Image209 (3)

■ Szkoła Konstruktorów

Rys. F

Rys. H

Rys. J

Rys. G

ponad 1W mocy. co jesl przesadą Prąd tranzystora może być znacznie mniejszy. Z drugiej strony prąd nie powinien być zbyt mały, czyli rezystory R3, R4 zbyt duże. Wartość R4 nie jest problemem, ale nie jest obojętna wartość R3. Należy mieć na uwadze, że impedan-cja wewnętrzna „kolektorowego” wyjścia A jest praktycznie równa właśnie wartości R3 (jest nieco mniejsza z uwagi na skończoną impedoncję wyjściową obwodu kolektora). Zastosowanie R3 o dużej wartości spowodowałoby więc silne osłabienie sygnału pod wpływem obciążenia. Przykładowo przy R3-22k£ż zewnętrzne obciążenie rezystancją 22k£2 zmniejszy sygnał na wyjściu A o połowę! Kilku Kolegów zaproponowało, żeby R3 i K4 były rezystorami i -procentowymi, a to dla uzyskania dokładnie takich samych amplitud na obu wyjściach. Propozycja ta nie jest dobra, bo nawet pomijając różnice prądu emitera i kolektora (o prąd bazy), oporności wewnętrzne wyjść A i B są drastycznie różne. Oporność wyjściowa wyjścia R jest wielokrotnie mniejsza od wartości R4, bowiem jest to wyjście jak we wtórniku emiterowym. Tym samym amplituda sygnału na wyjściu B praktycznie nie zależy od obciążenia zewnętrznego. Natomiast amplituda sygnału na kolektorowym wyjściu A silnie zależy od obciążenia zewnętrznego i przykładowo przy rezystancji RJ=2,2kU dołączenie obciążenia 22kO zmniejszy sygnał o około 10%.

W prostej wersji należy więc zastosować R3 i R4 o wartości co najmniej 10-krotnie mniejszej od zewnętrznej rezystancji obciążenia. Sensowny zakres wartości R3 i R4 to 22012 do 2,2kfl Można śmiało zastosować wartość 4700 lub lkQ. Przy R4=lk£2 spadek sygnału pod wpływem obciążenia 22kO nie przekroczy 5%, a spoczynkowy prąd tranzystora wyniesie około 3,75mA. Zastosujemy popularny tranzystor BC548B, którego wzmocnienie prądowe przy prądzie stałym i małych częstotliwościach nie powinno być mniejsze niż 200. Zazwyczaj nie będzie też większe niż 500. Tym samym prąd bazy tranzystora będzie miał wartość w zakresie 7,5... 18 mikroamperów. Wielkość prądu bazy jest o tyle istotna, że pomoże w wyborze optymalnej wartości R1 i R2. Korzystnie byłoby zastosować Rl. R2 o jak największej wartości wtedy rezystancja wejściowa układu będzie duża. Ale zbyt duże wartości Rl, R2 spowodują znaczne rozrzuty punktu pracy poszczególnych egzemplarzy tranzystorów o różnym wzmocnieniu. Mniejsze wartości KI, R2 oznaczają mniejsze zmiany punktu pracy przy rozrzucie wartości wzmocnienia egzemplarzy tranzystora Można byłoby przeprowadzić dokładniejsze obliczenia dla spodziewanych skrajnych wartości wzmocnienia tranzystora. Nie jest to jednak konieczne. Wystarczy dobrać prąd dzielnika około dzie-

?,Y^\oVMT\\e    od spo&aemego

średniego prądu bazy. Możemy przyjąć jako przeciętną wartość prądu bazy „okrągłe"

10 mikroamperów i prąd rezystora R2 dziesięciokrotnie większy, czyli około 0,1 mA. Napięcie na R4 i na emiterze Tl ma wynosić około 3,75 V, więc napięcie na bazie i na R2 powinno być równe 435V. Stąd obliczamy wartość R2;

R2 = 4,35V/0.lmA=43,5kO

Oczywiście zastosujemy standardową wartość 43kl2. Prąd rezystora Rl będzie większy o prąd bazy, czyli wyniesie około 0,1 ImA. Napięcie na Rl to 10,65V (15V-4,35V). Stąd:

Rl = 10,65 Y/0,11 mA=96,8kn

Oczywiście zastosujemy Rl-lOOkO.

