Zasilacze impulsowe

Zasilacze impulsowe składają się z impulsowego stabilizatora napięcia stałego i zasilacza niestabilizowanego. Impulsowy stabilizator napięcia stałego jest systemem o zamkniętej pętli działania. Proces stabilizacji jest nieciągły na skutek przetwarzania sygnału błędu na ciąg impulsów, sterujących pracą tranzystora przełączającego układu przekazywania energii. Jednym ze sposobów zmiany względnego okresu włączania i wyłączania elementu przełączającego, jest modulacja współczynnika wypełnienia impulsów, przy stałej częstotliwości impulsowania. Współczynnik wypełnienia impulsów

jest stosunkiem czasu trwania pojedynczych impulsów do okresu sygnału (Rysunek 1).

Rysunek 1. Modulacja współczynnika wypełnienia impulsów o stałej częstotliwości (modulacja szerokości impulsu)

Układ przekazywania energii składa się z elementów przełączających, które umożliwiają przepływ energii pomiędzy wejściem a wyjściem.

Układy przekazywania energii małej mocy zawierają rezystancyjny lub kondensatorowy obwód ładowania, natomiast układy średniej i dużej mocy mają obwód ładowania indukcyjny lub transformatorowy. Układy przekazywania energii średniej i dużej mocy przyjmują postać filtru dolnoprzepustowego typu Γ. Na poniższym rysunku (Rysunek 2) przedstawiono odpowiedzi układu dolnoprzepustowego (całkującego) na ciąg impulsów prostokątnych w stanie quasi-ustalonym.

Rysunek 2. Odpowiedź układu całkującego na ciąg impulsów prostokątnych w stanie quasi-ustalonym

1 Układy o wyjściu nieizolowanym od wejścia

Układy przekazywania energii o wyjściu nieizolowanym od wejścia zostały podzielone na trzy grupy: układy obniżające (ang. step-down, bucking), układy podwyższające (ang. step-up, boost) lub zmieniające biegunowość napięcia stałego (polarity-converting).

Układy obniżające napięcie stałe

Układy przekazywania energii o rezystancyjnym obwodzie ładowania

Układ przekazywania energii z rezystancyjnym obwodem ładowania został przedstawiony na Rysunku 3. Stabilizacja w układach tego typu odbywa się w ten sposób, że kondensator podłączony równolegle do wyjścia, jest ładowany okresowo poprzez rezystor R_e. Przy włączonym przełączniku S, ładunek przepływający z kondensatora C_o do obciążenia R_L (odbiornika) jest dostarczany z wejścia poprzez zewnętrzny rezystor R_e, ograniczający prąd. Wartość średnia napięcia wyjściowego jest proporcjonalna do względnej wartości czasu włączania elementu przełączającego, czyli do współczynnika wypełnienia.

Impulsy pojawiające się na wyjściu przełącznika szeregowego są uśredniane przez filtr dolnoprzepustowy składający się z elementów R_e i C_o. Rezystor R_e spełnia dwie funkcje: ogranicza prąd ładowania oraz stanowi cześć składową filtru dolnoprzepustowego typu RC.

Rysunek 3. Podstawowy układ przekazywania energii z rezystancyjnym obwodem ładowania

W układzie, gdzie czas włączania t_on (czas ładowania) elementu przełączającego jest stały (z pominięciem stałych czasowych włączania τ_on oraz wyłączania τ_off), ładunek odprowadzany z kondensatora C_o w okresie T jest równy ładunkowi doprowadzonemu do układu w czasie trwania pojedynczego impulsu ładowania:

Przebieg prądu ładowania wyraża się zaś zależnością:

gdzie τ_c=R_eC_o jest stałą czasu obwodu ładowania.

Po podstawieniu wartości i_i(t) do pierwszej zależności i po przeprowadzeniu całkowania uzyskuje się wartość średnią
prądu:

Powyższy wzór to podstawowa zależność układu przekazywania energii ( przetwornicy DC-DC).

Układ przekazywania energii z rezystancyjnym obwodem ładowania jest zastępowany przez układy z indukcyjnym obwodem ładowania, ze względu na duże straty na rezystancji i bardzo duży kondensator gromadzący.

Układy przekazywania energii z indukcyjnym obwodem ładowania

Na Rysunku 4 przedstawiono układ przekazywania energii z indukcyjnym obwodem ładowania. W układzie tym tranzystor pracuje jako przełącznik. Kondensator C, podłączony równolegle do wyjścia, jest ładowany okresowo poprzez dławik L ograniczający prąd. W czasie włączenia tranzystora, dławik ogranicza prąd do wartości odpowiedniej dla zabezpieczenia tranzystora. Gdy tranzystor przewodzi pojemność C ładuje się poprzez dławik, w którym gromadzi się energia magnetyczna. W czasie włączenia t_on przyrost prądu w dławiku:

gdzie L jest indukcyjnością dławika, a γ - współczynnikiem wypełnienia.

Rysunek 4. Układ przekazywania energii z indukcyjnym obwodem ładowania.

Gdy tranzystor zostanie zatkany, zmienia się biegunowość napięcia na dławiku, a zgromadzona w nim energia jest doprowadzona do obciążenia, poprzez diodę usprawniającą D. W czasie wyłączenia t_off prąd w dławiku maleje w sposób
następujący:

Równowaga zachodzi wówczas, gdyprzyrost i spadek prądu dławika w trakcie czasu włączania i wyłączania są sobie równe czyli:

Stąd:

Na Rysunku 5a,b przedstawiono przebiegi czasowe sygnałów na elementach układu stabilizatora obniżającego napięcie.

a) gdy indukcyjność nie przekazuje całkowicie swej energii

b)gdy indukcyjność całkowicie przekazuje swą energię

Rysunek 5a,b. Przebiegi sygnałów dla układu obniżającego napięcie

Jak widać, napięcie wyjściowe może być stabilizowane przez zmianę współczynnika wypełnienia. Ponieważ współczynnik wypełnienia γ < 1, więc napięcie wyjściowe jest zawsze niższe od napięcia wejściowego.

Dla wyjścia indukcyjność L tworzy razem z kondensatorem C filtr dolnoprzepustowy czyli układ całkujący. Jednocześnie dławik jest elementem ograniczającym prąd. Dzięki zastosowaniu dławika jest możliwe zarówno gromadzenie, jak i odzysk energii. Gdy tylko tranzystor zostanie zatkany, zaczyna przewodzić dioda D przekazując energię zgromadzoną w dławiku L do kondensatora i obciążenia. Jest to czynnik poprawiający sprawność układu.

Dioda usprawniająca (ang. flyback diode) przewodzi tylko prąd przy zatkanym tranzystorze. Dzięki temu energia zgromadzona w dławiku w czasie włączania może powrócić do wyjścia. W układzie bez diody, napięcie pojawiające się na indukcyjności podczas zatkania tranzystora uszkodziłoby go.

Minimalna wartość indukcyjności dławika przy której prąd dławika maleje do zera jest równa indukcyjności ograniczającej amplitudę wahań prądu do podwójnej wartości średniej minimalnego prądu obciążenia.

Jeśli w miejsce γ podstawimy wyrażenie U_o/U_i, a w miejsce I_{o AV} wyrażenie P_o/U_o, to:

gdzie P_{o_min} jest minimalną mocą wyjściową.

Przy zadanej indukcyjności można obliczyć wartość graniczną prądu obciążenia przy której chwilowa wartość prądu dławika osiąga dokładnie wartość równą zeru:

Przy prądzie obciążenia wyższym od tej wartości, prąd dławika nie spada do zera.

