Wytwarza się również układy scalone jako układy pośrednie między układami analogowymi i cyfrowymi. Należą do nich m.in. komparatory, przetworniki analogowo-cyfrowe i cyfrowo-analogowe. Pod względem technologicznym układy scalone wykonuje się w postaci monolitycznej i hybrydowej. W układach monolitycznych podłożem jest płytka krzemowa. Elementy są wytwarzane wewnątrz podłoża. W układach hybrydowych podłożem jest szkło lub ceramika, na którym wytwarza się rezystory i kondensatory techniką warstwową, a następnie dołącza się diody i tranzystory dyskretne lub monolityczne.
2.7. Wzmacniacze elektroniczne
Wzmacniacze elektroniczne służą do wzmacniania sygnałów elektrycznych. Obecnie układy lampowe zostały zastąpione układami tranzystorowymi. Analiza pracy układów lampowych i tranzystorowych jest podobna.
2.7.1. Wzmacniacz rezystancyjny (oporowy) ze wspólnym emiterem — WE
2.7.1.l.Wiadomości ogólne
Rys. 2.31. Podstawowy układ wzmacniacza w układzie ze wspólnym emiterem: a) schemat układu; b) przekształcony schemat zastępczy
173
Wzmacniacz ze wspólnym emiterem (WE) jest najczęściej spotykany, gdyż umożliwia większe wzmocnienie mocy niż układy ze wspólną bazą (WB) i wspólnym kolektorem (WC). Impedancje: wejściowa (p. wzór 2.20) i wyjściowa tego układu są stosunkowo duże i mają zbliżone wartości. Stąd układ WE może pracować w połączeniu kaskadowym o identycznych stopniach ze sprzężeniem pojemnościowym, przy czym wartość wzmocnienia mocy jest zbliżona do wartości maksymalnej osiąganej przy dopasowaniu (p. 2.7.3). Te cechy spowodowały, że układ ze wspólnym emiterem jest korzystniejszy niż układ ze wspólną bazą. Jedyną wadą tego układu jest mniejsza częstotliwość graniczna (częstotliwość, przy której wzmocnienie prądowe zmniejsza się o 3 dB (decybele). Jeżeli częstotliwość graniczna układu WB wynosi fx, to w układzie WEfp = fj(l+fi)-Prosty układ wzmacniacza tranzystorowego w układzie ze wspólnym emiterem pokazano na rys. 2.31.
Punktem odniesienia w przedstawionym układzie jest emiter. Sygnał sterujący eg ze źródła o rezystancji Rg jest doprowadzony do bazy i emitera a obciążenie jest włączone do kolektora i emitera. Ściśle biorąc, sygnał Uj jest doprowadzony do zacisków wejściowych 1 -2, z których jeden jest dołączony do punktu odniesienia (masy), a drugi — oddzielony od bazy kondensatorem Cv Wzmocniony sygnał u2 jest odbierany z zacisków wyjściowych 3-4.
Włączone w obwodzie sterującym źródło napięcia stałego EB polaryzuje dodatnio (dla tranzystora NPN) bazę tranzystora. Składową stałą prądu bazy oznaczono IB. Napięcie UBE dla tranzystorów germanowych wynosi ok. 0,3 V, a dla tranzystorów krzemowych ok. 0,7 V.
Dla obwodu wejściowego obowiązuje drugie prawo Kirchhoffa w postaci
EB = RBIB+UBE (2.16)
W obwodzie kolektora jest włączone źródło napięcia zasilania Ez w ten sposób, że biegun dodatni jest dołączony do rezystora Rc, a biegun ujemny do masy. Biegunowość źródła zasilającego wynika z rodzaju tranzystora: NPN lub PNP, przy czym dla tranzystora PNP źródła EB i Ez należy włączyć przeciwnie (plus do emitera). W obwodzie kolektora płynie prąd Ic, którego wartość zależy od prądu bazy IB, napięcia Ez i rezystora Rc. Zbiór tych wartości określa punkt pracy. Wybór punktu pracy przedstawiono w p. 2.5.1.3.
Dla obwodu wyjściowego, drugie prawo Kirchhoffa ma postać
EZ = RCIC+UCE (117)
Ponadto
IC = P0IB oraz J£ = (1+/?0)/b (2-18)
Symbolem /?0 oznaczono statyczny współczynnik wzmocnienia prądowego h21E.
Przedstawione równania (2.16) -r- (2.18) są podstawowymi dla pracy tranzystora w układzie wzmacniacza i dotyczą składowych stałych.
Analizując działanie wzmacniaczy małych sygnałów, należy pamiętać o wstępnej polaryzacji, która ma istotny wpływ na sygnał wzmocniony. Po ustaleniu punktu pracy należy dokonać analizy wzmacniacza dla składowych zmiennych (oznaczonych małymi literami). Na rysunku 2.3Ib przedstawiono schemat zastępczy dla składowych zmiennych. Kondesatory Ct i C2 służą do sprzęgania z następnym i poprzednim stopniem, a ich pojemności są dostatecznie duże i dla sygnału zmiennego stanowią reaktancję bliską zeru. Kierunki przepływu prądów zależą od określonej chwilowej polaryzacji źródła eg. Napięcie stałe (składowa stała) stopnia poprzedniego nie polaryzuje następnego stopnia, gdyż kondensator stanowi bardzo dużą reaktancję dla sygnałów stałych.
Zakładamy, że źródła EB i Ez są idealne, a więc mają rezystancję wewnętrzną równą zeru. Tranzystor najwygodniej jest opisać za pomocą parametrów macierzy h. Abstrakcyjne źródło napięciowe h12eu2 jest miarą oddziaływania obwodu wyjściowego na obwód wejściowy. Wpływ ten jest niewielki i w dalszych rozważaniach zostanie pominięty. Wartość skuteczna napięcia Ube jest więc równa spadkowi napięcia na rezystancji hlle, czyli
174
Ube = hlleIb (2.19)
Rezystancja wejściowa rwe, mierzona na zaciskach B-E, jest określona stosunkiem UJIy
def Ul Uh
'be
h
hlle (2.20)
Napięcie wyjściowe
U2=-RCIC (2-21)
Znak minus oznacza, że wzmacniacz WE powoduje przesunięcie fazy równe tc między napięciem wejściowym i wyjściowym. Rozpatrując pracę wzmacniacza (rys. 2.3 la) łatwo wykazać przesunięcie fazy. Zwiększenie chwilowego napięcia wejściowego ul (rys. 2.32) powoduje zwiększenie prądu bazy tranzystora. Zależność ta jest określona za pomocą charakterystyki wejściowej tranzystora. Prąd kolektora ic jest j8 razy większy od prądu bazy ib, a więc zwiększenie ib pociąga za sobą zwiększenie ic. Prąd ic przepływając w obwodzie wyjściowym
Rys. 2.32
Przebiegi napięć i prądów wzmacniacza w układzie WE
175
przez rezystor Rc powoduje na nim większy spadek napięcia. Skoro suma dwóch napięć (napięcia kolektor-emiter oraz spadku napięcia na Rc) jest stała i równa Ez, zatem uce się obniży. Napięcia ut iuce są więc w przeciwfazie.
