WOJSKOWA AKADEMIA TECHNICZNA
im. Jarosława Dąbrowskiego
ZAKAAD AWIONIKI I UZBROJENIA LOTNICZEGO
Przedmiot:
PODSTAWY AUTOMATYKI
(studia stacjonarne I stopnia)
ĆWICZENIE RACHUNKOWE Nr 3
CHARAKTERYSTYKI CZASOWE I CZSTOTLIWOŚCIOWE
UKAADÓW AUTOMATYKI
Warszawa 2013
ĆWICZENIE RACHUNKOWE NR 3
Temat:
Charakterystyki czasowe i częstotliwościowe układów automatyki
Podczas ćwiczenia poruszane będą następujące zagadnienia:
obliczanie odpowiedzi impulsowej i skokowej układu;
wyznaczenia charakterystyk częstotliwościowych
(amplitudowo-fazowej oraz logarytmicznej: modułu i fazy)
układu.
1. Obliczanie odpowiedzi impulsowej i skokowej
Analizując i projektujące układy sterowania, musimy mieć
możliwość porównywania ich właściwości. W tym celu stosuje się
określone testowe sygnały wejściowe, umożliwiające porównywanie
odpowiedzi badanych układów na te sygnały. Wiele metod
projektowania oparto na takich sygnałach lub na odpowiedziach
układów na zmiany warunków początkowych bez żadnych sygnałów
testowych). Wykorzystanie sygnałów testowych wynika z tego, że
istnieje korelacja pomiędzy odpowiedziami układu na typowy sygnał
wejściowy, a zdolnością układu do radzenia sobie z rzeczywistymi
sygnałami wejściowymi. Powszechnie wykorzystywanymi testowymi
sygnałami wejściowymi są funkcje: skokowa, liniowa, impulsowa,
sinusoidalna, itp. Dla tych sygnałów można łatwo przeprowadzić
analizę matematyczną i eksperymentalną układów sterowania, ponieważ
sygnały te są bardzo prostymi funkcjami do wygenerowania.
Ponadto przekształcenie Laplace a umożliwia wyznaczenie
transmitancji operatorowej liniowego układu, która również określa
własności dynamiczne układu (model) niezależnie od rodzaju sygnału
wejściowego. Transmitancja operatorowa jest bardzo wygodna dla
analizy pracy liniowych układów i dlatego jest powszechnie stosowana.
Umożliwia ona również przedstawienie zasadniczych cech układów w
postaci graficznej, pozwalającej na pierwszy rzut oka ocenić
właściwości dynamiczne. Biorąc pod uwagę dziedzinę, w jakiej
przedstawia się te właściwości, można wyróżnić:
charakterystyki czasowe;
charakterystyki częstotliwościowe.
Charakterystyki czasowe dają możliwość (w odniesieniu do
układów jednowymiarowych) bezpośredniej oceny układu, ponieważ
charakterystyka czasowa jest przebiegiem w czasie odpowiedzi układu
dynamicznego y(t) na określone wymuszenie x(t).
Najczęściej stosowanymi wymuszeniami są:
2
Skok jednostkowy 1(t) (tzw. funkcja Heaviside a) mówimy
wówczas o odpowiedzi (charakterystyce) skokowej h(t):
0 dla t < 0
x(t) = 1(t) =
1 dla t ł 0
Impuls Diraca d(t) (tzw. funkcja wagi układu) mówimy
wówczas o odpowiedzi (charakterystyce) impulsowej g(t):
0 dla t ą 0
x(t) = g(t) =
Ą dla t = 0
Charakterystyką (odpowiedzią) skokową układu dynamicznego
nazywamy odpowiedz układu na wymuszenie w postaci skoku
jednostkowego przy zerowych warunkach początkowych modelu.
Odpowiedz skokową układu dynamicznego wyznacza się ze wzoru:
G(s)
h t = L-1 (1)
( )
ż
s
W zależności od modelu układu (model zmiennych stanu lub model
transmitancyjny) wyznaczenie charakterystyki skokowej polega na
rozwiązaniu równań zmiennych stanu dla wymuszenia 1(t) lub
znalezieniu transformaty odwrotnej transmitancji obiektu, pomnożonej
przez transformatę operatorową funkcji 1(t). Oczywiście, rodzaj
stosowanej transformaty operatorowej zależy od charakteru badanego
układu (ciągły lub dyskretny). Charakterystyka skokowa pokazuje, w
jaki sposób zachowuje się układ przy ciągłym dostarczaniu mu stałych
porcji energii.
Odpowiedz skokową można wyznaczyć również doświadczalnie.
Znajomość odpowiedzi na skok jednostkowy h(t) pozwala wyznaczyć
jego odpowiedz na dowolny sygnał wejściowy x(t), z zależności zwanej
całką Duhamela:
t
y(t) = h(t)x(0+)+ -t )x(t )dt
h(t &
0
lub
t
y(t)= h(t)x(0+)+ )x(t -t )dt
h(t &
0
3
Charakterystyką impulsową układu dynamicznego nazywamy
odpowiedz układu na wymuszenie w postaci impulsu Diraca przy
zerowych warunkach początkowych modelu. Odpowiedz impulsowa
dana jest wzorem:
g t = L-1 G s (2)
( ) ( )
{ }
W zależności od modelu układu (model zmiennych stanu lub model
transmitancyjny) wyznaczenie charakterystyki impulsowej polega na
rozwiązaniu równań zmiennych stanu dla wymuszenie d(t) lub
znalezieniu transformaty odwrotnej transmitancji obiektu pomnożonej
przez transformatę operatorową funkcji d(t). Oczywiście, rodzaj
stosowanej transformaty operatorowej zależy od charakteru badanego
układu (ciągły lub dyskretny). W przypadku układu dyskretnego należy
pamiętać o tym, że impuls Diraca jest zastępowany impulsem
jednostkowym. Charakterystyka impulsowa pokazuje, w jaki sposób
zachowuje się układ przy jednorazowym dostarczaniu mu jednostkowej
porcji energii.