Przy braku strat do określenia parametrów układu ważne są następujące zależności:

Jeśli uwzględnimy straty (Rysunek 6) to przy prądzie obciążenia przekraczającym prąd graniczny I_lim ( przy czym I_lim jest prądem obciążenia, przy którym chwilowy prąd dławika maleje dokładnie do zera)

U_o=γU_i - I_o [γR_sat + (1- γ)R_D + R_LS]

Prąd graniczny:

Minimalna wartość indukcyjności niezbędna do podtrzymania ciągłości prądu dławika:

Rysunek 6. Układ stabilizatora obniżającego napięcie o indukcyjnym obwodzie ładowania, uzupełniony o szeregowe rezystory strat

Amplituda prądu kolektora tranzystora:

Maksymalne napięcie na tranzystorze:

U_{CE max}= U_{i max}

Maksymalne napięcie na diodzie:

U_D=U_{i max}

Sprawność układu:

Pojemnościowy układ przekazywania energii

Na Rysunku 7 przedstawiono układ przekazywania energii małej mocy z pojemnością. Układ zawiera dwa elementy przełączające pracujące na przemian.

Rysunek 7. Kondensatorowy układ przekazywania energii, małej mocy obniżający napięcie

Po włączeniu przełącznika S_A, ładują się kondensatory C, i C₂ poprzez diody Z), i D₃. Kondensatory C, i C₂ tworzą właściwie dzielnik napięcia. Po wyłą­czeniu przełącznika S_A włącza się przełącznik S_B, a kondensator C, rozładowuje się poprzez elementy S„ i D₂. Następnie cały proces rozpoczyna się od nowa. Ponie­waż napięcie wejściowe dzieli się między kondensatorami C₁ i C₂, więc napięcie wyjściowe jest niższe od napięcia wejściowego. Układ ma małą sprawność, gdyż energia zgromadzona w kondensatorze C,, jest tracona w jednym cyklu pracy, w elementach S_B i D₂..

Układy podwyższające napięcie stałe

Układ dławikowy przekazywania energii podwyższający napięcie

W przypadku, gdy wymagane jest napięcie stabilizowane o wartości wyższej od napięcia wejściowego, to w stabilizatorze impulsowym stosuje się układ przekazywania energii podwyższający napięcie stałe (Rysunek 8).

Rysunek 8. Układ dławikowy przekazywania energii, podwyższający napięcie

W tym układzie, energia jest doprowadzona do wyjścia przy wyłączonym (zatkanym) tranzystorze. Dlatego, układ ten zwany jest też przetwornicą zaporową.

Po włączeniu przełącznika prąd w indukcyjności narasta liniowo od najmniejszej wartości I_Lmin do największej wartości I_Lmax uzyskanej w chwili wyłączenia. Dioda zapobiega rozładowaniu kondensatora gromadzącego C w czasie wyłączenia przełącznika. W czasie włączenia przełącznika, kondensator gromadzący pokrywa zapotrzebowanie energii obciążenia. Po wyłączeniu przełącznika prąd dławika L zaczyna maleć i spada od wartości I_Lmax do wartości I_Lmin, w czasie t_off . W tym czasie indukcyjność przekazuje nagromadzoną energię do obciążenia. Zachodzi przy tym takie zjawisko, że indukowane w dławiku napięcie w chwili wyłączenia przełącznika dodaje się do napięcia wejściowego. Napięcie wyjściowe może być regulowane przez zmianę okresu włączenia.

Przy włączonym przełączniku S, całe napięcie wejściowe jest przyłożone do indukcyjności L, a zatem:

Jeśli przyjmiemy, że w czasie t_on napięcie wejściowe nie zmienia się, to po scałkowaniu otrzymujemy:

Jeśli w podanej zależności wykonamy podstawienie t=t_on to otrzymamy zależność określającą związek pomiędzy najmniejszą i największą wartością prądu w indukcyjności:

Po wyłączeniu przełącznika obwód indukcyjności zamyka się poprzez rezystancję obciążenia R_L, indukcyjność i źródło prądu.

Wobec tego:

a po scałkowaniu:

Z powyższej zależności oraz zależności:

otrzymamy zależność określającą napięcie wyjściowe:

Poniżej podane zostaną istotne zależności określające napięcie wyjściowe oraz prąd, niezbędne przy projektowaniu układów tego typu:

U₀ gdy indukcyjność nie jest wolna od energii ( L> L_min)

Gdy indukcyjność jest wolna od energii w części okresu

Przy uwzględnieniu szeregowych rezystancji strat, przy obciążeniu większym od wartości granicznej prądu I_lim

Wartość graniczna prądu

Sprawność układu

Układ kondensatorowy przekazywania energii podwyższający napięcie.

Pojemnościowy układ przekazywania energii, podwyższający napięcie (Rysunek 9) może być stosowany przy małych mocach wyjściowych.

Rysunek 9. Kondensatorowy układ przekazywania energii małej mocy podwyższający napięcie

Układ zawiera dwa elementy przełączające, które na przemian przewodzą lub są zablokowane. We wstępnej fazie analizy działania układu przyjmijmy, że oba elementy przełączające są wyłączone. Wówczas kondensator C₂ ładuje się - poprzez diody D₂ i D₃ - do napięcia wejściowego. Po włączeniu przełącznika S_B ładuje się również kondensator C₁ poprzez diodę D₂. Po wyłączeniu przełącznika S_B zostanie włączony przełącznik S.A. Wówczas do wyjściowego kondensatora gromadzącego jest przekazywana suma napięć kondensatora C₁ i wejściowego (poprzez diodę D₃).

Układy zmiany biegunowości

Indukcyjny układ przekazywania energii z odwracaniem biegunowości.

Często jest konieczne wytworzenie z danego napięcia stałego napięcia stabilizowanego (niższego lub wyższego) o przeciwnej biegunowości. Układami do tego przeznaczonymi są stabilizatory równoległe (Rysunek 10).

Rysunek 10. Indukcyjny układ przekazywania energii z odwracaniem biegunowości.

Przy włączonym tranzystorze napięcie wejściowe jest przyłożone do indukcyjności, przy czym dioda nie przewodzi. Prąd w indukcyjności narasta liniowo. Po wyłączeniu tranzystora przełączającego zanika prąd przepływający przez cewkę. Zanika również pole magnetyczne w indukcyjności, co wywołuje wytwarzanie na zaciskach cewki napięcia indukcyjnego o przeciwnej biegunowości. Przy pomocy tej energii magnetycz­nej (o przeciwnej biegunowości) ładuje się wyjściowy kondensator gromadzący Co, poprzez przewodzącą w rym czasie diodę D. Przy włączonym przełączniku, energia jest gromadzona w indukcyjności działającej jako dławik gromadzący. Natomiast przy wyłączeniu przełącznika, na­pięcie na indukcyjności jest odwracane, a zgromadzona energia jest przekazywana do kondensatora wyjściowego lub do obciążenia.

Omawiany układ może być zaliczany do przetwornic zaporowych, gdyż moc jest przekazywana do wyjścia układu przy wyłączonym tranzysto­rze. Napięcie wyjściowe może być utrzymywane na stałej wartości przez odpowiednią zmianę współczynnika wypełnienia impulsu sterującego tranzystorem.

Zaletą, opisywanych dotychczas układów przekazywania energii obniżających i podwyższających napięcie, w stosunku do układu zmieniającego biegunowość jest to, że tylko część niezbędnej na wyjściu energii jest zgromadzona w indukcyjności. Natomiast w układzie zmieniającym biegunowość, w części okresu, energia niezbędna na wyjściu musi być w całości zgromadzona w dławiku gromadzącym. Z powyższego wynika, że układy zmieniające biegunowość mogą być stosowane tylko w zasila­ czach małej mocy.

Kondensatorowy układ przekazywania energii z odwracaniem biegunowości

Układ ma dwa elementy przełączające, włączane i wyłączane na przemian (Rysunek 11).

Rysunek 11. Kondensatorowy układ małej mocy przekazywania energii, z odwracaniem biegunowości.

Po włączeniu przełącznika S.A., kondensator C₁ ładuje się poprzez diody D₁ i D₂. Przy włączonym przełączniku S_B, ładunek kondensatora C₁ jest przekazywany do kondensatora wyjściowego C₂ poprzez diodę D₃. Dioda służy również do zabezpieczenia przełącznika tranzystorowego S_A (napięcie emiter-baza w kierunku zaporowym).

