Wytwarza się również układy scalone jako układy pośrednie między ukła­dami analogowymi i cyfrowymi. Należą do nich m.in. komparatory, przetwor­niki analogowo-cyfrowe i cyfrowo-analogowe. Pod względem technologicznym układy scalone wykonuje się w postaci monolitycznej i hybrydowej. W układach monolitycznych podłożem jest płytka krzemowa. Elementy są wytwarzane wewnątrz podłoża. W układach hybrydowych podłożem jest szkło lub ceramika, na którym wytwarza się rezystory i kondensatory techniką warstwową, a następ­nie dołącza się diody i tranzystory dyskretne lub monolityczne.

2.7. Wzmacniacze elektroniczne

Wzmacniacze elektroniczne służą do wzmacniania sygnałów elektrycznych. Obecnie układy lampowe zostały zastąpione układami tranzystorowymi. Anali­za pracy układów lampowych i tranzystorowych jest podobna.

2.7.1. Wzmacniacz rezystancyjny (oporowy) ze wspólnym emiterem — WE

2.7.1.l.Wiadomości ogólne

Rys. 2.31. Podstawowy układ wzmacniacza w układzie ze wspólnym emiterem: a) schemat układu; b) przekształcony schemat zastępczy

173

Wzmacniacz ze wspólnym emiterem (WE) jest najczęściej spotykany, gdyż umożliwia większe wzmocnienie mocy niż układy ze wspólną bazą (WB) i wspólnym kolektorem (WC). Impedancje: wejściowa (p. wzór 2.20) i wyjściowa tego układu są stosunkowo duże i mają zbliżone wartości. Stąd układ WE może pracować w połączeniu kaskadowym o identycznych stopniach ze sprzężeniem pojemnościowym, przy czym wartość wzmocnienia mocy jest zbliżona do wartości maksymalnej osiąganej przy dopasowaniu (p. 2.7.3). Te cechy spowodo­wały, że układ ze wspólnym emiterem jest korzystniejszy niż układ ze wspólną bazą. Jedyną wadą tego układu jest mniejsza częstotliwość graniczna (częstot­liwość, przy której wzmocnienie prądowe zmniejsza się o 3 dB (decybele). Jeżeli częstotliwość graniczna układu WB wynosi f_x, to w układzie WEfp = fj(l+fi)-Prosty układ wzmacniacza tranzystorowego w układzie ze wspólnym emiterem pokazano na rys. 2.31.

Punktem odniesienia w przedstawionym układzie jest emiter. Sygnał sterujący e_g ze źródła o rezystancji R_g jest doprowadzony do bazy i emitera a obciążenie jest włączone do kolektora i emitera. Ściśle biorąc, sygnał Uj jest doprowadzony do zacisków wejściowych 1 -2, z których jeden jest dołączony do punktu odniesienia (masy), a drugi — oddzielony od bazy kondensatorem C_v Wzmocniony sygnał u₂ jest odbierany z zacisków wyjściowych 3-4.

Włączone w obwodzie sterującym źródło napięcia stałego E_B polaryzuje dodatnio (dla tranzystora NPN) bazę tranzystora. Składową stałą prądu bazy oznaczono I_B. Napięcie U_BE dla tranzystorów germanowych wynosi ok. 0,3 V, a dla tranzystorów krzemowych ok. 0,7 V.

Dla obwodu wejściowego obowiązuje drugie prawo Kirchhoffa w postaci

E_B = R_BI_B+U_BE (2.16)

W obwodzie kolektora jest włączone źródło napięcia zasilania E_z w ten sposób, że biegun dodatni jest dołączony do rezystora R_c, a biegun ujemny do masy. Biegunowość źródła zasilającego wynika z rodzaju tranzystora: NPN lub PNP, przy czym dla tranzystora PNP źródła E_B i E_z należy włączyć przeciwnie (plus do emitera). W obwodzie kolektora płynie prąd I_c, którego wartość zależy od prądu bazy I_B, napięcia E_z i rezystora R_c. Zbiór tych wartości określa punkt pracy. Wybór punktu pracy przedstawiono w p. 2.5.1.3.

Dla obwodu wyjściowego, drugie prawo Kirchhoffa ma postać

E_Z = R_CI_C+U_CE (117)

Ponadto

I_C = P₀I_B oraz J_£ = (1+/?₀)/b (2-18)

Symbolem /?₀ oznaczono statyczny współczynnik wzmocnienia prądowego h_21E.

Przedstawione równania (2.16) -r- (2.18) są podstawowymi dla pracy tranzys­tora w układzie wzmacniacza i dotyczą składowych stałych.

Analizując działanie wzmacniaczy małych sygnałów, należy pamiętać o wstępnej polaryzacji, która ma istotny wpływ na sygnał wzmocniony. Po ustaleniu punktu pracy należy dokonać analizy wzmacniacza dla składowych zmiennych (oznaczonych małymi literami). Na rysunku 2.3Ib przedstawiono schemat zastępczy dla składowych zmiennych. Kondesatory C_t i C₂ służą do sprzęgania z następnym i poprzednim stopniem, a ich pojemności są dostatecznie duże i dla sygnału zmiennego stanowią reaktancję bliską zeru. Kierunki przepływu prądów zależą od określonej chwilowej polaryzacji źródła e_g. Napięcie stałe (składowa stała) stopnia poprzedniego nie polaryzuje następnego stopnia, gdyż kondensator stanowi bardzo dużą reaktancję dla sygnałów stałych.

Zakładamy, że źródła E_B i E_z są idealne, a więc mają rezystancję wewnętrzną równą zeru. Tranzystor najwygodniej jest opisać za pomocą parametrów macierzy h. Abstrakcyjne źródło napięciowe h_12eu₂ jest miarą oddziaływania obwodu wyjściowego na obwód wejściowy. Wpływ ten jest niewielki i w dalszych rozważaniach zostanie pominięty. Wartość skuteczna napięcia U_be jest więc równa spadkowi napięcia na rezystancji h_lle, czyli

174

U_be = h_lleI_b (2.19)

Rezystancja wejściowa r_we, mierzona na zaciskach B-E, jest określona stosunkiem UJIy

def U_l U_h

'be

h

h_lle (2.20)

Napięcie wyjściowe

U₂=-R_CI_C (2-21)

Znak minus oznacza, że wzmacniacz WE powoduje przesunięcie fazy równe tc między napięciem wejściowym i wyjściowym. Rozpatrując pracę wzmacniacza (rys. 2.3 la) łatwo wykazać przesunięcie fazy. Zwiększenie chwilowego napięcia wejściowego u_l (rys. 2.32) powoduje zwiększenie prądu bazy tranzystora. Zależność ta jest określona za pomocą charakterystyki wejściowej tranzystora. Prąd kolektora i_c jest j8 razy większy od prądu bazy i_b, a więc zwiększenie i_b pociąga za sobą zwiększenie i_c. Prąd i_c przepływając w obwodzie wyjściowym

Rys. 2.32

Przebiegi napięć i prądów wzmacniacza w układzie WE

175

przez rezystor R_c powoduje na nim większy spadek napięcia. Skoro suma dwóch napięć (napięcia kolektor-emiter oraz spadku napięcia na R_c) jest stała i równa E_z, zatem u_ce się obniży. Napięcia u_t iu_ce są więc w przeciwfazie.

