368 369 (4)

w obwodzie kolektora stopnia poprzedzającego przyjmuje się

0    większej wartości, rzędu wejściowej oporności następn^o tranzystora lub więcej. Wartość Rc oblicza się na podstawić dopuszczalnego spadku na nim napięcia zasilania. W tym przypadku t_b praktycznie nie zmniejsza płaszczyzny wzmocnienia. Charakterystyka częstotliwościowa stopnia wychodzi na częstotliwościach zbliżonych do częstotliwości granicznej poza charakterystykę stopnia niekorygowanego (rys. 7-19, krzywe 1 i 2). ziewając się z nią na wyższych częstotliwościach. Ta okoliczność łącznie z bardziej stromym spadkiem charakterystyki korygowanej zwiększa płaszczyznę wzmocnienia stopnia z układem korygującym CgRi; i czyni ją prawie 1,5 raza większą niż płaszczyzna Wzmocnienia stopnia niekorygowanego.

Z tego względu korekcja wielkoczęstotliwościowa za pomocą układu CfRf w stopniu tranzystorowym pcd wzg.ędem zysku

1    płaszczyzny wzmocnienia jest prawie równoważna równoległej korekcji wielkoczęstotliwościowej w stopniu lampowym i umożliwia otrzymanie większej płaszczyzny wzmocnienia stopnia tranzystorowej, niż przy równoległej korekcji wielkoczęstotliwościowej za pomocą indukcyjności. Dodatkową zaletą korekcji za pomocą układu CeRf. jest obecność w stopniu silnego ujemnego sprzężenia zwrotnego nie tylko dla prądu stałego, lecz również

szerokopasmowych z korekcją wielkiej częstotliwości za pomocą układu

CeRe

w roboczym paśmie częstotliwości, stabilizującej położenie punktu spoczynkowego oraz wzmocnienie stopnia przy wymianie tranzystora, zmianie jego parametrów, temperatury oraz warunków zasilania.

Zwiększając Ce można poziomą charakterystykę częstotliwościową przekształcić w charakterystykę z wzniesieniem na górnych częstotliwościach (rys. 7-19, krzywe 3 i 4). Obliczanie tranzystorowych stopni z korekcją wielkoczęstotliwościową za pomocą układu CeR_£ można wykonać za pomocą wykresów przedstawionych na rys. 7-20 i podanych niżej wzorów.

Przykład 7.2. Obliczmy dwustopniowy tranzystorowy wzmacniacz szerokopasmowy z korekcją dla wielkiej częstotliwości za pomocą układu CfRr, zasilany Iródlem sygnału o oporności R* = 200 Q obciążony R_a — = 500 fi i Co = 3 pF. Amplituda napięcia wyjściowego V_vy! - 1,5 V, górna częstotliwość robocza f_t — 7 MHz, a wzniesienie charakterystyki czę-stotliw-ściowej na tej częstotliwości 2 dB (Y_g„. = 1,28). Napięcie źródła zasilania Eg =* 12 V. Nie może być stałej składowej napięcia na obciążeniu oraz na źródle sygnału.

Aby uzyskać napięcie wyjściowe 1,5 V, prąd spoczynkowy kolektora tranzystora drugiego stopnia nie może być mniejszy niż

I i^„^ = 3.10-»A ^C“ R, 500

jednakże, ponieważ na wejściu i wyjściu wzmacniacza w celu oddzielenia stałej składowej (zgodnie z warunkami zadania) należy zastosować kondensatory oddzielające, a w obwodzie kolektora drugiego tranzystora — oporność Rk, bocznikującą obciążenie, Icos zwiększymy do wartości 5 mA.

Przy napięciu kolektor-emiter drugiego- tranzystora 4...5 V. co jest wystarczające do otrzymania napięcia wyjściowego 1,5 V i spadku napięcia na Re, około 1 V, oporność w doprowadzeniu jego kolektora Rc, powinna wynieść

(12—4,5—1) ^{Rcs =}    5 • KT⁵

1300 Q (wartość znormalizowana 1,9 kQ)

przy tym oporność obciążenia kolektora drugiego tranzystora zmiennego wyniesie

dla prądu

^RC.s

500 ■ 1300 500 + 1300

361 Q

co przy Je o: ⁼ 5 mA zapewni otrzymanie U_Wyi = 1,5 V z zapasem ze względu na zmianę położenia punktu spoczynkowego.

Wychodząc z otrzymanych wartości dobierzemy dla wzmacniacza tranzystory o /„ ^ 5 1_t = 35 MHz, maksymalnym napięciu kolektor-emiter nie niższym niż Ec = 12 V i dopuszczalnym prądzie spoczynkowym kolektora nie mniejszym niż 5 mA. Tym warunkom odpowiadają tranzystory P416, P416a, P416b. W obu stopniach zastosujemy tranzystory P416a, mające średni z wymienionych trzech typów współczynnik wzmocnienia. Parametry P416a są następujące: Uc£m*x ⁼ 15 V. lCtms% = 15 mA. Pc m»* = - joc mW, fi/mia = 4 na częstotliwości / = 20 MHz (co daje /a = fi/ / = 4 • 20 = 80 MHz) t_B 50 Q, fi, = 80.

369

34 WonicnUcte elektronowa