Wzmacniacz klasy C ### Przy sterowaniu przebiegiem sinusoidalnym układu w którym tranzystor pracuje w klasie C, otrzymuje się przebieg wyjściowy w postaci ciągu impulsów o kształcie odcinka sinusoidy # Do wydzielenia z takiego przebiegu składowej podstawowej sygnału konieczne jest zastosowanie elementu filtrującego, dlatego wzmacniacze klasy C to przede wszystkim wzmacniacze rezonansowe. ### Konsekwencją przyjęcia ujemnego przepięcia E_­B jest przepływ impulsu prądu wyjściowego elementu aktywnego. Impulsy prądu, jakie otrzymujemy, mogą być dostatecznie dobrze przybliżane impulsami kosinusoidalnymi. Przebieg prądu wyjściowego, jako odcinka kosinusoidy, można rozłożyć w szereg Fouriera i wyrazić przez nieskończoną sumę składowych harmonicznych. Wykorzystując znane już współczynniki rozkładu prądu α, można wyznaczyć wartość składowej stałej i składowych zmiennych a w szczególności składowej podstawowej I₁ = α₁(Θ) i_M I_M - amplituda impulsu ###Gdyby zmieniać przepięcie i poziom sygnału sterującego tak aby amplituda impulsu wyjściowego była zawsze taka sama to zmieniać się będzie kąt przepływu 2Θ a w konsekwencji zmieniać się będą moc wyjściowa i sprawność energetyczna wzmacniacza.

###Klasa C obejmuje przedział Θ od 0 do 90­­­­­­­^o (2Θ od 0 do 180^o) Pewnym kompromisem pomiędzy mocą użyteczną P_u i sprawnością η są stosowane w praktyce wartości Θ = 60 + 90 (2Θ od 120 do 180^o). Sprawność energetyczna wzmacniacza klasy C może osiągać wartość zbliżoną 90%. ###Istnieje możliwość doboru wart rezystancji R_d stanowiącej kompromis pomiędzy użyteczną mocą P_u­ sprawnością η oraz mocą traconą P_t= P_d - P_u ###Zmianom rezystancji obciążenia R_d przy ustalonym poziomie napięcia sterującego towarzyszy zmiana amplitudy składowej podstawowej napięcia wyjściowego U₁, a więc i zmiana współczynnika wykorzystania napięcia zasilania ξ = 0,850 + 95. ###Jeżeli zmianom będzie ulegać amplituda sygnału sterującego U_s, otrzymamy przebieg mocy i sprawności - wpływ zmian amplitudy sygnału sterującego ###Przy nadmiernym wzroście U_s następuje spadek sprawności η. Zwiększanie amplitudy U_s daje wzrost mocy wyjściowej P_u ale pełną proporcjonalność uzyskuje się w ograniczonym przedziale. Jeżeli wzmacniacz ma służyć do wzmacniania sygnałów o zmiennej amplitudzie (tzw. modulowanych amplitudach) przy czym wzajemne zależności amplitud sygnału wejściowego i wyjściowego w funkcji czasu mają być zachowane) zachowana głębokość modulacji) wówczas praca w klasie C nie może być stosowana. Wynika to z tego ze zmianom amplitudy towarzysza zmiany zarówno wartości maksymalnej prądu i_M jak i kąta Θ a zatem amplituda napięcia wyjściowego nie zależy liniowo od amplitudy sygnału sterującego. Wzmacniacz taki musi wówczas pracować w klasie B ( lub w klasie A z odpowiednio mniejsza sprawnością) co zapewnia prawie liniowa zależność U₁=φ(U_s) ###Własności wzmacniacza mocy istotnie zależą od sprawności obwodu rezonansowego definiowanej jako stosunek mocy wydzielonej w obciążeniu wzmacniacza do mocy doprowadzonej do obwodu. Chcąc uzyskać dużą sprawność obwodu( istotne ze względu na dużą moc), należy stosować cewki o dużej dobroci. Powiększa to ich rozmiary ale zmniejsza straty energii a przez to ich grzanie. ###Przykłady rezonansowych wzmacniaczy klasy C

