3.3. MIESZACZE TRANZYSTOROWE

W mieszaczach tranzystorowych wykorzystuje się nieliniową zależność prądu kolektora (drenu) od napięcia baza - emiter (bramka - źródło). Rozpoczniemy od analizy mieszacza przedstawionego na rys. 3.15.

Rys. 3. 15. Mieszacz tranzystorowy

Ponieważ charakterystyka przejściowa tranzystora bipolarnego jest jakościo­wo taka sama jak charakterystyka diody, więc zjawiska fizyczne zachodzące w rozpatrywanym mieszaczu i widmo sygnału wyjściowego są analogiczne jak w mieszaczu j ednodiodowym.

Podłączenie heterodyny od strony emitera mieszacza wąskopasmowego po­zwala na pewną separację tego generatora od wejścia układu. Wynika to z tego, że obwód wejściowy jest znacznie odstrojony od^. Z kolei rezystancja wejściowa wrót heterodyny jest bardzo mała i wymagana jest znaczna moc ||lrti8lodyny. Pewną poprawę tej rezystancji wejściowej uzyskuje się stosując ^ywialny zabieg polegający na zastosowaniu rezystora re. Odbywa się to

kosztem skuteczności przemiany gdyż linearyzuje się charakterystyka (gściowa złożonego elementu aktywnego zaznaczonego linią przerywaną yltalizuje sprzężenie prądowo - szeregowe).

Do poznania parametrów rozpatrywanego mieszacza przyjmijmy na i założenia, że rozpatrujemy zakres niezbyt wysokich częstotliwości, f rezonansowe mają dobroć na tyle dużą, że mieszacz można trakto-

105

wać jako wąskopasmowy. Zgodnie z rysunkiem napięcie na złączu baza -emiter

U^ = U^ + U, COS G),t 4- U^ COS CD^t (3.20)

co podstawiając (analogicznie jak przy mieszaczu diodowym) do wyrażenia na prąd kolektora dla R/r=0

i^I^e^-l) (3.21)

i oznaczając x s ⁼⁼ yUs = U s/U r i x^ == yU^ = Uf/Ur otrzymujemy wyrażenie na składową prądu kolektora pośredniej częstotliwości , ,, B,(x,)B,(xJ

(3.22)

2Ir

cp

B,(xJ By(x J

Z właściwości funkcji Bessę la wynika, że dla pracy małosygnałowej od strony wrót sygnałowych (x,« l) Bg(Xs) « l a 5/(5f^ » 0,5 jc.( więc

ą^/

/ w I vU ^B^^xh^ w l p-

^^ ~ ¹CY^U!, n / » ~ 5m

(3.23)

Ą^J

Ą^J.

Wyrażenie w nawiasie kwadratowym nosi nazwę nachylenia przemiany -parametru charakterystycznego dla mieszaczy tranzystorowych

(3.24)

,Z. M^

^op U^ ^omB,(x,)

Przebieg nachylenia przemiany jest przedstawiony na rys. 3,16 i jest zbliżony do przebiegu wzmocnienia mieszacza jednodiodowego, wraz z wnioskami z niego wypływającymi odnośnie poziomu heterodyny.

gpf

Rys. 3. 16. Nachylenie przemiany

Znając wartość nachylenia przemiany można łatwo wyznaczyć wzmocnienie mieszacza gdyż

106

W

U.

wy

(3.25)

G.,

=sA

p^L

^ U,

gdzie rl jest wartością re2y stancji obciążenia wrót wyjściowych mieszacza. W odróżnieniu od mieszacza diodowego wzmocnienie mieszacza tranzysto­rowego może być więc większe od jedności. Zauważmy, że gp jest mniejsze od gm więc wzmocnienie układu tranzystorowego pracującego jako mieszacz jest zawsze mniejsze od wzmocnienia takiego układu pracującego jako wzmacniacz.

