Spis treści.

Strona :

1. Streszczenie.

2. Wykaz stosowanych oznaczeń.

3. Wstęp.

4. Wiadomości o układach wykorzystanych w pracy.

1. Wzmacniacze operacyjne.

2. Bramki cyfrowe.

3. Przerzutniki.

4. Liczniki.

5. Rejestry.

6. Wiadomości wstępne o fali akustycznej.

5. Koncepcje rozwiązania.

1. Cyfrowy miernik przesunięcia fazowego.

2. Fazomierz cyfrowy.

6. Realizacja rozwiązania.

1. Od pomysłu do układu .

2. Pomiar cyfrowy.

3. Układ elektroniczny.

7. Badania laboratoryjne

1. Oscylogramy.

2. Wyznaczanie szybkości układów .

3. Wyznaczanie czasu propagacji przerzutnika.

4. Wyznaczanie węzłów i strzałek w fali akustycznej.

8. Wnioski.

9. Dodatek.

1. Dane techniczne miernika.

2. Schematy montażowe.

3. Płytki drukowane .

4. Schemat ideowy całości .

5. Wykaz elementów .

6. Widok płyty czołowej.

7. Literatura.

8. Kosztorys.

1.Streszczenie

Celem naszej pracy dyplomowej było zaplanowanie i wykonanie cyfrowego miernika fazy. Wykonany przez nas miernik jest przeznaczony do pomiaru przesunięcia fazowego pomiędzy dwoma sygnałami małej częstotliwości z dokładnością do jednego stopnia. Za pomocą tego miernika można również wyznaczyć węzły i strzałki w fali akustycznej, stosując do tego dość prosty układ.

Zbudowany przez nas miernik przebadaliśmy ponadto w pracowni elektronicznej pod kątem jego parametrów oraz sporządziliśmy dokumentację techniczną zawierającą opisy budowy, schematy i zasadę działania poszczególnych bloków. Dokumentacja techniczna zawiera ponadto przebiegi sygnałów po przejściu przez poszczególne bloki miernika.

2.Wykaz stosowanych oznaczeń.

R - rezystancja

u1 - przebieg napięcia odniesienia

u2 - przebieg napięcia w fazie

Ψ1 - faza początkowa przebiegu napięcia odniesienia

Ψ2 - faza przebiegu napięcia przesuniętego w fazie

Τ - okres

t - czas

fN - częstotliwość generatora wzorcowego

UWE - napięcie sygnału wejściowego doprowadzonego do

wejścia miernika

fWE - częstotliwość sygnału doprowadzonego do wejścia

miernika

f - częstotliwość drgań

n1 - wskazania licznika przy pierwszym kroku

n2 - wskazania licznika przy drugim kroku

IŚR - wartość średnia prądu

U - napięcie na diodzie

q - ładunek elektronu

k - stała Boltzmana

T° - temperatura bezwzględna w Kelwinach

IS - prąd nasycenia

i - wartość chwilowa prądu

e1 - wejściowy sygnał odniesienia

e2 - wyjściowy sygnał odniesienia

E1 - wartość skuteczna wejściowego syg. odniesienia

E2 - wartość skuteczna wyjściowego syg. odniesienia

CLK - wejście zegarowe

RST - wejście zerujące

Q0...Q14 - wyjścia układów

K,S,J - wejścia przerzutnika

S0...S3 - wejście pamięci pośredniej

a...g - wyjścia sterujące wyświetlaczami

A...D - wejścia układu przetwarzającego kod BCD na

kod 7 - segmentowy

A1...A4 - wejścia układu przetwarzającego kod szeregowy

na kod BCD

R0...R3 - wejścia pamięci

λ - długość fali

16. - ciśnienie akustyczne

Ι - natężenie dźwięku

MMV - multiwibrator monostabilny

f0 - częstotliwość odniesienia

Hz - jednostka częstotliwości [ herc]

c - prędkość dźwięku

PA - moc akustyczna

S - powierzchnia

IŚR - wartość średnia prądu

3.Wstęp

a) Wiadomości ogólne o przesunięciu fazowym.

W każdym układzie elektronicznym zawierającym kondensator lub cewkę występują zależnie od częstotliwości przesunięcia fazowe. W zależności od przeznaczenia układu przesunięcia takie mogą być pożądane lub niepożądane, nieodłączne lub pasożytnicze, ważne lub nieistotne.

Przesunięciem fazowym przebiegów sinusoidalnych nazywamy różnicę faz początkowych dwóch przebiegów o tej samej częstotliwości.

b) Pomiary przesunięcia fazowego.

W przeciwieństwie do napięcia, prądu lub mocy, które mogą być łatwo mierzone w sposób bezpośredni przez pomiar pojedynczego sygnału, pomiar przesunięcia fazy obejmuje nieuchronnie porównywanie dwóch sygnałów. Mówienie o fazie sygnału bez odniesienia do innego sygnału nie ma uzasadnienia. Zatem typowy układ do pomiaru fazy powinien zawierać co najmniej zespoły przedstawione na rysunku.

Sygnały z wejścia i wyjścia badanego urządzenia są sprawdzane przez wzmacniacze mostkowe lub w inny sposób, który nie zmienia tych sygnałów. Tak otrzymane dwie sinusoidy są następnie porównywane w pewnego rodzaju detektorze lub komparatorze fazy.

Porównywanie fazy z dokładnością około ±1° może być dokonywane za pomocą oscyloskopu z identycznymi kanałami X i Y. Sygnał odniesienia jest zazwyczaj dołączony do kanału X, a sygnał przesunięty w fazie-do kanału Y. Zatem

x=sinωt

y=sin(ωt + ϕ)

Jeżeli ϕ=0, na ekranie oscyloskopu uzyskamy prostą o nachyleniu 45 °. Dobrym sposobem sprawdzenia kanałów przed wykonaniem pomiaru jest doprowadzenie tego samego sygnału do obu kanałów jednocześnie i wyregulowanie wzmocnień(oraz-jeżeli konieczne-przesunięcie fazy w jednym z kanałów) tak, aby uzyskać linię prostą nachyloną pod kątem 45°. Po odłączeniu jednego sygnału powinno wystąpić odchylenie międzyszczytowe wynoszące 10 działek w kierunku sygnału pozostawionego. Po doprowadzeniu dwóch sygnałów faza może być oszacowana na podstawie odcinków wyznaczonych na osi y lub x przez otrzymaną elipsę. Gdy x=0, to y=sinϕ,a gdy y=0,to x=sin(-ϕ); tak więc wszystkie odcinki powinny być równe, a faza wynosi ±arc siny lub arc sinx. Gdy ϕ≈(2n-1)90°, to odcinki na osi x i y stają się niewrażliwe na małe zmiany fazy ϕ i dokładność pomiaru zmniejsza się.

Lepszą metodą jest pomiar mniejszej osi elipsy. Dla IϕI< 90° oś ta leży na prostej nachylonej pod kątem -45°, jak pokazano na rysunku, natomiast dla IϕI> 90° mniejsza oś elipsy będzie przebiegała wzdłuż linii nachylonej pod kątem +45°.

Jeżeli przyjmiemy szczytowe odchylenie x i y za równe jedności, to łatwo można pokazać, że odcinki na liniach nachylonych pod kątami -45° i +45° są równe odpowiednio

u=√2 sin ϕ/2

v=√2 cos ϕ/2

Można zatem skonstruować skalę do odczytu mniejszej osi elipsy w sposób pokazany na rysunku. Elipsa zawsze przecina te linie pod kątem prostym, co usuwa jedno ze źródeł błędu odczytu ze względu na fakt, że mniejsza oś elipsy jest czułą funkcją fazy ϕ dla wszystkich wartości ϕ.