###We wzmacniaczu przedstawionym wyżej 7.20a zastosowano tzw. zasilanie szeregowe kolektora, gdyż obwód składowej stałej i zmiennej zamyka się przez obwód rezonansowy. Dzielnik R₁, R₂ służy do doboru głębokości klasy C. Aby składowa zmienna nie zamykała się przez obwód polaryzacji bazy, rezystory bazowe są odseparowane dławikiem Dł. Do zapewnienia odpowiedniego dopasowania zastosowano obwody rezonansowe z dzieloną indukcyjnością. ###We wzmacniaczu przedst. Na rys 7.20b zastosowano tzw. Zasilanie równolegle kolektora poprzez rozdzielenie drogi składowej stałej (przez Dławik) i składowej zmiennej( przez obwód rezonansowy). W zakresie wielkich częstotliwości w miejsce układów OE (WE) stosuje się zwykle układy OB(WB). Przekonującą argumentacją na rzecz stosowania układu WB przy wysokich częstotliwościach są charakterystyki przejściowe wzmacniaczy ###Po tym samym poziomie sygnału sterującego większą moc wyjściową w zakresie wyższych częstotliwości zapewnia wzmacniacz w układzie OB.

WZMACNIACZ PRZECIWSOBNY Wzmacniacze mocy bardzo często są realizowane w układzie przeciwsobnym. Wzmacniacz przeciwsobny najprościej rozwiązać w układzie transformatorowym. Schemat transformatorowego przeciwsobnego wzmacniacza pokazano na rys 7.22 - przeciwsobny transformatorowy wzmacniacz mocy

###Łatwo zauważyć ze układ takiego wzmacniacza uzyskuje się przez połączenie dwóch zwierciadlanych struktur wzmacniaczy. Nazwa przeciwsobny wywodzi się stad ze dwa wchodzące w jego skład elementy aktywne są sterowane w przeciwfazie a ich wyjścia są połączone różnicowo. Dzięki wyprowadzeniu środka uzwojenia wtórnego transformatora wejściowego tranzystory T1 i T2 są właśnie sterowane w przeciwfazie. Prądy kolektorów tranzystorów plyną w przeciwsobnych kierunkach wiec prąd w obciążeniu jest proporcjonalny do różnicy prądów i_c1 i i_c2. Tranzystory tego układu poprzez dobór statycznego punktu pracy za pomocą środka polaryzacji bazy E_B mogą pracować w klasie A, AB, B i C. Korzyści z tego płynące dla każdego przypadku będą rożne. ###Analizę pracy układu rozpoczniemy przyjmując założenie ze tranzystory pracują w klasie B, a ich charakterystyki są aproksymowane linia prosta łamaną. Pracy wzmacniacza przeciwsobnego ###Jeśli punkt pracy jest ustalony na granicy odcięcia prądu kolektora to przy braku wysterowania nie płynie prąd, a przy wysterowaniu przez każdą sekcje wzmacniacza jest wzmacniana tylko jedna połówka sygnału przy czym dodatnia polówka sygnału jest wzmacniana przez sekcje z tranzystorem T1 ,a ujemna zaś przez druga Przy dużej nieliniowości Przy dużej nieliniowości poszczególnych sekcji(praca z odcięciem) układ jako całość można traktować jako liniowy. Zauważmy przy okazji, że jeśli tranzystory pracowałyby w klanie A, to uzyskalibyśmy dwukrotnie większą amplitudę prądu wyjściowego. Sprawność takiego wzmocnienia ulegnie oczywiście zmniejszeniu. W obciążeniu wzmacniacza przeciwsobnego mamy więc do czynienia z sumowaniem mocy. ###Korzystając z wyprowadzonej poprzednio zależności między mocą wyjściową a mocą kolektora wzmacniacza klasy B

P_wymax =2,5 P_Cmax ξ _u² ###Stwierdzamy, że chcąc uzyskać 10 W mocy wyjściowej przeciwsobnego wzmacniacza mocy klasy B, należy wprawdzie zastosować dwa tranzystory, ale o mocy P_Cmax­ >=2. W każdy - dużo mniejszej niż wymagana dla wzmacniacza klasa A. Korzyści z pracy elementów aktywnych stopnia mocy w klasie B, wynikające z zastosowania układu przeciwsobnego, są oczywiste. Dla uzyskania danej mocy wyjściowej można użyć tranzystorów o mniejszej mocy niż dla klasy A. Przy zasilaniu baterii jest to bardzo ekonomiczny typ układu. Gdyż np. w odbiorniku tranzystorowym 90% poboru mocy z zasilacza przypada na stopień mocy. Gdy odbiornik jest wyciszony, baterie prawie się nie zużywają. ###Analizując problem zniekształceń nieliniowych dla wzmacniacza klasy B na jednym tranzystorze, stwierdziliśmy ,że taki wzmacniacz jest układem silnie nieliniowym. Rozpatrzmy ten problem dla wzmacniacza przeciwsobnego. Transformator wejściowy dostarcza do baz tranzystorów napięcie równe co do modułu, ale o przeciwnych fazach