Możliwe są inne rozwiązania mieszaczy tranzystorowych jak poka­zano na rys. 3.17.

a) ~T7^Z~

Rys. 3. 17. Warianty mieszaczy tranzystorowych

W układzie a) heterodyna jest doprowadzona bezpośrednio do obwodu bazy wraz z sygnałem. Rezystancja wejściowa dla wrót heterodyny jest w tym wypadku znacznie większa od rezystancji dla układu z rys. 3.15 co jest zjawi­skiem korzystnym, lecz separacja między wrotami jest bardzo mała. Dla po­prawy separacji i uzyskania dużej rezystancji wejściowej stosuje się układ jak na rys. 3.17.b. Warunkiem przemiany jest nieliniowa praca wzmacniacza różnicowego, co jest możliwe przy dużych poziomach heterodyny.

Pewnego komentarza wymaga mieszacz z tranzystorem polowym. Może to być układ jak na rys. 3.17.a w którym zastosowano tranzystor polo­wy. Zasadnicza różnica w analizie takiego mieszacza polega na tym, że cha­rakterystyka przejściowa takiego tranzystora nie jest opisana funkcją wykład­niczą a kwadratową. Dobierając odpowiedni punkt pracy tranzystora i poziom heterodyny uzyskuje się pracę z odcięciem prądu drenu (jak we wzmacniacza

107

klasy C). Stosując kąt przepływu dla heterodyny 2<9=180° eliminujemy pro­dukty przemiany z harmonicznymi heterodyny począwszy od trzeciej a dla 26^360° od drugiej.

Zasadnicza zaleta mieszacza z tranzystorem polowym to możliwość uzyska­nia stosunkowo „czystego" widma sygnału wyjściowego mieszacza. Druga zaleta wynika z dużej rezystancji wejściowej tranzystora polowego co po­zwala uzyskać dużą selektywność obwodów rezonansowych. Wadą mieszaczy z tranzystorem polowym jest co najmniej kilkakrotnie mniejsza wartość nachylenia przemiany, a przez to wzmocnienia mieszacza, w porównaniu z mieszaczem na tranzystorze bipolarnym.

Omówione dotychczas mieszacze należą do grupy tzw. mieszaczy sumacyjnych. Nazwa bierze się stąd, że bez względu na sposób doprowadze­nia do nieliniowego złącza sygnału i heterodyny na złączu występuje zawsze suma tych sygnałów. Drugą grupę mieszaczy stanowią tzw. mieszacze iloczy-nowe. Okazuje się bowiem, że Jeśli zastosuje się układ który wykona operację mnożenia przez siebie sygnałów (wejściowego i heterodyny) to

^ = ^A (³-²⁶) Jeśli sygnały

u, = U, cos g),t

U^U,COS6),t

to

^a—^LU, cos(co^ - co,)t + ^a—^h-U, cos(a>^ + €D,)t (3.27)

^

Zł M

Z tej zależności wynika, że układ mnożący spełnia wymagania stawiane przed mieszaczem, a ponadto (w porównaniu z dotychczas rozważanymi) zapewnia wytworzenie na wyjściu tylko pożądanych produktów przemiany, więc jest najlepszą z możliwych realizacji mieszacza. Warunkiem realizacji takiego mieszacza jest doprowadzenie dwóch sygnałów wejściowych (sygnału i heterodyny) do dwóch oddzielnych złącz nielinio­wych, gdyż w przeciwnym przypadku zrealizowany będzie mieszacz suma-cyjny.

Rozważmy układ zbudowany na wzmacniaczu różnicowym pokaza­ny na rys. 3.18.

108

Rys. 3. 18. Mieszacz iloczynowy Prąd kolektora każdego tranzystora opisany jest zależnością

"bek

ic^I/e^ -l) (3.28) Dla tzw. pary różnicowej (Tl i T2) wzmacniacza różnicowego otrzymujemy

^ul=^el^^ube2 (3-29)

Podstawiając u^ek do wyrażeń na prądy kolektorów i wykorzystując własność wzmacniacza różnicowego

ic3=ici+ic2 (3-30)

^=^-^2

otrzymujemy prąd kolektora tranzystora drugiego w postaci

(3,31)

7+^

^lc2 ^{== 1}C30

."L

1+e^

gdzie 7c3(?j^est wydajnością tzw. źródła prądowego wzmacniacza różnicowego (T5).