Źródło h21eib obrazuje właściwości prądowe obwodu wyjściowego wzmacniacza, a konduktancja h22e określa nachylenie charakterystyk wyjściowych tranzystora (mniejsze nachylenie — h22e bliższe zera). Na ogół rezystancja będąca odwrotnością h22e jest wiele razy większa od rezystancji obciążenia Rc, a więc można przyjąć bez większego błędu, że cały prąd o wartości h21eib płynie przez Rc, czyli wartość skuteczna prądu kolektora Ic
h = h2UIb1} (2.22)
Wzmocnienie prądowe
K,. = f = /J (2.23)
lb
Przy analizie dokładnej (mało przydatnej w projektowaniu) okazuje się, że prąd Ic jest nieco mniejszy niż to wynika ze wzoru (2.22).
Wzmocnienie napięciowe Ku, określone od wejścia do wyjścia wzmacniacza, wyraża się wzorem
def U2 = U2 = RCIC = h21eRcIb Rc
l" u, ube hlleib hlleib phlle [- ]
Często znak minus pomija się, lecz wówczas należy pamiętać o odwracaniu fazy. Wzmocnienie mocy Kp układu WE określa zależność
Kp = KtKu = PP^~ = P2~~ (2-25)
"ile «lle
Określone wyżej parametry odnosiły się do sygnału wejściowego uy. Najczęściej jednak wzmacniacz jest sterowany ze źródła eg o rezystancji wewnętrznej Rg. Na skutek przepływu prądu ig ze źródła eg powstaje niepotrzebny spadek napięcia na rezystancji Rg. Ponadto część tego prądu jest „stracona", gdyż przepływa przez rezystor RB omijając wejście tranzystora. To prądowe sterowanie tranzystorów jest ich wadą (jedną z nielicznych) w stosunku do układów lampowych sterowanych napięciowo.
W rezultacie tego skuteczne wzmocnienie napięciowe Kusk zależy od rezystancji Rg i po przekształceniach otrzymujemy
def U-, r „ Rr
*--lf-W7Ć (226)
gdzie
r = 7^ <2-27)
rwe + KB
11W rozważaniach użyto symboli fi lub h2ie oznaczających wzmocnienie prądowe tranzystora dla składowych zmiennych.
176
W celu ograniczenia wpływu rezystancji Rg na zmniejszenie wzmocnienia skutecznego należy konstruować wzmacniacze o dużej rezystancji wejściowej i dużej rezystancji RB układu polaryzacji bazy.
2.7.1.2. Klasy pracy wzmacniaczy
Klasa pracy opisuje działanie wzmacniacza przez określenie warunków przepływu prądu kolektora w jednym okresie zmian napięcia sygnału. Czas, w którym tranzystor znajduje się w stanie aktywnym, określa się wartością kąta przepływu 29 (rys. 2.33). We wzmacniaczu klasy A prąd kolektora płynie bez przerwy przez cały okres trwania sygnału sterującego i wówczas 29 = 2n.
Klasa A —2» —
Klasa B
Klasa C
Rys. 2.33. Prądy wyjściowe wzmacniaczy poszczególnych klas
We wzmacniaczu klasy AB n < 29 < 2n. Przy pracy w klasie B prąd kolektora płynie tylko przez pół okresu i 29 = n, natomiast wzmacniacz klasy C charakteryzuje się kątem przepływu 29 < n. W zależności od klasy pracy wzmacniacza, sprawność (zdefiniowana w p. 2.7.5) zmienia się wg zależności określonej na rys. 2.34. Klasa pracy wzmacniacza wiąże się ściśle z wyborem punktu pracy.
Rys. 2.34
Zależność sprawności wzmacniacza od kąta
1
/ 0/5 0,5 0,25
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
TC 1 2 Klasa C |
r 1„ 2. 2n 2& —-Klasa AB |
if |
Klasa B
Klasa A przepływu
Najlepiej można to zilustrować na charakterystykach tranzystora (rys. 2.35). Z równania (2.17) wynika związek między prądem kolektora i napięciem kolektor-emiter
1C Rr
CE
U,
Rr
(2.28)
12 Elektrotechnika i elektronika dla nieelektryków
177
M.A I
o) tir Obszar nasycenia
tz\ui :—
^UajLlI
Obszar odcięcia
Ale p«J Prosta obciążenia
Rys. 2.35. Wybór punktu pracy wzmacniacza: a) charakterystyki wejściowe; b) charakterystyki wyjściowe
Jest to równanie prostej nachylonej pod kątem /? do osi napięciowej tg/? = l/Rc i przecinającej osie w punktach Ez oraz Ez/Rc. Punkty prostej stanowią nieskończony zbiór wartości określających stan pracy wzmacniacza.
W obwodzie sterującym, napięcie spoczynkowe f/B£ jest określone wartością źródła polaryzacji o napięciu EB. Ze wzoru (2.16) wynika zależność
U
BE
7 =-=£--.
&b &b
(2.29)
Jeżeli napięcie EB zostanie obniżone, to prąd bazy również zmniejszy się i punkt pracy Q(AB), leżący na parabolicznej części charakterystyki wyjściowej, jest określony jako klasa AB. Dla klasy B wzmacniacza, napięcie spoczynkowe UBE jest równe napięciu odcięcia i wówczas prąd bazy nie płynie.
Napięcie UBE we wzmacniaczu klasy C jest niższe niż napięcie odcięcia, często o przeciwnej polaryzacji. Napięcie odcięcia dla tranzystorów germanowych wynosi ok. 0,1 V, a dla krzemowych ok. 0,5 V. Graficzna metoda wyboru punktu pracy tranzystora jest przejrzysta i stosowana, gdy dysponujemy charakterystykami tego tranzystora. W praktyce, jeśli nie znamy charakterystyk, to żądane wartości napięć ustawia się za pomocą (najczęściej) jednego elementu regulowanego, np. rezystora polaryzującego bazę tranzystora. Napięcie na zaciskach tranzystora należy mierzyć woltomierzem o dużej rezystancji wewnętrznej rzędu 20 kQ/V. W przeciwnym razie błąd pomiaru będzie duży.
178
2.7.1.3. Zasilanie układów tranzystorowych i stabilizacja punktu pracy
Wybór punktu pracy i jego stabilizacja mają istotny wpływ na pracę wzmacniaczy i decydują o wzmocnieniu, mocy wyjściowej, poziomie szumów, zniekształceniach nieliniowych oraz rezystancji wejściowej i wyjściowej. Tranzystor jest elementem silnie nieliniowym i parametry macierzy h zależą od napięcia i prądu. Prąd kolektora zależy nie tylko od elementów układu, lecz także od czynników zewnętrznych takich jak: zmiana napięcia zasilającego, zmiana temperatury, zmiana współczynnika wzmocnienia statycznego P0 itp. Należy tak projektować układy, aby zmniejszyć do minimum wpływ tych czynników.
Przy projektowaniu wzmacniaczy prądu stałego szczególnego znaczenia nabiera stabilizacja punktu pracy, ponieważ każda jego zmiana jest traktowana jako sygnał. Niestałość punktu pracy jest nie tylko przyczyną niewłaściwej pracy układu, lecz także często prowadzi do zniszczenia tranzystora. Spośród czynników powodujących niestałość punktu pracy układu tranzystorowego najważniejszą jest zmienność temperatury. Na skutek zmiany temperatury zmienia się prąd zerowy, napięcie baza-emiter oraz zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego h21E.