Pomiędzy omawianymi charakterystykami (gdy rząd względny
funkcji wymiernej, z której ma być obliczona transformata jest większy
od zera)zachodzą następujące związki:
d
g(t) = h(t) dla h(0)=0 (3)
dt
oraz
t
h(t) = )dt
g(t
0
Odpowiedz impulsowa jest więc pochodną odpowiedzi skokowej.
Znając odpowiedz impulsowa g(t), można wyznaczyć, korzystając z
twierdzenia o splocie, odpowiedz y(t) układu na dowolne wymuszenie
x(t):
t t
y(t) = g(t)* x(t) = g(t )x(t -t )dt = g(t -t )x(t )dt
0 0
4
2. Odwrotne przekształcenie Laplace a
2.1. Definicja i właściwości
W wynika ze wzorów (1) i (2) odpowiedzi skokowe oblicza się z
wykorzystanie odwrotnego przekształcenia Laplace a tzn. znając
funkcję zmiennej zespolonej F(s), należy wyznaczyć funkcję f(t), dla
której F(s) jest obrazem.
Zachodzą następujące pytania:
jak wyznaczyć oryginał f(t), znając jego transformatę (obraz)
F(s)?
czy każdej transformacie odpowiada tylko jeden oryginał?
jakie warunki powinna spełnić funkcja F(s) zmiennej
zespolonej s = u + jv, aby była transformatą?
Ą
-st
F(s) = f (t)dt (4)
e
0
Jeżeli funkcja f(t) jest rozwiązaniem równania (4), to ten fakt
będziemy zapisywać w postaci wzoru:
f (t) = L-1[F(s)] (5)
który nazwiemy odwrotnym przekształceniem Lapalce a.
Jeżeli funkcja F(s) jest transformatą oryginału f(t) o wykładniku
wzrastania m0, to w każdym punkcie ciągłości funkcji f(t) zachodzi
wzór:
a + jĄ a + jb
1 1
st st
f (t) = (6)
F(s)e ds = lim 2pj F(s)e ds
b Ą
2pj
a - jĄ a - jb
gdzie: Re s = a > m0.
Ze wzoru (6), który nazywamy wzorem Mellina-Fouriera, wynika,
że jeżeli dwa oryginały f1(t) i f2(t) mają tę samą transformatę, to
oryginały f1(t) i f2(t) mogą być różne tylko w swoich punktach
nieciągłości, natomiast poza tymi punktami są identyczne.
Jeżeli funkcja F(s) spełnia warunki:
Jest funkcją analityczną w półpłaszczyznie Re s > a > m0;
lim F(s) = 0;
Re s+Ą
a + jĄ
st
Całka
F(s)e ds jest bezwzględnie zbieżna;
a - jĄ
To funkcja F(s) jest transformatą, a jej oryginał ma postać:
5
a + jĄ
1
st
f (t) = (7)
F(s)e ds
2pj
a - jĄ
Właściwości odwrotnej transformaty Laplace a:
liniowość:
L-1 F1(s) + F2(s) = L-1 F1(s) + L-1 F2(s) = f1(t) + f2(t) (8)
{ } { } { }
jednorodność:
L-1 cF s = cL-1 F(s) = cf (t) (9)
( ) { }
{ }
2.1. Metody obliczania odwrotnej transformaty Laplace a na podstawie
residuów
Twierdzenie o rozkładzie
Oryginał transformaty F(s) jest równy sumie residuów funkcji
F(s)est w biegunach s1,s2,& ,sn (dla stopnia n mianownika większego od
stopnia m licznika), czyli:
n
L s
( )
f t = L-1 F s = L-1 = F s est (10)
( ) { }
( )
res
s=sk
M s
( )ż ( )
k =1
Residuum funkcji F(s) jest w biegunie sk o krotności i oblicza się ze
wzoru:
ć
ć
1 di-1 i
res F s est = lim
( ) ( )( )
(F s s - sk est) (11)
s=sk ssk
i -1 ! dsi-1
( )
Łł
Łł
a dla jednokrotnego bieguna ze wzoru uproszczonego:
res F s est = lim s s - sk est (12)
( ) ( )( )
(F )
s=sk ssk
Wzór Heaviside a
Jeżeli F(s) jest funkcją wymierną oraz n>m:
6
L(s) bmsm + bm-1sm-1 + ...+ b1s + b0
F s = = (13)
( )
M (s) ansn + an-1sn-1 + ...+ a1s + a0
a równanie M(s)=0 ma jednokrotne pierwiastki s1,s2,& ,sn będące
biegunami jednokrotnymi funkcji F(s), to na podstawie wzoru
określającego residuum można napisać:
L sk s - sk
L(s)est ( )( )
res = est (14)
s=sk
s=sk
M (s) M s
( )
dla k=1,2,& ,n. W powyższym wyrażeniu należy najpierw podzielić
M(s) przez (s-sk), a następnie podstawić s=sk (inaczej otrzyma się
wyrażenie nieoznaczone):
k
L sk es t
L(s)est ( )
res = (15)
s=sk
ó
M (s) M sk
( )
Na podstawie twierdzenia o rozkładzie można napisać wzór
Heaviside a:
L(s)
1 2 n
f t = L-1 ż = A1es t + A2es t + ...+ Anes t (16)
( )
M (s)
przy czym:
L s s - sk L sk
( )( ) ( )
Ak = lim = (17)
ssk
ó
M s M sk