2. Dobór elementów indukcyjnych

Transformator

We współczesnych zasilaczach stabilizowanych, izolację galwaniczną pomiędzy wejściem a wyjściem, jak również niezbędne przetwarzanie napięcia, uzyskuje się przy pomocy transformatorów w. cz. z rdzeniem ferrytowym. Materiał z którego zbudowany jest rdzeń powinien zapewniać:

• dużą indukcje nasycenia dzięki czemu rdzeń może mieć małe objętości;

• dużą przenikalność magnetyczną;

• możliwie jak największą rezystywność ( aby straty na prądy wirowe były małe mimo dużej częstotliwości pracy);

Rdzeń powinien mieć budowę, pod względem magnetycznym, możliwie jak najbardziej zwartą. Duże straty na prądy wirowe przy częstotliwościach powyżej 20 kHz uniemożliwiają stosowanie rdzeni konwencjonalnych. W przypadku zadanej konfiguracji transformatora i przy stałej mocy strat, objętość rdzenia jest określona następującą zależnością:

gdzie B_max jest funkcją maksymalną (indukcja może przyjmować wartości z zakresu 0...±B_max)_.

Porównując wymaganą objętość rdzenia ferrytowego z objętością transformatora sieciowego ( f=100 Hz) uzyskuje się dla transformatora przepustowego (przy częstotliwości 20 kHz) stosunek 1:33, a dla transformatora przeciwsobnego (przy częstotliwości 40 kHz), stosunek 1:60. Nie uwzględniono przy tym, że straty w rdzeniu ferrytowym są mniejsze niż w rdzeniu transformatora sieciowego. Na skutek wyższych częstotliwości straty na prądy wirowe w uzwojeniach transformatora w. cz. są większe.

Transformator przetwornicy zaporowej powinien być większy od transformatora przetwornicy przepustowej, gdyż wartość skuteczna prądu przepływającego przez uzwojenie wtórne jest zawsze większa od wartości prądu obciążenia. Dla przebiegu trójkątnego otrzymuje się w przypadku idealnym, przy 50% współczynniku wypełnienia:

Ponadto mniejsza powinna być również indukcyjność rozproszenia.

Przy opracowaniu transformatora na minimum mocy strat, należy unikać stosowania dużej liczby zwojów uzwojenia pierwotnego. Należy starać się, aby uzwojenia wypełniły dostępną przestrzeń, a indukcyjność rozproszenia była możliwie mała.

Istnieją różne konfiguracje uzwojeń rozwijanych na karkas transformatora. Przy uzwojeniu dzielonym lub wielowarstwowym jedno z uzwojeń jest umieszczone między połówkami drugiego uzwojenia. Przy takim rozwiązaniu obie wartości maksymalne pola magnetycznego (o przeciwnych znakach) wynoszą, w przybliżeniu, połowę wartości pola przy niedzielonych uzwojeniach. Dzięki temu poziom prądów wirowych jest niższy, co prowadzi do zmniejszenia strat transformatora. Wadą takiego rozwiązania jest użycie większej ilości ekranów i izolacji niż w układzie niedzielonych uzwojeń, co prowadzi do zwiększenia objętości.

Wielowarstwowe nawijanie uzwojeń umożliwia poprawę sprzężenia między obu uzwojeniami. Uzwojenie pierwotne jest podzielone na dwie połówki uzwojeniowe, wewnątrz których znajdują się uzwojenia wtórne i odmagnesowujące - umożliwiające odmagnesowanie obwodu magnetycznego. Dla zmniejszenia wpływu naskórkowości należy stosować uzwojenie bifilarne.

Dławik wyjściowy

Dławiki wyjściowe stosowane w przetwornicach przepustowych umożliwiają gromadzenie energii i filtrację. Prąd dławika ma przebieg trójkątny (Rysunek 12).

Rysunek 12. Przebiegi prądu w dławiku wyjściowym:

1. przy stałym obciążeniu

2. przy nagłej zmianie obciążenia

Przy wyborze dławika należy znaleźć kompromis między dużą wartością jego indukcyjności, do uzyskania małych tętnień, a małą wartością niezbędną do uzyskania szybkiej reakcji na zmiany obciążenia. W przeciwieństwie do transformatora, zmiana strumienia w rdzeniu dławika wyjściowego jest stosunkowo mała, gdyż określona jedynie przez prąd tętnień. Stąd wynika że można stosować zarówno rdzenie ferrytowe jak również taśmę żelazokrzemową anizotropową - dzięki której możliwe jest uzyskanie małej objętości dzięki dużej indukcji nasycenia i wysokiej przenikalności przyrostowej. Jeśli straty straty na prądy wirowe maja być małe, to grubość taśmy powinna maleć ze wzrostem częstotliwości pracy.

3 Układy o wyjściu izolowanym od wejścia

W układzie przekazywania energii zasilaczy o wyjściu odizolowanym od wejścia, izolacja galwaniczna jest zrealizowana przy pomocy transformatora. Układy te możemy podzielić na: przepustowe, zaporowe i przeciwsobne.

Układy przepustowe przekazywania energii

W układzie przepustowym przekazywania energii energia jest przekazywana do obciążenia na skutek efektu transformatorowego, gdy przewodzi tranzystor T₁ (Rysunek 13).

Rysunek 13. Jednostopniowy, jednotranzystorowy układ przepustowy przekazywania energii

Poprzez diodę D₁ jest dostarczana energia nie tylko do pojemności wyjściowej C_o (lub odbiornika), lecz również do dławika gromadzącego L_o, który gromadzi ją w postaci energii magnetycznej. Przy zatkanym tranzystorze Ti, energia zgromadzona w dławiku L_o jest przekazywana poprzez diodę usprawniającą D₄ - do kondensatora (lub obciążenia). Indukcyjność L_o tworzy wraz z kondensatorem C_o filtr dolnoprzepustowy oraz działa jednocześnie jako dławik gromadzący.

Napięcie na wyjściu układu może być utrzymane na stałym poziomie przez regulację współczynnika wypełnienia impulsu prostokątnego przy­łożonego do tranzystora T₁. Przetwornica zasilana jest bezpośrednio z sieci przez układ Graetza. Izolacja galwaniczna od sieci jest więc realizowana w przetwornicy DC - DC. Transformator zapewnia izolację galwaniczną między wejściem i wyj­ściem układu, a także transformuje (przerywane z częstotliwością ultra­dźwiękową) napięcie wejściowe do wymaganego poziomu wyjściowego. Gdy tranzystor T₁ przewodzi, pobierana jest przez transformator energia magnetyczna. W okresie wyłączenia tranzystora jest ona przekazywana poprzez dodatkowe uzwojenie odmagnesowujące i diodę D₃ - z powro­tem do wejścia. W ten sposób, punkt pracy rdzenia transformatora nie wchodzi w obszar nasycenia, tylko powraca na początku każdego okresu do początku osi odciętych (H ≈ 0). To dodatkowe uzwojenie jest nawijane razem z uzwojeniem pierwotnym. Na skutek nawijania bifilarnego, sprzężenie między obu uzwojeniami jest bardzo silne, czyli indukcyjność rozproszenia jest bardzo mała. Uzwojenia: pierwotne i odmagnesowania mają tę samą liczbę zwojów. Uzwojenie odmagnesowania może być nawijane stosunkowo cienkim przewodem, gdyż w części czasu wyłączenia płynie przez nie tylko prąd odmagnesowania o wartości 5...10% prądu pierwotnego. Wartość początkowa prądu odmagnesowania jest w przybliżeniu rów­na wartości końcowej prądu magnesowania, przepływającego przez uzwojenie pierwotne w fazie przewodzenia. W tym czasie dioda zapobie­ga przepływowi prądu odmagnesowania przez uzwojenie.

Dla utrzymania tranzystora przełączającego w obszarze bezpiecznej pracy, należy zadbać o to, aby prąd kolektora spadł do zera, zanim napięcie kolektora osiągnie dopuszczalną wartość U_ceo. Jeśli więc wartość graniczna U_ceo nie przekroczy podwójnej wartości napięcia wejściowego, to dla spowolnienia czoła napięcia kolektora, należy dołączyć dodatkowy układ.