U_x1=U_xcos(ωt) U_x2=U_xcos(ωt + π) Ponieważ przy pracy wielkosygnałowej użyteczny zakres charakterystyki przejściowej tranzystora jest nieliniowy, więc prąd kolektora tranzystora T1 i_e1=I₀+I₁ cos(ωt)+I₂ cos2(ωt)+I₃ cos3(ωt) + … Zawiera składową stałą, podstawową i wiele harmonicznych

Dla drugiego tranzystora napięcie sterujące jest przesunięte w fazie o 180^o­ względem napięcia sterującego, dlatego prąd

i_e2=I₀+I₁ cos(ωt + π)+I₂ cos2(ωt + π)+I₃ cos3(ωt + π) + … = I₀ - I₁ cos(ωt)+I₂ cos2(ωt)-I₃ cos3(ωt) + …

Prąd w obciążeniu jest proporcjonalny do różnicy prądów, więc I₀=k(i_e1- i_e2)=2k(I₁ cos(ωt)+ I₃ cos3(ωt)+…)

Z równania tego wynika, że w układzie przeciwsobnym parzyste harmoniczne znoszą się automatycznie i podstawową przyczyną zniekształceń nieliniowych staje się dopiero trzecia harmoniczna ( poziom harmonicznych maleje ze wzrostem rzędu harmonicznych), a ponadto znoszą się składowe stałe. Napięcie tętnień, pojawiające się w obwodach kolektorowych, będą się wzajemnie równoważyć. Nie równoważą się jednak tętnienia pojawiające się w odwodach baz tranzystorów. ####Drugim źródłem zniekształceń nieliniowych we wzmacniaczu przeciwsobnym klasy B są zniekształcenia skośne. Ilustrując działanie wzmacniacza przeciwsobnego przedstawionego ma rys. 7.23 przyjęto charakterystyki tranzystorów jako odcinki liniowe. W rzeczywistości te charakterystyki są nieliniowe ( w celach poglądowych spoczynkowy punkt pracy sprowadzono do początku układu współrzędnych). Skutkiem ego jest deformacja przebiegu wyjściowego. Tego typu zniekształcenia nazywane są zniekształceniami skośnymi.

####Zniekształcenia skośne we wzmacniaczu przeciwsobnym Przy zwiększeniu nieznacznie napięcia wstępnej polaryzacji tranzystorów wypadkowa charakterystyka jest liniowa i zniekształcenia skośne nie występują. Celem eliminacji zniekształceń skośnych konieczne jest więc przesunięcie punktu pracy tranzystora z klasy B do klasy AB. Taki rodzaj polaryzacji jest najczęściej stosowany w przeciwnych wzmacniaczach tranzystorowych. Jest oczywiste, że wiąże się to z pogorszeniem sprawności. ####Stopień złożoności praktycznego rozwiązania układowego szerokopasmowego wzmacniacza mocy w układzie przeciwsobnym o mocy wejściowej 180 W i paśmie 1,5…30 MHz ####Aby zabezpieczyć układ przed utratą tzw. Stabilności cieplnej (brak rezystorów emiterowych), zastosowano dobrze skompresowany termicznie układ stabilizacji prądów bazy tranzystorów. Na uwagę zasługuje duża wartość tych prądów. Celem poprawy liniowości wzmacniacza w każdej sekcji zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne z transformatora Tr2 na Tr1.