Inną metodą pomiaru przesunięcia fazy za pomocą oscyloskopu jest metoda zewnętrznej synchronizacji odchylania za pomocą sygnału odniesienia. Przy obserwacji sygnału odniesienia na osi y w tym samym czasie poziom i nachylenie sygnału sterującego mogą być nastawiane w celu wymuszenia rozpoczęcia wyświetlania dodatnich połówek sygnału w początku układu lub na jednym końcu osi poziomej. Prócz tego można wyregulować szybkość odchylania w celu uzyskania przebiegu połowy okresu, odpowiadającego dziewięciu podstawowym działkom. Gdy sygnał o przesuniętej fazie zostanie następnie doprowadzony do wzmacniacza osi y, dodatnie połówki sygnału na osi x będą wykazywały przesunięcie fazy w jednostkach 20° na działkę. Należy zwrócić uwagę na położenie sygnału pionowego, tak aby dodatnie i ujemne wartości szczytowe odchylenia były równe . Zaletami tej metody jest to, że skala przesunięcia fazy jest liniowa oraz że nie występuje niejednoznaczność związana z wartością przesunięcia fazy.

Stosowanie oscyloskopów do pomiarów fazy nie zapewnia dużej szybkości ani dokładności pomiaru, ale charakteryzuje się tą wielką zaletą, że nie wymaga stosowania aparatury specjalistycznej. Jeżeli zachodzi potrzeba wykonania dużej liczby pomiarów lub wymagana jest duża dokładność wyników, powinno się stosować inne metody o większej efektywnej dokładności, szybszym odczycie oraz większej odporności na szum i zniekształcenia przebiegu.

Inną metodą pomiaru przesunięcia fazowego jest pomiar polegający na zastosowaniu czasomierza cyfrowego do pomiaru czasu. Cyfrowe mierniki umożliwiają szybki pomiar przesunięcia fazowego z bipolem dyskretyzacji ±1 , co dla wielu pomiarów jest zupełnie wystarczające . Cyfrowy pomiar przesunięcia fazowego stosuje się coraz częściej w różnego rodzaju automatach pomiarowo-kontrolnych, używanych do kontroli produkcji metodą porównania wielkości mierzonej a wzorcową w układach różnicowych. Stosując fazomierze zamiast częstotliwościomierzy lub woltomierzy uzyskuje się bardzo dobrą rozdzielczość urządzenia pomiarowego, przy dużej odporności na zakłócenia zewnętrzne. Do grupy częściej używanych fazomierzy z odczytem analogowym należy tzw. fazomierz impulsowy. Fazomierze impulsowe pracują w zakresie częstotliwości akustycznych i nadakustycznych przy amplitudzie napięć wejściowych od miliwoltów do kilku woltów i dokładności pomiaru 2÷3%.

C) Detektory fazy.

Najbardziej powszechną postacią detektora fazy jest diodowy modulator kołowy (pierścieniowy) lub detektor synchroniczny, przedstawiony na rysunku.

Istnieje wiele sposobów działania tego urządzenia w zależności od poziomu i kształtu sygnału wejściowego oraz impedancji źródła i obciążenia. Jeżeli diody są idealnymi przyrządami półprzewodnikowymi, takimi że ich prąd można przedstawić za pomocą równania

i = Is [ exp(qU/kT) - 1 ]

i jeżeli R=0, to przy dołączeniu małych sygnałów można w prosty sposób obliczyć prąd zwarcia na wyjściu przy rezystancji obciążenia równej zero. Napięcia doprowadzone do diod detektora fazy są określone przez sygnał wejściowy.

Diodowy modulator kołowy może być również stosowany w przypadku sygnałów o wysokich poziomach po włączeniu rezystorów obciążających R , których rezystancja powinna być znacznie większa od rezystancji diod. Jeżeli fala nośna sygnału odniesienia jest bardzo duża w porównaniu z sygnałem wejściowym lub jest ona falą prostokątną o amplitudzie tylko nieznacznie większej od wartości szczytowej amplitudy sygnału wejściowego, modulator działa jak synchroniczny przełącznik rewersyjny.

Można opracować innych rodzajów detektorów fazy. Jeden z częściej stosowanych typów generuje dwa ciągi impulsów, reprezentujących na przykład narastające odcinki dwóch sygnałów. Ciąg impulsów jednego sygnału ustawia przerzutnik w stan „1”, a impulsy ciągu odniesienia sprowadzają przerzutnik do stanu „0”. Współczynnik wypełnienia sygnału na wyjściu przerzutnika jest więc wprost proporcjonalny do przesunięcia fazowego. Zalety tego typu detektora wynikają z liniowości skali, może być on jednak podatny na zakłócenia szumowe w przypadku, gdy mierzone przesunięcie fazy jest bliskie 0° (lub360°); ponadto drżenie fazy (jitter) jednego lub obu ciągów impulsów przełącza w sposób losowy cykl pracy przerzutnika, co może powodować błędny odczyt wyniku pomiaru.

Detektory fazy są zwykle stosowane jako wskaźniki zera do wykazywania, że dwa sygnały mają na przykład przesunięcie fazy wynoszące dokładnie 90°.Dokładny odczyt rzeczywistej fazy jest w takim przypadku wykonywany ze skali kalibrowanego przesuwnika fazowego, umieszczonego w kanale odniesienia (lub badanego sygnału) w celu ustawienia przesunięcia równego 90°. Jeżeli jest to potrzebne, sygnał z wyjścia takiego detektora fazy może być używany do sterowania przesuwnika fazowego, umożliwiając automatyczne zachowanie stanu równowagi.

Opracowano wiele różnych rodzajów przesuwników fazowych, umożliwiających uzyskiwanie przesunięcia fazy aż do 180° lub 360°, a nawet ciągłe przesuwanie fazy w nieograniczonym zakresie. Jednak prawie wszystkie te przesuwniki, z wyłączeniem obrotowych przesuwników mikrofalowych, są urządzeniami jednoczęstotliwościowymi lub bardzo wąskopasmowymi. Zarówno z tego powodu, jak i dlatego, że same detektory fazy działają bardzo dokładnie przy jednej częstotliwości, stosuje się zwykle w praktyce przemianę częstotliwościową sygnału(którego faza ma być porównywana) do jednej częstotliwości pośredniej, na której wykonuje się wszystkie pomiary. Zatem mierniki wzmocnienia i fazy są wyposażone tradycyjnie w dwukanałowy odbiornik superheterodynowy, zawierający stabilne liniowe mieszacze i wzmacniacze częstotliwości pośredniej, a często i układ synchronizacji generatora lokalnego w celu uzyskania dwóch częstotliwości pośrednich, których amplitudy są proporcjonalne do sygnałów wejściowych i których stosunek faz jest taki sam jak w sygnałach wejściowych.

Jednym z typów miernika fazy jest woltomierz wektorowy(wektrometr). W wektrometrze stosuje się dwa próbniki (dwie sondy) do badania dwóch sygnałów, których amplitudy i względne fazy maja być mierzone. Impulsy próbkujące mają częstotliwość próbkowania przesuniętą względem częstotliwości sygnału o stałą częstotliwość fo, przy czym zazwyczaj fo<< f. W ten sposób generowane są dwa sygnały o jednakowej częstotliwości fo, których amplitudy i fazy są takie same jak sygnału oryginalnego o częstotliwości f. Próbniki mogą być faktycznie traktowane jako bardzo szerokopasmowe mieszacze o wzmocnieniu jednostkowym. Przesunięta częstotliwość próbkowania może być uzyskana przez wykorzystanie sygnału wyjściowego z dyskryminatora umieszczonego w kanale odniesienia, który do dyskryminatora jest dołączony do sygnału próbkowanego, lub z detektora fazy, dołączonego do tego samego sygnału i generatora lokalnego o ustalonej częstotliwości fo, stosowanego do regulowania częstotliwości przestrajanego napięciowo generatora, z którego otrzymywane są impulsy próbkujące.

Wektorometry są typowymi urządzeniami szerokopasmowymi, pokrywającymi zakres częstotliwości w stosunku 1000 do 1 i mającymi wejścia przystosowane do odbioru sygnałów o napięciu od kilku mikrowoltów do około 1V, bez stosowania tlumików wejściowych. Pozwalają one na pomiar napięć w zakresie ponad 70 - 80 dB oraz umożliwiają pomiar fazy z dokładnością około 1°. Dzięki istnieniu właściwości samo synchronizacji strojenie generatora lokalnego może być automatyczne w każdym zakresie częstotliwości. Jak z tego wynika, wektorometry są istotnie tak łatwe w obsłudze jak proste woltomierze elektroniczne. Wprowadzenie wektorometrów znacznie uprościło laboratoryjne pomiary fazy w zakresie częstotliwości od 1 do 1000 MHz

4. Wiadomości o układach wykorzystanych w pracy.

1. Wzmacniacze operacyjne.

Pierwowzorem wzmacniacza operacyjnego jest klasyczny wzmacniacz różnicowy z dwoma wejściami i pojedyńczym wyjściem.