Źródło h_21ei_b obrazuje właściwości prądowe obwodu wyjściowego wzmac­niacza, a konduktancja h_22e określa nachylenie charakterystyk wyjściowych tranzystora (mniejsze nachylenie — h_22e bliższe zera). Na ogół rezystancja będąca odwrotnością h_22e jest wiele razy większa od rezystancji obciążenia R_c, a więc można przyjąć bez większego błędu, że cały prąd o wartości h_21ei_b płynie przez R_c, czyli wartość skuteczna prądu kolektora I_c

h = h_2UI_b^1} (2.22)

Wzmocnienie prądowe

K,. = f = /J (2.23)

^lb

Przy analizie dokładnej (mało przydatnej w projektowaniu) okazuje się, że prąd I_c jest nieco mniejszy niż to wynika ze wzoru (2.22).

Wzmocnienie napięciowe K_u, określone od wejścia do wyjścia wzmacniacza, wyraża się wzorem

def U_{2 =} U_{2 =} R_CI_{C =} h_21eR_cI_b R_c

l" u, u_be h_llei_b h_llei_b ^ph_lle ^[- ^]

Często znak minus pomija się, lecz wówczas należy pamiętać o odwracaniu fazy. Wzmocnienie mocy K_p układu WE określa zależność

K_p = K_tK_u = PP^~ = P²~~ (2-25)

"ile «lle

Określone wyżej parametry odnosiły się do sygnału wejściowego u_y. Najczęściej jednak wzmacniacz jest sterowany ze źródła e_g o rezystancji wewnętrznej R_g. Na skutek przepływu prądu i_g ze źródła e_g powstaje niepotrzebny spadek napięcia na rezystancji R_g. Ponadto część tego prądu jest „stracona", gdyż przepływa przez rezystor R_B omijając wejście tranzystora. To prądowe sterowanie tranzystorów jest ich wadą (jedną z nielicznych) w stosunku do układów lampowych sterowanych napięciowo.

W rezultacie tego skuteczne wzmocnienie napięciowe K_usk zależy od rezystan­cji R_g i po przekształceniach otrzymujemy

def U-, r „ R_r

*--lf-W7Ć ⁽²²⁶⁾

gdzie

^r = 7^ <²-²⁷)

^rwe + ^KB

¹¹W rozważaniach użyto symboli fi lub h_2ie oznaczających wzmocnienie prądowe tranzystora dla składowych zmiennych.

176

W celu ograniczenia wpływu rezystancji R_g na zmniejszenie wzmocnienia skutecznego należy konstruować wzmacniacze o dużej rezystancji wejściowej i dużej rezystancji R_B układu polaryzacji bazy.

2.7.1.2. Klasy pracy wzmacniaczy

Klasa pracy opisuje działanie wzmacniacza przez określenie warunków prze­pływu prądu kolektora w jednym okresie zmian napięcia sygnału. Czas, w którym tranzystor znajduje się w stanie aktywnym, określa się wartością kąta przepływu 29 (rys. 2.33). We wzmacniaczu klasy A prąd kolektora płynie bez przerwy przez cały okres trwania sygnału sterującego i wówczas 29 = 2n.

Klasa A —2» —

Klasa B

Klasa C

Rys. 2.33. Prądy wyjściowe wzmacniaczy poszczególnych klas

We wzmacniaczu klasy AB n < 29 < 2n. Przy pracy w klasie B prąd kolektora płynie tylko przez pół okresu i 29 = n, natomiast wzmacniacz klasy C charak­teryzuje się kątem przepływu 29 < n. W zależności od klasy pracy wzmacniacza, sprawność (zdefiniowana w p. 2.7.5) zmienia się wg zależności określonej na rys. 2.34. Klasa pracy wzmacniacza wiąże się ściśle z wyborem punktu pracy.

Rys. 2.34

Zależność sprawności wzmacniacza od kąta

1

/ 0/5 0,5 0,25

TC 1 2 Klasa C		r 1„ 2. 2^n2& —-Klasa AB		if

Klasa B

Klasa A przepływu

Najlepiej można to zilustrować na charakterystykach tranzystora (rys. 2.35). Z równania (2.17) wynika związek między prądem kolektora i napięciem kolektor-emiter

^1C Rr

CE

U,

Rr

(2.28)

12 Elektrotechnika i elektronika dla nieelektryków

177

M.A I

o) tir Obszar nasycenia

tz\ui :—

^UajLlI

Obszar odcięcia

Ale p«J Prosta obciążenia

Rys. 2.35. Wybór punktu pracy wzmacniacza: a) charakterystyki wejściowe; b) charakterystyki wyjściowe

Jest to równanie prostej nachylonej pod kątem /? do osi napięciowej tg/? = l/R_c i przecinającej osie w punktach E_z oraz E_z/R_c. Punkty prostej stanowią nieskończony zbiór wartości określających stan pracy wzmacniacza.

W obwodzie sterującym, napięcie spoczynkowe f/_B£ jest określone wartoś­cią źródła polaryzacji o napięciu E_B. Ze wzoru (2.16) wynika zależność

U

BE

7 =-=£--.

&b &b

(2.29)

Jeżeli napięcie E_B zostanie obniżone, to prąd bazy również zmniejszy się i punkt pracy Q(AB), leżący na parabolicznej części charakterystyki wyjściowej, jest określony jako klasa AB. Dla klasy B wzmacniacza, napięcie spoczynkowe U_BE jest równe napięciu odcięcia i wówczas prąd bazy nie płynie.

Napięcie U_BE we wzmacniaczu klasy C jest niższe niż napięcie odcięcia, często o przeciwnej polaryzacji. Napięcie odcięcia dla tranzystorów germano­wych wynosi ok. 0,1 V, a dla krzemowych ok. 0,5 V. Graficzna metoda wyboru punktu pracy tranzystora jest przejrzysta i stosowana, gdy dysponujemy charakterystykami tego tranzystora. W praktyce, jeśli nie znamy charakterystyk, to żądane wartości napięć ustawia się za pomocą (najczęściej) jednego elementu regulowanego, np. rezystora polaryzującego bazę tranzystora. Napięcie na zaciskach tranzystora należy mierzyć woltomierzem o dużej rezystancji wewnęt­rznej rzędu 20 kQ/V. W przeciwnym razie błąd pomiaru będzie duży.

178

2.7.1.3. Zasilanie układów tranzystorowych i stabilizacja punktu pracy

Wybór punktu pracy i jego stabilizacja mają istotny wpływ na pracę wzma­cniaczy i decydują o wzmocnieniu, mocy wyjściowej, poziomie szumów, znie­kształceniach nieliniowych oraz rezystancji wejściowej i wyjściowej. Tranzy­stor jest elementem silnie nieliniowym i parametry macierzy h zależą od napięcia i prądu. Prąd kolektora zależy nie tylko od elementów układu, lecz także od czynników zewnętrznych takich jak: zmiana napięcia zasilają­cego, zmiana temperatury, zmiana współczynnika wzmocnienia statycznego P₀ itp. Należy tak projektować układy, aby zmniejszyć do minimum wpływ tych czynników.

Przy projektowaniu wzmacniaczy prądu stałego szczególnego znaczenia nabiera stabilizacja punktu pracy, ponieważ każda jego zmiana jest traktowana jako sygnał. Niestałość punktu pracy jest nie tylko przyczyną niewłaściwej pracy układu, lecz także często prowadzi do zniszczenia tranzystora. Spośród czynników powodujących niestałość punktu pracy układu tranzystorowego najważniejszą jest zmienność temperatury. Na skutek zmiany temperatury zmienia się prąd zerowy, napięcie baza-emiter oraz zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego h_21E.