###Do budowy wzmacniacza w.cz. dużej mocy coraz częściej są stosowane tranzystory polowe mocy MOSFET[1]. Tranzystory mocy MOSFET są wykonywane jako tranzystory V-DMOS (pionowe z podwójną dyfuzją) i VMOS (z bramką w kształcie litery V). W porównaniu z krzemowymi tranzystorami bipolarnymi wykazują one wiele zalet. Należy do niech : duża szybkość działania, wynikająca zarówno z wysokiej częstotliwości granicznej, jak i braku magazynowania nośników w kanale w stanie nasycenia, ujemny współczynnik temperaturowy prądu drenu ułatwiający równoległe łączenie tranzystorów, dobra liniowość charakterystyk można stosować słabsze ujemne sprzężenia zwrotne niż we wzmacniaczach na tranzystorach bipolarnych, co objawia się zdecydowanie mniejszymi zniekształceniami dynamicznymi sygnału. przejściowych w zakresie prądów oraz napięciowe sterowanie, dzięki czemu osiąga się duże wzmocnienia mocy. Ponadto w tranzystorach polowych brak zjawisk wtórnego przebicia, a także, z powodu lepszej liniowości stopni wyjściowych zbudowanych na tranzystorach MOSFET, ###Dostępne są tranzystory MOSFET, które ze względu na wartość rezystancji dren- źródło (w stanie włączenia miliomy) mogą przewodzić prądy dziesiątków amperów przy napięciach kilkuset woltów. ###Struktury wzmacniaczy na tranzystorach bipolarnych i polowych są analogiczne. Wejściowy transformator zapewnia podział napięcia sterującego z generatora a dwie równe części i ma przekładnię m₁= 0,25. Taka wartość przekładni zapewnia dopasowanie rezystancyjne do rezystancji generatora (rezystory te względem wejścia wzmacniacza są połączone równolegle i ich rezystancja zastępcza pomnożona przez kwadrat przekładni daje 50 Ώ. Dobierając odpowiednią przekładnię transformatora można uzyskać maksymalna moc wyjściową. Wyniki symulacji wykazały ze możliwe jest uzyskanie mocy wyjściowej około 400W.

Aby zwiększyć moc wyjściową wzmacniacza bez potrzeby wymiany typu tranzystora na tranzystory większej mocy i ponownego rozpoczęcia procedury projektowania stosuje się układ z sumowaniem mocy z dwóch równolegle połączonych stopni przeciwsobnych, gdzie dwa wzmacniacze przeciwsobne połączone równolegle pracują na wspólne obciążenie. W Dzięki temu uzyskuje się prawie dwa razy większą moc wyjściową. ###Dalsze zwiększenie mocy wyjściowej jest możliwe przez kolejne równoległe połączenie dwóch układów wzmacniaczy. Musi wtedy ulec modyfikacji stopień sterujący gdyż rośnie jego obciążenie. ###Określone powyżej własności wzmacniaczy przeciwsobnych klasy AB lub B są słuszne również w przypadku o wiele prostszych przeciwsobnych wzmacniaczy beztransformatorowych. W tym celu w miejsce dwóch tranzystorów tego samego typu stosuje się dwa tranzystory stanowiące parę komplementarną ( dwa tranzystory p-n-p i n-p-n o identycznych parametrach). Najprostszy schemat obrazujący prace beztransformatorowego wzmacniacza przeciwsobnego z parą komplementarną przedstawiono na rys

7.28 -uproszczony schemat wzmacniacza z parą komplementarną

Tranzystory pracują w układzie OC. W czasie trwania dodatniej połówki sygnału wejściowego przewodzi tranzystor n-p-n natomiast tranzystor p-n-p jest odcięty. Na obciążeniu R_L otrzymuje się wzmocniony prądowo (więc i mocowo) sygnał. W czasie trwania ujemnej połówki przewodzi tranzystor p-n-p a tranzystor n-p-n jest odcięty i do obciążenia jest doprowadzana wzmocniona ujemna polówka sygnału. Dobierając tranzystory o najbardziej zbliżonych parametrach otrzymujemy wzmacniacz pracujący symetrycznie. Taki wzmacniacz, w którym nie uwzględnia się istnienia progu charakterystyk, charakteryzowałby się dużymi zniekształceniami skośnymi. W praktycznych układach należy wiec zastosować odpowiednia polaryzację baz obu tranzystorów w celu uzyskania klasy AB oraz temperaturową stabilizację punktu pracy na przykład nieliniową jak na 7.29

Układ ten wymaga wprawdzie zasilania symetrycznego dzięki temu jednak (przy pełnej symetrii) zapewnia zerowy potencjał napięcia stałego na wejściu i wyjściu. Przy takim rozwiązaniu zbędne są kondensatory sprzęgające na wejściu i wyjściu. Układu i dzięki temu nie występują ograniczenia w zakresie dolnych częstotliwości. Jest to szczególnie istotne dla wzmacniaczy akustycznych.