Układ spowalniający został na rysunku oznaczony linią przerywaną. Gdy tylko tranzystor zostanie wyłączony, prąd indukcyjny uzwojenia pierwotnego transformatora zaczyna ładować kondensator C₁ poprzez diodę D₄. Wartość pojemności tego kondensatora określa szybkość, z jaką narasta napięcie kolektora tranzystora. Jeśli tranzystor przewodzi nadal, to kondensator rozładowuje się przez rezystor R₁. Wartość rezystancji powinna być odpowiednio duża, aby zapobiec przed zbyt dużym udarem prądu w tranzystorze. Dwutanzystorowy przepustowy układ przekazywania energii (Rysunek 14) dostarcza tej samej mocy wyjściowej co układ jednotranzystorowy.

Rysunek 14. Jednostopniowy układ przepustowy przekazywania energii z dwoma tranzystorami

Jed­nak wartość napięcia szczytowego na tranzystorach jest o połowę niż­sza. W tym rozwiązaniu nie trzeba stosować ani układu spowalniającego, ani dodatkowych uzwojeń bifilarnych. Oba tranzystory są w tym samym czasie włączone i wyłączone. Przy zatkaniu tranzystorów napięcie na zaciskach uzwojenia pierwotnego zmienia swą biegunowość. Diody D₃ i D₄ zapobiegają przekroczeniu poziomu napięcia wejściowego przez napięcie pierwotne. Po zatkaniu tranzystorów, malejący prąd pierwotny płynie z powrotem do wejścia, poprzez diody D₃ i D₄. Diody ograniczają maksymalne napięcie kolektor - emiter obu tranzystorów do wartości wejściowego napięcia zasilającego. Układ spowalniający jest zbędny, gdyż wartość graniczna U_ceo tranzystorów nie będzie przekroczona (przy założeniu, że dopuszczalne napięcie Uceo tranzystorów nie jest mniejsze od napięcia wejściowego).

Ponieważ dodatkowe uzwojenie ograniczające napięcie jest zbędne, więc konstrukcja transformatora jest prostsza. Również większa jest sprawność układu, gdyż zbędny jest układ do spowalniania czoła napię­cia kolektora. Wyjściowy filtr LC umożliwia uzyskanie mniejszych tęt­nień. Wadą omawianego układu jest to, że są potrzebne dwa tranzystory mocy i skomplikowany układ sterujący.

Układy zaporowe przekazywania energii

Układy zaporowe przekazywania energii zawierają tylko jeden element indukcyjny. Natomiast wszystkie pozostałe typy układów przetwornic zawierają dwa elementy indukcyjne. Gdy tranzystor zaczyna przewodzić, prąd w dławiku dwuuzwojeniowym (transformatorze) narasta liniowo, a dioda zostaje spolaryzowana w kierunku zaporowym.

Gdy tranzystor zostaje zatkany, energia zgromadzona w transformatorze, jest przekazywana poprzez diodę do kon­densatora wyjściowego i obciążenia. Na Rysunku 15 przedstawiono układ dwutaktowej przetwornicy zaporowej.

Rysunek 15. Jednostopniowy układ przepustowy przekazywania energii z dwoma tranzystorami

Indukcyjność rozproszenia transformatora, spełniającego tutaj podwójną rolę: gromadzenia energii i od­dzielenia galwanicznego, powinna być mała (patrz: Dobór elementów indukcyjnych)

W czasie włączenia tranzystora, odbiornik jest zasilany energią z wyjściowego kondensatora gromadzącego. Rezystancja szeregowa i indukcyjność tego kondensatora, powinny być możliwie jak najmniejsze w ce­lu zmniejszenia tętnień.

Ten stopień mocy może działać w dwu rodzajach pracy. W jednym ro­dzaju pracy, strumień w transformatorze w każdym okresie czasu spada do zera, natomiast w drugim to nie zachodzi. Gdy minimalny strumień jest większy od zera, to tylko część energii jest przekazywana do wyjścia podczas okresu wyłączenia tranzystora. W rym rodzaju pracy, energia zgromadzona w transformatorze musi być większa niż w przypadku, gdy całkowita ener­gia zgromadzona w okresie włączenia jest przekazywana do wyjścia w okresie wyłączenia tranzystora.

Model transformatora impulsowego

Omawiając układy zaporowe przekazywania energii nie można pominąć matematycznego modelu transformatora impulsowego, który opisuje istotne wielkości przy analizie.

Do istotnych zagadnień wynikających z właściwości transformatora impulsowego a których nie można pominąć w trakcie analizy należą:

• zmiana amplitudy impulsów i polaryzacji

• izolacja galwaniczna obwodów

• dopasowanie rezystancji

• separacja składowej stałej i zmiennej

• zniekształcenia liniowe i nieliniowe

Parametry strony wtórnej transformatora zostały sprowadzone do strony pierwotnej co znacznie upraszcza analizę, sam model przyjmuje wówczas postać czwórnika typu Γ (Rysunek 20).

Ze wzrostem częstotliwości impulsów lub zmniejszeniem t_i wymiary zewnętrzne transformatora impulsowego i jego ciężar maleją przy tej samej mocy pozornej.

Rysunek 16. Schemat typu „ Γ ” transformatora z uwzględnieniem rezystancji obciążenia R₀ i źródła R_g.

Przeciwsobne układy przekazywania energii

Przedstawiona na Rysunku 17a konwencjonalna przetwornica przeciwsobna składa się z dwu przetwornic przepustowych pracujących przeciwsobnie. Diody D₁ i D₂ wyprostowują napięcie przetransformowane w uzwojeniu wtórnym, przez tranzystory T₁ i T₂ pracujące na przemian. Praca przeciwsobna powoduje podwojenie częstotliwości tętnień. Wobec tego tętnienia napięcia wyjściowego są, przy zadanej wartości LoCo, mniejsze niż w układach dwutaktowych.

Napięcie występujące na tran­zystorach jest równe podwójnej wartości wejściowego napięcia zasilają­cego. Impulsy sterujące pracą tranzystorów T₁ i T₂ nie mogą mieć współczynnika wypełnienia większego od 50%.

W układzie przedstawionym na Rysunku 17b, w obwodzie wyjściowym zamiast prostownika dwupołówkowego zastosowano prostownik Graetza.

Rysunek 17a. Układ przeciwsobny przekazywania energii z prostownikiem dwupołówkowym i wyprowadzonym środkiem

Rysunek 17b. Układ przeciwsobny przekazywania energii z prostownikiem Graetza

Omawiane oba układy mogą być przyczyną asymetrii w strumieniach i nasyceniu transformatora, co może spowodować uszkodzenia tranzystorów wyjściowych. Dlatego do wysterowania tranzystorów przełączają­cych, pracujących przeciwsobnie jest wymagany skomplikowany układ sterujące regulacyjny. Jednak coraz więcej firm produkuje specjalne układy scalone do sterowania przeciwsobnych układów przekazywania energii.

4 Układy sterowania z modulacją szerokości impulsu PWM

Szybki rozwój stabilizatorów impulsowych w ostatnich latach był moż­liwy dzięki postępowi uzyskanemu w dziedzinie wytwarzania tranzysto­rów mocy i dzięki opracowaniu monolitycznych układów sterujących. Układy te, wytwarzane już przez wiele firm, pozwoliły wyeliminować jed­ną z poważnych do niedawna wad stabilizatorów impulsowych, a mia­nowicie skomplikowany i trudny w projektowaniu układ sterujący. Układ taki w konwencjonalnym wykonaniu, złożony z elementów dys­kretnych i mikroukładów o małym stopniu scalenia, zawierał wiele ele­mentów. Był on więc zawodny i drogi. Wprowadzenie monolitycznych układów sterujących spowodowało wyraźne przesunięcie obszaru zasto­sowań stabilizatorów impulsowych w stronę mniejszych mocy.