Rys. 2.36
Określenie prądu zerowego w układzie WE
Prąd zerowy złącza półprzewodnikowego wynika z nieidealności złącza spolaryzowanego w kierunku zaporowym. W tranzystorze, jak na rys. 2.36, do kolektora i emitera doprowadza się napięcie polaryzujące złącze kolektor-baza w kierunku zaporowym, a obwód bazy jest rozwarty. W złączu baza-kolektor płynie prąd zerowy diody kolektorowej ICB0, który zostaje wzmocniony i przez tranzystor płynie prąd ICE0, przy czym
Iceo = (1+Po)Icbo (2-30)
Prąd ICE0 może stanowić znaczną część całkowitego prądu kolektora wysterowanego tranzystora i zależy wykładniczo od temperatury. Prąd ICB0 zwiększa się dwukrotnie w przypadku tranzystorów germanowych — przy każdym wzroście temperatury o 10°C; tranzystorów krzemowych — przy wzroście temperatury o 6°C, a więc zmiany są większe. Chociaż tranzystory krzemowe wykazują większy wzrost prądu zerowego niż germanowe, to jednak są one lepsze od germanowych, gdyż bezwzględna wartość ICB0 w tej samej temperaturze jest znacznie mniejsza (kilkaset razy). Na przykład w temperaturze 20°C dla tranzystora germanowego ICB0 = 10 u A, dla tranzystora krzemowego ICB0 = 0,04 uA.
12*
179
Wpływ zmian napięcia UBE jest istotny w tranzystorach krzemowych, natomiast jest pomijany (w porównaniu z wpływem ICB0) w tranzystorach germanowych. Zmiany współczynnika wzmocnienia fi powinny być uwzględniane w obydwu typach tranzystorów. Wpływ prądu zerowego ICB0 na prąd kolektora określa współczynnik stabilizacji S;
CBO
def A/„
O; —
Al,
KS^l+00
(2.31)
Dla układu bez stabilizacji współczynnik St= 1 + jS0. Oznacza to, że prąd zerowy zostaje wzmocniony (l+/?0) razy. Udział prądu ICB0 w prądzie kolektora jest najmniejszy dla St = 1 i taki przypadek jest najkorzystniejszy, lecz trudny do zrealizowania w praktyce.
Istnieje wiele układów zasilania zapewniających ustalenie i stabilizację punktu pracy tranzystora. Poniżej zostaną przedstawione typowe układy oraz podstawowe wzory projektowe.
a)
•Ir— +B*
fi 33 k9 W
/?i
RA \4,7kS
C 0,2jiF
0,2jxF
7f:r
#
We /?, \4,7k$
Wy 500 pF
Rys. 2.37. Układ potencjometryczny zasilania: a) bez sprzężenia zwrotnego; b) uproszczony schemat zastępczy układu (a); c) ze sprzężeniem zwrotnym; d) uproszczony schemat zastępczy układu (c)
Na rysunku 2.37 pokazano podstawowy i najczęściej spotykany układ zasilania z dzielnikiem napięcia w obwodzie bazy (i?1; R2) i ujemnym sprzężeniem zwrotnym (dla prądu zerowego) w emiterze. Rezystor RE polaryzuje emiter tranzystora napięciem dadatnim (w stosunku do masy) o wartości proporcjonalnej do prądu IE. Jest to tzw. polaryzacja automatyczna. Poniżej zostanie wyjaśniony efekt ujemnego sprzężenia zwrotnego (p. 2.5.1.4).
Przyjmujemy, że jakaś przyczyna spowodowała wzrost prądu kolektora, a więc i emitera. Potencjał emitera również wzrósł i jeżeli potencjał bazy jest stały
180
(dzięki rezystorom /?! i R2), to efektywne napięcie sterujące UBE obniży się, powodując mniejsze wysterowanie tranzystora. To z kolei doprowadza do zmniejszenia prądu kolektora i emitera, a więc powoduje zmianę o kierunku przeciwnym do przyczyny początkowej. O stałości prądu kolektora decyduje wartość sprzężenia. Potencjał bazy jest stały i nie zależy od prądu pod warunkiem, że rezystory Rt i R2 są odpowiednio małe. Kondensator CE umożliwia przepływ składowej zmiennej prądu emitera, nie powodując ujemnego sprzężenia zwrotnego dla wzmacnianego sygnału. Często jest realizowany układ z dzieloną rezystancją RE (rys. 2.37c), przy czym część jR£1 jest zbocz-nikowana kondensatorem CE. Jest to kompromisem między wartością wzmocnienia i rezystancji wejściowej. Współczynnik stabilizacji St dla tego układu wyraża się wzorem
«- A/c =(l+/y *Ł- = (l+/g *Ł—- (2.32)
KE KB
gdzie
Wartość współczynnika stabilizacji St często określa się z góry narzucając odpowiedni (dopuszczalny) przyrost prądu kolektora. Praktyczna jego wartość zawiera się od 3 do 7. Z analizy zależności (2.32) wynika, że stabilizacja temperaturowa prądu kolektora jest tym lepsza, im rezystancja RE w emiterze jest większa, a rezystancja RB w bazie jest mniejsza.
Rezystancja wejściowa rwe jest określona wyrażeniami
— dla układu z rys. 2.37a
def U t
rwe = ~r = Kle (2.34)
lb
— dla układu z rys. 2.37c
rJ2¥L = hlle + (0+l)RE2 (2.35)
Wzmocnienie napięciowe jest odpowiednio równe
def U2 Rc Rc
^ 1 'we "ile
oraz
Z rysunku 2.37 można wywnioskować, że efektem oddziaływania rezystorów bocznikujących źródło, a polaryzujących bazę jest zmniejszenie rezystancji
181
wejściowej. Oznaczmy rezystancję „widzianą" z zacisków wejściowych wzmacniacza przez Rwe. Wówczas
«.,
^Brwe
(2.38)
W celu zapewnienia dobrej stabilizacji punktu pracy wzmacniacza należy (jak wspomniano wyżej) dobierać małe RB, co z kolei zmniejsza niekorzystnie rezystancję wejściową wzmacniacza. Rozwiązanie kompromisowe wskazuje na podaną wyżej wartość współczynnika stabilizacji. Wzmocnienie skuteczne Kmk zależy również od rezystancji wejściowej i zmniejsza się wraz z obciążeniem źródła sygnału.
a)
We
+E,
<Hh-
<
Wy
Rys. 2.38. Przykłady zasilania układów tranzystorowych: a) układ bez sprzężenia emiterowego; b) układ ze sprzężeniem emiterowym; c) układ ze sprzężeniem kolektorowym; d) układ ze sprzężeniem kolektorowym i emiterowym
Spotykane są również inne rozwiązania (lecz rzadziej), z których należy wymienić układy przedstawione na rys. 2.38. Układ z rysunku 2.38a, choć nie wprowadza żadnej stabilizacji prądu kolektora, jest nieraz stosowany ze względu na swą prostotę. Może pracować w stałych warunkach cieplnych. Układ z rys. 2.38b słabo stabilizuje prąd kolektora, lecz nie powoduje dużych strat wzmocnienia przez bocznikowanie wejścia wzmacniacza. Układ z rys. 2.38c nie obciąża źródła rezystorami polaryzującymi bazę. Przez rezystor Rf napięcie wyjściowe o fazie przeciwnej jest podawane na wejście. Występuje więc ujemne sprzężenie zwrotne dla składowej stałej i dla składowej zmiennej. Układ ze sprzężeniem kolektorowym i emiterowym przedstawiony na rys. 2.38d umożliwia dosyć dobrą stabilizację punktu pracy i często jest stosowany. Obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego prądowego i napięciowego zawiera rezystory RE i Rf, od rezystancji których zależą zmiany prądu kolektora. Szczegółową analizę wymienionych układów zawierają publikacje [2.6], [2.7] i [2.16].