( ) ( )
Pierwiastki zespolone
Pierwiastki równania M(s)=0, będące biegunami funkcji wymiernej
F(s), są rzeczywiste lub zespolone sprzężone. Niech sk,sk+1 oznaczają
parę sprzężonych pierwiastków zespolonych (jednokrotnych) równania
M(s)=0, wtedy:
sk = s + jw sk+1 = s - jw (18)
Zgodnie ze wzorem Heaviside a współczynnik Ak, Ak+1 można
przedstawić w postaci wykładniczej:
7
L s s -s - jw
( )( )
jq
Ak == Ae (19)
M s
( )
s=sk
L s s -s + jw
( )( )
Ak +1 == Ae- jq (20)
M s
( )
s=sk+1
wobec czego suma składników odpowiadających pierwiastkom sk,sk+1
we wzorze Heavisidea a wynosi:
kk +1 k
Akes t + Ak +1es t = 2Re Akes t (21)
{ }
Pierwiastki wielokrotne
Jeżeli równanie M(s)=0 posiada pierwiastki wielokrotne s1,s2,& ,si
oraz pierwiastki jednokrotne si+1,si+2,& ,sn to zakładając n>m
transformatę odwrotną oblicza się jako:
in
L(s)
k
f t = L-1 ż = + Akes t (22)
( )
res L(s)est
k=1 k=i+1
M (s) s=sk M(s)
Metoda rozkładu na ułamki proste
Jeżeli transformata F(s)=L(s)/M(s) jest funkcją wymierną, gdzie:
" (23)
" (24)
przy czym l < n oraz wszystkie współczynniki a0, & , an-1, & , b0, & , bl
są liczbami rzeczywistymi, to jedną z metod wyznaczania funkcji f(t)
jest metoda oparta na znanym z algebry rozkładzie funkcji wymiernej
na ułamki proste i wykonaniu odwrotnego przekształcenia Lapalce a L-1
każdego z ułamków z osobna.
Po rozłożeniu mianownika M(s) na czynniki stopnia pierwszego
otrzymujemy:
& (25)
gdzie s1, s2, & , sk są pierwiastkami, ogólnie biorąc, zespolonymi o
krotnościach równych odpowiednio ą1, ą2, & , ąk (jest ich k
różnych), przy czym:
" (26)
8
Rozkład (25) będziemy nazywać rozkładem zespolonym. Jeśli N0
oznacza liczbę różnych pierwiastków rzeczywistych wielomianu M(s),
to:
2 (27)
gdzie k0 jest liczbą różnych par pierwiastków sprzężonych. Zatem
otrzymamy rozkład funkcji wymiernej na ułamki proste o postaci:
" "
" " (28)
" "
przy czym współczynniki Cik są, ogólnie biorąc, zespolone. Można
je wyliczyć w znany sposób, sprowadzając prawą stronę wzoru (28) do
wspólnego mianownika M(s) i przyrównując tożsamościowo liczniki.
Uwzględniając wzór:
"
dla t e" 0 mamy:
(29)
!
Dla dowolnych zespolonych si, wykonując odwrotne przekształcenie
Laplace a obu stron równości (28), otrzymujemy ogólny wzór w
postaci:
" " (30)
!
Współczynniki Cik można również obliczyć bezpośrednio ze wzoru:
lim (31)
!
gdzie: k=1, 2, & , ąi; i=1, 2, & , k.
W praktyce inżynierskiej najczęściej spotykamy się z przypadkiem,
kiedy wszystkie pierwiastki si mianownika M(s) są pojedyncze.
Ponieważ wszystkie współczynniki ąi dla tego przypadku są równe
jedności, to możemy zapisać ąi=1; i=1, 2, & , k = n, zatem wszystkie
sumy względem wskaznika k (wzór 25) oraz (wzór (30)) redukują się
9
do pojedynczych wyrazów dla k = 1. Oznaczając C1i=Ci, otrzymujemy
rozkład na ułamki proste w postaci:
" " (32a)
oraz dla wielokrotnych pierwiastków:
" (32b)
Ponieważ t > 0, po wykonani odwrotnego przekształcenia Laplace a
L-1 równości (32a) dla przypadku pojedynczych pierwiastków si
otrzymujemy:
"
(33)
Współczynniki możemy obliczać, sprowadzając prawą stronę wzoru
(32a) do wspólnego mianownika, lub ze wzoru ogólnego (31), który
przybiera postać:
| (34)
a dla przypadku wielokrotnych pierwiastków si:
(35)
!
3. Charakterystyki częstotliwościowe
W dotychczasowych rozważaniach elementy liniowe automatyki
charakteryzowane były między innymi przez odpowiedzi na sygnał
skokowy. Poniższe zagadnienia będą dotyczyły tylko elementu
liniowego, na którego wejście podano sygnał harmoniczny
x(t) = A1(w) sin(wt). Wówczas sygnał odpowiedzi układu ma również
przebieg harmoniczny opisany zależnością y(t) = A2(w) sin(wt+j).
Schemat takiego układu przedstawiono na rys.1.