Układy sterujące, również bardzo złożone, wykonuje obecnie wiele firm. W jednej strukturze umieszcza się różne typy układów:

- źródło napięcia odniesienia;

- generator napięcia piłokształtnego;

- wzmacniacz błędu (wzmacniacz operacyjny);

- generator impulsów prostokątnych;

- komparator;

- cyfrowe układy logiczne i sterujące;

- jeden lub dwa tranzystory wyjściowe;

- różne układy zabezpieczeń (głównie zabezpieczenie nadprądowe)

• układy usprawniające pracę stabilizatora

Odkąd pojawiły się układy scalone, zawierające wszystkie funkcje czynne układu stabilizacji zasilaczy impulsowych (a w niektórych przypadkach również kompletnej przetwornicy DC- DC), zmalała liczba niezbędnych podzespołów, a także usunięto kłopoty związane z projekto­waniem zasilaczy impulsowych. Zastępując 20...300 podzespołów, układy te w znacznej mierze zmniejszają stopień złożoności zasilaczy, ułatwiając tym samym ich naprawę. Serwis lub naprawa całego systemu może być dokonana przez wymianę tylko jednego układu scalonego. Mniej pracochłonne opracowanie i zmniejszenie stopnia złożoności pro­wadzą do znacznego obniżenia kosztów. Cena układu scalonego jest, w większości przypadków, niższa od ceny całkowitej podzespołów, które zastępuje.

Układy scalone, które dostarczają wyjściowych impulsów sterujących o modulacji szerokości impulsu lub modulacji częstotliwości są jednakowo dostępne. Praktycznie te monolityczne układy scalone można po­dzielić na dwie grupy. Pierwsza grupa obejmuje układy regulacyjno-zabezpieczające szeroko stosowane w systemach dużej mocy. Do drugiej grupy należą układy scalone, najczęściej autonomiczne i łatwe do zasto­sowania.

Przy opracowaniu układu regulacji, należy zwrócić baczną uwagę na to, aby nie było tendencji do samowzbudzenia i innych niestabilności, w dowolnych warunkach pracy. Przyczyny tych zakłóceń można ująć na­stępująco:

• zbyt duże wzmocnienie w układzie regulacji;

• niedokładna zmiana fazy;

• słaba lub zła kompensacja częstotliwościowa scalonego wzmacniacza operacyjnego i/lub scalonego stabilizatora napięcia;

• niekorzystne rozmieszczenie podzespołów przy praktycznej reali­zacji.

Większość scalonych układów stabilizacyjno-zabezpieczających dostarcza sygnału wyjściowego o modulowanej szerokości impulsu. W stabilizatorach z modulacją szerokości impulsów napięcie wyjścio­we i napięcie odniesienia porównuje się we wzmacniaczu błędu, który steruje modulatorem szerokości impulsów przez filtr dolnoprzepustowy (Rysunek 18).

Rysunek 18. Schemat blokowy układu regulacji dostarczającego sygnały ste­rujące o modulowanej szerokości impulsu.

Stabilizacja napięcia dokonuje się przez zmianę szerokości impulsów sterujących wytwarzanych w modulatorze. Stosowanie filtrów dolno-przepustowych w konwerterach napięcia stałego, wynikające z zasady działania konwerterów, niekorzystnie wpływa na charakterystykę ampli­tudowo - fazową układu sprzężenia zwrotnego. Pętla sprzężenia zwrot­nego obejmuje bowiem konwerter, filtr LC, wzmacniacz błędu, modula­tor szerokości impulsów oraz kluczowany układ przekazywania energii, wnoszący opóźnienie proporcjonalne do okresu kluczowania. Układ sta­bilizatora impulsowego może stać się niestabilny.

Do zachowania stabilności oraz zapewnienia korzystnej odpowiedzi układu regulacyjnego na zaburzenia w przetwornicy (skoki napięcia, obciążenia itp.), przy której otrzymuje się aperiodyczne dochodzenie układu do stanu ustalonego, stosuje się w pętli sprzężenia zwrotnego stabilizatorów impulsowych filtry korekcyjne. Są nimi z reguły filtry proporcjonalne-całkujące. Ich górna częstotliwość przepustowa jest na ogół znacznie mniejsza od pasma przenoszenia filtru LC przetwornicy. Stosowanie filtrów korekcyjnych, niezbędne do uzyskania stabilności układu, niestety powoduje również znaczne zmniejszenie szybkości reakcji stabilizatorów impulsowych z modulacją szerokości impulsów na chwilowe zmiany napięcia, obciążenia itp.

Napięcie wyjściowe zasilaczy może ustalać się w czasie kilkunastu milisekund, a przy stosowaniu du­żych wzmocnień w pętli, przy których uzyskuje się lepszą stabilizację napięcia wyjściowego- nawet w czasie kilkuset milisekund.

Sygnał sprzężenia zwrotnego u_f jest zwykle pobierany z dzielnika próbkującego, który jest podłączony na wyjściu zasilacza.

Samowzbudne układy regulacyjne

Stabilizatory samowzbudne, w najprostszym przypadku, zawierają w pętli sprzężenia zwrotnego przerzutnik z pętlą histerezy (Rysunek 19).

Rysunek 19. Schemat blokowy wolnobieżnego samowzbudnego układu stabilizacji z przerzutnikiem Schmitta

Przerzutnik włącza klucz wówczas, gdy napięcie wyjściowe jest niższe niż dolny próg histerezy przerzutnika, a wyłącza gdy jest wyższe niż górny próg histerezy tego przerzutnika.

Z zasady działania układu wynika, że napięcie wyjściowe zmienia się między poziomem górnym i dolnym napięcia przerzutnika zgodnie z pętlą histerezy. Okresy włączania i wyłączania klucza przy drganiach sta­bilnych są uzależnione od szybkości zmian napięcia wyjściowego, jak również od napięć progowych przerzutnika. Ponieważ szybkość zmian napięcia wyjściowego jest uzależniona m.in. od wartości napięcia wejściowego, napięcia wyjściowego, rezystancji obciążenia, elementów filtru LC, zatem częstotliwość pracy stabilizatora może ulegać dużym zmianom.

Częstotliwość kluczowania jest proporcjonalna do rezystancji własnej szeregowej (rezystancji strat) kondensatorów używanych w filtrze dolno-przepustowym LC, która najczęściej jest wystarczająco duża, aby za­pewnić stabilność układu. Jednak wykorzystywanie jedynie szeregowej rezystancji strat kondensatorów musi prowadzić do dużych zmian czę­stotliwości pracy stabilizatora, gdyż rezystancja ta może być różna, w zależności od typu kondensatora, egzemplarza, czasu starzenia się, temperatury itp.

Do zalet układu z regulacją dwupołożeniową należy prostota budowy oraz duża szybkość reakcji układu na zmiany napięcia wyjściowego spowodowane gwałtowną zmianą obciążenia i zmianą napięcia wyjściowego. Szybkość reakcji jest zależna, głównie od elementów filtru LC. Wśród wad tego typu stabilizatora należy wymienić duże tętnienia napięcia wyjściowego oraz zmienną częstotliwość pracy. Stałą częstotliwość pracy można osiągnąć przez synchronizowanie częstotliwości pracy stabilizatorów samowzbudnych z częstotliwością zewnętrznego generatora. Na Rysunku 20 przedstawiony został uproszczony układ synchronizowanego samowzbudnego stabilizatora impulsowego. Napięcie synchronizacji u_s jest wytwarzane w prostym generatorze re­laksacyjnym. Wyłączanie klucza odbywa się cyklicznie z częstotliwością tego generatora, natomiast o włączaniu klucza decyduje komparator napięcia, porównujący napięcie wyjściowe z napięciem odniesienia. Układ ten posiada wszystkie po­żądane właściwości samowzbudnego i sterowanego impulsowego stabili­zatora napięcia którymi są: prostota, niezawodność, stabilność, stała częstotliwość pracy, małe napięcie tętnień wyjściowych i wyjątkowo ko­rzystna stabilizacja napięcia.

Rysunek 20. Ogólny schemat ideowy synchronizowanego samowzbudnego stabilizatora impulsowego.