Rzeczywiste wzmacniacze operacyjne mają bardzo duże wzmocnienie napięciowe sygnału różnicowego, bardzo dużą wartość impedancji wejściowej oraz bardzo małą impedancję wyjściową (w otwartej pętli). Mogą dostarczać napięcie wyjściowe o amplitudzie zbliżonej do wartości napięć zasilających (zazwyczaj używa się symetrycznych napięć zasilających, najczęściej o wartościach ±15V). Wejścia (+) i (-) funkcjonują tak, jak można by się spodziewać: na wyjściu pojawia się napięcie dodatnie, jeśli potencjał wejścia nieodwracającego (+) jest większy od potencjału wejścia odwracającego (-) i odwrotnie. Symbole (+) i (-) nie oznaczają konieczności doprowadzenia do jednego wejścia np. dodatniego względem drugiego wejścia lub też czegoś podobnego. Informują one jedynie o fazie sygnału wyjściowego względem danego sygnału wejściowego (ma to istotne znaczenie gdy chcemy, aby sprzężenie zwrotne w zaprojektowanym układzie było sprzężeniem ujemnym).Stosowanie terminów „odwracające” i „nieodwracające” zamiast „minus” i „plus” pozwala uniknąć nieporozumień. Na graficznym symbolu wzmacniacza operacyjnego bardzo często nie oznacza się wyprowadzeń napięć zasilających. Zarówno we wzmacniaczu operacyjnym jak i jego symbolu nie istnieje wyprowadzenie masy. Wzmacniacze operacyjne mają olbrzymie wzmocnienie napięciowe i prawie nigdy nie używa się ich bez sprzężenia zwrotnego. Ich wzmocnienie w otwartej pętli jest tak duże że dla każdej rozsądnej wartości wzmocnienia układu z zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego parametry tego układu zależą jedynie od parametrów obwodu sprzężenia zwrotnego.

Idealny wzmacniacz operacyjny ma następujące właściwości:

1. Nieskończenie dużą impedancję wejściową (zarówno różnicową jak i wspólną )

2. Zerową wartość impedancji wyjściowej (w otwartej pętli ).

3. Nieskończenie dużą wartość wzmocnienia napięciowego sygnału różnicowego.

4. Zerową wartość wzmocnienia napięciowego sygnału wspólnego.

5. Wartość napięcia wyjściowego równą zeru, gdy potencjały obu wejść są jednakowe (zerowa wartość napięcia niezrównoważenia ).

6. Nieskończenie dużą prędkość narastania napięcia wyjściowego (napięcie wyjściowe może zmieniać się momentalnie ).

Wszystkie wymienione parametry są niezależne od zmian zarówno temperatury jak i wartości napięć zasilających. Jednakże parametry rzeczywistych wzmacniaczy operacyjnych różnią się w pewnym stopniu od parametrów wzmacniacza idealnego.

2. Bramki cyfrowe.

Poprzez układy cyfrowe rozumiemy układy, w których w każdej chwili występują tylko dwa możliwe stany, np. tranzystor jako element układu cyfrowego, może być albo w stanie nasycenia, albo w stanie nieprzewodzenia. Z możliwości opisu stanów jako poziomów napięcia lub poziomów prądu zwykle wybiera się to pierwsze rozwiązanie. Mówi się wtedy o poziomie napięcia odpowiadającym stanowi wysokiemu, oznaczonemu symbolem H , oraz o poziomie napięcia odpowiadającym stanowi niskiemu, oznaczonemu symbolem L . Te dwa stany mogą reprezentować wiele różnych „bitów” (cyfr dwójkowych) informacji.

W dziedzinie układów cyfrowych dopuszcza się, aby stanowi wysokiemu i niskiemu odpowiadały zakresy wartości napięcia, a nie pojedyńcze poziomy napięć. Np. dla wszystkich układów CMOS (seria HC), napięcia wejściowe o wartościach między 0V a 1,5V są interpretowane jako stan niski, natomiast napięcia o wartościach między 3,5V a 5V , gdzie +5V jest wartością napięcia zasilania - jako stan wysoki . Stany: niski i wysoki na wyjściach układów CMOS są reprezentowane odpowiednio przez zakresy napięć 0V do kilku dziesiętnych wolta oraz od wartości napięcia zasilania do wartości tego napięcia pomniejszonego o kilka dziesiętnych wolta. Takie określenie stanów logicznych uwzględnia rozrzuty produkcyjne, wrażliwość układów na temperaturę, obciążenie, napięcia zasilania itp. oraz obecność „szumów”, tj. Rozmaitych śmieci nakładających się na sygnał podczas jego wędrówki przez układ. Układ otrzymujący sygnał decyduje, czy reprezentuje on stan wysoki czy niski i odpowiednio reaguje. Dopóki szum nie zamienia jedynki na zero lub odwrotnie, wszystko jest w porządku. Jakiekolwiek zakłócenie jest eliminowane w każdym stopniu układu, ponieważ odtwarzane są „czyste” sygnały 0 i 1. W tym sensie układy cyfrowe są bezzakłóceniowe i doskonałe. Warto również pamiętać , że różne rodziny elementów cyfrowych mają różną odporność na zakłócenia .Układy CMOS mają większą odporność na zakłócenia napięciowe ni z układy TTL , podczas gdy szybkie układy z rodziny ECL - odpowiednio mniejszą . Istotą techniki cyfrowej jest wytwarzanie cyfrowych sygnałów wyjściowych jako odpowiedzi na cyfrowe sygnały wejściowe . Innym typowym zadaniem układów cyfrowych jest pobranie pewnych liczb binarnych i ich wyświetlanie wydrukowanie lub wydziurkowanie jako znaków dziesiętnych. We wszystkich wymienionych zadaniach sygnały ( stany ) wejściowe są zdeterminowanymi funkcjami sygnałów ( stanów ) wejściowych. Zalicza się je do zadań „kombinacyjnych `'. Wszystkie mogą być wykonane za pomocą urządzeń zwanych bramkami, które realizują działania algebry Boole'a w dziedzinie układów dwustanowych ( binarnych ).

BRAMKA AND

wejścia	wyjścia
0 0	0
0 1	0
1 0	0
1 1	1

Wyjście bramki AND jest w stanie wysokim tylko wtedy , gdy oba wejścia są w stanie wysokim. Podobnie jak w bramce OR , dostępne są takie bramki AND 3- i 4- wejściowe (czasem o większej liczbie wejść ). Na przykład 8-wejściowa bramka AND będzie miała wyjście w stanie wysokim tylko wtedy , gdy wszystkie wejścia będą w stanie wysokim. W algebrze Boole'a symbolowi AND odpowiada ( • ) . Może być ona pominięta , co jest powszechnie stosowane.

BRAMKA EXCLUSIVE - OR

wejścia	wyjścia
0 0	0
0 1	1
1 0	1
1 1	0

Exclusive-or ( XOR , czyli wyłącznie LUB ) jest ciekawą funkcją, chociaż mniej podstawową niż AND i OR. Wyjście bramki XOR jest w stanie wysokim, jeżeli jedno albo oba wejścia są w stanie wysokim (jest to zawsze funkcja dwóch zmiennych). Mówiąc inaczej wyjście jest w stanie wysokim, jeżeli stany wejść są różne. Bramka XOR realizuje dodawanie bitów modulo-2 .

c) Przerzutniki.

Przerzutniki w swojej najprostszej wersji przyjmują następującą postać

Załóżmy, że oba wejścia A i B są w stanie wysokim. W jakich więc stanach znajdują się wyjścia X i Y ? Jeżeli X jest w stanie wysokim to oba wejścia bramki G2 są w stanie wysokim, dając na wyjściu Y stan niski. Zgodnie z tym X=H, co kończy analizę układu .Czy wszystko jest w porządku ?