10
Rys.1. Ogólny symb y elementu lin
bol graficzny niowego
Moż dstawić gra o odpowied wektorów
żna to przed aficznie jako dnie rzuty w
A1 i A2 n wirujących z ią kątową w - rys.2.
na oś x i y, w z prędkości w
Rys.2. Prz we wymuszen owiedzi y(t)
zebiegi czasow nia x(t) i odpo
Wyr stępujące rodzaje charak
różnia się nas kterystyk
częstotli ch układu:
iwościowyc
charakteryst tudowo-fazo
c tykę amplitu ową;
charakteryst tudową;
c tykę amplitu
charakteryst tudową;
c tykę amplitu
charakteryst ą;
c tykę fazową
charakteryst tmiczne (am
c tyki logaryt mplitudową i fazową).
Char dowo zową w) o
rakterystyką amplitud faz Faf(w ciągłego układu
linioweg opisane transm p azywamy
go ego mitancją operatorową G(jw) na
funkcję zespoloną zmiennej rzeczywi w której wart są
ą j istej, k tości
określon ącym wzore
ne następują em:
Faf (w) = G( jw)= P(w) + jQ(w)
G w
11
Rys.3. Charakter litudowo - faz
rystyka ampl zowa
Tran w dla każdej pulsacji, np. w = w1, je
nsmitancja widmowa d p est liczbą
zespolon a więc wyznacza na płaszc w),
ną, c a czyznie P(w jQ(w) punkt o
współrzędnych P(w1), Q(w1). Punkt ten j m G(jw1)
w jest końcem wektora G o
długości ącie nachyle
i M(w1) i ką enia j(w1).
Char dowo f st miejscem
rakterystyka amplitud fazowa jes więc m
geometr unktów, ja zakreśla koniec wektora G na
rycznym pu akie G(jw)
płaszczy zmie zesp zy e
yznie ennej polonej prz zmianie pulsacji sygnału
wejściow do Ą.
wego od 0 d
Char owo owa tego,
rakterystyka amplitudo fazo układu rzeczywist dla
którego stopień wie cznika trans d stopnia
elomianu lic smitancji jest niższy od
wielomi wnika, dążą ku układu w ych:
ianu mianow ą do początk współrzędny
G( jw) 0, gdy w Ą
Char dową w) iniowego
rakterystyką amplitud Fa(w) ciągłego układu li
opisaneg transm peratorową G(jw) nazywamy funkcję
go mitancją op n
rzeczyw zmien rzeczy rtości określone
wistą nnej ywistej w, której war są o
następuj rem:
jącym wzor
Fa (w) = G( jw)
w
a
Char Ff go układu li pisanego
rakterystyką fazową Ff(w) ciągłeg iniowego op
transmit ope zywamy fu rzeczywistą
tancją eratorową G(jw) naz unkcję
zmienne rzeczywi w, któ wartości są okreś nastę
ej istej órej ślone ępującym
wzorem
m:
Ff (w) = arg(G(
w (jw))
Char i owa owa, eślone układach
rakterystyki amplitudo i fazo wykre w u
współrzędnych, w których oś odcięty wyraż jest w skali
w ych żona
logarytm arakterystyk
micznej nazywamy cha kami logarytmicznymi
12
L(w) = 20lo G( jw) = 20log M (w)
L og = w
Rys.4. Char logarytmiczn owa i fazowa
rakterystyki l ne: amplitudo
4. Cha yki we totliwościow podsta
arakterysty czasow i częst we awowych
elem tomatyki
mentów aut
4.1. Elem cyjne i bezin
menty inerc nercyjne
Elem nercyjnym pierwszego rzędu nazywać b
mentem in o n będziemy
element wnaniem ró ym o postaci
t opisany rów óżniczkowy i:
T y+ y = ku
u
gd k współczynni wzmocni określony jako stosunek
dzie: w ik ienia
od y uszenia u w stanie us T
dpowiedzi y do wymu w stalonym, T stała
cz
zasowa.
m ratorową po
i transmitancją oper ostaci:
k
G(s) =
G
1+ sT
T
Szc p m elementu go pierwszeg
czególnym przypadkiem u inercyjneg go rzędu
dla T= 0 jest elem bezine roporcjonaln wzmacn
ment ercyjny (pr ny, cniający).
Element bezin
tem nercyjnym nazywać będziemy element opisany
równani aicznym o postaci:
iem algebra
y = ku
i transm ratorową po
mitancja oper ostaci:
G(s) = k
13
Charakterystyka amplitudowo-fazowa jest wykresem transmitancji
widmowej:
k
G( jw) =
1+ jwT
k
którą otrzymujemy z transmitancji operatorowej G(s) =
1+ sT
podstawiając s = j. Charakterystyka ta ma postać półokręgu o średnicy
k, położonego w czwartej ćwiartce (rys.3b).
