jest
w tym wypadku bez znaczenia,
które z wejœæ jest wejœciem czêstot-
liwoœci odniesienia, a które czêstot-
liwoœci porównywanej. Zamienie-
nie ze sob¹ miejscami wejœæ detek-
tora fazy wymaga odwrócenia cha-
rakterystyki przestrajania VCO.
Du¿¹ zalet¹ tego uk³adu jest nie-
wra¿liwoœæ na wspó³czynnik wy-
pe³nienia porównywanych impul-
sów. Powoduje to, ¿e mo¿e byæ on
stosowany do pracy zarówno
z sygna³ami cyfrowymi o ma³ym,
jak i du¿ym wspó³czynniku wype³-
nienia. W stanie synchronizacji nie
s¹ te¿ generowane ¿adne sygna³y
(poza pewnymi zak³óceniami zwi¹-
zanymi z zerowaniem przerzutni-
ków) - wyjœcie uk³adu przechodzi
do stanu wysokiej impedancji.

Podstawow¹ wad¹ detektorów

zboczowych jest fakt, ¿e w przy-
padku ma³ej ró¿nicy czasowej po-
miêdzy porównywanymi zboczami
szerokoœæ impulsu wyjœciowego
nie zale¿y tylko od odstêpu miêdzy
porównywanymi impulsami, ale
i od czasu propagacji przerzutni-
ków i bramki zeruj¹cej. Powoduje
to, ¿e napiêcie generowane przez
detektor nie jest ju¿ proporcjonal-
ne tylko do ró¿nicy faz - wystêpuje
zjawisko tzw. martwej strefy. Efek-
tem tego s¹ ci¹g³e zmiany czêstotli-
woœci sygna³u wokó³ czêstotliwoœci
noœnej do chwili gdy stan¹ siê one
na tyle du¿e, ¿e detektor bêdzie
próbowa³ je skompensowaæ (powo-
duje to poszerzenie widma sygna³u
oscylatora). Zjawisko to jest szcze-
gólnie niekorzystne dla wysokich
czêstotliwoœci porównywania -
w przypadku zastosowania takiego
syntezera w radiotelefonie FM mo-
¿e byæ ³atwo wykryte za pomoc¹
odbiornika CW z w¹skim filtrem.

Wzmocnienie detektora fazy za-

le¿y wprost proporcjonalnie od
wartoœci pr¹du emitowanego (ab-
sorbowanego) przez Ÿród³a pr¹do-
we. Pozwala to w prosty sposób na
regulacjê wzmocnienia detektora
fazy. Wiêksze wartoœci pr¹du wyj-
œciowego pozwalaj¹ zmniejszyæ
wartoœci rezystancji w filtrze dol-
noprzepustowym, a tym samym
obni¿yæ generowane na nich szu-

my termiczne (najbardziej krytycz-
ne aplikacje). Wymaga to oczywiœ-
cie proporcjonalnego zwiêkszenia
pojemnoœci filtru. Zakres napiêæ
wyjœciowych Ÿróde³ pr¹dowych
musi pokrywaæ zakres przestraja-
nia VCO. W przeciwnym razie
uk³ad bêdzie wymaga³ dodatkowe-
go wzmacniacza napiêcia sta³ego.

Obecnie nie projektuje siê ju¿

detektorów czêstotliwoœci i fazy
bez Ÿróde³ pr¹dowych (np. 4046)
z powodu ich nieliniowego wzmo-
cnienia w funkcji napiêcia wyjœcio-
wego detektora, spowodowanego
zmienn¹ rezystancj¹ wyjœciow¹
FET-ów w funkcji napiêcia wyjœcio-
wego (technika CMOS). Wzmoc-
nienie to zale¿a³o nawet od kierun-
ku przestrajania VCO. Wykonuj¹c
samodzielnie detektor z Ÿród³ami
pr¹dowymi, nale¿y zachowaæ sta³y
pr¹d ³adowania i roz³adowania de-
tektora w funkcji napiêcia zasilaj¹-
cego i temperatury. Obecnie kon-
struktorzy tego typu uk³adów
szczególny nacisk k³ad¹ na reduk-
cjê szerokoœci martwej strefy.

Pierwszy i najprostszy ze sposo-

bów redukcji martwej strefy polega
na zastosowaniu jak najszybszych
technologii wykonania przerzutni-
ka i bramki zeruj¹cej. W przypad-
ku klasycznych uk³adów CMOS
pomaga podniesienie napiêcia zasi-
laj¹cego (ze wzglêdu na skrócenie
czasów propagacji). Wynika st¹d,
¿e starsze syntezery, wykonane
w wolnej technologii CMOS, maj¹
gorsze parametry szumowe od
nowszych, wykonanych w techno-
logii HC (a szczególnie AC).