Przykład przybliżonej metody doboru elementów zasilania. Należy zaprojektować układ zasilania i stabilizacji punktu pracy wzmacniacza (rys. 2.39) z tranzystorem krzemowym NPN przy założeniach: Ez = 12 V; UCE = 5 V; UBE = 0,7 V; Ic = 2 mA; St = 4; 0O = 100.
1. Dla przyjętego St obliczamy wartość stosunku RE/RB ze wzoru (2.32) i otrzymujemy RE/RB = 1/3.
182
b)
, |
k |
|
|
consł |
|
£7 |
|
|
Ib= |
|
± 1 |
■+/?£ |
|
|
|
Łg RC* Re |
|
|
r |
|
|
|
|
■'ta |
Y |
|
|
■nfl |
|
|
\ |
|
|
|
|
|
[ |
|
|
|
|
|
< |
|
|
|
|
|
<■ |
|
|
|
^ ^c Uci |
0 |
|
UCE |
|
|
Ez |
Rys. 2.39. Wzmacniacz jednostopniowy — ilustracja do przykładu obliczeniowego: a) schemat ideowy; b) analiza graficzna
UrK + IrRr + IKRF*i
lC^C
'CE
Wyznaczamy wartość RC + RE ze wzoru £z UCE + IC(RC + RE); RC + RE = 3,5 kQ.
Ze wzoru RE = (0,1 -h0,3)—— wyznaczamy RE. Załóżmy, że RE =
= 0,1 —-, wówczas RE = 0,6 kfi.
Dobór większej wartości RE zapewnia lepszą stabilizację punktu pracy, lecz powoduje konieczność zmniejszenia rezystancji Rc, a w konsekwencji zmniejszenia wzmocnienia.
Obliczamy wartość rezystancji Rc = 3,5 — 0,6 = 2,9 kQ.
Określamy wartość wypadkowej rezystancji RB zgodnie z p. 1 RB = 3 0,6 = 1,8 kQ.
Określamy potencjał bazy UB = UBE + IERE « 0,7 + 2 0,6 = 1,9 V.
W przyjętym potencjometrycznym układzie zasilania określamy wartość rezystancji i?x i R2 z przybliżonych wzorów
Ri
UB = E:
RB =
R,+R2 RiR2
Ri+R2
Wówczas R2 = 2,14 kQ; #! = 11,37 kQ.
Rzeczywiste wartości rezystorów użytych do budowy wzmacniacza wynikają z przyjętego szeregu wartości nominalnych i tak np. dla szeregu £24 z tolerancją wartości znamionowych ±5%; RE — 0,62 kQ; Rc = 3 kil; Rj^ = 11 kfl; R2 = 2,2 kQ.
Z uwagi na rozrzut parametrów elementów, posługiwanie się metodą przybliżoną jest wystarczające. W układach rzeczywistych dokonuje się korekt przez stosowanie elementów regulacyjnych np. potencjometrów.
Kolejnym etapem projektowania wzmacniaczy jest określenie wartości pojemności C1, C2, CE z uwagi na zadane pasmo przenoszenia, wartość
183
wzmocnienia oraz impedancję wejściową. Projektowanie wymaga uwzględnienia kompromisów dotyczących parametrów. Na przykład duże wzmocnienie wiąże się z małym pasmem częstotliwości wzmacnianych sygnałów oraz małą rezystancją wejściową i na odwrót. Dokładna procedura doboru optymalnych warunków pracy wykracza poza niniejsze opracowanie i jest podana w pracy [2.7].
2.7.1.4. Ujemne sprzężenie zwrotne we wzmacniaczach
Ujemne sprzężenie zwrotne odgrywa ważną rolę we wzmacniaczach, gdyż parametry poszczególnych egzemplarzy danego typu tranzystorów są na ogół różne i zależą od kilku zmieniających się czynników jak np.: punkt pracy, temperatura, czas (starzenie się). Ujemne sprzężenie zwrotne ma zapewnić stabilizację pracy wzmacniacza. W analizie tego zagadnienia najwygodniej jest posługiwać się schematami blokowymi wzmacniaczy, gdyż pozwala to w przejrzysty sposób uwypuklić istotne cechy złożonych układów. Wzmocnienie napięciowe Ku wzmacniacza (rys. 2.40) równe stosunkowi napięcia wyjściowego i wejściowego bywa często nazywane wzmocnieniem układu otwartego.
a)
Wzmacniacz o wzmocnieniu
uw„
Rys. 2.40. Wzmacniacz: a) schemat blokowy; b) schemat zastępczy
Obwód wejściowy wzmacniacza przedstawia sobą rezystancję Kwe (w ogólnym przypadku — impedancję Zwe) dla źródła sterującego.
Obwód wyjściowy wzmacniacza jest źródłem napięcia Ku (7we o rezystancji wyjściowej i?wy. Wzmocnienie Ku zależy na ogół od częstotliwości sygnału wejściowego t/we.
Jeżeli do wzmacniacza zostanie dołączony układ sprzężenia zwrotnego, jak na rys. 2.41, to część sygnału wyjściowego oddziałuje na jego obwód wejściowy. Oddziaływanie to może mieć charakter dodatni lub ujemny i wówczas sprzężenie określa się jako dodatnie lub ujemne.
a)
*ir^
Jsp
Wzmacniacz Ku
Sprzężenie zwrotne
Jwy
b)
|
|
|
|
|
|
/ |
|
||
• |
|
1 |
|
|
«4 |
1 |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
Rys. 2.41. Wzmacniacz ze sprzężeniem zwrotnym: a) schemat blokowy; b) sprzężenie zwrotne prądowe szeregowe
184
Układy z dodatnim sprzężeniem zwrotnym zostaną omówione w p. 2.6.
W celu określenia wzmocnienia wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym należy przeanalizować układ z rys. 2.4la. Symbol f$f oznacza wartość sprzężenia zwrotnego
Ł/E=L/we-I/sp lecz C/sp = ^L/wy Po przekształceniach otrzymujemy
Wypadkowe wzmocnienie Kul wzmacniacza ze sprzężeniem ujemnym jest mniejsze niż układu bez sprzężenia i określa go zależność
*-'-irb; (2'41)
Jeżeli podzielimy licznik i mianownik wyrażenia przez Ku, to otrzymamy
K.i = -y^ (2-42)
K.
+ Pf
Dla dostatecznie dużego wzmocnienia Ku (rzędu tysiąca) składnik —— « flf, a wtedy
K«i*-i- (2-43)
Pf
Ze wzoru (2.43) wynika, że wzmocnienie wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym jest równe l/f}f i nie zależy od wzmocnienia Ku układu otwartego. Inaczej mówiąc, zmiany współczynnika wzmocnienia Ku spowodowane wahaniami napięć zasilania, starzeniem się elementów wzmacniających, wpływem temperatury, a także rezystancji obciążenia RL, mogą prawie wcale nie oddziaływać na wartość wzmocnienia wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym.