c)
a)
h(t)
L()
T
dB
k
3dB
rzeczywista asymptotyczna
lg
0 1 =1/T
0 t
b) d)
Q()
Ć()
lg
= " k/2 k
0
0
=0
P()
Ć=45
-45
G(j)=P()+jQ() -90
-k/2
=1/T
Rys.5. Charakterystyki elementu inercyjnego pierwszego rzędu: a) skokowa, b)
amplitudowo-fazowa, c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
Zależność określającą logarytmiczną charakterystykę amplitudową
| k |
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg
1+ (wT )2
można aproksymować wyrażeniem:
1
20lg | k | dlaw <
T
L(w) =
| k | 1
20lg - 20lgwdlaw >
T T
14
Asymptotyczna logarytmiczna charakterystyka amplitudowa ma
więc postać łamanej złożonej z dwóch półprostych (rys.5c). Punktem
załamania tej charakterystyki jest punkt = 1/T. Największa różnica
między logarytmiczną charakterystyką amplitudową rzeczywistą i
asymptotyczną występuje w punkcie załamania i wynosi:
| k |
20 lg - 20 lg | k |= -20 lg 2 -3dB
1
1+ (wT )2 w =
T
Rys.6. Charakterystyki elementu bezinercyjnego: a) skokowa, b) amplitudowo-
fazowa, c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
Logarytmiczną charakterystykę fazową elementu inercyjnego
pierwszego rzędu (rys.5d) określa wzór:
j(w) = arg G( jw) = -arctgwT
Charakterystykę skokową, amplitudowo-fazową oraz
logarytmiczne charakterystyki amplitudową i fazową elementu
bezinercyjnego przedstawia rys.6.
Charakterystyka amplitudowo-fazowa elementu bezinercyjnego jest
punktem położonym dla k>0 na dodatniej, a dla k<0 na ujemnej półosi
liczb rzeczywistych (rys.6b). Logarytmiczna charakterystyka
amplitudowa elementu bezinercyjnego (rys.6c) ma wartość stałą równą
20lg|k|, a logarytmiczna charakterystyka fazowa (rys.6d) przyjmuje
wartość 0 dla k>0 oraz -180 dla k<0.
15
4.2. Elementy całkujące
Elementem całkującym z inercją nazywać będziemy element
automatyki opisany równaniem różniczkowym o postaci:
T y+ y = ku ,
gdzie: k współczynnik wzmocnienia prędkościowego, określony
jako stosunek pochodnej odpowiedzi y do wymuszenia u w
stanie ustalonym, T stała czasowa.
i transmitancji operatorowej postaci:
k
G(s) =
s(1+ sT)
Szczególnym przypadkiem elementu całkującego z inercją dla T = 0
jest element całkujący zwany idealnym elementem całkującym.
Elementem całkującym nazywać będziemy element automatyki opisany
równaniem różniczkowym o postaci:
y = ku
i transmitancją operatorową postaci:
k
G(s) =
s
Charakterystykę skokową, amplitudowo-fazową oraz
charakterystyki logarytmiczne amplitudową i fazową elementu
całkującego z inercją przedstawia rys.7.
Charakterystykę amplitudowo-fazową elementu całkującego z
inercją, będącą wykresem transmitancji widmowej:
k
G( jw) = = P(w) = jQ(w)
jw(1+ jwT)
gdzie:
kT , Q(w) = - k
P(w) = -
1+ (wT )2 w[1+ (wT )2]
przedstawia rys.7b.
16
Rys.7. Charakterystyki członu całkującego z inercją: a) skokowa, b)
amplitudowo-fazowa, c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
Zależność określającą logarytmiczną charakterystykę amplitudową:
| k |
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg
w 1+ (wT )2
można aproksymować wyrażeniem:
20lg | k | -20lgw
L(w) = | k |
20lg - 40lgw
T
Asymptotyczna logarytmiczna charakterystyka amplitudowa ma
więc postać łamanej złożonej z dwóch półprostych (rys.7c). Punktem
załamania tej charakterystyki jest punkt = 1/T. Największa różnica
między logarytmiczną charakterystyką amplitudową rzeczywistą i
asymptotyczną występuje w punkcie załamania i wynosi:
| k |
20 lg - (20 lg | k | -20 lgw) = -20 lg 2 -3dB
w =1/ T
w 1+ (wT )2
Logarytmiczną charakterystykę fazową elementu całkującego z
inercją (rys.10c) określa wzór:
17
j(w) = argG( jw) = -90o - arctgwT .
Charakterystykę skokową, amplitudowo-fazową oraz
logarytmiczne charakterystyki amplitudową i fazową elementu
całkującego przedstawia rys.8. Charakterystyka amplitudowo fazowa
tego elementu, będąca wykresem transmitancji widmowej:
k
G( jw) =
jw
pokrywa się z ujemną półosią urojoną (rys.8b).
Rys.8. Charakterystyki elementu całkującego z inercją: a) skokowa, b)
amplitudowo-fazowa, c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
Logarytmiczna charakterystyka amplitudowa, określona zależnością:
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg | k | -20lgw
jest linią prostą o współczynniku kierunkowym 20dB/dekadę, która
przecina oś odciętych w punkcie = k (rys.8c). Logarytmiczna
charakterystyka fazowa (rys.8d) jest określona zależnością:
j(w) = arcG( jw) = -90o
18
4.3. Elementy różniczkujące
Elementem różniczkującym z inercją (lub rzeczywistym elementem
różniczkującym) nazywać będziemy element automatyki opisany
równaniem różniczkowym o postaci:
T y+ y = k u ,
gdzie: k współczynnik wzmocnienia, określony jako stosunek
odpowiedzi y do pochodnej wymuszenia u w stanie
ustalonym, T stała czasowa.
i o transmitancji operatorowej postaci:
ks
G(s) =
1+ sT
Szczególnym przypadkiem członu różniczkującego z inercją dla T
= 0 jest element różniczkujący idealny, który krótko nazywać będziemy
elementem różniczkującym. Elementem różniczkującym nazywać
będziemy element automatyki opisany równaniem o postaci:
y = k u
i transmitancji operatorowej postaci:
G(s) = ks
Charakterystykę skokową, amplitudowo fazową oraz
charakterystyki logarytmiczne amplitudową i fazową elementu
różniczkującego z inercją przedstawia rys.9.