Synchronizowany stabilizator samowzbudny może pracować w różnych warunkach obciążenia i sieci, przy stałej częstotliwości jednocześnie zachowując prostotę i korzystne właściwości stabilizatora samowzbudnego. Stałość częstotliwości pracy może być utrzymana przy po­mocy zewnętrznego sygnału synchronizacji lepiej, niż przez zastosowanie kompensacji parametrów z zamkniętą pętlą.

Zarówno z rozważań teoretycznych jak i z badań wynika, że synchronizowany stabilizator samowzbudny przewyższa wolnobieżny stabiliza­tor samowzbudny (w przypadku stanów nieustalonych), gdyż szybko reaguje na zmiany: sieci i obciążenia. Ponadto w stabilnych warunkach pracy, synchronizowany samowzbudny stabilizator impulsowy zachowuje się jak stabilizator napięcia o modulacji szerokości impulsu. Często­tliwość pracy jest bezwzględnie stała, w szerokich granicach zmian: obciążenia i sieci.

Układy zabezpieczające

Części składowe przetwornic DC - DC zbudowanych z podzespołów półprzewodnikowych, mogą ulec uszkodzeniu w ciągu l μs, na skutek przepięcia lub przetężenia.

Zasilacze ze stabilizowanymi przetwornicami DC - DC powinny zawie­rać następujące zabezpieczenia:

• ograniczenie prądu przy włączeniu zespołu, aby zapobiec powsta­waniu zbyt dużych prądów wejściowych;

• zabezpieczenie nadprądowe (przy chwilowym lub ciągłym przecią­żeniu);

• zabezpieczenie przepięciowe (przy krótkim lub ciągłym przepięciu);

• zabezpieczenie przed zbyt niskim napięciem wejściowym;

• zabezpieczenie przed zakłóceniami w pętli regulacyjnej (niewła­ściwa praca pętli stabilizacji napięcia może spowodować skoki napięcia wyjściowego bez przekroczenia wartości granicznej prą­du; może to zagrozić kondensatorowi wyjściowemu lub obciąże­niu, ponadto może być przyczyną dalszych zakłóceń w zespole.);

• zabezpieczenie przed skokami cieplnymi;

• zabezpieczenie przed nieodpowiednią biegunowością napięcia wej­ściowego (w zespołach z układem prostowniczym Graetza napięcie wejściowe może być przyłożone z dowolną biegunowością);

• zabezpieczenie wyjścia zespołu przed napięciem o przeciwnej bie­gunowości (w zespołach łączonych równolegle lub szeregowo). Dioda dołączona równolegle do wyjścia zespołu stanowi dosta­teczne zabezpieczenie.

Podane wyżej rodzaje zabezpieczeń chronią również obciążenie (odbiornik), ale nie w każdych warunkach, dlatego są stosowane środki zabezpieczające wyłącznie obciążenia. Specjalną uwagę należy poświęcić stanom nieustalonym występującym na wyjściu zespołu. W zespołach małej mocy zabezpieczenie stanowi dioda Zenera dołączona na wyjściu. Diodę Zenera. dobiera się tak, aby jej napięcie przebicia było równe maksymalnemu napięciu wyjściowemu, które może wytrzymać obciąże­nie. Dioda powinna być przy tym zdolna odprowadzać moc występującą przy tym napięciu.

Ostatnim etapem zabezpieczenia obciążenia przed przepięciem jest opracowanie oddzielnego obwodu dla nagłego zwarcia zacisków wyjściowych.

Ponadto mogą być niezbędne dalsze środki zabezpieczające, w zależności od rodzajów układów.

Układy, które ograniczają wartość napięcia lub prądu wyjściowego są nazywane ograniczającymi układami zabezpieczającymi, natomiast układy powodujące chwilowe lub trwałe wyłączenie zasilacza po zadziałaniu układów zabezpieczających- wyłączającymi układami zabezpie­czającymi. Schemat blokowy układów zabezpieczających przedstawiony został poniżej (Rysunek 21)

Rysunek 21. Schemat blokowy układów zabezpieczających

Ograniczanie napięcia wyjściowego bądź wyłączanie zasilaczy odbywa się przez redukowanie współczynnika wypełnienia impulsów sterujących konwerter napięcia stałego pod wpływem sygnałów pochodzących z czujników napięcia, prądu, temperatury itp.

Ograniczające układy zabezpieczające

Układy ograniczające są na ogół stosowane w zabezpieczeniach nad-prądowych, układach kontroli pętli sprzężenia zwrotnego oraz kontroli napięcia zasilania układów sterujących. Zwłaszcza istotne jest reagowa­nie zasilacza na przeciążenie prądowe, które może pojawić się przy nie­prawidłowym działaniu układu zasilanego, wystąpieniu zewnętrznych zakłóceń itp.

Ograniczające układy zabezpieczające działają na zasadzie zmniejsza­nia napięcia wyjściowego przez zmniejszenie współczynnika wypełnienia impulsów sterujących tranzystory kluczujące. Na Rysunku 22 przedstawiony został uproszczony układ ograniczający prąd wyjściowy w stabilizatorze impul­sowym.

Rysunek 22. Schemat ograniczającego układu zabezpieczającego w obwodzie prądu wyjściowego

W układzie tym przy małych prądach obciążenia na wyjściu wzmacniacza W i panuje wysokie dodatnie napięcie i dioda D₁ jest zatkana. Układ ograniczający nie wpływa więc na pracę impulsowego stabilizatora napięcia. Natomiast po przekroczeniu granicznej wartości prądu ob­ciążenia napięcie na wyjściu wzmacniacza W1 maleje, powodując ogra­niczenie napięcia wyjściowego wzmacniacza błędu przez przewodzącą diodę D₁. Napięcie sterujące modulator przez filtr dolnoprzepustowy zmniejsza się, powodując ograniczenie współczynnika wypełnienia δ. W rezultacie napięcie wyjściowe stabilizatora zmniejsza się. Maksymalny prąd wyjściowy jest ograniczony do wartości:

Wyłączające układy zabezpieczające

Układy wyłączające są stosowane głównie w celu zabezpieczenia przed przepięciami i przeciążeniami termicznymi, które najczęściej powstają na skutek nieprawidłowej pracy samego stabilizatora impulsowego. W przypadku zasilania analogowych układów odbiorczych można dopuścić stosowanie wyłączających układów zabezpieczających, zwłaszcza, że przy poprawnie dobranych warunkach pracy stany takie występują bardzo rzadko. Natomiast w stabilizatorach impulsowych zasilających urządzenia cyfrowe (np. komputery) stosowanie układów wyłączających w zabezpieczeniach nadprądowych nie jest korzystne. Chwilowy lub całkowity zanik napięcia wyjściowego pod wpływem przeciążenia pojawia­jącego się dynamicznie lub po wystąpieniu chwilowego zakłócenia, może bowiem wymazać zawartość pamięci lub spowodować przekłamanie in­formacji na dysku przy zaniku zasilania podczas współpracy urządzenia ze stacją dysków.

Układy wyłączające skutecznie chronią zasilacze impulsowe przed uszkodzeniem, jeżeli szybkość ich reakcji na sygnały pochodzące z czujników zabezpieczających jest duża (czasy reakcji rzędu pojedynczych mikrosekund). Ubocznym i niekorzystnym skutkiem dużej szybkości reakcji układów wyłączających jest ich reagowanie na wszelkie zakłóce­nia występujące w zasilaczach, co niekiedy może być przyczyną zbędne­go wyłączenia stabilizatora bez wystąpienia zewnętrznej przyczyny (przeciążenia prądowego, cieplnego, przepięcia itp.).

Niepożądane wyłą­czenia pod wpływem drobnych zakłóceń mogą być znacznie zredukowa­ne po zastosowaniu układów chwilowego wyłączania zasilaczy, wzboga­conych o liczniki, zliczające liczbę uruchomień układów zabezpieczają­cych. Trwałe wyłączenie zasilacza w takich układach następuje nie po jednokrotnym, lecz dopiero po kilkunastokrotnym zadziałaniu układów zabezpieczających. Stosowanie takich układów zapobiega trwałemu wy­łączeniu zasilacza w razie pojawienia się chwilowego, drobnego zakłóce­nia i skutecznie chroni zasilacz przy trwałym przeciążeniu.

