Laminaty mikrofalowe
Typowe rodzaje linii:
- linia paskowa symetryczna, niesymetryczna
- falowód koplanarny
- linie szczelinowe
Podstawą wszystkich struktur planarnych jest podłoże dielektryczne, na które nanosi się metalizację ścieżek: pasków w technice PCB (printer curcuits board) lub na izolacyjnej warstwie półprzewodnika w technologii monolitycznych układów scalonych.
Typowa linia, najczęściej stosowana to NLP.
Schemat linii przedstawiono na poniższym rysunku.
Grubość metalizacji T podaje się w OZ tj uncje na stopę kwadratową:
1/2 OZ - 17,5 μm.
1 OZ - 35 μm.
2 OZ - 70 μm
W katalogach h podaje się w częściach cala:
np. 0,01” 0,02” 0,31” 0,5”
[mm] 0,254 0,508 0,78 1,27
Parametry:
εr - przenikalność dielektryczna - podawana jest w stosunku do ε0 próżni i zawiera się w granicach od εr = 2 ÷ 80 , odpowiednio dla teflonu i specjalnych spieków z proszków ceramicznych.
- tangens kąta stratności - określa straty w dielektryku. Typowe wielkości to: 10-3 ÷ 10-4 i zależy od częstotliwości - rośnie wraz z f.
RGH (Roughness surface) nierównomierność położenia metalizacji w procesie technologicznym (elektrolitycznie - Electrodeposite lub walcowanie - rolled).
Warstwa kontaktu metalu metalu z dielektrykiem wpływa na straty.
RHO - rodzaj metalu - typowo miedź , rzadziej , złoto. Parametr ten podaje się jako stosunek konduktywności metalu i przewodności złota ( typowe wartość: RHO = 0,72).
Przykłady standardowych podłóż mikrofalowych
- firmy 3M - Cuclod, Epsilan 10
- Rogers - RT/Duroid
Firma Rogers
|
5880 |
6006 |
6010 |
dla porównania laminat kiepski |
εr |
2,20 ± 0,015 |
6,15 ± 0,15 |
~ 10 |
~ 4,35 |
tg δ [10GHz] |
9 ⋅ 10-4 |
19 ⋅ 10-4 |
23 ⋅ 10-4 |
2 ⋅ 10-2 [1GHz] |
wsp. temp. [ppm/K] dla 0 - 100o C |
-129 |
-350 |
-390 |
|
rezystancja na cm |
2 . 107 |
2 . 107 |
5 . 105 |
|
rezystancja na cm2 |
3 . 108 |
7 . 107 |
5 . 106 |
|
rodzaj laminatu |
PTFE + Glass (microfiber)
|
PTFE + proszek ceramiczny Al2O3 |
PTFE |
epoksydowo- szklany |
PTFE - politetrafluoroetylen - formie masy plastycznej
Inna metoda osiągnięcia małych εr to teflon. Czysty teflon ma najlepszą odporność na przebicie elektryczne.
Ceramika Al2O3 εr = 9,7 tg δ = 3 . 10-4 [10GHz] |
Kwarc SiO2 εr = 3,78 tg δ = 4 . 10-4 [10GHz] |
Rutile TiO2 εr = 85 tg δ = 2 . 10-4 [10GHz] rezonatory dielektryczne |
Półprzewodniki:
Si GaAs
εr = 11,7 εr = 13,4
tg δ = 5 . 10-3 [10GHz] tg δ = 16 . 10-4 [10GHz] - lepsza izolacja niż Si
Na poniższych trzech rysunkach przedstawiony został wpływ częstotliwości na stałą propagacji w niesymetrycznej linii paskowej.
Parametry laminatu: r=2.45, h=0.762, t=0.035; r=10, h=1.27 t=0.035 [mm]
Wl - określa szerokość linii 50Ω
Zależność impedancji od wymiarów linii dla dwóch wartości εr
Ograniczenie dopasowania impedancji (Fano - Youla)
Z = R + j X Y = G + j B G,L,C,R ≠ f(f)
Dla danej impedancji Z istnieje wymienność poziomu Γ i szerokości pasma.
Ograniczenia możliwości dopasowania impedancji dla układu A) podał Bode w 45r
A |
|
|
B |
|
|
C |
|
|
D |
|
|
Dopasowanie dwóch impedancji rzeczywistych
Dopasowanie impedancji za pomocą toru schodkowego
Schemat układu przedstawia rys.
gdzie: Z0 < Z1 < Z2 < ZN < ZL lub odwrotnie
, ..............
Założenia:
Wszystkie ogniwa mają taką samą długość θ = βl
Rozważany transformator jest układem symetrycznym, tzn.: Γ0 = ΓN , Γ1 = ΓN-1 , Γ2 = ΓN-2 ......