Rys. 2.36

Określenie prądu zerowego w układzie WE

Prąd zerowy złącza półprzewodnikowego wynika z nieidealności złącza spolaryzowanego w kierunku zaporowym. W tranzystorze, jak na rys. 2.36, do kolektora i emitera doprowadza się napięcie polaryzujące złącze kolektor-baza w kierunku zaporowym, a obwód bazy jest rozwarty. W złączu baza-kolektor płynie prąd zerowy diody kolektorowej I_CB0, który zostaje wzmocniony i przez tranzystor płynie prąd I_CE0, przy czym

Iceo = (1+Po)Icbo (2-30)

Prąd I_CE0 może stanowić znaczną część całkowitego prądu kolektora wy­sterowanego tranzystora i zależy wykładniczo od temperatury. Prąd I_CB0 zwiększa się dwukrotnie w przypadku tranzystorów germanowych — przy każdym wzroście temperatury o 10°C; tranzystorów krzemowych — przy wzroście temperatury o 6°C, a więc zmiany są większe. Chociaż tranzystory krzemowe wykazują większy wzrost prądu zerowego niż germanowe, to jednak są one lepsze od germanowych, gdyż bezwzględna wartość I_CB0 w tej samej temperaturze jest znacznie mniejsza (kilkaset razy). Na przykład w temperaturze 20°C dla tranzystora germanowego I_CB0 = 10 u A, dla tranzystora krzemowego I_CB0 = 0,04 uA.

12*

179

Wpływ zmian napięcia U_BE jest istotny w tranzystorach krzemowych, natomiast jest pomijany (w porównaniu z wpływem I_CB0) w tranzystorach germanowych. Zmiany współczynnika wzmocnienia fi powinny być uwzględ­niane w obydwu typach tranzystorów. Wpływ prądu zerowego I_CB0 na prąd kolektora określa współczynnik stabilizacji S_;

CBO

def A/„

O; —

Al,

KS^l+00

(2.31)

Dla układu bez stabilizacji współczynnik S_t= 1 + jS₀. Oznacza to, że prąd zerowy zostaje wzmocniony (l+/?₀) razy. Udział prądu I_CB0 w prądzie kolektora jest najmniejszy dla S_t = 1 i taki przypadek jest najkorzystniejszy, lecz trudny do zrealizowania w praktyce.

Istnieje wiele układów zasilania zapewniających ustalenie i stabilizację punktu pracy tranzystora. Poniżej zostaną przedstawione typowe układy oraz podstawowe wzory projektowe.

a)

•Ir— ^+B*

fi 33 k9 W

/?i

RA \4,7kS

C 0,2jiF

0,2jxF

7_f:r

#

We /?, \4,7k$

Wy 500 pF

Rys. 2.37. Układ potencjometryczny zasilania: a) bez sprzężenia zwrotnego; b) uproszczony schemat zastępczy układu (a); c) ze sprzężeniem zwrotnym; d) uproszczony schemat zastępczy układu (c)

Na rysunku 2.37 pokazano podstawowy i najczęściej spotykany układ zasilania z dzielnikiem napięcia w obwodzie bazy (i?_1; R₂) i ujemnym sprzęże­niem zwrotnym (dla prądu zerowego) w emiterze. Rezystor R_E polaryzuje emiter tranzystora napięciem dadatnim (w stosunku do masy) o wartości proporcjonal­nej do prądu I_E. Jest to tzw. polaryzacja automatyczna. Poniżej zostanie wyjaśniony efekt ujemnego sprzężenia zwrotnego (p. 2.5.1.4).

Przyjmujemy, że jakaś przyczyna spowodowała wzrost prądu kolektora, a więc i emitera. Potencjał emitera również wzrósł i jeżeli potencjał bazy jest stały

180

(dzięki rezystorom /?! i R₂), to efektywne napięcie sterujące U_BE obniży się, powodując mniejsze wysterowanie tranzystora. To z kolei doprowadza do zmniejszenia prądu kolektora i emitera, a więc powoduje zmianę o kierunku przeciwnym do przyczyny początkowej. O stałości prądu kolektora decyduje wartość sprzężenia. Potencjał bazy jest stały i nie zależy od prądu pod warunkiem, że rezystory R_t i R₂ są odpowiednio małe. Kondensator C_E umożliwia przepływ składowej zmiennej prądu emitera, nie powodując ujem­nego sprzężenia zwrotnego dla wzmacnianego sygnału. Często jest realizowany układ z dzieloną rezystancją R_E (rys. 2.37c), przy czym część jR_£1 jest zbocz-nikowana kondensatorem C_E. Jest to kompromisem między wartością wzmoc­nienia i rezystancji wejściowej. Współczynnik stabilizacji S_t dla tego układu wyraża się wzorem

«- ^A/c =(l+/y *Ł- = (l+/g *Ł—- (2.32)

^KE ^KB

gdzie

Wartość współczynnika stabilizacji S_t często określa się z góry narzucając odpowiedni (dopuszczalny) przyrost prądu kolektora. Praktyczna jego wartość zawiera się od 3 do 7. Z analizy zależności (2.32) wynika, że stabilizacja temperaturowa prądu kolektora jest tym lepsza, im rezystancja R_E w emiterze jest większa, a rezystancja R_B w bazie jest mniejsza.

Rezystancja wejściowa r_we jest określona wyrażeniami

— dla układu z rys. 2.37a

def U t

r_we = ~r = K_le (2.34)

^lb

— dla układu z rys. 2.37c

rJ2¥^L = h_lle + (0+l)R_E2 (2.35)

Wzmocnienie napięciowe jest odpowiednio równe

def U₂ R_c R_c

^ 1 'we "ile

oraz

Z rysunku 2.37 można wywnioskować, że efektem oddziaływania rezys­torów bocznikujących źródło, a polaryzujących bazę jest zmniejszenie rezystancji

181

wejściowej. Oznaczmy rezystancję „widzianą" z zacisków wejściowych wzmac­niacza przez R_we. Wówczas

«.,

^B^rwe

(2.38)

W celu zapewnienia dobrej stabilizacji punktu pracy wzmacniacza należy (jak wspomniano wyżej) dobierać małe R_B, co z kolei zmniejsza niekorzystnie rezystancję wejściową wzmacniacza. Rozwiązanie kompromisowe wskazuje na podaną wyżej wartość współczynnika stabilizacji. Wzmocnienie skuteczne K_mk zależy również od rezystancji wejściowej i zmniejsza się wraz z obciążeniem źródła sygnału.

a)

We

+E,

<Hh-

<

Wy

Rys. 2.38. Przykłady zasilania układów tranzystorowych: a) układ bez sprzężenia emiterowego; b) układ ze sprzężeniem emiterowym; c) układ ze sprzężeniem kolektorowym; d) układ ze sprzężeniem kolektorowym i emiterowym

Spotykane są również inne rozwiązania (lecz rzadziej), z których należy wymienić układy przedstawione na rys. 2.38. Układ z rysunku 2.38a, choć nie wprowadza żadnej stabilizacji prądu kolektora, jest nieraz stosowany ze względu na swą prostotę. Może pracować w stałych warunkach cieplnych. Układ z rys. 2.38b słabo stabilizuje prąd kolektora, lecz nie powoduje dużych strat wzmocnienia przez bocznikowanie wejścia wzmacniacza. Układ z rys. 2.38c nie obciąża źródła rezystorami polaryzującymi bazę. Przez rezystor R_f napięcie wyjściowe o fazie przeciwnej jest podawane na wejście. Występuje więc ujemne sprzężenie zwrotne dla składowej stałej i dla składowej zmiennej. Układ ze sprzężeniem kolektorowym i emiterowym przedstawiony na rys. 2.38d umoż­liwia dosyć dobrą stabilizację punktu pracy i często jest stosowany. Obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego prądowego i napięciowego zawiera rezystory R_E i R_f, od rezystancji których zależą zmiany prądu kolektora. Szczegółową analizę wymienionych układów zawierają publikacje [2.6], [2.7] i [2.16].