Charakterystyka amplitudowo fazowa elementu różniczkującego
z inercją jest wykresem transmitancji widmowej o postaci:
jkw
G( jw) = = P(w) + jQ(w) ,
1+ jwT
19
Rys.9. Charakterystyki elementu różniczkującego z inercją: a) skokowa, b)
amplitudowo-fazowa, c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
przy czym:
kTw2 kw
P(w) = , Q(w) =
1+ (wT )2 1+ (wT )2
Charakterystyka ta ma postać półokręgu położonego w pierwszej
ćwiartce o średnicy k/T i środku w punkcie (k/2T,0) (rys.9b).
Zależność, określającą logarytmiczną charakterystykę
amplitudową:
| k | w
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg
1+ (wT )2
można aproksymować wyrażeniem:
20l lg | k | +20lgw
L(w) = | k |
20lg
T
Asymptotyczna logarytmiczna charakterystyka amplitudowa ma
więc postać łamanej złożonej z dwóch półprostych (rys.9c). Punktem
załamania tej charakterystyki jest punkt = 1/T. Największa różnica
20
między logarytmiczną charakterystyką amplitudową rzeczywistą i
asymptotyczną występuje w punkcie załamania i wynosi:
| k | w
20 lg - (20 lg | k | +20 lgw) = -20 lg 2 -3dB
w =t / T
1+ (wT )2
Logarytmiczną charakterystykę fazową elementu różniczkującego z
inercją (rys.9d) określa wzór:
j(w) = arcG( jw) = 90o - arctgwT
Charakterystykę skokową, amplitudowo fazową oraz
logarytmiczne charakterystyki amplitudową i fazową elementu
różniczkującego przedstawia rys.10.
Rys.10. Charakterystyki członu różniczkującego: a) skokowa, b) amplitudowo-
fazowa, c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
Charakterystyka amplitudowo fazowa tego członu, będąca
wykresem transmitancji widmowej:
G( jw) = jkw
pokrywa się z dodatnią półosią urojoną (rys.10b). Logarytmiczna
charakterystyka amplitudowa, określona zależnością:
21
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg | k | +20lgw
jest linią prostą o współczynniku kierunkowym 20dB/dekadę,
przecinającą oś odciętych w punkcie = 1/k (rys.10c). Logarytmiczną
charakterystykę fazową elementu różniczkującego (rys.10c) określa
zależność:
j(w) = arcG( jw) = 90o
4.4. Element oscylacyjny
Elementem oscylacyjnym (drugiego rzędu) nazywać będziemy
element automatyki opisany równaniem różniczkowym o postaci:
2 2
y+ 2x (wn y+ wn y = kwnu
lub
Tn2 y+ 2xTn y+ y = ku
gdzie: Tn okres drgań własnych nie tłumionych, n = 1/ Tn
pulsacja drgań własnych nie tłumionych, x - względny
współczynnik tłumienia (0
wzmocnienia określony jako stosunek odpowiedzi y do
wymuszenia u w stanie ustalonym.
oraz transmitancji operatorowej postaci:
2
kwn
G(s) =
2
s2 + 2xwns + wn
a po podstawieniu wn =1/Tn :
k
G(s) =
Tn2s2 + 2xTns +1
Zauważmy, że dla 02
kwn
G(s) = , czyli pierwiastki równania:
2
s2 + 2xwns + wn
2
M (s) = s2 + 2xwns + wn = 0
są zespolone sprzężone o ujemnej części rzeczywistej:
22
2 2
s1 = -wn(x + j 1- x ), s2 = -wn(x - j 1- x ).
Dla x ł 1 bieguny s1 i s2 są rzeczywiste i element oscylacyjny staje
się elementem inercyjnym drugiego rzędu. Charakterystykę
amplitudowo fazową przedstawia rys.11.
Rys.11. Charakterystyki członu oscylacyjnego: a) skokowa, b) amplitudowo -
fazowa
Charakterystyka amplitudowo fazowa elementu oscylacyjnego
jest wykresem transmitancji widmowej o postaci:
2
kwn
G( jw) = = P(w) + jQ(w) ,
2
wn -w2 + j2xwnw
2 2 3
gdzie: P(w) = kwn (wn - w2) , Q(w) = .
2kwnxw
2 2
(wn - w2) + (2xwnw)2 (wn -w2)2 + (2xwnw)2
Charakterystykę tę dla trzech różnych wartości x przedstawia rys.11b.
Zależność, określającą logarytmiczną charakterystykę amplitudową:
2
| k | wn
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg
2
(wn - w2)2 + (2xwnw)2
dla 0,4 < x < 0,6 można aproksymować wyrażeniem:
20lg | k |
L(w) =
20lg | k | -40lg w
wn
23
W tym przypadku asymptotyczna logarytmiczna charakterystyka
amplitudowa ma więc postać łamanej złożonej z dwóch półprostych.
Logarytmiczna charakterystyka fazowa elementu oscylacyjnego
określona jest zależnością:
2xwnw
j(w) = arcG( jw) = -arctg
2
wn - w2
4.5. Element opózniający
Elementem opózniającym nazywać będziemy element automatyki
opisany równaniem o postaci:
y(t) = ku(t -T0)
gdzie: k współczynnik wzmocnienia określony jako stosunek
odpowiedzi y do wymuszenia u dla t>T0, T0 czas
opóznienia.
i o transmitancji operatorowej postaci:
0
G(s) = ke-sT .