Na Rysunku 23 przedstawiony został uproszczony schemat zasilacza impulsowego z kilkoma rodzajami zabezpieczeń. Przedstawione na rysunku zabezpieczenia to obwód pomiaru przepięcia na kluczu, obwód pomiaru przepięcia na wyjściu oraz obwód zwierający wyjście. Każdy z tych obwodów działa niezależnie. W czasie poprawnej pracy zasilacza napięcie wyjściowe jest kontrolowane przez układ stabilizacyjny, zawierający wzmacniacz błędu, filtr i modulator.

Rysunek 23. Stabilizator impulsowy z wyłączającymi układami zabezpieczającymi

Nadmierny wzrost napięcia wyjściowego, spowodowany np. brakiem obciążenia w przeciwbieżnym konwerterze, powoduje uruchomienie przepięciowych układów zabezpieczających. Czujnik przepięcia z diodą DZ₁ uruchamia układ wyłączający przez transoptor, zapewniający izolację galwaniczną między wyjściem a układem sterującym. Próg zadziałania czujnika jest zwykle ustawiany na poziomie nieznacznie większym niż nominalne napięcie na wyjściu.

Gdyby z jakiegoś powodu działanie układu okazało się nieskuteczne i następowałby dalszy wzrost napięcia na wyjściu, to będzie uruchomiony zwieracz tyrystorowy. Zwarcie wyjścia zasilacza impulsowego przez układ tyrystorowy spowoduje uruchomienie zabezpieczeń nadprądowych w zasilaczu, a przy ich braku lub niesprawnym działaniu, spowo­duje przepalenie bezpiecznika. W celu uniknięcia zbędnych uruchomień zwieracza tyrystorowego, napięcie jego zadziałania powinno być wyższe niż napięcie progowego czujnika przepięcia, sterującego układ wyłączający zasilacza. Zwieracz ten powinien uaktywniać się jedynie przy wyraźnie niesprawnym zasilaczu impulsowym.

Niezależnie od czujników przepięcia na wyjściu bardzo często stosuje się czujniki pomiaru szczytowego napięcia na kluczu. Napięcie na kluczu bowiem nie tylko jest uzależnione od napięcia wyjściowego, prze­kładni transformatora i napięcia zasilającego, ale również od indukcyjności szeregowej transformatora i od prądu płynącego przez klucz. Przy niepełnym sprzężeniu między uzwojeniami pierwotnym i wtórnym trans­formatora, na kluczu pojawiają się impulsy napięciowe, które mogą uszkodzić tranzystor kluczujący. Wprawdzie zawsze stosuje się układy gaszące przepięcia spowodowane istnieniem indukcyjności rozproszenia transformatora, niemniej jednak korzystne jest wyłączenie sterowania tranzystora również w razie pojawienia się nadmiernej wartości napięcia szczytowego na kluczu. Na Rysunku 23 układ przepięciowy (zawierający diodę D₁, kondensator C₁ oraz rezystory R₁ i R₂) pełni rolę czujnika przepięcia, jakie może wystąpić na kluczu, oraz rolę układu gaszącego te przepięcia. Napięcie z dzielnika rezystancyjnego jest porównywane z napięciem progowym U_p w komparatorze, który steruje wyłączającym układem zabezpieczającym.

Zabezpieczenie przez wyłączenie zasilania jest realizowane poprzez wyłączenie sterowania układem kluczującym. Podstawową zaletą tego rozwiązania jest uproszczenie konstrukcji (przede wszystkim pod kątem możliwości odprowadzania ciepła), gdyż nie trzeba przewidywać długotrwałej pracy zasilacza w stanie przeciążenia lub zwarcia. Jednocześnie wraz z zabezpieczeniem przeciążeniowym zintegrować można zabezpieczenie termiczne, które również powinno zasilacz wyłączać. Istotną wadą zabezpieczenia wyłączającego jest natomiast brak możliwości współpra­cy z odbiornikami, które pobierają chwilowo prąd znacznie większy od nominalnego i w ten sposób powodują każdorazowo wyłączenie zasila­cza. Problem ten jednak w praktyce nie stanowi zbyt dużej przeszkody. Zwykle bowiem próg zadziałania zabezpieczenia i wyłączenia zasilacza jest dużo wyższy (130% do nawet 200% I_nom) od prądu nominalnego, ze względu na bardzo krótki czas, przez który zasilacz pracuje z dużym przeciążeniem. Po drugie, z reguły wyłączenie zasilacza następuje po czasie kilkudziesięciu do kilkuset milisekund, w którym zasilacz zazwy­czaj pracuje w trybie zbliżonym do stabilizacji prądu. Jeżeli przeciążenie ustąpi w tym okresie czasu, to oczywiście wyłączenie nie nastąpi. Często zasilacze mające zabezpieczenie wyłączające załączają się automatycznie po krótkim czasie i jeżeli stan przeciążenia lub zwarcia ustąpił, rozpo­czynają normalną pracę. W wielu przypadkach takie zachowanie się układu zasilającego jest wystarczające i nie stwarza kłopotów użytkow­nikowi.

Niektóre układy zasilane są wrażliwe na zwiększenie się napięcia zasilania i jeżeli koszty ich naprawy są znaczne, to nawet przy założeniu, że uszkodzenie zasilacza powodujące wzrost napięcia na jego wyjściu jest bardzo mało prawdopodobne, warto jest zastosować w zasilaczu zabezpieczenie nadnapięciowe. Warunkiem skuteczności tego typu zabezpie­czenia jest szybkość jego reakcji i rzeczywiste niedopuszczenie do wzro­stu napięcia na zaciskach wyjściowych zasilacza. Należy pamiętać, że często stosowana w układach zasilaczy impulsowych metoda wyłączania przetwornicy lub samych elementów kluczujących nie zapewnia bezpie­czeństwa układom zasilanym, gdyż energia zgromadzona w elementach indukcyjnych filtracji wyjściowej może spowodować chwilowy wzrost napięcia wyjściowego już po wyłączeniu samej przetwornicy. Warto rów­nież wziąć pod uwagę fakt, że szybkie zabezpieczenie nadnapięciowe umożliwia ochronę układów zasilanych przed dużymi impulsami napię­ciowymi powstającymi (szczególnie w trudnych warunkach przemysło­wych) poza zasilaczem i przenoszonymi przez obwody zasilania, których filtry nie zawsze są w stanie ograniczyć ich wartość do akceptowalnego poziomu.

W wielu zastosowaniach w celu podwyższenia niezawodności zasilaczy impulsowych stosuje się dodatkowe zabezpieczenie termiczne. Umożliwia ono najczęściej wyłączenie zasilacza w przypadku niebezpiecznego dla jego newralgicznych podzespołów wzrostu temperatury pracy. Sytuacja taka ma miejsce najczęściej w awaryjnych stanach pracy takich, jak: zbyt wysoka temperatura otoczenia, praca przy nadmiernym obcią­żeniu lub zwarciu itp. Zabezpieczenie to ma na celu przede wszystkim ochronę samego zasilacza i jego podzespołów, obniżając koszty ewentu­alnego serwisu. Współczesne specjalizowane obwody scalone, zawierają­ce w sobie główne elementy sterujące i wykonawcze przetwornic napię­cia lub stabilizatorów szeregowych, mają wbudowane systemy automa­tycznego zabezpieczenia termicznego. Stosowanie tego typu zabezpieczeń bardzo często umożliwia znaczne zmniejszenie powierzchni chłodzących lub uproszczenie stosowanych systemów chłodzenia, które nie muszą już być projektowane pod kątem uwzględnienia wszystkich (na­wet zdarzających się sporadycznie) stanów awaryjnych. Ma to niebaga­telne znaczenie również przy analizie bezpieczeństwa pracy zasilaczy, bowiem odpowiednie normy narzucają ograniczenia na nagrzewanie się poszczególnych elementów i podzespołów w układach elektronicznych.