X = H

Y = L

Coś jest źle ! Układ jest symetryczny , więc równie dobrze mogłoby być

X = L

Y = H

Wyjście X i Y nie mogą być jednocześnie w stanie niskim lub jednocześnie w stanie wysokim (ponieważ A=B=H). Wobec tego układ ma dwa stabilne stany. Od poprzednich wydarzeń zależy to, w którym ze stanów się znajduje. Wpis do pamięci polega na chwilowym wymuszeniu stanu niskiego na jednym z wejść układu. Jeżeli wejściem tym jest A, to przerzutnik z pewnością ustawi się w stanie:

X=H

Y=L

niezależnie od swojego poprzedniego stanu .

PRZERZUTNIK JK

Zasada działania przerzutnika JK jest podobna do zasady działania przerzutnika D z tą różnicą że ma on dwa wejścia danych.

Wynika z niej , że jeżeli stany na wejściach J i K są różne to przy następnym aktywnym zboczu zegara wejście Q znajduje się w stanie niskim, to stan wyjścia się nie zmieni jeżeli J i K są w stanie wysokim, to stan wyjścia będzie się zmieniał na przeciwny przy każdym kolejnym impulsie zegara. W niektórych starszych przerzutnikach JK występuje efekt „łapania jedynek”. Tego określenia nie znajdzie się w danych katalogowych, ale dla nie uprzedzonego użytkownika sprawa może mieć poważne konsekwencje. Problem polega na tym, że jeżeli wejście J lub wejście K (lub oba) zmieni na chwilę swój stan w czasie trwania impulsu taktującego to mimo przywrócenia jego stanu początkowego przed kolejnym zboczem impulsu zegara przerzutnik „zapamięta” ten chwilowy stan i zachowa się tak, jak by ten stan się utrzymywał. Wobec tego przerzutnik może zmieniać stan na następnym zboczu zegara chociaż stan wejść J i K w momencie pojawienia się zbocza wskazuje na konieczność pozostawienia przerzutnika w tym samym stanie. Może to spowodować conajmniej osobliwe działanie układu. Problem wziął się stąd , że przerzutniki dwuzboczowe projektowano z myślą o ich taktowaniu bardzo krótkimi impulsami, podczas gdy zazwyczaj taktuje się je czymkolwiek. Trzeba więc zachować ostrożność, gdy stosuje się przerzutniki master - slave, albo unikać ich zupełnie i zastępować prawdziwymi przerzutnikami wyzwalanymi zboczem. Wykorzystując właściwość przerzutnika polegającą na zmianie stanu po każdym impulsie zegara, można łatwo wykonać układ dzielenia częstotliwości przez 2. Przykład takiego układu pokazano na rysunku .

Dzielnik JK zmienia stan na przeciwny po każdym impulsie zegara, gdy jego oba wejścia utrzymane są w stanie wysokim. W każdym przypadku częstotliwość przebiegu wyjściowego jest dwukrotnie mniejsza od częstotliwości przebiegu wejściowego.

4. Liczniki.

Licznik można zbudować z przerzutników bistabilnych. Wiele takich układów w różnych wersjach jest dostępnych w postaci gotowych układów scalonych. W postaci popularnych układów 4-bitowych są dostępne liczniki BCD (dzielące przez 10) i liczniki binarne (albo szesnastkowe, dzielące przez 16). Produkuje się także liczniki o większej liczbie stopni, do 24, chociaż nie wszystkie wyjścia takich liczników są wyprowadzone na zewnątrz. Kolejną klasę stanowią liczniki modulo n. Umożliwiają one dzielenie częstotliwości wejściowej przez liczbę n, zadawaną jako słowo wejściowe . Liczniki mogą być łączone kaskadowo w celu zwiększenia liczby stopni. Bardzo istotnym rozróżnieniem jest to, czy licznik jest asynchroniczny czy też synchroniczny w tym drugim stan wszystkich przerzutników zmienia się jednocześnie podczas gdy w liczniku asynchronicznym każdy stopień jest taktowany sygnałem wyjściowym z poprzedniego stopnia. W licznikach asynchronicznych występują stany przejściowe, ponieważ młodsze stopnie przerzucają się nieco wcześniej niż starsze.Np.licznik asynchroniczny od stanu 7(0111) do 8 (1000) przechodzi poprzez stany 6, 4 i 0. Nie stwarza to kłopotów w dobrze zaprojektowanym układzie, ale może spowodować problemy, jeżeli jest to układ , w którym bramki mają wykrywać konkretny stan licznika(w tym miejscu można zastosować przerzutnik D, który zapewni badanie stanu jedynie na zboczu zegara). Liczniki asynchroniczne są wolniejsze niż synchroniczne ponieważ akumulują opóźnienie sygnału. Z uwagi na łatwość łączenia w większe zespoły(na zasadzie połączenia wyjścia Q jednego licznika bezpośrednio z wejściem następnego licznika), liczniki asynchroniczne są taktowane zboczem opadającym.Liczniki synchroniczne zmieniają stan w odpowiedzi na narastające zbocze zegara . Niektóre liczniki mogą liczyć w obu kierunkach, w zależności od stanu specjalnych wejść. Istnieją dwa sposoby sterowania kierunkiem zliczania:

1. licznik ma specjalne wejście, oznaczone symbolem U/D',służące do ustalania kierunku zliczania ,

2. licznik ma dwa wejścia zegarowe, jedno oznaczone jako UP, służące do normalnego zliczania, i drugie - oznaczone jako DOWN, służące do zliczania wstecz.

Niektóre liczniki mają wejścia danych, umożliwiające ustawienie tych liczników w zadanym stanie początkowym . Jest to wygodne gdy trzeba, np. zrealizować licznik modulo n . „Ładowanie” licznika może być synchroniczne lub asynchroniczne . Ładowanie synchroniczne oznacza, że dane znajdujące się na wejściach programujących są wpisywane do licznika najbliższym zboczem zegara po uaktywnieniu linii sterującej LOAD' , to jest po jej ustawieniu w stanie niskim. Ładowanie asynchroniczne oznacza ,że dane wejściowe są wpisywane do licznika natychmiast po uaktywnieniu wejścia LOAD' , niezależnie od stanu zegara. Niekiedy używa się terminu „wpis równoległy”, ponieważ wszystkie bity są ładowane równocześnie . Niektóre układy licznikowe są wyposażone w rejestry zatrzaskowe, umieszczone między wyjściami licznika a wyjściami układu. Rejestry te są zawsze przeźroczyste , dzięki czemu można wykorzystać licznik również tak jakby tych rejestrów nie było. Trzeba pamiętać że każdy licznik ładowany równolegle może służyć jako rejestr, ale nie można w nim zliczać w czasie, w którym są przetrzymywane dane, co jest możl;iwe w układzie licznikowym wyposażonym w rejestr.

5. Rejestry.

Rejestry służą do „przechowywania” ustalonego zestawu bitów, nawet jeżeli stany wejść ulegają zmianom . Zestawiając razem kilka przerzutników D można utworzyć rejestr, lecz na ogół będzie on mieć więcej wejść i wyjść niż to jest potrzebne. Jeśli przerzutniki rejestru nie muszą mieć osobno wyprowadzeń linii zegarowych ani oddzielnych wejść ustawiających i zerujących , można odpowiednie wejścia połączyć razem co zaoszczędza nieco wyprowadzeń i pozwala umieścić 8 przerzutników w standardowej 20 - końcówkowej obudowie. Na rysunku pokazano rejestr złożony z czterech przerzutników D z wyjściami prostymi i komplementarnymi.

Oto pobieżny przegląd układów rejestrowych.

1. Pamięci o dostępie swobodnym.Jest to ( na ogół duży ) zbiór rejestrów do których można wpisywać informacje i z których informacje można odczytywać, lecz operacje te można wykonywać tylko na pojedyńczych rejestrach . Pojemności pamięci RAM mieszczą się w zakresie od kilku bajtów do wielu megabajtów .Pamięci te są stosowane przede wszystkim w sprzęcie mikroprocesorowym.

2. Adresowalne rejestry zatrzaskowe . Są to rejestry wielobitowe, w których możliwa jest selektywna zmiana stanu pojedyńczych zatrzasków bez zmiany stanów pozostałych .