Druga z metod polega na u¿yciu

detektora fazy i czêstotliwoœci tylko
do zgrubnego dostrojenia do czês-
totliwoœci zadanej. Nastêpnie za-
chodzi przekazanie kontroli czêstot-
liwoœci detektorowi analogowemu
(praktycznie zawsze próbkuj¹co-pa-
miêtaj¹cemu) (uk³ad SAA 1057) lub -
rzadziej - detektorowi bramkowe-
mu (Analog Devices). Stosuje sie te¿
równoleg³¹ pracê obu detektorów
(Unisynt 2002, SP3ABG). Mo¿na
u¿yæ dwóch detektorów czêstotli-
woœci i fazy jednoczeœnie, przy

czym jeden z detektorów sterowa-
ny jest sygna³em przesuniêtym
w fazie za pomoc¹ bramki lub bra-
mek opóŸniaj¹cych. Powoduje to,
¿e tylko jeden detektor w danym
okresie mo¿e znajdowaæ siê w mart-
wej strefie. W³aœciwy sygna³ wy-
jœciowy uzyskuje siê, sumuj¹c syg-
na³y z obu detektorów. Technikê tê
wykorzystuje uk³ad TBB200.

Istniej¹ równie¿ inne rozwi¹za-

nia tego problemu, np. zastosowa-
nie dodatkowego rezystora o bar-
dzo du¿ej wartoœci rezystancji ob-
ci¹¿aj¹cego filtr, a tym stale „lekko”
wytr¹caj¹cego uk³ad ze stanu rów-
nowagi tak, ¿e znajduje siê on poza
zakresem martwej strefy.

Na parametry szumowe detek-

tora czêstotliwoœci i fazy dla ni¿-
szych czêstotliwoœci porównywa-
nia g³ówny wp³yw wywieraj¹ pr¹-
dy up³awnoœciowe, zaœ dla wiêk-
szych czêstotliwoœci przewa¿aj¹
efekty czasowe zwi¹zane z czasami
propagacji.

Najczêstsz¹ przyczyn¹ niew³aœ-

ciwego dzia³ania pêtli PLL z detek-
torem czêstotliwoœci i fazy jest od-
wrócenie znaku napiêcia steruj¹ce-
go przez wzmacniacz aktywny pêt-
li lub (mo¿liwa nawet w wielu
uk³adach scalonych) zamiana pro-
gramowa pomiêdzy sob¹ wejœæ
czêstotliwoœci odniesienia i czêstot-
liwoœci porównywanej. Powoduje
to korekcjê czêstotliwoœci w nie-
w³aœciw¹ stronê. Podobnym b³ê-
dem jest nieodwrócenie charakte-
rystyki detektora czêstotliwoœci
i fazy w uk³adach pêtli fazowych
z mieszaniem w przypadku, gdy
czêstotliwoœæ porównywana jest
mniejsza od czêstotliwoœci pomoc-
niczej. Charakterystykê detektora
czêstotliwoœci i fazy odwraca siê za-
mieniaj¹c miêdzy sob¹ wejœcia czês-
totliwoœci odniesienia i porówny-
wanej. W przypadku podwójnych
pêtli PLL mo¿liwe jest wystêpowa-
nie zak³óceñ wynikaj¹cych z ró¿nej
czêstotliwoœci porównywania (F

1

-

F

2

). Np. dla czêstotliwoœci odniesie-

nia 30 i 25kHz mog¹ wystêpowaæ
zak³ócenia o czêstotliwoœci 5kHz
(wynikaj¹ce z faktu, ¿e dwa detek-
tory jednoczeœnie prze³¹czaj¹ swoje
Ÿród³a pr¹dowe). Zak³ócenie tego
typu przenosz¹ siê przez zasilanie.

Na podstawie powy¿szych przy-

k³adów doskonale widaæ, ¿e wybór
odpowiedniego detektora fazy
(uk³adu scalonego) w sposób klu-
czowy wp³ywa na parametry pêtli
fazowej. Okazuje siê te¿, ¿e najlep-
sze parametry mo¿na uzyskaæ przy
u¿yciu elementów dyskretnych,
a nie uk³adów scalonych (kosztem
wiêkszej komplikacji uk³adu).

Rafa³ Orodziñski SQ4AVS

cdn.

Adres autora:
[e-mail]

Detektory zboczowe czêstotliwoœci i fazy s¹ podstawowym typem
detektora stosowanym we wspó³czesnych uk³adach scalonych.