Fizyczna interpretacja powyższego warunku jest następująca: jeśli wzmocnienie Ku zmniejszy się, to zmniejszy się także sygnał sprzężenia zwrotnego, a więc zwiększy się napięcie UE. Wskutek tego wzrośnie napięcie wyjściowe, a to daje w konsekwencji efekt równoważny wzrostowi wzmocnienia Ku. Efektywne wzmocnienie wzmacniacza pozostaje więc w przybliżeniu stałe.
Ujemne sprzężenie zwrotne stosuje się przede wszystkim we wszelkiego rodzaju wzmacniaczach, których głównym zadaniem jest utrzymanie stałej i ściśle określonej wartości wzmocnienia niezależnie od oddziaływania różnych czynników zakłócających.
185
Ujemne sprzężenie zwrotne powoduje ponadto zmianę rezystancji wejściowej i wyjściowej wzmacniacza. Przykładem układu, w którym uzyskano takie zmiany rezystancji wejściowej (zwiększenie) i wyjściowej (zmniejszenie) jest układ tranzystorowy ze wspólnym kolektorem opisany w p. 2.5.2.
33 kSi \4,7kQ
We
\2.2kQ.
Wy
Pętla ^sprzężenia
Rys. 2.42
Wzmacniacz dwustopniowy z ujemnym sprzężeniem zwrotnym
Schemat wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym przedstawia rys. 2.42. Tranzystor Tl pracuje w układzie wspólnego emitera, a więc wzmacniacz Tl odwraca fazę. Na tranzystorze T2 jest zbudowany wtórnik, a więc układ ze wspólnym kolektorem. Wzmacniacz z tranzystorem T2 nie odwraca fazy i charakteryzuje się silnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Ponadto obydwa stopnie wzmacniacza są objęte pętlą sprzężenia zwrotnego przez układ rezystora R i kondensatora C połączonych równolegle. Wielkość sprzężenia zależy od częstotliwości i dla częstotliwości większych, dla których impedancja dwójnika RC zmniejsza się, sprzężenie zwrotne jest silniejsze. W rezultacie otrzymuje się korekcję charakterystyki wzmacniacza w zakresie górnych częstotliwości.
2.7.2. Wzmacniacz w układzie wspólnego kolektora — WC
W układzie wspólnego kolektora (rys. 2.43) punktem odniesienia jest kolektor; sygnał jest doprowadzony do bazy i kolektora, natomiast obciążenie jest włączone do emitera i kolektora.
Układy z rys. 2.43a i 2.43b wykazują pozorne różnice. Na rysunku 2.43a sygnał sterujący u l jest doprowadzony do bazy i kolektora, a sygnał wzmocniony jest odbierany z kolektora i emitera, natomiast na rys. 2.43b sygnał sterujący jest doprowadzony do zacisków baza-masa. W rzeczywistości te układy nie różnią się, gdyż źródło Ez jest traktowane jako „zwarcie" dla sygnałów zmiennych, a więc jest obojętne czy dołączymy sygnał do zacisków baza-kolektor (plus Ez), czy do zacisków baza-masa (minus Ez). Zrozumienie tego nastręcza niejednokrotnie trudności i łatwiej to można wyjaśnić korzystając ze schematu zastępczego (rys. 2.43c). Układ z rys. 2.43b jest często stosowany ze względu na to, że w układach elektronicznych zasilanych z tego samego źródła, jeden biegun (w omawianym schemacie — minus) jest uziemiony. Na ogół rezystor RB jest dołączany do dodatniego bieguna źródła Ez.
186
Rys. 2.43
Wzmacniacz w układzie ze wspólnym kolektorem: a), b) schematy układów; c) schemat zastępczy
Z układu zastępczego wynika
tfi = fciiA + JV« lecz Ie = (P+l)h
oraz 172 = REIe
(2.44)
Po przekształceniach otrzymujemy
(2.45)
U2 _ (0+l)RE &.. —
U, hlle + (fi+l)RE
Jeżeli spełniony jest warunek, że (/?+ l)RE » hlle, to
Ku « 1 (2.46)
Układ taki wykazuje wzmocnienie napięciowe bliskie jedności, a ponadto nie powoduje odwrócenia fazy; często jest nazywany wtórnikiem emiterowym.
Z przedstawionego schematu zastępczego wynika, że wzmocnienie prądowe wyraża się wzorem
Ki=l + P (2 Al)
zatem wzmocnienie mocy
«I+1)K£
(2.48)
(2.49)
(2.50) 187
1+0
*,-K.K,-(l+»-łii> + (,+ 1)Jli Rezystancja wejściowa układu
. ^1
= «ite + W + 1)** * 0i?£ (dla dużych /?)
Rezystancja wyjściowa K + fcn
r =
wy
gdzie i? = g—
P+l.
R9+RB
Układ WC odznacza się dużą rezystancją wejściową, a dobierając tranzystor o dużym współczynniku /? oraz dużym RE, jej wartość może być bliska rezystancji układów z tranzystorami polowymi. Rezystancja wyjściowa układu jest mała, co powoduje, że obwód wyjściowy wtórnika jest źródłem napięcia bliskim idealnemu.
W układach złożonych wtórniki są stosowane do separacji poszczególnych stopni wzmacniających, ponadto jako pierwszy stopień ze źródłem sygnału oraz w stopniach końcowych jako wzmacniacze mocy.
Wzmacniacze o dużej impedancji wejściowej. Wymaganie dużej impedancji wejściowej skłoniło konstruktorów do poszukiwania nowych rozwiązań układowych, czego przykładem jest wtórnik emiterowy dwutranzystorowy (rys. 2.44) noszący nazwę układu Darlingtona lub super alfa.
Obciążeniem pierwszego tranzystora jest rezystancja równa {fl+l)RE, a zatem rezystancja rwe „widziana" z zacisków: baza tranzystora Tl — masa, jest wyrażona wzorem
0?+l)2R,
(2.51)
analogicznie
wy
R„
()8 + l)2
(2.52)
Większa rezystancja wejściowa i mniejsza wyjściowa niż w jednostop-niowym układzie WC, oraz wzmocnienie napięciowe bliskie jedności czynią ten układ bliskim idealnemu wtórnikowi. Układ powyższy ma jedną wadę. W celu właściwej pracy układu, baza tranzystora musi być polaryzowana określonym napięciem. Każdy układ polaryzujący bazę bocznikuje wejście wtórnika, zmniejszając jego impedancję wejściową. Efektywna rezystancja wejściowa jest wówczas określona zależnością
^we =
rv/e^B
gdzie
Rb =
RiR2
(2.53)
Na rysunku 2.45 pokazano sposób uniknięcia wpływu rezystancji dzielnika bocznikującego wejście wtórnika i zasilającego bazę tranzystora na impedancję wejściową.
+E7
+E7
RĄ \100kQ
]*3 110 kS
<
\Re Wy
+H-R2 100JJ.F 10 kQ
5kQ
Wy
Rys. 2.44. Wtórnik emiterowy w układzie Darlingtona
Rys. 2.45. Wzmacniacz o dużej impedancji wejściowej
188
W obwodzie bazy znajdują się rezystory Rlf R2, R3, przy czym pełne napięcie z wyjścia układu jest doprowadzone przez kondensator C o dużej pojemności do p. A (rys. 2.45). W ten sposób napięcie wejściowe jest prawie takie samo (nieco większe) jak w punkcie A, a tym samym przez rezystor R3 prąd prawie nie płynie. Punkt A dzielnika Rt, R2 jest jak gdyby odseparowany od bazy tranzystora dla sygnału wzmacnianego. Obwód polaryzujący bazę przedstawia dla sygnału sterującego rezystancję
gdzie Ku — wzmocnienie wtórnika.