3. Rejestry zatrzaskowe lub zwykłe ,wbudowane w większe układy scalone, np. w przetworniki cyfrowo - analogowe.Urządzenie wyposażone w rejestry wejściowe wymagają jedynie chwilowego doprowadzenia sygnałów do wejść (wraz z właściwym zboczem zegara) - potem dane są pamiętane w rejestrze.

Jeżeli połączy się szereg przerzutników typu D w ten sposób że każde wyjście Q połączone jest z następnym wejściem D , a wszystkie wejścia zegarowe są taktowane z jednego źródła , to otrzyma się coś , nazywane jest „rejestrem przesuwającym''. W każdym takcie zegara zawarty w rejestrze wzór złożony z zer i jedynek przesuwa się w prawo , przy czym dane wchodzą przez znajdujące się z lewej strony wejście D pierwszego przerzutnika. Tak jak w przypadku zwykłych przerzutników, do pierwszego stopnia wprowadzana jest informacja znajdująca się na wejściu tuż przed pojawieniem się impulsu zegara, a układ ma typowe opóźnienie. Rejestry mogą być więc łączone szeregowo bez obawy o ewentualne wyścigi logiczne. Rejestry przesuwające się są bardzo użyteczne w układach zamiany danych równoległych (n bitów obecnych równocześnie na n różnych liniach wejściowych) na dane szeregowe (bit po bicie, na jednej linii) i odwrotnie. Bywają także stosowane jako pamięci szczególnie tam gdzie jest zachowany porządek zapisu i odczytu danych. Podobnie jak rejestry równoległe i liczniki, także rejestry przesuwające są produkowane w wielu wersjach. Standardem są rejestry 4 - bitowe i 8 - bitowe. Istnieją także rejestry dłuższe do 64 bitów a nawet więcej. Są również wykonywane rejestry o zmiennej długości, np. układ 4557, którego długość może być zaprogramowana w zakresie od 1 do 64 za pomocą 6- bitowego wejścia programującego. Większość układów scalonych zawiera tylko jeden rejestr przesuwający, są jednak produkowane także zespoły dwóch , czterech a nawet sześciu rejestrów przesuwających. Większość rejestrów przesuwających przesuwa dane tylko w prawo. Istnieją także rejestry dwukierunkowe , w których dane można przesuwać w lewo dopiero po połączeniu wyjścia każdego stopnia z wejściem ładującym stopnia poprzedniego i po równoległym załadowaniu danych. Małe rejestry przesuwające mogą zawierać równoległe wejścia lub wyjścia i zwykle je mają. Rejestry przesuwające o większej długości mają zazwyczaj tylko po jednym wejściu i wyjściu szeregowym, tzn. dostępne jest tylko wejście pierwszego przerzutnika i wyjście ostatniego. Czasem wyposaża się je dodatkowo w kilka wybranych wejść pośrednich. Niektóre układy z rejestrami przesuwającymi mają wbudowane wejściowe lub wyjściowe rejestry zatrzaskowe. Dla takich układów możliwe jest równoczesne przesuwanie danych oraz równoległe ładowanie lub wyprowadzanie danych. Funkcję rejestru przesuwającego może zawsze pełnić pamięć RAM (ale nie odwrotnie) wyposażona w zewnętrzny licznik wytwarzający kolejne adresy.

f) Wiadomości wstępne o fali akustycznej.

Parametrami charakteryzującymi falę dźwiękową są: prędkość fali , częstotliwość drgań, długość fali, prędkość akustyczna , ciśnienie akustyczne, natężenie dźwięku i moc akustyczna. Są one wielkościami obiektywnymi , ponieważ można je zmierzyć odpowiednimi przyrządami.

Prędkość fali dźwiękowej, czyli prędkość dźwięku określa się długością drogi, którą przebędzie zaburzenie równowagi ośrodka w ciągu jednej sekundy. Prędkość rozchodzenia się fal zależy od rodzaju i właściwości ośrodka (gazów, cieczy i ciał stałych ) oraz temperatury. Nie zależy ona natomiast od prędkości drgań cząstek ośrodka, ani od częstotliwości drgania, które wywołało falę. Prędkość jest wielkością wyrażoną w metrach na sekundę.

Okresem jest czas T wyrażany w sekundach lub w ich ułamkach , w którym fala dźwiękowa przebiega określoną odległość równą λ (długość fali)

Częstotliwość f drgań sinusoidalnych określa się liczbą okresów (sinusoid) występujących w ciągu jednej sekundy. Częstotliwość określana jest w hercach (Hz). Między częstotliwością drgań (f) i okresem fali (T) występuje zależność którą ilustrują poniższe wzory:

f = 1/T lub T = 1/f

Dźwięki o częstotliwości w zakresie 16 - 20 000 Hz są słyszalne dla człowieka. Niesłyszalne zjawiska dźwiękowe przenoszone przez fale o częstotliwości powyżej 20 kHz nazywamy ultradźwiękami , powyżej 100 kHz hiperdźwiękami , a poniżej 16 Hz infradźwiękami.

Znając prędkość dźwięku c (w m\ s) i częstotliwość drgań źródła f można wyznaczyć długość drogi , jaką przebiega fala dźwiękowa w czasie równym czasowi trwania jednego okresu , zwaną długością fali dźwiękowej λ (w metrach).

λ = cT = c \ f

Długość fali dźwiękowej jest równa odległości między dwoma sąsiednimi grzbietami (dolinami) lub węzłami tego samego typu. Długości fal dźwiękowych w powietrzu wynoszą od 21 m (dla 16 Hz) do 1, 7 cm (dla 20 kHz) .

Od częstotliwości i natężenia dźwięku uzależniona jest prędkość akustyczna. Jest to prędkość, z jaką drga cząstka ośrodka po wytrąceniu jej z pierwotnego położenia w stanie równowagi. Im głośniejszy i wyższy jest ton (dźwięk) , tym większa jest prędkość. Prędkość akustyczna jest bardzo mała w porównaniu z prędkością rozchodzenia się dźwięku. P.[rz bardzo głośnych dźwiękach wartość skuteczna tej prędkości nie przekracza 0,1 m.\s .

Kolejnym parametrem charakteryzującym falę dźwiękową jest ciśnienie akustyczne (p.) , które stanowi różnica między ciśnieniem istniejącym w ośrodku w czasie pojawienia się fali dźwiękowej a ciśnieniem atmosferycznym. Zmiany ciśnienia odpowiadające ciśnieniom akustycznym stanowią część wartości ciśnienia atmosferycznego. W cinieniu akustycznym możemy rozróżnić amplitudę i wartość akustyczną , którą mierzymy w niutonach na metr kwadratowy lub mikrobach .

Cechą obiektywną dźwięku jest natężenie , zwane również intensywnością ( I ). Jest to ilość energii dźwiękowej przepływającej w jednostce czasu przez powierzchnię prostopadłą do kierunku rozchodzenia

się fali. Natężenie dźwięku maleje z kwadratem odległości od punktowego źródła dźwięku. Mierzymy je w watach na metr kwadratowy.

Ze względu na to , że niezbyt wygodne jest używanie pojęcia „natężenie'' oraz fakt , że wrażenia słuchacza nie zwiększają się proporcjonalnie do natężenia , lecz do jego logarytmu , wprowadzono nowe pojęcie fizyczne - poziom natężenia (poziom intensywności) oznaczany przez i. Różnicę poziomu natężenia odpowiadającą ilorazowi natężenia 10:1 określono jako jednostkę poziomu natężenia i nadano jej nazwę bel (B). Najczęściej jednak używa się dziesięciokrotnie mniejszej jednostki od bela zwanej decybelem (dB). Poziom natężenia dla najmniejszej wartości intensywności wynosi 0 dB , a najwyższy - 130 dB.

Znając natężenie dźwięku można określić moc akustyczną źródła dźwięku, czyli ilość energii akustycznej wypromieniowanej przez to źródło w jednostce czasu (1s). Mocą akustyczną PA otrzymujemy mnożąc natężenie dźwięku I przez powierzchnię S , którą przepływa fala dźwiękowa, i wyrażamy ją w watach (W) lub w innych częściach - miliwatach i mikrowatach. Moce akustyczne występujące podczas mowy wynoszą od 0,01 μW (szept) do 2 mW (krzyk). W muzyce moc akustyczna dochodzi do 25 W.