Przykład przybliżonej metody doboru elementów zasilania. Należy zaprojek­tować układ zasilania i stabilizacji punktu pracy wzmacniacza (rys. 2.39) z tranzystorem krzemowym NPN przy założeniach: E_z = 12 V; U_CE = 5 V; U_BE = 0,7 V; I_c = 2 mA; S_t = 4; 0_O = 100.

1. Dla przyjętego S_t obliczamy wartość stosunku R_E/R_B ze wzoru (2.32) i otrzymujemy R_E/R_B = 1/3.

182

b)

,	k			consł
£7					Ib=		± 1
■+/?£						^Ł^g RC* Re
	r
■'ta	Y			■nfl
		\
	[
	<
	<■				^ ^c ^Uci
0		UCE			Ez

Rys. 2.39. Wzmacniacz jednostopniowy — ilustracja do przykładu obliczeniowego: a) schemat ideowy; b) analiza graficzna

U_rK + I_rRr + I_KR_F*i

^lC^C

'CE

2. Wyznaczamy wartość R_C + R_E ze wzoru £_z U_CE + I_C(R_C + R_E); R_C + R_E = 3,5 kQ.

3. Ze wzoru R_E = (0,1 -h0,3)—— wyznaczamy R_E. Załóżmy, że R_E =

= 0,1 —-, wówczas R_E = 0,6 kfi.

Dobór większej wartości R_E zapewnia lepszą stabilizację punktu pracy, lecz powoduje konieczność zmniejszenia rezystancji R_c, a w konsekwencji zmniej­szenia wzmocnienia.

4. Obliczamy wartość rezystancji R_c = 3,5 — 0,6 = 2,9 kQ.

5. Określamy wartość wypadkowej rezystancji R_B zgodnie z p. 1 R_B = 3 0,6 = 1,8 kQ.

6. Określamy potencjał bazy U_B = U_BE + I_ER_E « 0,7 + 2 0,6 = 1,9 V.

7. W przyjętym potencjometrycznym układzie zasilania określamy wartość rezystancji i?_x i R₂ z przybliżonych wzorów

Ri

U_B = E_:

R_B =

R,+R₂ RiR₂

Ri+R₂

Wówczas R₂ = 2,14 kQ; #! = 11,37 kQ.

Rzeczywiste wartości rezystorów użytych do budowy wzmacniacza wynikają z przyjętego szeregu wartości nominalnych i tak np. dla szeregu £24 z tolerancją wartości znamionowych ±5%; R_E — 0,62 kQ; R_c = 3 kil; Rj^ = 11 kfl; R₂ = 2,2 kQ.

Z uwagi na rozrzut parametrów elementów, posługiwanie się metodą przybliżoną jest wystarczające. W układach rzeczywistych dokonuje się korekt przez stosowanie elementów regulacyjnych np. potencjometrów.

Kolejnym etapem projektowania wzmacniaczy jest określenie wartości pojemności C₁, C₂, C_E z uwagi na zadane pasmo przenoszenia, wartość

183

wzmocnienia oraz impedancję wejściową. Projektowanie wymaga uwzględnienia kompromisów dotyczących parametrów. Na przykład duże wzmocnienie wiąże się z małym pasmem częstotliwości wzmacnianych sygnałów oraz małą rezystan­cją wejściową i na odwrót. Dokładna procedura doboru optymalnych warunków pracy wykracza poza niniejsze opracowanie i jest podana w pracy [2.7].

2.7.1.4. Ujemne sprzężenie zwrotne we wzmacniaczach

Ujemne sprzężenie zwrotne odgrywa ważną rolę we wzmacniaczach, gdyż parametry poszczególnych egzemplarzy danego typu tranzystorów są na ogół różne i zależą od kilku zmieniających się czynników jak np.: punkt pracy, temperatura, czas (starzenie się). Ujemne sprzężenie zwrotne ma zapewnić stabilizację pracy wzmacniacza. W analizie tego zagadnienia najwygodniej jest posługiwać się schematami blokowymi wzmacniaczy, gdyż pozwala to w przej­rzysty sposób uwypuklić istotne cechy złożonych układów. Wzmocnienie napięciowe K_u wzmacniacza (rys. 2.40) równe stosunkowi napięcia wyjściowego i wejściowego bywa często nazywane wzmocnieniem układu otwartego.

a)

Wzmacniacz o wzmocnieniu

u_w„

Rys. 2.40. Wzmacniacz: a) schemat blokowy; b) schemat zastępczy

Obwód wejściowy wzmacniacza przedstawia sobą rezystancję K_we (w ogól­nym przypadku — impedancję Z_we) dla źródła sterującego.

Obwód wyjściowy wzmacniacza jest źródłem napięcia K_u (7_we o rezystancji wyjściowej i?_wy. Wzmocnienie K_u zależy na ogół od częstotliwości sygnału wejściowego t/_we.

Jeżeli do wzmacniacza zostanie dołączony układ sprzężenia zwrotnego, jak na rys. 2.41, to część sygnału wyjściowego oddziałuje na jego obwód wejściowy. Oddziaływanie to może mieć charakter dodatni lub ujemny i wówczas sprzężenie określa się jako dodatnie lub ujemne.

a)

*ir^

^Jsp

Wzmacniacz Ku

Sprzężenie zwrotne

^Jwy

b)

							/
•				1				«4	1

Rys. 2.41. Wzmacniacz ze sprzężeniem zwrotnym: a) schemat blokowy; b) sprzężenie zwrotne prądowe szeregowe

184

Układy z dodatnim sprzężeniem zwrotnym zostaną omówione w p. 2.6.

W celu określenia wzmocnienia wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym należy przeanalizować układ z rys. 2.4la. Symbol f$_f oznacza wartość sprzężenia zwrotnego

Ł/_E=L/_we-I/_sp lecz C/_sp = ^L/_wy Po przekształceniach otrzymujemy

Wypadkowe wzmocnienie K_ul wzmacniacza ze sprzężeniem ujemnym jest mniejsze niż układu bez sprzężenia i określa go zależność

*-'-irb; ⁽²'⁴¹⁾

Jeżeli podzielimy licznik i mianownik wyrażenia przez K_u, to otrzymamy

K.i = -y^ (2-42)

K.

+ Pf

Dla dostatecznie dużego wzmocnienia K_u (rzędu tysiąca) składnik —— « fl_f, a wtedy

K«i*-i- (2-43)

Pf

Ze wzoru (2.43) wynika, że wzmocnienie wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym jest równe l/f}_f i nie zależy od wzmocnienia K_u układu otwartego. Inaczej mówiąc, zmiany współczynnika wzmocnienia K_u spowodowane waha­niami napięć zasilania, starzeniem się elementów wzmacniających, wpływem temperatury, a także rezystancji obciążenia R_L, mogą prawie wcale nie od­działywać na wartość wzmocnienia wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym.