Drugi składnik tego wyrażenia nie daje informacji o składowej pośredniej częstotliwości (w liczniku i mianowniku występuje napięcie o tej samej czę­stotliwości) więc w dalszych rozważaniach ten składnik pomijamy i przeana-

109

lizujemy składnik pierwszy. Do tego celu musimy ustalić do których wrót jest podłączony sygnał a do których heterodyna.

Możliwe są dwa warianty: do górnych wrót jest podłączony sygnał o małym poziomie (Us«UJ) a do dolnych wrót heterodyna o dużym poziomie (Uh»Us) - przypadek tzw. heterodyny dolnej i odwrotnie - przypadek tzw. heterodyny górnej. Dla heterodyny dolnej podstawiamy

u, = U, COS G) t

(3.32)

u^ ==L^ cosco^t i otrzymujemy

7 - J ^h^S^t (^W

^lc2 -^SO . ^cos^t ^{e (J}-^J^

Dla małych wartości wykładnika w składniku drugim iloczynu można zasto­sować rozwinięcie w szereg i przyjąć pierwsze dwa składniki szeregu

^L.,^-^^^ (3-34)

natomiast dla dużych wartości wykładnika w składniku trzecim rozwinięcie w szereg ma postać

e^xhcoswht^B,(x,)+2^(xJcosn^t (3.35)

n=l

gdzie B(x) - zmodyfikowane funkcje Bessela. W wyniku takiego postępowania, po pominięciu składowej stałej i harmo­nicznych heterodyny, otrzymujemy wyrażenie na prąd kolektora tranzystora drugiego

^2 = . ^soSi (^xh )^xs ^cos ^ ^cos ^ (³-³⁶)

co dowodzi, że analizowany układ jest układem mnożącym. Pominięcie har­monicznych heterodyny i drugiego składnika wzoru 3.31 wskazuje, że widmo sygnału wyjściowego nie będzie jednak takie jakie wynika z wzoru 3.27. Amplituda prądu pośredniej częstotliwości

I^^LI-f^o-B^(x,)U, (3.37) 4 U^

zależy więc nie tylko od sygnałów wejściowych ale także od wydajności

110

źródła prądowego. Ponieważ fof/^rjest nachyleniem charakterystyki tranzystora T3 g^ więc

Ip^wigm3B^X,)U, (3.38)

4

czyli nachylenie przemiany

8p^wl^8»3B^(^) (3.39)

Oznacza to, że wobec monofonicznego wzrostu 2?/(x^ wzrostowi poziomu heterodyny towarzyszyłby nieograniczony wzrost nachylenia przemiany i wzmocnienia. W rzeczywistości przy wzroście poziomu heterodyny (praca wielkosygnałowa) występuje odkształcenie jej przebiegu i zmienia się wartość składowej stałej polaryzującej złącze baza - emiter T? a przez to zmiana g^. Zachodzi tu zjawisko analogiczne do zjawiska dynamicznej polaryzacji w generatorze. Wzrost nachylenia przemiany zachodzi dla amplitud heterodyny do rzędu kilkudziesięciu mV, po czym następuje jego spadek. W przypadku tzw. heterodyny górnej przyjmujemy

u, ==£/. cosco^t

^h (3.40)

u^ = U^ cos G)^t

więc

7 - r ^coscD.t n4n

h2 - ¹C30 ^^cos^t ^e ^•^ą[)

Rozkładając czynniki tego iloczynu w szereg Fouriera otrzymujemy dlax,«l ^cos^t ^ j ^^OS CO,t (3.42)

natomiast dla drugiego składnika

7 °° ;. x,w =Ą(x,)+^A,(xJcosna),t (3.43)

^{1 \ e} n=l

Pomijając składową stałą i harmoniczne heterodyny można wyznaczyć am­plitudę prądu pośredniej częstotliwości

Ip^w^g.3^(x,)U, (3.44) i nachylenie przemiany

111

8p^w-.gm3AI(^xh)

Przebieg funkcji Ai(x^ przedstawiono na rys. 3.19.