5. Koncepcje rozwiązania.

1. Cyfrowy miernik przesunięcia fazowego.

Schemat blokowy miernika

Przebiegi czasowe wyjaśniające zasadę działania miernika.

Metoda pomiaru cyfrowego polega na zastosowaniu czasomierza cyfrowego do pomiaru czasów t i T. Zasada działania takiego miernika jest następująca . Napięcia U1 i U2 między , którymi należy zmierzyć przesunięcie fazowe , podłączone są do We1 i We2. Po wzmocnieniu , ograniczeniu amplitudy i zróżniczkowaniu w identycznych obwodach wejściowych Ι i ΙΙ otrzymuje się ciągi impulsów przesuniętych względem siebie o czas t , będącym miarą przesunięcia fazowego ϕ. Impulsy te sterują bramką elektroniczną w taki sposób , że impuls otrzymany podczas przejścia przez zero przebiegu U1 otwiera bramkę , a impuls otrzymany podczas przejścia przez zero przebiegu U2 - ją zamyka. W czasie otwarcia bramki dochodzą do licznika impulsy z generatora wzorcowego.Pomiar jest wykonywany w dwóch następujących po sobie krokach :

1. Przełącznik P. ustawia się w pozycję WZORCOWANIE i mierzy się okres T sygnałów wejściowych

T = n1 \ fN = n1TN

2. Przełącznik P. ustawia się w pozycję POMIAR i mierzy się odcinek czasu t , będący miarą przesunięcia fazowego ϕ , przez odczyt wskazań n2

t = n2TN

Wartość przesunięcia fazowego ϕ określa się ze wzoru

ϕ = 360t \ T = 360n2TN \ n1TN = 360n2 \ n1

Błąd pomiaru wartości ϕ można określić w podobny sposób jak dla pomiaru odcinków czasu lub okresów. W wykonaniach praktycznych w fazomierzach cyfrowych uzyskuje się dokładność 0,1...0,5° w zakresie częstotliwości akustycznych.

Cyfrowy pomiar przesunięcia fazowego stosuje się coraz częściej w różnego rodzaju automatach pomiarowo-kontrolnych , używanych do kontroli produkcji metodą porównywania wielkości mierzonej z wzorcową w układach różnicowych. Stosując fazomierze zamiast częstotliwościomierzy lub woltomierzy uzyskuje się bardzo dobrą rozdzielczość urządzenia pomiarowego, przy dużej odporności na zakłócenia zewnętrzne.

2. Fazomierz impulsowy.

Schemat blokowy miernika

Przebiegi czasowe wyjaśniające zasadę działania miernika

Zasada działania fazomierza impulsowego jest następująca. Napięcie UΙ i UΙΙ , między którymi przesunięcie fazowe należy wyznaczyć, doprowadza się do wejść identycznych stopni normalizujących, złożonych ze wzmacniacza i ogranicznika . Na wyjściach ograniczników otrzymuje się napięcia prostokątne o znormalizowanej amplitudzie U i przesunięte w fazie tak samo jak przebiegi wejściowe UΙ i UΙΙ ,. Napięcia te są następnie sumowane w członie sumującym (sumatorze). Przebieg wyjściowy ma podwójną amplitudę 2U, a szerokość impulsów będących funkcją mierzonego przesunięcia fazowego ϕ, wynosi 180°- ϕ. Wartość średnia prądu IŚR przepływającego przez miernik magneto elektryczny jest także liniową funkcją ϕ.

IŚR = A ( 1 - ϕ/180°)

Fazomierze impulsowe typu opisanego pracują w zakresie częstotliwości akustycznych i nadakustycznych, przy amplitudzie napięć wejściowych od miliwoltów do kilku woltów i dokładności pomiaru 2... 3 %.

6. Realizacja rozwiązania.

Schemat blokowy miernika.

Przebiegi czasowe.

1. Od pomysłu do układu.

Na schemacie blokowym można zapoznać się z poszczególnymi blokami funkcjonalnymi urządzenia i połączeniami pomiędzy nimi. Obydwa sygnały analogowe na wejściach miernika fazowego trafiają do stopni wejściowych , z których z sygnałów analogowych formowane są sygnały cyfrowe. Nie jest to wcale takie trudne: napięciom dodatnim zostaje przyporządkowane logiczne „0”, natomiast napięciom ujemnym - „1” . Na wykresie czasowym widoczne są dwa przesunięte w fazie sygnały analogowe A i B, a pod nimi sygnały A' i B' po „digitalizacji”. Sygnały A' i B' stają się następnie sygnałami taktującymi dla dwóch przerzutników. Otrzymuje się w ten sposób symetryczne sygnały o stosunku impuls / przerwa wynoszącym dokładnie 0,5 . Niewielkie odchylenia w długości dodatnich i ujemnych półokresów, szumy oraz małe zakłócenia nie mają już wpływu na dokładność wyników pomiarów.

Różnica czasowa pomiędzy sygnałami wyjściowymi obydwu przerzutników jest miarą przesunięcia fazowego pomiędzy sygnałami. Sygnały trafiają następnie do bramki EXOR, na której wyjściu poziom wysoki jest tylko wtedy, gdy na wejściu są różne sygnały. Szerokość impulsu na bramce EXOR świadczy o tym, jak bardzo sygnał B jest opóźniony w stosunku do sygnału A. Aby móc również mierzyć sytuację odwrotną ( B wyprzedza A), istnieje druga bramka EXOR, której informacja stanowi zanegowanie w stosunku do pierwszej bramki, w zależności od tego, w jakim położeniu znajduje się przełącznik WYPRZEDZENIE / OPÓŹNIENIE. Jeśli jest on otwarty to bramka dokonuje negacji, w przeciwnym przypadku nic się nie zmienia. W obydwu przypadkach był do dyspozycji sygnał nadający się do przetwarzania. Można zastosować przykładowo zwykły układ całkujący oraz miernik wskazówkowy , aby dokonywać pomiaru przesunięcia fazowego w sposób analogowy. Obydwa multiwibratory monostabilne MMV1 i MMV2 przy pomocy LEDów sygnalizują, czy na gniazdach wejściowych znajdują się sygnały nadające się do porównania. MMV1 jest dodatkowo wykorzystany do uaktywnienia instrumentu pomiarowego . Jeśli jest podawane jedynie sygnał A to wskaźnik musi pozostać dokładnie w położeniu środkowym. Jeżeli tak nie jest , oznacza to ,że sygnał wejściowy nie nadaje się do pomiarów fazowych.

Wskaźnik analogowy ma istotne wady. Oprócz małej dokładności odczytu, przede wszystkim występuje silna zależność temperaturowa , a dla niskich częstotliwości konieczne są długie czasy całkowania (leniwy wskaźnik). Dokładniej, szybciej i wygodniej jest odczytać różnicę faz w stopniach( 0...360°) bezpośrednio na wyświetlaczu.

2. Pomiar cyfrowy.

Miernik wskazówkowy może być oczywiście zastąpiony przez woltomierz cyfrowy , ale wymienione wady pozostaną nadal. W tej sytuacji pomóc może jedynie prawdziwy pomiar cyfrowy. Na schemacie blokowym można prześledzić jak pracuje taki układ pomiarowy. Do bramki AND dochodzi wspólnie z sygnałem wyjściowym z bramki EXOR sygnał o częstotliwości 6 MHz Na wyjściu tej bramki sygnał 6 MHz pojawia się jedynie wtedy gdy na wyjściu bramki EXOR jest poziom wysoki. Impulsy te poprzez dzielnik 2n trafiają do licznika, gdzie są zliczane i wynik trafia do wyświetlacza. Sygnał z oscylatora 6MHz taktuje jeszcze drugą taką kombinację dzielnik / licznik , na której wyjściu poziom co 3600 impulsów jest wysoki. Tak więc na przesunięcie fazowe o jeden stopień przypada 10 impulsów taktujących więc wyświetlacz teoretycznie dysponuje rozdzielczością 0,1°. W praktyce jednak musimy zadowolić się dokładnością 1°, a mimo to ciągle jednak oznacza to tolerancję wynoszącą zaledwie 0,28%.