Fizyczna interpretacja powyższego warunku jest następująca: jeśli wzmoc­nienie K_u zmniejszy się, to zmniejszy się także sygnał sprzężenia zwrotnego, a więc zwiększy się napięcie U_E. Wskutek tego wzrośnie napięcie wyjściowe, a to daje w konsekwencji efekt równoważny wzrostowi wzmocnienia K_u. Efektywne wzmocnienie wzmacniacza pozostaje więc w przybliżeniu stałe.

Ujemne sprzężenie zwrotne stosuje się przede wszystkim we wszelkiego rodzaju wzmacniaczach, których głównym zadaniem jest utrzymanie stałej i ściśle określonej wartości wzmocnienia niezależnie od oddziaływania różnych czynników zakłócających.

185

Ujemne sprzężenie zwrotne powoduje ponadto zmianę rezystancji wejś­ciowej i wyjściowej wzmacniacza. Przykładem układu, w którym uzyskano takie zmiany rezystancji wejściowej (zwiększenie) i wyjściowej (zmniejszenie) jest układ tranzystorowy ze wspólnym kolektorem opisany w p. 2.5.2.

33 kSi \4,7kQ

We

\2.2kQ.

Wy

Pętla ^sprzężenia

Rys. 2.42

Wzmacniacz dwustopniowy z ujemnym sprzężeniem zwrotnym

Schemat wzmacniacza z ujemnym sprzężeniem zwrotnym przedstawia rys. 2.42. Tranzystor Tl pracuje w układzie wspólnego emitera, a więc wzmacniacz Tl odwraca fazę. Na tranzystorze T2 jest zbudowany wtórnik, a więc układ ze wspólnym kolektorem. Wzmacniacz z tranzystorem T2 nie odwraca fazy i charakteryzuje się silnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Ponadto obydwa stopnie wzmacniacza są objęte pętlą sprzężenia zwrotnego przez układ rezystora R i kondensatora C połączonych równolegle. Wielkość sprzężenia zależy od częstotliwości i dla częstotliwości większych, dla których impedancja dwójnika RC zmniejsza się, sprzężenie zwrotne jest silniejsze. W rezultacie otrzymuje się korekcję charakterystyki wzmacniacza w zakresie górnych częstotliwości.

2.7.2. Wzmacniacz w układzie wspólnego kolektora — WC

W układzie wspólnego kolektora (rys. 2.43) punktem odniesienia jest kolektor; sygnał jest doprowadzony do bazy i kolektora, natomiast obciążenie jest włączone do emitera i kolektora.

Układy z rys. 2.43a i 2.43b wykazują pozorne różnice. Na rysunku 2.43a sygnał sterujący u _l jest doprowadzony do bazy i kolektora, a sygnał wzmocniony jest odbierany z kolektora i emitera, natomiast na rys. 2.43b sygnał sterujący jest doprowadzony do zacisków baza-masa. W rzeczywistości te układy nie różnią się, gdyż źródło E_z jest traktowane jako „zwarcie" dla sygnałów zmiennych, a więc jest obojętne czy dołączymy sygnał do zacisków baza-kolektor (plus E_z), czy do zacisków baza-masa (minus E_z). Zrozumienie tego nastręcza niejedno­krotnie trudności i łatwiej to można wyjaśnić korzystając ze schematu zastęp­czego (rys. 2.43c). Układ z rys. 2.43b jest często stosowany ze względu na to, że w układach elektronicznych zasilanych z tego samego źródła, jeden biegun (w omawianym schemacie — minus) jest uziemiony. Na ogół rezystor R_B jest dołączany do dodatniego bieguna źródła E_z.

186

Rys. 2.43

Wzmacniacz w układzie ze wspólnym kolektorem: a), b) schematy układów; c) schemat zastępczy

Z układu zastępczego wynika

tfi = fciiA + JV« ^lecz I_e = (P+^l)h

oraz 17₂ = R_EI_e

(2.44)

Po przekształceniach otrzymujemy

(2.45)

U₂ _ (0+l)R_E &.. —

U, h_lle + (fi+l)R_E

Jeżeli spełniony jest warunek, że (/?+ l)R_E » h_lle, to

K_u « 1 (2.46)

Układ taki wykazuje wzmocnienie napięciowe bliskie jedności, a ponadto nie powoduje odwrócenia fazy; często jest nazywany wtórnikiem emiterowym.

Z przedstawionego schematu zastępczego wynika, że wzmocnienie prądowe wyraża się wzorem

K_i=l + P (2 Al)

zatem wzmocnienie mocy

«I+1)K_£

(2.48)

(2.49)

(2.50) 187

1+0

*,-K.K,-(l₊»-_{łii> + (},_{+ 1)Jli} Rezystancja wejściowa układu

. ^1

= «ite + W + 1)** * 0i?_£ (dla dużych /?)

Rezystancja wyjściowa K + fcn

r =

wy

gdzie i? = ^g—

P+l.

R₉+^R_B

Układ WC odznacza się dużą rezystancją wejściową, a dobierając tranzystor o dużym współczynniku /? oraz dużym R_E, jej wartość może być bliska rezys­tancji układów z tranzystorami polowymi. Rezystancja wyjściowa układu jest mała, co powoduje, że obwód wyjściowy wtórnika jest źródłem napięcia bliskim idealnemu.

W układach złożonych wtórniki są stosowane do separacji poszczególnych stopni wzmacniających, ponadto jako pierwszy stopień ze źródłem sygnału oraz w stopniach końcowych jako wzmacniacze mocy.

Wzmacniacze o dużej impedancji wejściowej. Wymaganie dużej impedancji wejściowej skłoniło konstruktorów do poszukiwania nowych rozwiązań układo­wych, czego przykładem jest wtórnik emiterowy dwutranzystorowy (rys. 2.44) noszący nazwę układu Darlingtona lub super alfa.

Obciążeniem pierwszego tranzystora jest rezystancja równa {fl+l)R_E, a zatem rezystancja r_we „widziana" z zacisków: baza tranzystora Tl — masa, jest wyrażona wzorem

0?+l)²R,

(2.51)

analogicznie

wy

R„

()8 + l)²

(2.52)

Większa rezystancja wejściowa i mniejsza wyjściowa niż w jednostop-niowym układzie WC, oraz wzmocnienie napięciowe bliskie jedności czynią ten układ bliskim idealnemu wtórnikowi. Układ powyższy ma jedną wadę. W celu właściwej pracy układu, baza tranzystora musi być polaryzowana określonym napięciem. Każdy układ polaryzujący bazę bocznikuje wejście wtórnika, zmniej­szając jego impedancję wejściową. Efektywna rezystancja wejściowa jest wów­czas określona zależnością

^we =

^rv/e^B

gdzie

Rb =

RiR₂

(2.53)

Na rysunku 2.45 pokazano sposób uniknięcia wpływu rezystancji dzielnika bocznikującego wejście wtórnika i zasilającego bazę tranzystora na impedancję wejściową.

+E₇

+E₇

RĄ \100kQ

]*3 110 kS

<

\Re Wy

+H-R₂ 100JJ.F 10 kQ

5kQ

Wy

Rys. 2.44. Wtórnik emiterowy w układzie Darlingtona

Rys. 2.45. Wzmacniacz o dużej impedancji wejściowej

188

W obwodzie bazy znajdują się rezystory R_lf R₂, R₃, przy czym pełne napięcie z wyjścia układu jest doprowadzone przez kondensator C o dużej pojemności do p. A (rys. 2.45). W ten sposób napięcie wejściowe jest prawie takie samo (nieco większe) jak w punkcie A, a tym samym przez rezystor R₃ prąd prawie nie płynie. Punkt A dzielnika R_t, R₂ jest jak gdyby odseparowany od bazy tranzystora dla sygnału wzmacnianego. Obwód polaryzujący bazę przedstawia dla sygnału sterującego rezystancję

gdzie K_u — wzmocnienie wtórnika.