^

Rys. 3. 19. Przebieg funkcji Ai(Xh)

Maksymalna wartość nachylenia przemiany dla heterodyny górnej jest więc możliwa do określenia na drodze analitycznej i wynosi

gpmax ^w-gm3 (³-⁴⁶) 7t

Wyniki obliczeń nachylenia przemiany dla dwóch wariantów pracy analizo­wanego mieszacza z układem ULI 101 przedstawiono na rys. 3.20.

/ 234 y e 7 Rys. 3. 20. Przebieg nachylenia przemiany

Nachylenie przemiany jest większe dla heterodyny górnej lecz dla tego przy­padku nie należy zwiększać poziomu heterodyny powyżej 200...250 mV, gdyż

112

nie uzyskuje się istotnego wzrostu wzmocnienia a znacznie wzbogaca się widmo i rosną szumy własne mieszacza.

Poza mieszaczami iloczynowymi zbudowanymi na tranzystorach bipolarnych stosowane są coraz częściej mieszacze z wykorzystaniem tranzy­stora polowego dwubramkowego (tzw. tetroda MOS). Uproszczony schemat takiego mieszacza przedstawiono na rys. 3.21.

Rys. 3. 21. Mieszacz z tranzystorem dwubramkowym

Bramki tranzystora są polaryzowane z oddzielnych dzielników potencjome" trycznych, a obciążeniem mieszacza jest obwód rezonansowy. Ze względu na to, że prąd drenu tranzystora jest sterowany niezależnie przez każdą z bramek uzyskujemy przemianę iloczynową.

Poza prostotą układu zalety tego układu są takie same jak omówionego wcze­śniej jednotranzystorowego mieszacza na tranzystorze polowym. W niektórych urządzeniach stosuje się mieszacze które samoczynnie wytwa­rzają sygnał heterodyny tzw. mieszacze samodrgające. Przykład takiego mie­szacza przedstawiono na rys. 3.22.

W tym układzie generator zbudowany na tranzystorze 77 pracuje w układzie Meissnera. Istnieją także mieszacze samodrgające jednotranzystorowe, jednak ze względu na silne przenikanie heterodyny do wrót wejściowych i możliwość przestrajania się heterodyny pod wpływem silnego sygnału wejściowego są stosowane w urządzeniach niższej klasy.

Stosowanie obwodów rezonansowych w omawianych dotychczas mieszaczach tranzystorowych świadczyło o ich wąskopasmowości. W pew­nych przypadkach, podobnie jak w mieszaczach diodowych, zachodzi potrze­ba wykonania mieszaczy szerokopasmowych. Istotną rolę w tym przypadku odgrywa optymalizacja widma sygnału wyjściowego.

113

Rys. 3. 22. Mieszacz samodrgający

Najprostszym szerokopasmowym mieszaczem tranzystorowym jest układ przedstawiony na rys. 3.23.

Rys. 3. 23. Mieszacz szerokopasmowy zrównoważony

Napięcie na zaciskach wyjściowych jest proporcjonalne do różnicy prądów icr^' Jeżeli założymy, że mieszacz taki odznacza się pełną symetrią i nieli­niowe przyrosty tych prądów wywołane przez sygnał wejściowy są przeciw-

411

nego znaku, a wywołane przez heterodynę są zgodne, to oznacza że jest to mieszacz zrównoważony dla heterodyny. Udoskonaleniem tego mieszacza jest mieszacz podwójnie zrównoważony, przedstawiony na rys. 3.24.

Rys. 3. 24. Mieszacz szerokopasmowy podwójnie zrównoważony

Od strony wrót heterodyny mamy sytuację analogiczną jak w poprzednim mieszaczu - czyli zrównoważenie. Prądy kolektorów wywołane sygnałem wejściowym mają przeciwne znaki w każdej parze różnicowej, a ponieważ kolektory poszczególnych par są podłączone do rezystorów obciążenia na­przemiennie (kolektor lewego tranzystora pierwszej pary różnicowej z kolek­torem prawego tranzystora drugiej pary różnicowej i odwrotnie) więc wza­jemnie się kompensują. Jest to więc mieszacz zrównoważony dla sygnału i heterodyny, czyli podwójnie zrównoważony.

115

---