Rys.12. Charakterystyki elementu opózniającego: a) skokowa, b) amplitudowo
fazowa c) logarytmiczna amplitudowa, d) logarytmiczna fazowa
Charakterystyka amplitudowo fazowa tego członu, będąca
wykresem transmitancji widmowej:
G( jw) = ke- jwT0
24
ma postać okręgu o promieniu k i środku w początku układu
współrzędnych (rys.12b).
Logarytmiczna charakterystyka amplitudowa tego członu,
określona zależnością:
L(w) = 20lg | k |
ma postać prostej poziomej (rys. 12c), a logarytmiczna charakterystyka
fazowa, określona zależnością:
j(w) = argG( jw) = -wT0
maleje ze wzrostem pulsacji (rys.12d).
4.4. Element forsujący
Elementem forsujący nazywać będziemy element automatyki
opisany równaniem różniczkowym o postaci:
T y+ y = u
gdzie: T stała
oraz transmitancji operatorowej postaci:
G(s) = Ts +1
Rys.13. Charakterystyki forsującego: a) skokowa, b) amplitudowo - fazowa
25
Praktyczna realizacja takiego elementu jest niemożliwa ze względu
na występowanie w układach rzeczywistych inercji. Dlatego też, do
dalszej analizy, należałoby przyjąć, że przedstawione charakterystyki
mają charakter idealny.
Charakterystykę amplitudowo fazową i charakterystyki
logarytmiczne elementu forsującego przedstawia rys.13.
Charakterystyka amplitudowo fazowa elementu forsującego jest
wykresem transmitancji widmowej o postaci:
G( jw) = 1+ jwT ,
Moduł transmitancji widmowej określony jest zależnością;
2
G( jw) = 1+w2T ,
natomiast argument;
j(w) = arctg(wT),
Zależność, określającą logarytmiczną charakterystykę amplitudową:
2
L(w) = 20lg | G( jw) |= 20lg 1+w2T
Charakterystykę tę można aproksymować wyrażeniem:
1
0 dla w <
T
L(w) =
1
20lgw dla w >
T
W tym przypadku asymptotyczna logarytmiczna charakterystyka
amplitudowa ma więc postać łamanej złożonej z dwóch półprostych.
Przykład 1.
1
Znalezć oryginał transformaty F(s) = .
s(s +1)
W tym przypadku do obliczenia oryginału transformaty F(s)
wykorzystane zostanie twierdzenie o rozkładzie. W tym celu zostanie
wykorzystana zależność (7):
26
2
st
f (t)= L-1[F(s)]=
resF(s)e
s=sk
k =1
Aby rozwiązać powyższe równanie należy skorzystać ze wzoru (12),
ponieważ funkcja F(s) posiada dwa bieguny jednokrotne:
sk1 = 0;
sk2 = -1.
Stąd:
2 2
st
f (t)= L-1[F(s)]= lim(F(s)(s - sk )est)=
resF(s)e =
s =sk ssk
k =1 k =1
= lim(F(s)(s - sk1)est)+ lim(F(s)(s - sk 2)est)=
ssk1 ssk 2
ć 1 ć 1
st
= lim
s0 s-1
s(s +1)se + lim s(s +1)(s +1)est =
Ł ł Ł ł
ć 1 1
st
= lim est = 1- e-t
s0 s-1
(s +1)se + limć s
Ł ł
Ł ł
Przykład 2.
1
Znalezć oryginał transformaty F(s) = .
2
(s +1)
W tym przypadku do obliczenia oryginału transformaty F(s)
wykorzystane zostanie twierdzenie o rozkładzie. W tym celu zostanie
wykorzystana zależność (10):
2
st
f (t) = L-1[F(s)]=
resF(s)e
s=sk
k =1
Aby rozwiązać powyższe równanie należy skorzystać ze wzoru (11),
ponieważ funkcja F(s) posiada jeden biegun dwukrotny: sk1 = -1;
2
d
2
st
f (t) = L-1[F(s)]= (F(s)(s - sk ) est)=
resF(s)e = lim ds
s=sk ssk
k=1
Stąd
ć
d 1 d
2
f (t) = lim (s +1) est = lim (est)= te-t
2
s-1 s-1
ds ds
(s +1)
Ł ł
27
Przykład 3.
1
Dana jest transformata .
F(s) =
3
(s +1)(s -1)
Wyznaczyć oryginału transformaty F(s) metodą rozkładu na ułamki
proste.
Na podstawie wzoru (28) możemy zapisać:
1 A1 A21 A22 A23
F(s)= = + + +
3 2 3
(s +1)(s -1) s +1 s -1 (s -1) (s -1)
następnie wyrażenie to sprowadzamy do wspólnego mianownika i
otrzymujemy:
3 2
1 A1(s -1) + A21(s +1)(s -1) + A22(s +1)(s -1)+ A23(s +1)
F(s)= =
3 3
(s +1)(s -1) (s +1)(s -1)
Rozwiązując powyższe równanie, otrzymujemy: A1=-1/8, A21=1/8,
A22=-1/4, A23=1/2. Wyliczając oryginał f(t) możemy zapisać w postaci:
1 1 1 1 1 1
f (t)= - e-t + et - tet + t2et = - e-t + (1- 2t + 4t2)et
8 8 4 2 8 8
Przykład 4.
Wyznaczyć charakterystykę skokową i impulsowa układu
dynamicznego opisanego następującą transmitancją operatorową:
k
G(s) = .