Ponieważ K_u jest bliskie jedności, zatem R_B jest bardzo duże (rzędu megaomów),

co powoduje, że wpływ R_B na bocznikowanie wejścia wtórnika jest niewielki.

Przez dobór rezystora R_E o odpowiednio dużej rezystancji można osiągnąć

bardzo dużą rezystancję wejściową układu, ograniczoną tylko parametrami

tranzystora

^Rwemax^ 7 (2.55)

«22_e

Istnieje również połączenie układu Darlingtona z układem o zwiększonej rezystancji. W celu realizacji układów o bardzo dużych impedancjach wejś­ciowych stosuje się tranzystory unipolarne.

2.7.3. Wzmacniacze wielostopniowe

W poprzednich podrozdziałach omówiono parametry i właściwości różnych typów wzmacniaczy. Układy rzeczywiste są wzmacniaczami wielostopniowymi, w skład których wchodzi stopień wejściowy oraz pośredni. Stopnie te mogą być sprzężone bezpośrednio, za pomocą transformatora lub układu RC. Sprzężenie bezpośrednie jest konieczne we wzmacniaczach bardzo małych częstotliwości. Sprzężenie transformatorowe pozwala uzyskać dopasowanie obciążenia, lecz powoduje pewne trudności (większy koszt, ciężar, miejsce, wprowadzenie zniekształceń). Najczęściej spotykanym sprzężeniem międzystopniowym jest sprzężenie pojemnościowo-rezystancyjne RC.

W praktyce, najkorzystniejsze wyniki uzyskuje się przy współpracy układów ze wspólnym emiterem WE-WE. Układ WE umożliwia największe wzmocnienie mocy. Rysunek 2.46 przedstawia stopień pośredni wzmacniacza wielostop­niowego.

Stopień pośredni (zakreślony przerywaną linią) obciążony rezystancją wejściową następnego stopnia .R_we3 jest sterowany ze źródła o rezystancji wewnętrznej stopnia poprzedniego. Przy założeniu, że oddziaływanie obwodu wyjściowego (dla tranzystora) na obwód wejściowy jest niewielkie (h_12e w 0) oraz, że tranzystor jest źródłem prądowym (h_22e « 0) rezystancja wyjściowa stopnia z tranzystorem Tl jest bliska rezystancji rezystora R_C1. Powyższe założenia uwzględniono na rys. 2.46b.

189

Rys. 2.46. Stopień pośredni WE ze sprzężeniem pojemnościowym: a) schemat ideowy; b) schemat zastępczy

Jeżeli wzmocnienie pojedynczego oddzielonego stopnia

(2.56)

to dla stopnia obciążonego następnym stopniem o rezystancji wejściowej i?_we3, wzmocnienie K* jest mniejsze i jest wyrażone wzorem

K*=-

.* _ P^RC2^Rv,_e3

^rwe2V^RC2 + ^Rwe3>

(2.57)

Analizując układy wielostopniowe, należy podkreślić, że poszczególne stopnie obciążają poprzednie, zmniejszając całkowite skuteczne wzmocnienie. W celu zapewnienia zadanego wzmocnienia należy więc stosować więcej stopni wzmacniaj ący eh.

Jedną z ważniejszych cech wzmacniacza jest zakres przenoszonych częstot­liwości — określany z charakterystyki częstotliwościowej. W zakresie małych częstotliwości o przebiegu charakterystyki decydują wartości pojemności C kon­densatorów sprzęgających oraz pojemność C_E kondensatora bocznikującego rezystor R_E (rys. 2.46 i 2.47). Dla wielkich częstotliwości sygnał z emitera jest zwierany przez kondensator C_E do masy i wówczas ujemne sprzężenie zwrotne dla sygnału nie występuje. Jeśli częstotliwość maleje, rośnie impedancja Z_E (równoległe połączenie R_E i C_E) w emiterze. Powstałe w ten sposób prądowe szeregowe sprzężenie zwrotne powoduje wzrost impedancji wejściowej tranzys­tora, a następnie zmniejszenie skutecznego wzmocnienia. Istnieją ścisłe zależno­ści określające optymalną wartość C_E. Najczęściej jednak pojemność konden­satora C_E dobiera się tak, aby jego reaktancja X_CE była fc-krotnie (np. k ^ 10)

^R9	II				c II . o
							Wzmacniacz Ku
X^1 (~)fj Uwe	! II	|fivb		^R»y[\	II T °

wy

Rys. 2.47. Układ zastępczy wzmacniacza w zakresie małych częstotliwości

190

mniejsza od rezystancji R_E dla sygnału o dolnej częstotliwości granicznej. Ogólnie można stwierdzić, że pojemność C_E jest duża (dziesiątki, a nawet setki mikrofaradów) i dlatego stosuje się kondensatory elektrolityczne.

Kondensator sprzęgający C przedstawia sobą pewną reaktancję dla prądu przemiennego, która wzrasta, gdy częstotliwość maleje; część sygnału wejś­ciowego zostaje stracona przez spadek napięcia U_c na kondensatorze C, co jest przyczyną zmniejszenia wzmocnienia. Dla pewnej częstotliwości f_d (dolna częstotliwość graniczna) bezwzględna wartość spadku napięcia U_c jest równa sumie spadków napięć na R_g i /?_we. Po wykonaniu prostych działań otrzymujemy

1

/_d =

2nC{R_m + R_g) a tłumienie q sygnału wejściowego E_g określa zależność

W_e\ 1

\E.

<? =

(2.58)

(2.59)

i odpowiada zmniejszeniu wzmocnienia o 3 dB.

W zakresie wielkich częstotliwości (rys. 2.48) można pominąć w układzie zastępczym kondensatory sprzęgające C, natomiast trzeba uwzględnić konden­satory bocznikujące C_w„ i C„,

wy'

—r-C_Wy /?(*(/ pwe

'wy

Rys. 2.48. Schemat zastępczy wzmacniacza w zakresie wielkich częstotliwości

Kondensatory C_we i C_wy nie są elementami składowymi układu. Reprezen­tują one jedynie wypadkową wartość pojemności montażu obwodu wejściowego i pojemności wejściowej urządzenia wzmacniającego oraz analogicznie: pojem­ności wyjściowej wzmacniacza i pojemności montażu obwodu wyjściowego. Staranny montaż i krótkie doprowadzenia redukują te szkodliwe pojemności.

W miarę zwiększania częstotliwości, zmniejsza się reaktancja kondensatora C_we, powodując zwieranie sygnału wejściowego. Przy pewnej częstotliwości f_g (górna częstotliwość graniczna), wzmocnienie zmniejsza się o 3 dB. Częstotliwość f_g określa wzór

/.=

1

gdzie R_r =

^Rg^R»

2nC_weR_r ° R_g + R„

(2.60)

W układach tranzystorowych należy również uwzględnić niekorzystne właściwości samego tranzystora dla wielkich częstotliwości, a mianowicie zmniejszenie się współczynników wzmocnienia a i fi. Częstotliwość f_a, dla której współczynnik wzmocnienia a maleje o 3 dB nazywamy częstotliwością graniczną

191

tranzystora w układzie WB. Dla układu WE częstotliwość graniczna f_fi jest mniejsza i określona wzorem

Dla wielkich częstotliwości może okazać się, że górna częstotliwość graniczna pojedynczego stopnia jest określona przez częstotliwość graniczną samego tranzystora. Rysunek 2.49 przedstawia charakterystykę częstotliwoś­ciową wzmacniacza.