###W przypadku zasilania z jednej baterii wejście i obciążenie należy podłączyć pod kondensatory jak na rys 7.30

gdyż w stanie statycznym na końcówkach wejściowych i wyjściowych panuje napięcie Ec/2

###Kondensator C przy braku sygnału jest naładowany do napięcia Ec/2. W czasie pracy napięcie na kondensatorze raz odejmuje się od napięcia baterii a raz służy jako napięcie zasilania ( gdy odcięty jest tranzystor n-p-n)

###Ponieważ rezystancja wejściowa takiego układu jest mała (każda sekcja wzmacniacza pracuje w układzie wtórnika emiterowego) a rezystorem obciążenia jest najczęściej głośnik o rezystancji rzędu omów wiec dla zapewnienia dostatecznie malej wartości częstotliwości granicznej dolnej układu trzeba stosować kondensator C o wartości setek czy tysięcy mikrofaradów ###W technice uzyskanie tranzystora mocy p-n-p jest zadaniem trudnym ze względów technologicznych. Taki tranzystor charakteryzuje się mała wartością współczynnika wzmocnienia prądowego i małą mocą kolektorowa. Dla uniknięcia tej niedogodności często stosuje się tzw. Tranzystor złożony( tranzystor n-p-n i p-n-p w układzie super afla) 7.32 - wzmacniacz przeciwsobny z tranzystorem złożonym

###Wprawdzie wartość prądu płynącego przez pojedynczy tranzystor n-p-n w tranzystorze złożonym jest większa od wartości prądu płynącego przez pojedynczy tranzystor n-p-n o wartość współczynnika wzmocnienia prądowego tranzystora p-n-p jednak wartość tego współczynnika jest stosunkowo mała i o właściwościach energetycznych stopnia decydują tranzystory n-p-n. W rozpatrywanym układzie tranzystor p-n-p pełni rolę inwertora zapewniającego naprzemienna pracę tranzystorów końcowych, gdyż za pośrednictwem tranzystor n-p-n tranzystora złożonego jest sterowany ujemna połówka sygnału wejściowego. ###Przedstawione powyżej struktury beztransformatorowe wzmacniaczy przeciwsobnych zostały opanowane technologicznie do tego stopnia ze możliwe jest wytwarzanie ich w strukturze scalonej. Ich zakres zastosowań w większości ogranicza się do wzmacniaczy akustycznych jaki stopni końcowych odbiorników radiowych i radiokomunikacyjnych. Wzmacniacze mocy w.cz. (z obwodami filtrującymi) i szerokopasmowe nadal rozwiązywane są w wersji transformatorowej jako struktury dyskretne.

POWIELACZE CZĘSTOTLIWOŚCI ###Powielacz częstotliwości jest to układ wytwarzający sygnał sinusoidalny o częstotliwości krotnie (n= 2,3,4…) większej od częstotliwości wejściowego sygnału sterującego. Powielacze można podzielić na dwie grupy. ###a)powielacze rezonansowe - działające na zasadzie zniekształcenia wejściowego sygnału sterującego przez element nieliniowy(np. dioda tranzystor) i selekcji wybranej harmonicznej sygnału wejściowego przez obwód rezonansowy. ###b) powielacze synchronizacyjne - działające na zasadzie synchronizacji wejściowym sygnałem sterującym o częstotliwości f₁ generatora drgań sinusoidalnych o częstotliwości drgań własnych bliskich f_n =nf₁ (n= 2, 3, 4…) ###Ze względu na typ elementu nieliniowego zastosowanego w powielaczu pierwszej grupy powielacze można podzielić na: ###a)powielacze z nieliniowymi dwójnikami rezystancyjnymi ###b)powielacze tranzystorowe ###c)powielacze waraktorowi ###Sprawność powielacza definiuje się jako stosunek mocy czynnej sygnalu wyjściowego do sumy mocy czynnych doprowadzonych do powielacza.

