MIESZACZE TRANZYSTOROWE.
W mieszaczach tranzystorowych wykorzystuje się nieliniową zależność prądu kolektora (drenu) od napięcia baza - emiter (bramka - źródło). Rozpoczniemy od analizy mieszacza przedstawionego na rysunku:
Ponieważ charakterystyka przejściowa tranzystora bipolarnego jest jakościowo taka sama jak charakterystyka diody, więc zjawiska fizyczne zachodzące w rozpatrywanym mieszaczu i widmo sygnału wyjściowego są analogiczne jak w mieszaczu j ednodiodowym.
Podłączenie heterodyny od strony emitera mieszacza wąskopasmowego pozwala na pewną separację tego generatora od wejścia układu. Wynika to z tego, że obwód wejściowy jest znacznie odstrojony od fh. Z kolei rezystancja wejściowa wrót heterodyny jest bardzo mała i wymagana jest znaczna moc heterodyny. Pewną poprawę tej rezystancji wejściowej uzyskuje się stosując trywialny zabieg polegający na zastosowaniu rezystora re. Odbywa się to kosztem skuteczności przemiany gdyż linearyzuje się charakterystyka przejściowa złożonego elementu aktywnego zaznaczonego linią przerywaną RE realizuje (sprzężenie prądowo - szeregowe).
Do poznania parametrów rozpatrywanego mieszacza przyjmijmy na początku założenia, że rozpatrujemy zakres niezbyt wysokich częstotliwości, a rezonansowe mają dobroć na tyle dużą, że mieszacz można traktować jako wąskopasmowy. Zgodnie z rysunkiem napięcie na złączu baza - emiter:
ube = UBE + US cosωst+ Uh cosωht
co podstawiając (analogicznie jak przy mieszaczu diodowym) do wyrażenia na prąd kolektora dla RE=0
ic≈ I0 (
-1)
i oznaczając xs= yUs = U s/UT i xh == yUh = Uh/UT otrzymujemy wyrażenie na składową prądu kolektora pośredniej częstotliwości:
Icp≈2IC
Z właściwości funkcji Bessela wynika, że dla pracy małosygnałowej od strony wrót sygnałowych (xs,« l) B0(Xs) ≈ l a B1(xs) ≈ 0,5 xs. Więc wyrażenie w nawiasie kwadratowym nosi nazwę nachylenia przemiany - parametru charakterystycznego dla mieszaczy tranzystorowych.
Icp≈IcγUs
=
Przebieg nachylenia przemiany jest przedstawiony na rysunku i jest zbliżony do przebiegu wzmocnienia mieszacza jednodiodowego, wraz z wnioskami z niego wypływającymi odnośnie poziomu heterodyny:
Nachylenie przemiany
gp
gdzie Rl jest wartością rezystancji obciążenia wrót wyjściowych mieszacza. W odróżnieniu od mieszacza diodowego wzmocnienie mieszacza tranzystorowego może być więc większe od jedności. Zauważmy, że gp jest mniejsze od gm więc wzmocnienie układu tranzystorowego pracującego jako mieszacz jest zawsze mniejsze od wzmocnienia takiego układu pracującego jako wzmacniacz.
Możliwe są inne rozwiązania mieszaczy tranzystorowych jak pokazano na rysunku:
a)
Warianty mieszaczy tranzystorowych
W układzie a) heterodyna jest doprowadzona bezpośrednio do obwodu bazy wraz z sygnałem. Rezystancja wejściowa dla wrót heterodyny jest w tym wypadku znacznie większa od rezystancji dla układu z rysunku co jest zjawiskiem korzystnym, lecz separacja między wrotami jest bardzo mała. Dla poprawy separacji i uzyskania dużej rezystancji wejściowej stosuje się układ jak na rysunku b) Warunkiem przemiany jest nieliniowa praca wzmacniacza różnicowego, co jest możliwe przy dużych poziomach heterodyny.
Pewnego komentarza wymaga mieszacz z tranzystorem polowym. Może to być układ jak na rysunku a) w którym zastosowano tranzystor polowy. Zasadnicza różnica w analizie takiego mieszacza polega na tym, że charakterystyka przejściowa takiego tranzystora nie jest opisana funkcją wykładniczą a kwadratową. Dobierając odpowiedni punkt pracy tranzystora i poziom heterodyny uzyskuje się pracę z odcięciem prądu drenu (jak we wzmacniaczach klasy C). Stosując kąt przepływu dla heterodyny 2Θ=180° eliminujemy produkty przemiany z harmonicznymi heterodyny począwszy od trzeciej a dla 2Θ360° od drugiej.