Ponieważ Ku jest bliskie jedności, zatem RB jest bardzo duże (rzędu megaomów),
co powoduje, że wpływ RB na bocznikowanie wejścia wtórnika jest niewielki.
Przez dobór rezystora RE o odpowiednio dużej rezystancji można osiągnąć
bardzo dużą rezystancję wejściową układu, ograniczoną tylko parametrami
tranzystora
Rwemax^ 7 (2.55)
«22e
Istnieje również połączenie układu Darlingtona z układem o zwiększonej rezystancji. W celu realizacji układów o bardzo dużych impedancjach wejściowych stosuje się tranzystory unipolarne.
2.7.3. Wzmacniacze wielostopniowe
W poprzednich podrozdziałach omówiono parametry i właściwości różnych typów wzmacniaczy. Układy rzeczywiste są wzmacniaczami wielostopniowymi, w skład których wchodzi stopień wejściowy oraz pośredni. Stopnie te mogą być sprzężone bezpośrednio, za pomocą transformatora lub układu RC. Sprzężenie bezpośrednie jest konieczne we wzmacniaczach bardzo małych częstotliwości. Sprzężenie transformatorowe pozwala uzyskać dopasowanie obciążenia, lecz powoduje pewne trudności (większy koszt, ciężar, miejsce, wprowadzenie zniekształceń). Najczęściej spotykanym sprzężeniem międzystopniowym jest sprzężenie pojemnościowo-rezystancyjne RC.
W praktyce, najkorzystniejsze wyniki uzyskuje się przy współpracy układów ze wspólnym emiterem WE-WE. Układ WE umożliwia największe wzmocnienie mocy. Rysunek 2.46 przedstawia stopień pośredni wzmacniacza wielostopniowego.
Stopień pośredni (zakreślony przerywaną linią) obciążony rezystancją wejściową następnego stopnia .Rwe3 jest sterowany ze źródła o rezystancji wewnętrznej stopnia poprzedniego. Przy założeniu, że oddziaływanie obwodu wyjściowego (dla tranzystora) na obwód wejściowy jest niewielkie (h12e w 0) oraz, że tranzystor jest źródłem prądowym (h22e « 0) rezystancja wyjściowa stopnia z tranzystorem Tl jest bliska rezystancji rezystora RC1. Powyższe założenia uwzględniono na rys. 2.46b.
189
Rys. 2.46. Stopień pośredni WE ze sprzężeniem pojemnościowym: a) schemat ideowy; b) schemat zastępczy
Jeżeli wzmocnienie pojedynczego oddzielonego stopnia
(2.56)
to dla stopnia obciążonego następnym stopniem o rezystancji wejściowej i?we3, wzmocnienie K* jest mniejsze i jest wyrażone wzorem
K*=-
.* _ PRC2Rv,e3
rwe2VRC2 + Rwe3>
(2.57)
Analizując układy wielostopniowe, należy podkreślić, że poszczególne stopnie obciążają poprzednie, zmniejszając całkowite skuteczne wzmocnienie. W celu zapewnienia zadanego wzmocnienia należy więc stosować więcej stopni wzmacniaj ący eh.
Jedną z ważniejszych cech wzmacniacza jest zakres przenoszonych częstotliwości — określany z charakterystyki częstotliwościowej. W zakresie małych częstotliwości o przebiegu charakterystyki decydują wartości pojemności C kondensatorów sprzęgających oraz pojemność CE kondensatora bocznikującego rezystor RE (rys. 2.46 i 2.47). Dla wielkich częstotliwości sygnał z emitera jest zwierany przez kondensator CE do masy i wówczas ujemne sprzężenie zwrotne dla sygnału nie występuje. Jeśli częstotliwość maleje, rośnie impedancja ZE (równoległe połączenie RE i CE) w emiterze. Powstałe w ten sposób prądowe szeregowe sprzężenie zwrotne powoduje wzrost impedancji wejściowej tranzystora, a następnie zmniejszenie skutecznego wzmocnienia. Istnieją ścisłe zależności określające optymalną wartość CE. Najczęściej jednak pojemność kondensatora CE dobiera się tak, aby jego reaktancja XCE była fc-krotnie (np. k ^ 10)
|
II |
|
|
|
c II . o |
|
|
|
Wzmacniacz Ku |
|
|
X^1 (~)fj Uwe |
! II |
|fivb |
|
R»y[\ |
II T ° |
|
|
|
|
|
|
wy
Rys. 2.47. Układ zastępczy wzmacniacza w zakresie małych częstotliwości
190
mniejsza od rezystancji RE dla sygnału o dolnej częstotliwości granicznej. Ogólnie można stwierdzić, że pojemność CE jest duża (dziesiątki, a nawet setki mikrofaradów) i dlatego stosuje się kondensatory elektrolityczne.
Kondensator sprzęgający C przedstawia sobą pewną reaktancję dla prądu przemiennego, która wzrasta, gdy częstotliwość maleje; część sygnału wejściowego zostaje stracona przez spadek napięcia Uc na kondensatorze C, co jest przyczyną zmniejszenia wzmocnienia. Dla pewnej częstotliwości fd (dolna częstotliwość graniczna) bezwzględna wartość spadku napięcia Uc jest równa sumie spadków napięć na Rg i /?we. Po wykonaniu prostych działań otrzymujemy
1
/d =
2nC{Rm + Rg) a tłumienie q sygnału wejściowego Eg określa zależność
We\ 1
\E.
<? =
(2.58)
(2.59)
i odpowiada zmniejszeniu wzmocnienia o 3 dB.
W zakresie wielkich częstotliwości (rys. 2.48) można pominąć w układzie zastępczym kondensatory sprzęgające C, natomiast trzeba uwzględnić kondensatory bocznikujące Cw„ i C„,
wy'
—r-CWy /?(*(/ pwe
'wy
Rys. 2.48. Schemat zastępczy wzmacniacza w zakresie wielkich częstotliwości
Kondensatory Cwe i Cwy nie są elementami składowymi układu. Reprezentują one jedynie wypadkową wartość pojemności montażu obwodu wejściowego i pojemności wejściowej urządzenia wzmacniającego oraz analogicznie: pojemności wyjściowej wzmacniacza i pojemności montażu obwodu wyjściowego. Staranny montaż i krótkie doprowadzenia redukują te szkodliwe pojemności.
W miarę zwiększania częstotliwości, zmniejsza się reaktancja kondensatora Cwe, powodując zwieranie sygnału wejściowego. Przy pewnej częstotliwości fg (górna częstotliwość graniczna), wzmocnienie zmniejsza się o 3 dB. Częstotliwość fg określa wzór
/.=
1
gdzie Rr =
RgR»
2nCweRr ° Rg + R„
(2.60)
W układach tranzystorowych należy również uwzględnić niekorzystne właściwości samego tranzystora dla wielkich częstotliwości, a mianowicie zmniejszenie się współczynników wzmocnienia a i fi. Częstotliwość fa, dla której współczynnik wzmocnienia a maleje o 3 dB nazywamy częstotliwością graniczną
191
tranzystora w układzie WB. Dla układu WE częstotliwość graniczna ffi jest mniejsza i określona wzorem
Dla wielkich częstotliwości może okazać się, że górna częstotliwość graniczna pojedynczego stopnia jest określona przez częstotliwość graniczną samego tranzystora. Rysunek 2.49 przedstawia charakterystykę częstotliwościową wzmacniacza.