3 dB odpowiada _t
- 30 % wartości K_u0 I ^ *$*• ²-*⁹

i

J L

I . f Charakterystyka częstotliwościowa wzmacniacza;

_„ „ ■, , - 4 ^~z ** K„_n — wzmocnienie w zakresie średnich

10 f_d 10' 10³ 10< f_g10⁵ Hz częstotliwości

Jak już wcześniej wspomniano, wzmocnienie wzmacniacza wielostopnio­wego jest większe niż jednostopniowego, lecz szerokość pasma (f_g—f_d) n-stopniowego wzmacniacza składającego się z identycznych stopni jest mniejsza.

Częstotliwość graniczna dolna f_dn zwiększa się, a częstotliwość graniczna górna f_gn zmniejsza się wg zależności

f
fdn = l (2.62)

V2»-l

Jgn —Jg\/2n — \

(2.63)

w których: f_d, f — częstotliwość graniczna dolna i górna wzmacniacza jednostopniowego;/_dn,/_g„ — częstotliwość graniczna dolna i górna wzmacniacza n-stopniowego; n — liczba jednakowych stopni wzmacniających.

2.7.4. Wzmacniacze selektywne

Wzmacniacze selektywne małych sygnałów są wzmacniaczami środkowo-przepustowymi o częstotliwości środkowej f₀ i szerokości pasma wzmacnianego 2A/, które jest zwykle znacznie mniejsze niż częstotliwość f₀. Wzmacniacze takie zawierają przeważnie obwody rezonansowe, a szerokość przenoszonego pasma jest określona przez elementy L, C, R tych obwodów.

Na rysunku 2.50 przedstawiono schemat wzmacniacza selektywnego. Obwód rezonansowy jest obciążony następnym stopniem (rezystancją wej­ściową, a także rezystancją układów polaryzacji). Rezystancja wyjściowa wzmac­niacza jest dołączona równolegle do obwodu rezonansowego. Obwód rezo­nansu równoległego omówiono w podrozdziale 1.6.10. Dla rezonansu, impe-

192

i_Ł « -i₂ (2.83)

stwierdzimy czy regulator rzeczywiście realizuje zależność (2.82). Ponieważ

i₂ = C-^(u_wy-R₂i₂), więc i₂ + R₂C^r = C^- (2.84)

Podstawiając

H = +~ (2.85)

u

uzyskuje się

"^T-^c^u-⁺k7^T ⁽²-⁸⁶⁾

a po scałkowaniu

R₂ 1

"wy ^"we-t-^c

"_wedt (2.87)

Z porównania zależności (2.82) oraz (2.87) wynika, że omawiany regulator jest regulatorem typu PI. Stałe k_t oraz k₂ wynoszące RJRt oraz l/(i?_ŁC) można łatwo zmieniać w zależności od potrzeb, wykonując rezystory i kondensator jako elementy nastawne.

2.8. Generatory

2.8.1. Wstęp

Elektronicznym układem generacyjnym lub wprost generatorem nazywamy układ wytwarzający przebiegi elektryczne niegasnące, najczęściej okresowe. W zależności od kształtu przebiegów wyjściowych są spotykane generatory przebiegów sinusoidalnych i niesinusoidalnych. Bez względu na kształt przebiegu wyjściowego, generator nie wymaga zewnętrznego źródła pobudzającego, prze­twarzając energię pobieraną z zasilacza w energię drgań. W tym sensie, generator jest układem samowzbudnym, czyli parametry wytwarzanych drgań zależą wyłącznie od budowy i właściwości układu generatora.

W zależności od mechanizmu powstawania drgań układy generacyjne dzielimy na:

• układy z dodatnim sprzężeniem zwrotnym,

• układy z rezystancją ujemną,

• układy ze sprzężeniem elektronowym,

(dwie ostatnie grupy ze względu na ich specyfikę nie będą omawiane).

Każdy generator ma obwód elektryczny decydujący o częstotliwości wytwarzanych drgań. W zależności od charakteru tego obwodu rozróżniamy:

— generatory LC, których częstotliwość drgań wyznacza obwód rezonan­
sowy;

14*

211

• 
  generatory RC, których częstotliwość drgań wyznacza filtr RC;

• generatory elektromechaniczne, których częstotliwość drgań wyznacza­ją drgające elementy mechaniczne, np. widełki stroikowe w generatorze kamer-tonowym, a najczęściej jest to oscylator kwarcowy.

Z teorii wzmacniaczy ze sprzężeniem zwrotnym wiadomo, że jeżeli dodatnie sprzężenie zwrotne osiągnie pewną krytyczną dla danego wzmacniacza wartość, to staje się on niestabilny i może przekształcić się w źródło okresowych drgań elektrycznych. W zależności od wartości sprzężenia, drgania mogą być sinusoi­dalne lub w postaci niesinusoidalnego przebiegu okresowego. W generatorach sinusoidalnych ze sprzężeniem zwrotnym element aktywny pracuje najczęściej w klasie C, a strojone obwody odfiltrowują składową sinusoidalną. Praca w klasie C zapewnia dość dobrą stabilność częstotliwości (A/w 10"⁴-^ \0~⁵f).

Elementy aktywne generatorów mogą pracować również w klasie A, jeśli zostaną zastosowane układy stabilizacji amplitudy drgań.

W zależności od zastosowań określa się wymagania dotyczące parametrów technicznych generatora, jak: częstotliwość i jej stabilność, zakres przestrajania, amplituda i jej stabilność, zawartość harmonicznych, moc i sprawność.

Przykładowo, wymagania stawiane generatorom pieców elektrycznych dotyczące przede wszystkim mocy i sprawności, odsuwają na dalszy plan kryterium zawartości harmonicznych czy stabilności częstotliwości. Generator układu pomiarowego pracującego z modulacją amplitudy powinien charak­teryzować się bardzo dobrą (Au x 0,5% U) stałością amplitudy, małym współ­czynnikiem zawartości harmonicznych, dość dobrą (A/« 10 ~⁴/) stabilnością częstotliwości. Moc generatora wynika z właściwości układu pomiarowego, a jego sprawność praktycznie nie jest brana pod uwagę.

2.8.2. Ogólne warunki generacji drgań

Wzmocnienie wzmacniacza z dodatnim sprzężeniem zwrotnym określa wzór

■s-T^Ł ⁽²-⁸⁸»

Mianownik ułamka jest wielkością zespoloną i w szczególnym przypadku, gdy łLiUr ⁼ 1+J0 wzmocnienie wzmacniacza staje się nieskończone. Oznacza to, że na wyjściu wzmacniacza pojawi się sygnał przy braku zewnętrznego sygnału wejściowego, lub że wartość sygnału wyjściowego wzmacniacza będzie niezależ­na od zewnętrznego źródła sygnału. Układ znajduje się w stanie generacji.

Warunek K^fij = 1+J0 można rozdzielić na dwa warunki generacji, zwane warunkami Barkhausena:

— warunek amplitudy

\KJ_f\ = 1 (2.89)

określający zależność między współczynnikiem wzmocnienia wzmacniacza bez sprzężenia i współczynnikiem sprzężenia zwrotnego, oraz

212

— warunek fazy

ę + ij/ = Inn

(2.90)

określający całkowite przesunięcie fazowe ę toru wzmacniacza i pętli sprzężenia zwrotnego \j/ (rys. 2.79) zapewniający dodatnie sprzężenie zwrotne.