W przypadku powielaczy tranzystorowych dominuje moc pobrana z zasilacza P₂. Najprostszą realizacją powielaczy z nieliniowym dwójnikiem rezystancyjnym są diodowe powielacze rezonansowe przedstawiony na rys 7.33 a b - powielacze jednodiodowe

###Na wejściu układu powielacza znajduje się obwód

rezonansowy dostrojony do częstotliwości sygnału

wejściowego. Dioda jako element nieliniowy jest elementem

zniekształcającym który powoduje odkształcenie wejściowego

sygnału sinusoidalnego i powstanie harmonicznych. Obwód

wyjściowy jest dostrojony do wybranej harmonicznej

###Dla niezbyt dużych częstotliwości oddziaływanie pojemności diody można pominąć i charakterystykę diody opisać zależnością: ###Napięcie na diodzie powielacza z rys 7.33a jest suma składowej stałej i składowej zmiennej sygnału wejściowego oraz wyjściowego czyli U_d(t) = U_o + U₁cos ωt + U_ncosnωt ###Podstawiając to wyrażenie do wyrażenia na prad diody otrzymamy prad diody I_d(t) = I_do +Σ t_ncosnωt ###Amplitudy odpowiednich składowych prądu można wyznaczyć na podstawie znajomości zmodyfikowanych funkcji Bessela odpowiedniego rzędu. Znając wartości prądów i rezystancje obciążenia można wyznaczyć amplitudę napięcia odpowiedniej harmonicznej jako funkcje sygnału wejściowego i przepięcia ###Moc wyjściowa n-tej harmonicznej spełnia zależność P_n < P₁ / n² ###Czyli im wyższy rząd powielania tym moc wyjściowa jest mniejsza. Jest to pierwszy powód dla którego należy unikać dużej krotności powielania. Drugim powodem jest to ze przy dużej krotności powielania względna różnica częstotliwości miedzy składowymi (n-1)f₁ nf₁, (n+1)f₁ maleje co stawia coraz wyższe wymagania na dobroć obwodu rezonansowego. Trzecim powodem jest deformacja napięcia wyjściowego spowodowana tym ze wyjściowy obwód rezonansowy nastrojony na częstotliwość nf₁ jest pobudzany do drgań rzaz na n okresów sygnału wyjściowego co zilustrowano na rys 7.34

Dla uniknięcia niedogodności związanej ze zmniejszaniem się względnej różnicy sąsiednich częstotliwości można zastosować powielacze dwudiodowe zobrazowane na rys 7.35a

7.35 powielacze dwudiodowe

u_d1 = u_i u_d2 = -u₂ Wiec jeśli u_s = U_scosωt to

I_d1=I₀+I₁ cos(ωt)+I₂ cos2(ωt)+I₃ cos3(ωt) + …

I_d2=I₀-I₁ cos(ωt)+I₂ cos2(ωt)-I₃ cos3(ωt) + …

Jak wynika z rysunku prąd wypadkowy płynący przez obwód rezonansowy jest proporcjonalny do sumy prądów i_d1 i_d2 Łatwo zauważyć ze na wyjściu tego powielacza wystąpią tylko nieparzyste harmoniczne sygnału wejściowego.

###Odmienna sytuacja wystąpi dla powielacza z rys 7.35b gdzie prądy podobnie jak w przeciwsobnym wzmacniaczu mocy płyną w przeciwnych kierunkach. Jeśli obwody rezonansowe będą sprzęgnięte transformatorowo z obciążeniem to na jego wyjściu otrzymamy tylko nieparzyste harmoniczne gdyż prąd w obciążeniu jest proporcjonalny do różnicy prądów. W powielaczach dwudiodowych występują wiec dogodniejsze warunki filtracji pożądanej harmonicznej

###Powielacz częstotliwości może być zrealizowany poprzez wykorzystanie układu z tranzystorem pracującym w klasie C. Przykład powielacza tranzystorowego przedstawiono na 7.36 - tranzystorowy powielacz częstotliwości

###Ten układ w porównaniu z układem wzmacniacza klasy C rożni się tylko częstotliwością dostrojenia obwodu wyjściowego. Widmo impulsu prądu kolektorowego zawiera wiele harmonicznych i obwód rezonansowy dostrojony do wybranej harmonicznej ( o dostatecznie dużej dobroci)powoduje powstanie na nim napięcia prawie sinusoidalnego. Amplituda n-tej harmonicznej zależy od kąta przepływu Θ zgodnie z zależnością ###Powielacz parzystych harmonicznych - 7.38

Do eliminacji składowych parzystych bądź nieparzystych powielacze tranzystorowe podobnie jak diodowe należy rozbudować do układów z dwoma elementami nieliniowymi. Analogicznie jak dla powielaczy diodowych można rozwiązać układ powielacza tranzystorowego nieparzystych harmonicznych

---