Zasadnicza zaleta mieszacza z tranzystorem polowym to możliwość uzyskania stosunkowo „czystego" widma sygnału wyjściowego mieszacza. Druga zaleta wynika z dużej rezystancji wejściowej tranzystora polowego co pozwala uzyskać dużą selektywność obwodów rezonansowych. Wadą mieszaczy z tranzystorem polowym jest co najmniej kilkakrotnie mniejsza wartość nachylenia przemiany, a przez to wzmocnienia mieszacza, w porównaniu z mieszaczem na tranzystorze bipolarnym.
Omówione dotychczas mieszacze należą do grupy tzw. mieszaczy sumacyjnych. Nazwa bierze się stąd, że bez względu na sposób doprowadzenia do nieliniowego złącza sygnału i heterodyny na złączu występuje zawsze suma tych sygnałów. Drugą grupę mieszaczy stanowią tzw. mieszacze iloczynowe. Okazuje się bowiem, że jeśli zastosuje się układ który wykona operację mnożenia przez siebie sygnałów (wejściowego i heterodyny) to:
Uwy = ausuh
Jeśli sygnały
us=Uscosωst
uh=Uhcosωht
to:
uwy=
Z tej zależności wynika, że układ mnożący spełnia wymagania stawiane przed mieszaczem, a ponadto (w porównaniu z dotychczas rozważanymi) zapewnia wytworzenie na wyjściu tylko pożądanych produktów przemiany, więc jest najlepszą z możliwych realizacji mieszacza. Warunkiem realizacji takiego mieszacza jest doprowadzenie dwóch sygnałów wejściowych (sygnału i heterodyny) do dwóch oddzielnych złącz nieliniowych, gdyż w przeciwnym przypadku zrealizowany będzie mieszacz sumacyjny.
Rozważmy układ zbudowany na wzmacniaczu różnicowym pokazany na rysunku:
Mieszacz iloczynowy
Prąd kolektora każdego tranzystora opisany jest zależnością:
Ick=Is(
)
Dla tzw. pary różnicowej (T1 i T2) wzmacniacza różnicowego otrzymujemy
u1=ube1-ube2
Podstawiając ubek do wyrażeń na prądy kolektorów i wykorzystując własność wzmacniacza różnicowego
Ic3=ic1+ic2
otrzymujemy prąd kolektora tranzystora drugiego w postaci
ic2=IC30
gdzie I C30 jest wydajnością tzw. źródła prądowego wzmacniacza różnicowego (T3).
Drugi składnik tego wyrażenia nie daje informacji o składowej pośredniej częstotliwości (w liczniku i mianowniku występuje napięcie o tej samej częstotliwości) więc w dalszych rozważaniach ten składnik pomijamy i przeanalizujemy składnik pierwszy. Do tego celu musimy ustalić do których wrót jest podłączony sygnał a do których heterodyna.
Możliwe są dwa warianty: do górnych wrót jest podłączony sygnał o małym poziomie (Us«UT) a do dolnych wrót heterodyna o dużym poziomie (Uh»Us) - przypadek tzw. heterodyny dolnej i odwrotnie - przypadek tzw. heterodyny górnej. Dla heterodyny dolnej podstawiamy:
u1=Uscosωst
u2=Uhcosωht i otrzymujemy:
ic2=IC30
Dla małych wartości wykładnika w składniku drugim iloczynu można zastosować rozwinięcie w szereg i przyjąć pierwsze dwa składniki szeregu
natomiast dla dużych wartości wykładnika w składniku trzecim rozwinięcie w szereg ma postać:
gdzie B(x) - zmodyfikowane funkcje Bessela. W wyniku takiego postępowania, po pominięciu składowej stałej i harmonicznych heterodyny, otrzymujemy wyrażenie na prąd kolektora tranzystora drugiego
ic2=
co dowodzi, że analizowany układ jest układem mnożącym. Pominięcie harmonicznych heterodyny i drugiego składnika wzoru wskazuje, że widmo sygnału wyjściowego nie będzie jednak takie jakie wynika z wzoru poprzedniego. Amplituda prądu pośredniej częstotliwości:
Ip≈
zależy więc nie tylko od sygnałów wejściowych ale także od wydajności źródła prądowego. Ponieważ IC30 /UT jest nachyleniem charakterystyki tranzystora T3 gm3więc:
Ip≈
czyli nachylenie przemiany:
gp≈
Oznacza to, że wobec monofonicznego wzrostu B1(xh) wzrostowi poziomu heterodyny towarzyszyłby nieograniczony wzrost nachylenia przemiany i wzmocnienia. W rzeczywistości przy wzroście poziomu heterodyny (praca wielkosygnałowa) występuje odkształcenie jej przebiegu i zmienia się wartość składowej stałej polaryzującej złącze baza - emiter T3 a przez to zmiana gm3. Zachodzi tu zjawisko analogiczne do zjawiska dynamicznej polaryzacji w generatorze. Wzrost nachylenia przemiany zachodzi dla amplitud heterodyny do rzędu kilkudziesięciu mV, po czym następuje jego spadek. W przypadku tzw. heterodyny górnej przyjmujemy:
u1=Uhcosωht
u2=Uscosωst
więc:
ic2=IC30
Rozkładając czynniki tego iloczynu w szereg Fouriera otrzymujemy dla xs,«l
e
natomiast dla drugiego składnika:
Pomijając składową stałą i harmoniczne heterodyny można wyznaczyć amplitudę prądu pośredniej częstotliwości:
Ip≈
i nachylenie przemiany:
gp≈
Przebieg funkcji A1(xh) przedstawiono na rysunku:
Maksymalna wartość nachylenia przemiany dla heterodyny górnej jest więc możliwa do określenia na drodze analitycznej i wynosi:
gpmax≈
Wyniki obliczeń nachylenia przemiany dla dwóch wariantów pracy analizowanego mieszacza z układem ULI 101 przedstawiono na rysunku:
Przebieg nachylenia przemiany.