M

K_u <p

\U₂

—o-

fif f

Rys. 2.79

Generator ze sprzężeniem zwrotnym

Ze względu na możliwą w czasie pracy generatora — zmianę parametrów elementu aktywnego, elementów układu lub warunków zasilania — iloczyn K_ufi_f przyjmuje się nieco większy od jedności. Korekta o 5% jest na ogół wystarczająca do zapewnienia stałych drgań, a zawartość wyższych harmonicznych spowodo­wana przesterowaniem wzmacniacza najczęściej jest pomijalna.

2.8.3. Generatory LC

W generatorach LC, stosowanych najczęściej do wytwarzania drgań o częstot­liwościach większych niż 50 kHz, są wykorzystywane elementy reaktancyjne jako elementy obwodu sprzężenia zwrotnego oraz obwody rezonansowe wyznaczają­ce częstotliwość drgań.

Do podstawowych układów generatorów LC zaliczamy układy: Meissnera, Hartleya i Colpittsa, prezentujące trzy rodzaje sprzężenia, tzn. transformatoro­we, indukcyjne i pojemnościowe.

Generator Meissnera. Konfiguracje generatora wg układu Meissnera przed­stawia rys. 2.80. Tranzystory pracują w układzie OE. Kropkami oznaczono prawidłowe połączenia uzwojeń zapewniających przesunięcie fazy o kąt n.

Dla generatora, w którym dobroć obciążonego obwodu rezonansowego jest większa od 15, można przyjąć z dostateczną dokładnością, że częstotliwość drgań

aj

^

^

A

b)

• ^CK

~^		:r
•	$^L T
	-V 1		.
	^		u2
	ys

Rys. 2.80. Generator Meissnera: a) schemat podstawowy; b) generator w układzie szeregowym; c) generator w układzie równoległym; d) układ praktyczny

213

/o = tA^ (2-91)

Jeżeli wpływ tranzystora nie może być pominięty np. w generatorze dużej mocy, to częstotliwość

^fo = , W yi+^RT (2-92)

2rc._v/.LC

gdzie i?_L — rezystancja szeregowa odpowiadająca stratom mocy cewki obwodu rezonansowego.

Współczynnik sprzężenia zwrotnego

U, icuM

Ponieważ na ogół coL » R_L, więc po uproszczeniu

M

P_f = — (2.94)

Dla generatorów z rys. 2.80 wzmocnienie układu oblicza się tak, jak dla napięciowego wzmacniacza selektywnego wg zależności

K.-/*!²—/*-^ (2-95)

^we we

a po podstawieniu wartości K_u i jS^ do warunku amplitudy można obliczyć poszukiwaną wartość indukcyjności wzajemnej

L h..
Mn—r—^ (2.96)

gdzie

*i = G²K_Ł (2.97)

Praktycznie można przyjąć

/.,-££

Generator Hartleya. Konfiguracje oparte na tranzystorach pracujących w układzie WE przedstawia rys. 2.81. W układzie tym napięcie U_s sprzężenia zwrotnego jest pobierane z dzielnika indukcyjnego L^L₂ (odczep cewki obwodu rezonansowego). Przyjmując, że L_x i L₂ są indukcyjnościami obu części cewki, oraz pomijając wpływ tranzystora na obwód, otrzymujemy częstotliwość generowanych drgań

/= , (2.99)

27t_x/(L₁+L₂)C

214

^

a)

\Xu

^

10.

^_CWI

'A

b)

——1 V4

T _m^L'fj

+E

Rys. 2.81. Generator Hartleya: a) schemat podstawowy; b) generator szeregowy; c) generator równoległy; d) układ praktyczny

Współczynnik sprzężenia zwrotnego

h

(2.100)

U₂ L₂ N₂

a z warunku amplitudy otrzymujemy warunek na wzmocnienie tranzystora L

Układ praktyczny generatora Hartleya przedstawia rys. 2.8 Id.

(2.101)

Generator Colpittsa. W przeciwieństwie do poprzednich generatorów może on być realizowany wyłącznie w wersji równoległej, ponieważ jego obwód rezonansowy jest obwodem z dzieloną pojemnością. Schemat generatora Colpittsa przedstawia rys. 2.82.

Częstotliwość generowanych drgań w przybliżeniu określa wzór

C₁C₂

fo = , \ , (2-102)

2n L-

_v C₁ + C₂ Współczynnik sprzężenia zwrotnego

(2.103)

^Pf u₂ c,

^

b)

c)

£

TT7I

i\ l Tt

— +E

~ir-—i ^fT l:

-^L-r

ukA

»+£

Rys. 2.82. Generator Colpittsa: a) schemat podstawowy; b) generator szeregowy; c) układ praktyczny

215

a z warunku amplitudy otrzymujemy warunek na wzmocnienie tranzystora

P>^r- (2-104)

Opisane tu podstawowe generatory LC są stosowane jako źródła napię­cia przemiennego o zakresie przestrajania wynoszącym przeciętnie/_max/f_min = 3. Regulację częstotliwości generatora uzyskuje się poprzez dobór wartości ele­mentów obwodu rezonansowego. W generatorze Meissnera strojenie odby­wa się przez zmianę pojemności, ponieważ zmiana indukcyjności samego obwodu rezonansowego nie jest możliwa. Podobnie jak w generatorze Hartleya, w którym występuje obwód rezonansowy z dzieloną indukcyjnością. Dodat­kowym utrudnieniem jest konieczność izolowania od masy obu okładek kondensatora C.

W generatorze Colpittsa strojenie odbywa się najczęściej za pomocą podwójnego kondensatora strojeniowego, którego jedną sekcję stanowi konden­sator C_Ł, a drugą kondensator C₂. Ułatwieniem konstrukcyjnym jest uziemienie połączeń tych kondensatorów. Powinny być one tak zaprojektowane, aby w całym zakresie przestrajania zachować stałą wartość stosunku C₂/C₁. Niestabilność częstotliwości drgań tych generatorów jest spowodowana zmiana­mi temperatury, napięć zasilających, parametrów elementów aktywnych (tran­zystorów) i pasywnych (elementów LC) obwodu rezonansowego i jest rzędu (A///)/l°C = (10~⁴-h5- 10"⁵). W wielu przypadkach niestabilność ta jest zbyt duża i zmusza do stosowania specjalnych zabiegów, takich jak umieszczanie generatorów w termostacie, stosowanie kompensacji wpływu temperatury na elementy pasywne przez odpowiedni dobór ich współczynników cieplnych i stabilizację napięć zasilających. Sposoby te zapewniają zmniejszenie niestabil­ności generatorów, aczkolwiek w stopniu niewystarczającym. W razie koniecz­ności stosowania przestrajanych generatorów o dużej stabilności częstotliwości, stosujemy specjalne generatory LC, a w przypadkach generacji napięć bardzo stabilnych o stałej częstotliwości — generatory kwarcowe.

2.8.4. Generatory LC o zwiększonej stabilności częstotliwości

Podstawowym generatorem o zwiększonej stabilności częstotliwości jest genera­tor Clappa przedstawiony na rys. 2.83. Jest to zmodyfikowany generator Colpittsa.

Częstotliwość drgań jest określona przez obwód szeregowy LC i wyrażona wzorem

'•-dzcT ^,2'¹⁰⁵⁾

gdzie

216

C_w C₁ C₂ C

---