Pomija się wielokrotne odbicia fal powracających po pierwszych odbiciach (tzn. poszczególne współczynniki odbicia są małe)
Wówczas z założeń (1) i (3) otrzymuje się wyrażenie na współczynnik odbicia na wejściu układu:
(1)
a korzystając z założenia (2) otrzymuje się:
(2) (3)
ostatni wyraz w wyrażeniu (3) jest równy:
jeżeli N jest nieparzyste lub jeżeli N jest parzyste
Impedancje Zn dobiera się w ten sposób aby moduł współczynnika na wejściu układu Γ= F(ω) spełniał określone warunki, np. żeby w paśmie pracy charakterystyka była maksymalnie płaska lub równomiernie falista.
Transformator impedancji o charakterystyce maksymalnie płaskiej
Maksymalnie płaską charakterystykę przepuszczania można uzyskać jeżeli pierwszych (N - 1) pochodnych względem częstotliwości (lub θ) wyrażenia na Γ będzie równe zeru przy częstotliwości środkowej pasma f0, przy której
Warunek ten będzie spełniony, jeżeli współczynnik odbicia będzie równy:
(4)
a jego moduł: (5)
Stałą A można wyznaczyć zakładając θ = 0 (fala nieskończenie długa). Wówczas współczynnik odbicia będzie uzależniony tylko od impedancji końcowych:
⇒ ZL > Z0
(6)
Podstawowe własności symbolu Newtona:
Porównując (1) i (6) otrzymuje się:
Jeżeli zrobi się założenie, że wartości Γn są małe oraz Γθ = 0 również jest małe to można skorzystać z rozwinięcia funkcji ln x w szereg
np. dla x = 2
otrzymuje się:
Przykład 1
Dopasować za pomocą transformatora podwójnego impedancję 100Ω do impedancji 50Ω.
Pasmo pracy transformatora
Względną szerokość pasma pracy określamy jako zakres pracy transformatora, w którym moduł współczynnika odbicia nie przekracza zadanej wartości |Γ| ≤ |Γmax| .
(7)
Przykład 2
Obliczyć szerokość pasma dla układu z poprzedniego przykładu, jeżeli maksymalny moduł współczynnika odbicia wynosi 0.05.
Pasmo wynosi 0.5
Transformator impedancji o charakterystyce równomiernie falistej (Czebyszewa)
Nazwa transformatora Czebyszewa pochodzi stąd, że moduł współczynnika odbicia w pasmie przepuszczania takiego transformatora zmienia się w/g wielomianu Czebyszewa
Wielomian Czebyszewa
Wielomian stopnia n-tego zmiennej x
Tn(x) = 2 x Tn-1 (x) - Tn-2(x) (8)
T0 (x) = 1
T1 (x) = x
T2 (x) = 2 x2 - 1
T3 (x) = 4 x3 - 3x
T4 (x) = 8 x4 - 8 x2 + 1
Dla |x| ≤ 1 , wartość wielomianu nie przekracza wartości ± 1 , natomiast gdy x → ∞ wartość wielomianu również dąży do nieskończoności
Jeżeli podstawi się x = cos θ, to okaże się, że Tn(cos θ) = cos (n θ). Wartość wielomianu Tn (cos θ) zmienia się w granicach ±1 gdy θ zmienia się od 0 do π.
Przy projektowaniu transformatora dąży się do utrzymania wielomianu w paśmie przepustowym w granicach 0 - 1 gdy θ zmienia się od θ1 = θmin do wartości θ2 = θmax.
Warunek ten będzie spełniony, gdy wykona się następujące podstawienie:
(9)
(10)
Gdy θ = 0 otrzymuje się (11)
Podstawiając A do wzoru (10) otrzymuje się:
(12)
Moduł współczynnika odbicia w paśmie pracy jest maksymalny dla TN = 1(współczynnik A określa maksymalną wartość odbić).
(13)
dla cos θ = 1, po uwzględnieniu zależności (13) ze wzoru (9) otrzymuje się:
(14)
Z zależności (14) można wyznaczyć szerokość pasma transformatora przy zadanym maksymalnym współczynniku odbicia oraz zadanej wartości N:
(15)
lub N przy zadanym maksymalnym współczynniku odbicia oraz zadanej szerokości pasma:
(16)
Uwaga! Jeżeli cos > 1 należy do obliczeń wprowadzić kąty zespolone czyli cos zamienić na cosh.
Przykład 3
Dopasować impedancję 100Ω do impedancji 50Ω za pomocą podwójnego transformatora Czebyszewa.
Maksymalny moduł współczynnika odbicia w paśmie Γmax = 0.05.