Nachylenie przemiany jest większe dla heterodyny górnej lecz dla tego przypadku nie należy zwiększać poziomu heterodyny powyżej 200...250 mV, gdyż nie uzyskuje się istotnego wzrostu wzmocnienia a znacznie wzbogaca się widmo i rosną szumy własne mieszacza.
Poza mieszaczami iloczynowymi zbudowanymi na tranzystorach bipolarnych stosowane są coraz częściej mieszacze z wykorzystaniem tranzystora polowego dwubramkowego (tzw. tetroda MOS). Uproszczony schemat takiego mieszacza przedstawiono na rysunku:
Mieszacz z tranzystorem dwubramkowym.
Bramki tranzystora są polaryzowane z oddzielnych dzielników potencjometrycznych, a obciążeniem mieszacza jest obwód rezonansowy. Ze względu na to, że prąd drenu tranzystora jest sterowany niezależnie przez każdą z bramek uzyskujemy przemianę iloczynową.
Poza prostotą układu zalety tego układu są takie same jak omówionego wcześniej jednotranzystorowego mieszacza na tranzystorze polowym. W niektórych urządzeniach stosuje się mieszacze które samoczynnie wytwarzają sygnał heterodyny tzw. mieszacze samodrgające. Przykład takiego mieszacza przedstawiono na rysunku wyżej.
W tym układzie generator zbudowany na tranzystorze T1 pracuje w układzie Meissnera. Istnieją także mieszacze samodrgające jednotranzystorowe, jednak ze względu na silne przenikanie heterodyny do wrót wejściowych i możliwość przestrajania się heterodyny pod wpływem silnego sygnału wejściowego są stosowane w urządzeniach niższej klasy.
Stosowanie obwodów rezonansowych w omawianych dotychczas mieszaczach tranzystorowych świadczyło o ich wąskopasmowości. W pewnych przypadkach, podobnie jak w mieszaczach diodowych, zachodzi potrzeba wykonania mieszaczy szerokopasmowych. Istotną rolę w tym przypadku odgrywa optymalizacja widma sygnału wyjściowego.
Mieszacz samodrgający.
Najprostszym szerokopasmowym mieszaczem tranzystorowym jest układ przedstawiony na rysunku:
Mieszacz szerokopasmowy zrównoważony.
Napięcie na zaciskach wyjściowych jest proporcjonalne do różnicy prądów ic1-ic2. Jeżeli założymy, że mieszacz taki odznacza się pełną symetrią i nieliniowe przyrosty tych prądów wywołane przez sygnał wejściowy są przeciwnego znaku, a wywołane przez heterodynę są zgodne, to oznacza że jest to mieszacz zrównoważony dla heterodyny. Udoskonaleniem tego mieszacza jest mieszacz podwójnie zrównoważony, przedstawiony na rysunku:
Mieszacz szerokopasmowy podwójnie zrównoważony
Od strony wrót heterodyny mamy sytuację analogiczną jak w poprzednim mieszaczu - czyli zrównoważenie. Prądy kolektorów wywołane sygnałem wejściowym mają przeciwne znaki w każdej parze różnicowej, a ponieważ kolektory poszczególnych par są podłączone do rezystorów obciążenia naprzemiennie (kolektor lewego tranzystora pierwszej pary różnicowej z kolektorem prawego tranzystora drugiej pary różnicowej i odwrotnie) więc wzajemnie się kompensują. Jest to więc mieszacz zrównoważony dla sygnału i heterodyny, czyli podwójnie zrównoważony.
Temat pracy: Tranzystorowe układy mieszaczy wąsko i szerokopasmowe - właściwości i przykłady rozwiązań.
Opracował: Bogacz Bogdan GR EN-21