Druga kombinacja ma za zadanie zresetować licznik (jak również resztę układu) po 3600 impulsach zachowując jednak aktualny wynik na wyświetlaczu( Latch). Na wyświetlaczu ostatnia cyfra dziesiętna (LSD) jest po prostu odrzucana, tak więc przy różnicy fazowej wynoszącej 0° mamy na wyświetlaczu 0, dla 180° mamy 180 (1800 impulsów), a dla 360 (360 impulsów) analogicznie 360.

Czas, jaki jest potrzebny na odliczenie 3600 impulsów , jest nazywany czasem bramki( szerokością bramki). Przyczyna tego jest następująca. Po ustaleniu warunków pomiaru , początek pomiaru jest zawsze stały - na początku okresu. Następnie mierzona jest ilość okresów, jednak nie wiadomo, czy i w jaki sposób zmieści się w oknie pomiarowym ostatni okres. Rozpatrzmy następujący przykład: okno pomiarowe obejmuje 10 okresów. Ponieważ ostatni okres nie jest pewny, więc maksymalny możliwy błąd wynosi 10%. W przypadku 200 okresów maksymalny błąd spada do 0,5% , a przy 1000 okresów nawet do 0,1% . Dokładność pomiarów zależy oprócz tego od stosunku pomiędzy częstotliwością pomiarową(6 MHz) a najwyższą częstotliwością mierzonego sygnału(około 20 kHz) . Im wyższy jest ten stosunek na korzyść częstotliwości pomiarowej , tym mniejsze będą błędy.

Cały układ elektroniczny został podzielony na trzy płytki i właśnie z tego powodu również schemat jest przedstawiony na trzech rysunkach. Na rysunku 1 znajdują się bloki peryferyjne - stopnie wejściowe ( IC1 ,IC2) , wybór szerokości bramki (IC3,IC4) , sygnalizacja błędu (T1...T4) i wyświetlacz (LD1...LD3). Oprócz tego występują dwie diody LED, które informują o obecności sygnałów wejściowych. Na rysunku 2 przedstawiony jest układ przetwarzający na 7 - segmentowy kod wyświetlacza, który z szeregowego sygnału mierzonego formuje prawidłowy kod do sterowania wyświetlaczem. Wreszcie na rysunku 6 jest przedstawiona płyta główna.

Zacznijmy jednak od stopni wejściowych na rysunku 1 . Dysponują one wysoką impedancją wejściową wynoszącą około 1 MΩ. Kondensatory C1 iC4 stanowią sprzężenie dla sygnałów m.cz., R10 - R11 tworzą układ obniżania napięcia, który zmniejsza wysokie napięcie wejściowe (max 100V) o około 20 dB. W przypadku jeszcze wyższych napięć wejściowych należy stosować odpowiednie dzielniki. W żadnym wypadku nie wolno modyfikować tego dzielnika do wyższych napięć wejściowych. Niższe napięcia wejściowe, bez tłumienia przez rezystor R12, docierają do wzmacniacza operacyjnego IC1 , który stanowi dopasowanie impedancyjne (przetwornik). Diody D5 i D6 zabezpieczają układ scalony przed skokami napięcia na wejściu prostym. IC1 jest bardzo dobrze odsprzężony przez elementy R13 - C2 oraz R14 - C3 od tętnień napięcia zasilającego. Przy pomocy P1 możliwe jest ustawienie składowej stałej napięcia( offset ). Wszystko co zostało opisane dla wejścia A dotyczy również wejścia B.

Dalej sygnały przechodzą przez płytę główną (rys.3) . Również i tutaj sygnały w obydwu kanałach przechodzą przez analogiczne podzespoły. IC12 i IC14 pracują jako przerzutniki Schmitta, które zamieniają sygnał sinusoidalny na sygnał cyfrowy . Z powodu bardzo dużego stosunku R49 do R47 histereza jest minimalna . Dzięki temu zachowanie wzmacniacza operacyjnego bardziej przypomina komparator.Na schemacie blokowym układ IC12 odpowiada blokowi detektora przejścia przez zero. Kondensator C12 powoduje, że układ nie reaguje na zakłócenia w.cz. . Również i przy tym wzmacniaczu operacyjnym przewidziano możliwość korekcji napięcia „offset”. Do obydwu przerzutników są przyłączone multiwibratory bistabilne IC13a i IC13b. Są one aktywne (high) w okresie pomiędzy jednym, a drugim ujemnym przejściem przez zero sygnału wejściowego. Równolegle do tych przerzutników są jeszcze włączone multiwibratory IC15a i IC15b . Ich stałe czasowe , wynoszące około 9s zostały tak dobrane , że nawet przy najniższej częstotliwości sygnału wejściowego nie nastąpi przełączenie MMV (multiwibratora monostabilnego).Diody LED przyłączone do wejść Q świecą więc w sposób ciągły, gdy jest dostępny sygnał wejściowy. Zanim jednak dalej prześledzimy przebieg sygnałów wejściowych zwróćmy uwagę na wyjście zanegowane układu IC15b. Jest ono doprowadzone do dyskretnej bramki OR (D11 - D12) i przez nią do wejścia SET układu IC23b.

Sygnały obydwu kanałów trafiają wreszcie do bramek EXOR IC16a i IC16b. Wyprowadzenie 5 jest podłączone do przełącznika S4 LEAD / LAG (wyprzedzenie / opóźnienie) i w razie potrzeby dokonuje inwersji sygnału. Na wejściu bramki AND układu IC17a znajduje się teraz opisany wcześniej sygnał, który jest zależny od przesunięcia fazowego.

Na dwóch pozostałych bramkach EXOR oraz X1, R59,C22 i C23 został zbudowany buforowy generator kwarcowy 6MHz. Sygnał ten występuje na stałe na linii PULSE oraz jako sygnał zmodulowany na wyjściu bramki AND IC17a (PHASE). Linie PULSE i PHASE są doprowadzone do dzielników 2n IC3 oraz IC4.Obydwa dzielniki są tak samo skonfigurowane: przy pomocy S3 można ustawić stałą dzielnika na 29...214 (512...16384). Na linii CYCLE znajduje się na stałe sygnał o częstotliwości od 366 do 11720 Hz. Z tą samą częstotliwością liczy także licznik (rys.2) wyświetlacze LED. W przypadku licznika chodzi o kombinację dwóch przekształtników - z sygnału szeregowego na kod BCD, a następnie z kodu BCD na kod 7- segmentowego wyświetlacza LED. Ważne jest to, że impuls na linii LATCH przepisuje dane z wejść na wyjścia i odpowiednie wartości są dostępne na wyświetlaczu aż do następnego impulsu LATCH.

Impulsy CYCLE docierają do kolejnego dzielnika (IC24), który jest tak włączony na bramkę AND ,że wejście SET przerzutnika IC23a jest uaktywnione co 3600 impulsów. Tuż za przerzutnikiem jest umieszczony licznik dekadowy IC26, którego wejście taktujące jest podłączone bezpośrednio do linii PULSE. Licznik ten inicjuje pełną i dosyć skomplikowaną procedurę RESET. Wyjścia Q0...Q9 są włączane kolejno po sobie, w taki sposób, że najpierw włącza się Q1 , potem Q4, Q6 i na końcu Q8 i Q9 wysyłają impulsy taktujące. Najpierw więc wysyłany jest impuls LATCH (Q1) i na wyświetlaczu pojawia się aktualny wynik. Wkrótce potem wysyłane są dwa impulsy (Q4 i Q6) do jeszcze nie omówionego układu sygnalizacji błędów. Po tym, jak zostały zapamiętane wszystkie ważne informacje dotyczące pomiaru, może zostać wykonany RESET pozostałej części układu. W dalszej kolejności impuls Q8 wykonuje RESET przerzutnika IC23a.

Wyjście Q tego przerzutnika generuje impuls RESET dla prawie całej reszty układu. Do tej linii są podłączone IC13b, obydwa dzielniki 2n, kompletna jednostka zliczająco - dekodująca dla wyświetlacza , dzielnik CYCLE / 3600 oraz sygnalizacja błędów. Bramka IC17b zapewnia, że po zresetowaniu całego układu impuls RESET dotrze także z powrotem do przerzutnika IC23a. Podobnie ma się rzecz z przerzutnikiem IC23b. W pozycji początkowej S=R=0. Najpierw do przekaźnika dociera impuls z IC24 (CYCLE / 3600) albo z wyjścia zanegowanego układu IC15b. Na wyjściu zanegowanym pojawia się 0. Nawet gdy na wejściu S pojawi się 0 to na wyjściu zanegowanym będzie nadal 0. Dopiero wtedy, gdy pojawi się impuls Q9 z układu IC26, na wyjściu zanegowanym pojawi się 1 i stan ten pozostanie aż do następnego impulsu SET. Od tego momentu cały układ jest gotowy do kolejnego pomiaru.