W wersji zaawansowanej dla uzyskania dokładnie jednakowych sygnałów obu wzmacniaczy można zastosować albo regulację w kolektorze, według rysunku F, gdzie PRI ma wartość 20...50% R3, albo w emiterze, według rysunku G, przy czym R4 musi mieć mniejszą rezystancję niż R3. Zmiany rezystancji potencjometru spowodują nie tylko zmianę wielkości sygnału zmiennego na „kolektorowym" wyjściu A, ale także wywołają pewne zmiany stałoprądowego punktu pracy. Przy zasilaniu napięciem 15V i przy największym sygnale 3Vpp układ będzie pracował prawidłowo i bez zniekształceń. Nie trzeba się martwić o zniekształcenia, byle tylko chwilowe napięcie między kolektorem a emiterem w szczytach wysterowania nie spadało poniżej 2V. Przy małych napięciach między kolektorem a emiterem obwód kolektorowy tranzystora przestaje zachowywać się jak źródło prądowe, co wiąże się ze wzrostem zniekształceń. Dlatego, jak wspomniałem wcześniej, korzystniej byłoby pracować przy napięciu R4 (i R3) nieco mniejszym niż jedna czwarta napięcia zasilania.

Dla precyzyjnego zrównoważenia obu wzmacniaczy, można też wykorzystać jeden ze sposobów z rysunku H albo J, gdzie zmiany rezystancji potencjometru nie będą powodować zmian stałoprądowego punktu pracy. Takie sposoby też mają pewne wady: w pierwszym trzeba stosować kondensator C4 o dużej wartości, a w drugim regulacja jest nieliniowa.

W żadnym przypadku nie trzeba martwić się o szumy - przy poziomach sygnału rzędu setek miliwoltów odstęp od szumów przekroczy 90dB nawet w przypadku użycia jakichkolwiek tranzystorów małej mocy.

Pozostaje dobrać tylko pojemności sprzęgające C1...C3. Rezystancja wejściowa układu dla przebiegów zmiennych będzie zbliżona do rezystancji równoległego połączenia Rl, R2, czyli wyniesie nieco poniżej 30kO. Zakładając dolną częstotliwość graniczną 20Hz, policzymy minimalną wymaganą wartość Cl. Jeśli podamy lezyslancjc w mega-wd\, & cięsto\Vwość w Hercach, pojemność wyjdzie w mikrofaradach:

Cl = 0,16 / (0,03MQ*20Hz)~0,266uF

Trzeba zastosować pojemność 0,33uF, 0,47uF albo lepiej luF, bo w torze jest kilka takich filtrów i me zaszkodzi dać niższą częstotliwość graniczną. Podobnie kondensatory C2, C3 mogą mieć wartości 0,47uF...luF, ponieważ rezystancja obciążenia zewnętrznego wynosi 22kl2, nawet gdyby zastosowane były rezystor)' R5, R6 o wartości 100kf2... 1 M£2. Oznacza to, że można zastosować stałe kondensatory sprzęgające, co wprawdzie nie ma znaczenia w układach średniej klasy, ale zawsze podoba się purystom audiofilum, o ile w ogóle spodoba im się jednotranzysiorowy układ odwracania fazy. Na marginesie można wspomnieć, że zdecydowana większość ta<c 2wanych audiofilów tak naprawdę nie ma pojęcia o elektronice, większość nie ma też odpowiedniego słuchu, i można im wmówić dosłownie wszystko, byleby tylko używać pewnych fachowych wyrażeń i pojęć, o których słyszeli. Można na przykład powiedzieć, że jednotranzysiorowy stopień odwracania fazy jest wielokrotnie lepszy od układu ze wzmacniaczem operacyjnym, ponieważ we wzmacniaczu operacyjnym z konieczności występuje bardzo silne ujemne sprzężenie zwrotne, a w układzie tranzystorowym nie. Można też uprzedzić pytanie u zniekształcenia, mówiąc, iż zniekształcenia są znikome z uwagi na wzmocnienie równe jeden i że ewentualne śladowe zniekształcenia, zarówno harmoniczne parzyste, juk i nieparzyste, zostaną skompensowane, bo odejmą się dzięki odwracaniu fazy i obecności dw óch torów wzmacniacza mocy.

Większość auóiofńów ma obsesję w kwestii głębokości sprzężenia zwrotnego i lubuje

32 Sierpień 2006 Elektronika dla Wszystkich