3 dB odpowiada t
- 30 % wartości Ku0 I ^ *$*• 2-*9
i
J L
I . f Charakterystyka częstotliwościowa wzmacniacza;
_„ „ ■, , - 4 ^~z ** K„n — wzmocnienie w zakresie średnich
10 fd 10' 103 10< fg105 Hz częstotliwości
Jak już wcześniej wspomniano, wzmocnienie wzmacniacza wielostopniowego jest większe niż jednostopniowego, lecz szerokość pasma (fg—fd) n-stopniowego wzmacniacza składającego się z identycznych stopni jest mniejsza.
Częstotliwość graniczna dolna fdn zwiększa się, a częstotliwość graniczna górna fgn zmniejsza się wg zależności
f
fdn = l (2.62)
V2»-l
Jgn —Jg\/2n — \
(2.63)
w których: fd, f — częstotliwość graniczna dolna i górna wzmacniacza jednostopniowego;/dn,/g„ — częstotliwość graniczna dolna i górna wzmacniacza n-stopniowego; n — liczba jednakowych stopni wzmacniających.
2.7.4. Wzmacniacze selektywne
Wzmacniacze selektywne małych sygnałów są wzmacniaczami środkowo-przepustowymi o częstotliwości środkowej f0 i szerokości pasma wzmacnianego 2A/, które jest zwykle znacznie mniejsze niż częstotliwość f0. Wzmacniacze takie zawierają przeważnie obwody rezonansowe, a szerokość przenoszonego pasma jest określona przez elementy L, C, R tych obwodów.
Na rysunku 2.50 przedstawiono schemat wzmacniacza selektywnego. Obwód rezonansowy jest obciążony następnym stopniem (rezystancją wejściową, a także rezystancją układów polaryzacji). Rezystancja wyjściowa wzmacniacza jest dołączona równolegle do obwodu rezonansowego. Obwód rezonansu równoległego omówiono w podrozdziale 1.6.10. Dla rezonansu, impe-
192
iŁ « -i2 (2.83)
stwierdzimy czy regulator rzeczywiście realizuje zależność (2.82). Ponieważ
i2 = C-^(uwy-R2i2), więc i2 + R2C^r = C^- (2.84)
Podstawiając
H = +~ (2.85)
u
uzyskuje się
"^T-^cu-+k7^T (2-86)
a po scałkowaniu
R2 1
"wy ^"we-t-^c
"wedt (2.87)
Z porównania zależności (2.82) oraz (2.87) wynika, że omawiany regulator jest regulatorem typu PI. Stałe kt oraz k2 wynoszące RJRt oraz l/(i?ŁC) można łatwo zmieniać w zależności od potrzeb, wykonując rezystory i kondensator jako elementy nastawne.
2.8. Generatory
2.8.1. Wstęp
Elektronicznym układem generacyjnym lub wprost generatorem nazywamy układ wytwarzający przebiegi elektryczne niegasnące, najczęściej okresowe. W zależności od kształtu przebiegów wyjściowych są spotykane generatory przebiegów sinusoidalnych i niesinusoidalnych. Bez względu na kształt przebiegu wyjściowego, generator nie wymaga zewnętrznego źródła pobudzającego, przetwarzając energię pobieraną z zasilacza w energię drgań. W tym sensie, generator jest układem samowzbudnym, czyli parametry wytwarzanych drgań zależą wyłącznie od budowy i właściwości układu generatora.
W zależności od mechanizmu powstawania drgań układy generacyjne dzielimy na:
układy z dodatnim sprzężeniem zwrotnym,
układy z rezystancją ujemną,
układy ze sprzężeniem elektronowym,
(dwie ostatnie grupy ze względu na ich specyfikę nie będą omawiane).
Każdy generator ma obwód elektryczny decydujący o częstotliwości wytwarzanych drgań. W zależności od charakteru tego obwodu rozróżniamy:
— generatory LC, których częstotliwość drgań wyznacza obwód rezonan
sowy;
14*
211
generatory RC, których częstotliwość drgań wyznacza filtr RC;
generatory elektromechaniczne, których częstotliwość drgań wyznaczają drgające elementy mechaniczne, np. widełki stroikowe w generatorze kamer-tonowym, a najczęściej jest to oscylator kwarcowy.
Z teorii wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym wiadomo, że jeżeli dodatnie sprzężenie zwrotne osiągnie pewną krytyczną dla danego wzmacniacza wartość, to staje się on niestabilny i może przekształcić się w źródło okresowych drgań elektrycznych. W zależności od wartości sprzężenia, drgania mogą być sinusoidalne lub w postaci niesinusoidalnego przebiegu okresowego. W generatorach sinusoidalnych ze sprzężeniem zwrotnym element aktywny pracuje najczęściej w klasie C, a strojone obwody odfiltrowują składową sinusoidalną. Praca w klasie C zapewnia dość dobrą stabilność częstotliwości (A/w 10"4-^ \0~5f).
Elementy aktywne generatorów mogą pracować również w klasie A, jeśli zostaną zastosowane układy stabilizacji amplitudy drgań.
W zależności od zastosowań określa się wymagania dotyczące parametrów technicznych generatora, jak: częstotliwość i jej stabilność, zakres przestrajania, amplituda i jej stabilność, zawartość harmonicznych, moc i sprawność.
Przykładowo, wymagania stawiane generatorom pieców elektrycznych dotyczące przede wszystkim mocy i sprawności, odsuwają na dalszy plan kryterium zawartości harmonicznych czy stabilności częstotliwości. Generator układu pomiarowego pracującego z modulacją amplitudy powinien charakteryzować się bardzo dobrą (Au x 0,5% U) stałością amplitudy, małym współczynnikiem zawartości harmonicznych, dość dobrą (A/« 10 ~4/) stabilnością częstotliwości. Moc generatora wynika z właściwości układu pomiarowego, a jego sprawność praktycznie nie jest brana pod uwagę.
2.8.2. Ogólne warunki generacji drgań
Wzmocnienie wzmacniacza z dodatnim sprzężeniem zwrotnym określa wzór
■s-T^Ł (2-88»
Mianownik ułamka jest wielkością zespoloną i w szczególnym przypadku, gdy łLiUr = 1+J0 wzmocnienie wzmacniacza staje się nieskończone. Oznacza to, że na wyjściu wzmacniacza pojawi się sygnał przy braku zewnętrznego sygnału wejściowego, lub że wartość sygnału wyjściowego wzmacniacza będzie niezależna od zewnętrznego źródła sygnału. Układ znajduje się w stanie generacji.
Warunek K^fij = 1+J0 można rozdzielić na dwa warunki generacji, zwane warunkami Barkhausena:
— warunek amplitudy
\KJf\ = 1 (2.89)
określający zależność między współczynnikiem wzmocnienia wzmacniacza bez sprzężenia i współczynnikiem sprzężenia zwrotnego, oraz
212
— warunek fazy
ę + ij/ = Inn
(2.90)
określający całkowite przesunięcie fazowe ę toru wzmacniacza i pętli sprzężenia zwrotnego \j/ (rys. 2.79) zapewniający dodatnie sprzężenie zwrotne.