T2(sec θmin cosθ) = 2 (sec θmin cosθ)2 - 1
T2 osiąga max dla T2 = 1
z zależności (13) oraz danych otrzymuje się
sec θmin = 1.96, a θmin = 59.3o
z zależności (10) otrzymuje się:
Γ= 2Γ0cos 2θ + Γ1 = Γmax sec2 θmin cos 2θ + Γmax (sec2 θmin -1)
Γ0 = 0.5 sec2 θmin Γmax = Γ2 = 0.096
Γ1 = Γmax (sec2 θmin -1) = 0.142
Szerokość pasma dla tego układu wynosi 0.675
Uwaga! Należy pamiętać, że jeżeli N jest parzyste to ostatni wyraz w nawiasie kwadratowym jest równy
Przykład 4
Dopasować impedancję z poprzedniego przykładu w tym samym paśmie częstotliwości za pomocą trójsekcyjnego transformatora Czebyszewa.
Ponieważ pasmo jest takie samo jak w poprzednim przykładzie , więc sec θmin = 1.96
T3(sec θmin cosθ) = sec θmin cosθ(4 sec2 θmin cos2θ - 3)
T3(secθmin) = 24.24
ze wzoru (13) obliczamy Γmax = 0.0138
Wielomian Czebyszewa możemy przedstawić :
T3(sec θmin cosθ) = sec3 θmin cos3θ + 3 sec θmin (sec2 θmin - 1)cosθ
z zależności (10) po podstawieniu danych ,otrzymujemy:
2 Γ0 cos3θ + 2 Γ1 cosθ = 0.104 cos 3θ +0.231 cosθ
Γ0 = Γ3 = 0.052 Γ1 = Γ2 = 0.115
Uwaga! Przydatny może być wzór:
Jeżeli n - parzyste ostatni wyraz jest równy
Jeżeli n - nieparzyste
Analiza dokładna transformatora Czebyszewa
Analiza dokładna transformatora polega na analizie np. funkcji tłumienia mocy, która jest zdefiniowana następująco ( wprowadza się ozn. ρ =Γ)
Pi - moc padająca
Funkcja tłumienia mocy (15)
|T|2 = 1 - ρ2 T - współczynnik transmisji
Chcemy, żeby współczynnik stratności mocy zmieniał się w/g zależności:
k2 - współczynnik tolerancji
θm. - kąt przy którym mamy największe założone odbicia
max PLR = 1 + k2
Analiza układu dla dowolnego N jest uciążliwa, dlatego poniżej przedstawiona zostanie analiza transformatora dla N = 2 oraz 3
N = 2
PLR = 1 + k2 [2 (sec θm. cos θ)2 - 1]2
PLR = 1 dla θ = θz ⇒
PLR = 1 + k2 [(sec θz. cos θ)2 - 1]2 (17)
Z zależności (16) i (17) po podstawieniu θ = 0 i uwzględnieniu otrzymujemy
oraz (18)
Impedancje Z1 i Z2 obliczamy transformując impedancję obciążenia ZL przez dwa odcinki linii o długości elektrycznej θ i impedancjach kolejno Z2, Z1 oraz wiedząc, że
dla częstotliwości środkowej moduł współczynnika odbicia osiąga maksimum
Γ(θz) = 0
Z drugiego warunku stosunkowo prosto otrzymujemy związek pomiędzy impedancjami Z1 i Z2
(19)
Natomiast z warunku (1) wyznaczamy Z1.
(20)
Podstawiając, do (20) zależność (19) otrzymujemy:
N = 3
PLR = 1 + k2 sec2 θm. cos2 θ[4 (sec θm. cos θ)2 - 3]2
PLR = 0 gdy θ = 0.5 π , czyli dla częstotliwości środkowej oraz jeżeli jest spełniony warunek:
4 (sec θm. cos θ)2 - 3=0 ⇒
Z zależności (15) i (16) po podstawieniu θ = 0 i uwzględnieniu otrzymujemy
oraz
Korzystając z warunków, że dla częstotliwości środkowej oraz θz moduł współczynnika jest równy zero możemy obliczyć impedancje transformatora.
Przykład 5
Wyznaczyć w sposób dokładny parametry obwodów dopasowujących z przykładu 3 i 4 oraz porównać wyniki:
N=2
dokładne przybliżone
Z1 = 60.97Ω Z1 = 60.62Ω
Z2 = 82.01Ω Z2 = 80.52Ω
N = 3
Z1 = 55.73Ω Z1 = 55.49Ω
Z2 = 70.71Ω Z2 = 69.90Ω
Z3 = 89.72Ω Z3 = 88.07Ω
Literatura:
Litwin R., Suski M. - Technika mikrofalowa - WNT W-wa 1972, rozdz. 3
Collin R.E. - Fundations for microwave engineering - McGrow-Hill Book Company ..... 1966, rozdz.5
Katalogi firm 3M, Rogers
Technika mikrofalowa - Dopasowanie impedancji 8
Jolanta Zborowska