Jak było to już wcześniej rozważane, ostatni okres pomiarowy nie jest ważny. Z tego względu maksymalny błąd pomiarowy jest uzależniony od ilości okresów pomiarowych. Im więcej okresów zliczy pełny pomiar, tym dokładniejszy jest wynik. Wskaźnik błędów , składający się z IC18...IC22, tranzystorów T1...T4 oraz LEDów D1...D4, pokazuje maksymalny błąd pomiaru. Punktem wyjściowym jest dodatnie przejście przez zero sygnału wejściowego A, który taktuje licznik IC18. Cztery bramki AND są tak połączone, że odpowiednio przy 36,90,180 i 360 okresach na odpowiednim wejściu S pamięci pośredniej IC21 pojawia się 1.Na odpowiednim wyjściu pojawia się wtedy także 1 i wysterowana zostaje kolejna pamięć pośrednia IC22, do której są wreszcie podłączone odpowiednio tranzystory i diody LED. Układ ten taktowany jest bezpośrednio, albo pośrednio przez IC26. Najpierw IC18 zlicza do 180 . Przez IC19a impuls dociera do S0 w układzie IC21 i ze względu na „przeźroczystość” pamięci, dalej do D2 w IC22. Stan ten pozostaje na razie stabilny, pomimo tego, że IC18 może liczyć dalej, ponieważ wejścia R nie są uaktywnione. W chwili gdy pojawi się impuls Q4 z układu IC26, następuje zapisanie informacji wejściowej i przekazanie jej dalej do stopnia z diodami LED. Pierwszy zatrzask może zostać teraz zresetowany impulsem Q6, a informacja na wyświetlaczu jest zachowana. Ostatecznie główny RESET dokonuje wyzerowania licznika IC18. Zależnie od ilości zliczonych okresów świeci jedna lub więcej diod LED, odpowiednio do błędów pomiarów 0,5° ; 1° ;2° ;5°. Obowiązujący jest oczywiście najniższy sygnalizowany błąd pomiaru.

7. Badania laboratoryjne.

1. Oscylogramy.

Podczas badań laboratoryjnych na wejście kanału A miernika fazy podawaliśmy sygnał o napięciu UWE = 2V i częstotliwości fWE = 125 Hz. Natomiast na drugie wejście miernika , czyli na kanał B podawaliśmy sygnał przesunięty w fazie w stosunku do sygnału podawanego na kanał A. Częstotliwość sygnału podawanego na kanał B była taka sama jak częstotliwość sygnału podawanego na kanał A. Inna natomiast była wartość napięcia wejściowego sygnału podawanego na kanał B, która wynosiła 0,2V. Przebadaliśmy poszczególne bloki danego miernika i poszczególne przebiegi sygnałów na tych blokach przedstawiamy w postaci oscylogramów.

Wejście A

Wejście B

IC 1 - CA 3140 nóżka 3 . Sygnał po stłumieniu.

IC 2 - CA 3140 nóżka 3. Sygnał po stłumieniu.

IC 1 - CA 3140 nóżka 3. Sygnał bez tłumienia.

IC 2 - CA 3140 nóżka 3. Sygnał bez tłumienia.

IC 12 - LM 311 nóżka 7.

IC 14 - LM 311 nóżka 7.

IC 15 - 45 28 nóżka 10

IC 15 - 4528 nóżka 6.

IC 13 - 4027 nóżka 2.

IC 13 - 4027 nóżka 15.

IC 16 - 4070 nóżka 3.

IC 16 - 4020 nóżka 4. Gdy na nóżce 5 jest „1”

IC 16 - 4070 nóżka 4. Gdy na nóżce 5 jest „0”.

IC 16 - 4070 nóżka 11.

IC 17 - 4081 nóżka 3 Przełącznik S4 w pozycji LEAD.

IC 17 - 4081 nóżka 3. Przełącznik S4 w pozycji LAG.

IC 4 - 4020 nóżka 3.

IC 4 - 4020 nóżka 2.

IC 4 - 4020 nóżka 1.

IC 4 - 4020 nóżka 15.

IC 4 - 4020 nóżka 14

IC 4 - 4020 nóżka 12.

IC 24 - 4040 nóżka 10.

IC 24 - 4040 nóżka 3.

IC 24 - 4040 nóżka 14.

IC 24 - 4040 nóżka 15.

IC 24 - 4040 nóżka 1.

IC 26 - 4017 nóżka 2.

IC 26 - 4017 nóżka 15.

IC 26 - 4017 nóżka 10.

IC 26 - 4017 nóżka 11.

IC 26 - 4017 nóżka 5.

IC 26 - 4017 nóżka 9

IC 18 - 4040 nóżka 10.

IC 18 - 4040 nóżka 6.

IC 18 - 4040 nóżka 3.

IC 20 - 4082 nóżka 1.

b)Wyznaczanie szybkości układów.

f = 100 kHz

IC 12 - LM 311

Szybkość tego układu wynosi 4μs .

IC 14 - LM 311

Szybkość tego układu wynosi 4,5μs.

3. Wyznaczanie czasu propagacji przerzutnika JK.

Czas propagacji przerzutnika JK wyniósł 50 μs.

4. Układ do wyznaczania węzłów i strzałek w fali akustycznej.

Węzły i strzałki w fali akustycznej będą występowały wtedy gdy nastąpi nałożenie dwóch sygnałów akustycznych. Zjawisko to występuje podczas dyfrakcji (ugięcia) i interferencji (nakładania) fali akustycznej.

Schemat do wyznaczania węzłów i strzałek.

Do wyznaczania węzłów i strzałek może służyć mikrofon pojemnościowy do którego dociera sygnał akustyczny z głośnika. Sygnał z mikrofonu doprowadzony jest do jednego z wejść miernika fazy, natomiast do drugiego wejścia doprowadzony jest sygnał z generatora. Gdy odczytamy z miernika, że przesunięcie fazowe wynosi 180°, to oznacza to, że w miejscu w którym znajduje się mikrofon występuje strzałka (czyli w miejscu tym sygnał jest wzmocniony). Odwrotnym przypadkiem jest sytuacja gdy na ekranie miernika pojawi się przesunięcie fazowe wynoszące 0°. Wówczas mamy do czynienia z węzłem czyli w miejscu w którym znajduje się mikrofon sygnał akustyczny jest stłumiony.

8. Wnioski.

Zbudowany przez nas miernik przesunięcia fazowego łatwo, szybko i precyzyjnie pozwala określić relacje fazowe pomiędzy dwoma sygnałami małej częstotliwości. Ponadto w bardzo dobrym stopniu odpowiada wszystkim założeniom stawianym tego typu urządzeniom. Zbudowany jest poza tym z nie drogich i łatwo dostępnych specjalnych podzespołów, które można zdobyć w większości sklepów. Następną zaletą wykonanego przez nas miernika jest to , że mierzona przez niego relacja fazowa pomiędzy dwoma sygnałami jest odczytywana w stopniach i wyświetlana na wyświetlaczu . Ważną jego zaletą jest również mały błąd pomiarowy który w optymalnych warunkach wynosi ± 0,5 °, co jest bardzo dobrym osiągnięciem.

Podczas badań laboratoryjnych wyżej wymieniony miernik zachowywał się poprawnie i mierzył badane przez nas relacje fazowe z oczekiwaną dokładnością. Również przebiegi fazowe sygnałów na poszczególnych blokach miernika były w dużym stopniu zbliżone swymi kształtami do idealnych, co świadczy o dobrej klasie tego miernika.

Podsumowując wykonany przez nas miernik jest urządzeniem szybkim, dokładnym i prostym w obsłudze co pozwala na użytkowanie go nawet przez mało zaawansowanych elektroników.

1

- 2 -

---