M
Ku <p
\U2
—o-
fif f
Rys. 2.79
Generator ze sprzężeniem zwrotnym
Ze względu na możliwą w czasie pracy generatora — zmianę parametrów elementu aktywnego, elementów układu lub warunków zasilania — iloczyn Kufif przyjmuje się nieco większy od jedności. Korekta o 5% jest na ogół wystarczająca do zapewnienia stałych drgań, a zawartość wyższych harmonicznych spowodowana przesterowaniem wzmacniacza najczęściej jest pomijalna.
2.8.3. Generatory LC
W generatorach LC, stosowanych najczęściej do wytwarzania drgań o częstotliwościach większych niż 50 kHz, są wykorzystywane elementy reaktancyjne jako elementy obwodu sprzężenia zwrotnego oraz obwody rezonansowe wyznaczające częstotliwość drgań.
Do podstawowych układów generatorów LC zaliczamy układy: Meissnera, Hartleya i Colpittsa, prezentujące trzy rodzaje sprzężenia, tzn. transformatorowe, indukcyjne i pojemnościowe.
Generator Meissnera. Konfiguracje generatora wg układu Meissnera przedstawia rys. 2.80. Tranzystory pracują w układzie OE. Kropkami oznaczono prawidłowe połączenia uzwojeń zapewniających przesunięcie fazy o kąt n.
Dla generatora, w którym dobroć obciążonego obwodu rezonansowego jest większa od 15, można przyjąć z dostateczną dokładnością, że częstotliwość drgań
aj
^
^
A
b)
• CK
~^ |
|
:r |
|
• |
$L T |
||
|
-V 1 |
. |
|
|
^ |
u2 |
|
|
ys |
|
|
Rys. 2.80. Generator Meissnera: a) schemat podstawowy; b) generator w układzie szeregowym; c) generator w układzie równoległym; d) układ praktyczny
213
/o = tA^ (2-91)
Jeżeli wpływ tranzystora nie może być pominięty np. w generatorze dużej mocy, to częstotliwość
fo = , W yi+^RT (2-92)
2rc.v/.LC
gdzie i?L — rezystancja szeregowa odpowiadająca stratom mocy cewki obwodu rezonansowego.
Współczynnik sprzężenia zwrotnego
U, icuM
Ponieważ na ogół coL » RL, więc po uproszczeniu
M
Pf = — (2.94)
Dla generatorów z rys. 2.80 wzmocnienie układu oblicza się tak, jak dla napięciowego wzmacniacza selektywnego wg zależności
K.-/*!2—/*-^ (2-95)
^we we
a po podstawieniu wartości Ku i jS^ do warunku amplitudy można obliczyć poszukiwaną wartość indukcyjności wzajemnej
L h..
Mn—r—^ (2.96)
gdzie
*i = G2KŁ (2.97)
Praktycznie można przyjąć
/.,-££
Generator Hartleya. Konfiguracje oparte na tranzystorach pracujących w układzie WE przedstawia rys. 2.81. W układzie tym napięcie Us sprzężenia zwrotnego jest pobierane z dzielnika indukcyjnego L^L2 (odczep cewki obwodu rezonansowego). Przyjmując, że Lx i L2 są indukcyjnościami obu części cewki, oraz pomijając wpływ tranzystora na obwód, otrzymujemy częstotliwość generowanych drgań
/= , (2.99)
27tx/(L1+L2)C
214
^
a)
\Xu
^
10.
^CWI
'A
b)
——1 V4
T mL'fj
+E
Rys. 2.81. Generator Hartleya: a) schemat podstawowy; b) generator szeregowy; c) generator równoległy; d) układ praktyczny
Współczynnik sprzężenia zwrotnego
h
(2.100)
U2 L2 N2
a z warunku amplitudy otrzymujemy warunek na wzmocnienie tranzystora L
Układ praktyczny generatora Hartleya przedstawia rys. 2.8 Id.
(2.101)
Generator Colpittsa. W przeciwieństwie do poprzednich generatorów może on być realizowany wyłącznie w wersji równoległej, ponieważ jego obwód rezonansowy jest obwodem z dzieloną pojemnością. Schemat generatora Colpittsa przedstawia rys. 2.82.
Częstotliwość generowanych drgań w przybliżeniu określa wzór
C1C2
fo = , \ , (2-102)
2n L-
v C1 + C2 Współczynnik sprzężenia zwrotnego
(2.103)
Pf u2 c,
^
b)
c)
£
TT7I
i\ l Tt
— +E
~ir-—i fT l:
-L-r
ukA
»+£
Rys. 2.82. Generator Colpittsa: a) schemat podstawowy; b) generator szeregowy; c) układ praktyczny
215
a z warunku amplitudy otrzymujemy warunek na wzmocnienie tranzystora
P>^r- (2-104)
Opisane tu podstawowe generatory LC są stosowane jako źródła napięcia przemiennego o zakresie przestrajania wynoszącym przeciętnie/max/fmin = 3. Regulację częstotliwości generatora uzyskuje się poprzez dobór wartości elementów obwodu rezonansowego. W generatorze Meissnera strojenie odbywa się przez zmianę pojemności, ponieważ zmiana indukcyjności samego obwodu rezonansowego nie jest możliwa. Podobnie jak w generatorze Hartleya, w którym występuje obwód rezonansowy z dzieloną indukcyjnością. Dodatkowym utrudnieniem jest konieczność izolowania od masy obu okładek kondensatora C.
W generatorze Colpittsa strojenie odbywa się najczęściej za pomocą podwójnego kondensatora strojeniowego, którego jedną sekcję stanowi kondensator CŁ, a drugą kondensator C2. Ułatwieniem konstrukcyjnym jest uziemienie połączeń tych kondensatorów. Powinny być one tak zaprojektowane, aby w całym zakresie przestrajania zachować stałą wartość stosunku C2/C1. Niestabilność częstotliwości drgań tych generatorów jest spowodowana zmianami temperatury, napięć zasilających, parametrów elementów aktywnych (tranzystorów) i pasywnych (elementów LC) obwodu rezonansowego i jest rzędu (A///)/l°C = (10~4-h5- 10"5). W wielu przypadkach niestabilność ta jest zbyt duża i zmusza do stosowania specjalnych zabiegów, takich jak umieszczanie generatorów w termostacie, stosowanie kompensacji wpływu temperatury na elementy pasywne przez odpowiedni dobór ich współczynników cieplnych i stabilizację napięć zasilających. Sposoby te zapewniają zmniejszenie niestabilności generatorów, aczkolwiek w stopniu niewystarczającym. W razie konieczności stosowania przestrajanych generatorów o dużej stabilności częstotliwości, stosujemy specjalne generatory LC, a w przypadkach generacji napięć bardzo stabilnych o stałej częstotliwości — generatory kwarcowe.
2.8.4. Generatory LC o zwiększonej stabilności częstotliwości
Podstawowym generatorem o zwiększonej stabilności częstotliwości jest generator Clappa przedstawiony na rys. 2.83. Jest to zmodyfikowany generator Colpittsa.
Częstotliwość drgań jest określona przez obwód szeregowy LC i wyrażona wzorem
'•-dzcT ,2'105)
gdzie
216
Cw C1 C2 C