Rola diody usprawniającej

W przetwornicach przepustowych dioda usprawniająca odzyskuje energię zgromadzoną w indukcyjności i przekazuje ja z powrotem do obciążenia. Analizując układzie stabilizatora obniżającego napięcie z indukcyjnym obwodem ładowania (Rysunek 4), można stwierdzić, że w idealnych warunkach szpilki impulsowe oznaczone na Rysunku24a przez I_pr, nie są zauważalne w przebiegu prądu tranzystora przełączającego i diody usprawniającej. Ponieważ diody nie są idealne pojawiają się przerzuty. Przełączenie diody z kierunku przewodzenia do kierunku zaporowego i odwrotnie wymaga pewnego czasu, ze względu na ładunek zgromadzony w diodzie. Gdy tranzystor przełączający w układzie z Rysunku 4 ponownie przewodzi to dioda D na krótko dalej przewodzi. Tak długo jak dioda przewodzi, emiter tranzystora jest dołączony do ujemnego wejścia poprzez diodę D. To przewodzenie wywołuje stratę mocy zarówno w tranzystorze przełączającym, jak i w diodzie D. Czas powrotu diody w kierunku zaporowym ma następujący wpływ na działanie układu:

• tranzystor przełączający podlega - w skończonym czasie - działaniu prądu wyższego od wymaganego, który może doprowadzić do jego uszkodzenia;

• nadmierne impulsy prądu zakłócają sieć zasilającą, w której rozchodzą się napięcia zakłócające;

• nawet diody o zaporowym czasie powrotu 100...200 ns powodują, że tranzystor podlega dużym naprężeniom. Jest to związane z tym, że tranzystor podlega działaniu zarówno prądu wyjściowego obciążenia jak i prądu szczytowego. Dlatego należy stosować diody specjalne o czasie powrotu 25...30 ns;

• źródło napięcia zasilającego musi dostarczać prądu szczytowego poprzez wejściowy filtr przeciwzakłóceniowy.

Reasumując można stwierdzić, że ładunek zgromadzony w diodzie wpływa niekorzystnie na obciążalność tranzystora i sprawność całkowitą.

Do oceny diod przełącznikowych służy wskaźnik dobroci (Rysunek 28), znany jako t_{rr 0,5}. Jest to parametr znormalizowany obejmujący wpływ zarówno I_pr jak i t_rr. Przy pomiarze tego parametru, przepuszcza się w kierunku przewodzenia prąd o wartości 1A, po którym następuje napięcie polaryzacji w kierunku zaporowym. Wartość szczytowa prądu zaporowego jest ograniczona do 1A, a mierzy się czas t_{rr 0,5}, przy którym prąd wzrasta do wartości 0,5 A.

Rysunek 24. Przebiegi prądu w tranzystorze przełączającym i diodzie usprawniającej (a) oraz przebieg prądu w diodzie dla pomiaru znormalizowanej wartości czasu powrotu w kierunku zaporowym (b)

Stosunek I_pr/I_F jest stały w szerokim zakresie częstotliwości przełączania i prądu diody w kierunku przewodzenia I_F (przy czym I_FN jest nominalnym prądem przewodzenia diody) i znormalizowany zaporowy czas powrotu t_{rr 0,5}, to można wyznaczyć oczekiwaną wartość prądu szczytowego. Przy znanym dopuszczalnym stosunku prądu dla najniekorzystniejszego przypadku, można dobrać odpowiednią diodę, o znormalizowanym zaporowym czasie powrotu t_{rr 0,5}, dostatecznym dla spełnienia postawionych wymagań.

7

- 0,5 A

t_{rr 0,5}

+1,0A

-1,0A

i_R

i_F

t_rr

t_off

t_on

t

I_FN

i_C

t

I_pr

I_CN

U_o

Up

Komparator

Układ sterujący

U_ref

_

+

Wzmacniacz błędu

Układ stabilizacji napięcia wyjściowego z izolacją galwaniczną między obwodem wejściowym i wyjściowym

_

+

R₂

R₁

R_O

Th

R₅

R₄

DZ₂

Transoptor

R₃

DZ₁

T

C₁

D₁

C

D

Bezpiecznik

U_I

Filtr

Modulator szerokości impulsów

Układ zabezpieczający wyłączający

R₁

Ro

U_I

D₁

Uref

_

+

_

+

-

+

U_R

Up

Modulator napięcia impulsów

Filtr

W1

Konwerter napięcia

stałego

Ui

Uo

Ro

Układy zabezpieczające

Układ

regulacji

Układ ograniczający

Układ wyłączający

Czujnik U, I , T

Konwerter

napięcia stałego

_

+

+

_

U₀

U_i

Samowzbudny stabilizator impulsowy

Generator

I_o

L₀

R₂

R₁

C₀

D

u_s

u_b

u_ref

u

Komparator i układ wzmacniacza sygnału błędu

Układ sterujący z histerezą

Sygnał sprzężenia zwrotnego z dzielnika próbkującego

u_ref

u_f

Wzmacniacz sygnału błędu

Ciąg impulsów sterujących

Przerzutnik z histerezą

(przerzutnik Schmitta)

Napięcie odniesienia

Sygnał sprzężenia zwrotnego

u_ref

u_f

Wzmacniacz sygnału błędu

Ciąg impulsów sterujących

Filtr

Modulator szerokości impulsów

i_c2

T₂

I_i

-

+

-

+

U_O

I_O

C_o

i_L

L_o

i_c1

Trr

T₁

C_i

U_i

i_c0

i_D2

i_c2

T₂

I_i

-

+

-

+

U_O

I_O

C_o

i_L

L_o

U_L

i_D1

i_c1

Tr

D₁

T₁

D₂

C_i

U_i

przekładnia
przy założeniu że t_n << t_i

zwis

w oparciu o powyższe zależności mamy:

V₁

V₂^'

R_O^'

L_g

L_r

R_g

U_D

U_CE

Ip

I_i

-

+

-

+

U_O

I_O

C_o

i_D

U_S

I_s

Tr

T₁

C_i

U_i

I_C

T₂

I_i

-

+

-

+

U_O

I_O

C_o

i_C

L_o

U_L

i_d2

U_d2

i_d1

Tr

D₃

T₁

D₄

R₁

C_i

U_i

I_i

-

+

-

+

U_O

I_O

C_o

i_C

L_o

U_L

i_d2

U_d2

i_d1

Tr

i_d3

D₃

L₁

T₁

C₁

D₄

R₁

C_i

U_i

t

i_L

i_L

t

+

_

+

_

_

+

_

+

U₀

|U₀| < |U_i|

C₂

D₂

S_B

I₀

D₃

C₁

D₁

S_A

I_i

U_i

U_{i 1}

L

U_CE

R_L

I_L

U_o

U_i

I_d

I_c

I_o

C

+

_

_

+

_

+

_

+

U₀

U₀ > U_i

C₂

D₃

C₁

S_B

D₁

D₂

S_A

U_i

B

A

u_o > u_i

U_sw

i_c1

R_L

D

I_o

U_o

U_i

i_s

S

C

L

i_l

I_o

U_o

U_i

C₂

D₃

D₂

S_B

C₁

D₁

S_A

I_i

S

I_o

R_D

R_LS

R_sat

L

U_o

U_i

C

t

i_C

i_D

t

t

I_{o av} < I_lim

t_off

t_on

i_L

t

I_C max

I_o

i_C

i_D

t

I_D max

I_o

I_Lav=I_0av

i_L

t

I_lim

I_lim

U₀

U_L - U₀

u_L

t

t_on

t_off

U_{i 1}

L

U_CE

R_L

I_D

U_o

U_i

I_L

I_c

I_o

C_i

C

C_o

U_i > U_o

R_L

R_i

U_o

U_i

I_c

I_i

I_o

R_e

Filtr RC

1 - ciąg impulsów prostokątnych

2 - odpowiedź układu przy τ >> t_i, t_n

3 - odpowiedź układu przy τ << t_i

u

t

3

2

1

T

t_i

t_p

t

u

t_on

T

---