Ts +1
W pierwszym etapie wyznaczona zostanie odpowiedz skokowa
układu. Zgodnie z zależnością (6) odpowiedz skokowa jest równa:
h(t) = L-1G(s)1ł
ę ś
s
W związku z tym, podstawiamy do powyższego wzoru zależność
k
G(s) = i otrzymujemy wówczas:
Ts +1
28
ł
k
ę ś
k ł
ę ś
h(t) = L-1G(s)1ł = L-1ę = L-1 T
ś
ę ś
s (Ts +1)s
ęć s + 1 s ś
ę T ś
Ł ł
W dalszych przekształcenia zostanie wykorzystane twierdzenie o
rozkładzie, zgodnie z którym oryginał transformaty jest równy sumie
residuów funkcji (G(s)/s)est w biegunach s1,s2,& ,sn, czyli
2
h(t) = =
res G(s)ł lim (s - s1)G(s)est + lim (s - s2)G(s)est
ę ś
s=sk ss1 ss2
s s s
k=1
Układ posiada dwa pierwiastki s1=-1/t i s2=0. Stąd:
k k
T T
h(t) = lim (s - s1) est + lim (s - s2)1 est =
ss1
1
ć s ss2 ć s
s + s +
T T
Ł ł Ł ł
k k
1
T
= lim1 ć s + est + lim (s - 0)T1 est =
1
T ć s s0 ć s
s- Ł ł
T s + s +
T T
Ł ł Ł ł
1 t
- t ć
-
T T
= -ke + k = k1- e
Ł ł
Natomiast charakterystykę impulsową g(t) będziemy wyznaczać z
zależności (6), czyli:
g(t) = L-1[G(s)]
Postępując analogicznie, jak przy wyznaczaniu charakterystyki
skokowej otrzymujemy:
k k
1
- t
1 k
T T T
h(t) = lim (s - s1) est = lim1 ć s + est == e
ss1
1 1
ć s T ć s T
s- Ł ł
s + T s +
T T
Ł ł Ł ł
29
Przykład 5.
Wyznaczyć charakterystykę Bode układu dynamicznego opisanego
następującą transmitancją operatorową: G(s) = 10s(0,1s +1) .
(0,01s +1)(s +1)
Na początku określane są parametry układu:
wzmocnienie układu k = 10 w1 = 0,1;
stała czasowa członu forsującego T = 0,1 w2 = 1 10;
=
T
stała czasowa członu inercyjnego
1
;
T = 0,01 w3 = = 100
T
stała czasowa członu inercyjnego T = 1 w4 = 1 1;
=
T
1
wzmocnienie członu różniczkującego
k = 1 w5 = = 1
T
Dla układu opisanego transmitancją G(s) rysujemy w pierwszej
kolejności charakterystyki składowych elementów automatyki zgodnie
z ww. parametrami. Ze względu na charakter przybliżony
charakterystyki układu, dla tych celów korzystać będziemy z tzw.
charakterystyk asymptotycznych.
30
L()
+20 dB/dek
dB
+20 dB/dek
-20 dB/dek
0
lg
0,01 0,1 1 10 100 1000
-20 dB/dek
+20 dB/dek 0 dB/dek +20 dB/dek 0 dB/dek
Ć()
90
45
0,1 1 10 100 1000lg
0,01
0
-45
-90
Człon inercyjny
Człon inercyjny
Człon forsujący
Człon różniczkujący
Rys.12. Charakterystyki Bode układu opisanego transmitancją
10s(0,1s +1)
G(s) =
(0,01s +1)(s +1)
6. Literatura
1. Janusz KOWAL Podstawy automatyki T1 , Uczelniane
Wydawnictwa Naukowo-Dydaktyczne AGH, Kraków 2004,
Sygnatura: 60378
31
2. Janusz KOWAL Podstawy automatyki T2 , Uczelniane
Wydawnictwa Naukowo-Dydaktyczne AGH, Kraków 2004,
Sygnatura: 65505
3. Tadeusz Kaczorek Teoria sterowania. Tom I Układy liniowe ciągłe
i dyskretne . Państwowe Wydawnictwo Naukowe, Warszawa 1977
4. Dariusz Horla Podstawy automatyki. Ćwiczenia rachunkowe.
Część I , Wydawnictwo Politechniki Poznańskiej, Poznań 2003.
5. Zbigniew WAAACH Cybernetyka techniczna. Część I
Eksploatacja osprzętu , Wydział Wydawniczy WAT,
Warszawa 1983
32
Wyszukiwarka
Podobne podstrony:
Cw 2 charakt czasowe czestotliw
Cw 3 charakt czasowe czestotliw PM
L1 PAR pomiar charakterystyk czasowych czestotliwosciowych
5 Charakterystyki czasowe i częstotliwościowe
Wyznaczanie charakterystyk czasowych i częstotliwościowych podstawowych obiektów regulacji
PS 6 Analiza czasowo czestotliwosciowa
Cw 1 charakterystyki statyczne PM S
zad cw 6 sz czasowe
Cw 2 analiza czasowa sygnalow wibroakustycznych
Cw 1 charakterystyki statyczne
Cw 2 Badanie przemiennika czestotliwosci
Ćw 1(Charakterystyka dynamiczna)
cw 6 charakterystyki
L2 Badanie charakterystyk czasowych liniowych układów ciągłych wartości elementów
L2 Badanie charakterystyk czasowych liniowych układów ciągłych
więcej podobnych podstron