Parametry małosygnałowe tranzystorów bipolarnych są współczynnikami równań liniowych tranzystora jako czwórnika aktywnego w poszczególnych trzech konfiguracjach układowych WB, WE i WC. Czwórnik tranzystorowy jest sterowany na wejściu źródłem napięciowym, a na wyjściu obciążony rezystancją Współzależności pomiędzy małosygnałowymi napięciami u_i=U_ijcost i prądami i_j=I_jcost - wejściowymi oraz wyjściowymi najczęściej są przedstawiane w układzie hybrydowych równań liniowych

u₁=h₁₁i₁+h₁₂u₂

i₂=h₂₁i₁+h₂₂u₂

lub w układzie admitancyjnych równań liniowych

W szczególności, dla składowych zmiennych o małej amplitudzie w konfiguracji wspólnego emitera (WE) mamy

U_be = h_11eI_b + h_21eU_ce

I_c = h_21eI_b + h_22eU_ce

I_b = y_11eU_be + y_12eU_ce

I_e = y_21eU_be + y_22eU_ce

Hybrydowe parametry małosygnałowe tranzystora dla konfiguracji WE przy niskich częstotliwościach mają sens fizyczny i mogą być wyznaczone bezpośrednio z jego charakterystyk stałoprądowych jako styczne kierunkowe na tych charakterystykach w określonym punkcie pracy

W ten sposób definiujemy kolejno następujące wielkości:

- impedancję wejściową przy zwartym wyjściu

- wsteczną transmitancję napięciową przy rozwartym wejściu (wewnętrzne sprzężenie zwrotne)

- transmitancję prądową przy zwartym wyjściu (wzmocnienie prądowe)

- admitancję wyjściową przy rozwartym wejścia

gdzie indeksy wejścia: i - input, wyjścia o - output; pracy normalnej f- forward i pracy rewersyjnej r- reverse.

gdzie: r_b'e=U_T/I_E - rezystancja dyfuzyjna emitera, r_bb' - rezystancja rozproszona bazy,

.

Bowiem tzw. przekładnia rezystancji tranzystora = r_b'e/r_b'c<<1. Podobnie ostatni parametr macierzy hybrydowej jest powiązany z 

Przejście do wysokich częstotliwości pracy tranzystora wymaga uzupełnienia jego schematu zastępczego o elementy reaktancyjne

Pojemność C_b'e składa się z dwóch równoległych pojemności złącza emitrowego; złączowej (barierowej) C_jE i dyfuzyjnej C_dE

C_b'e = C_jE + C_dE

przy czym dla u_BE>0, C_jE << C_dE,

oraz

gdy i_E≈i_C.

Parametr _N - jest czasem przelotu nośników w kierunku normalnym - w pierwszym przybliżeniu niezależny od punktu pracy. Poza tym w tranzystorze obserwowane są montażowe pojemności pasożytnicze pomiędzy zewnętrznymi wyprowadzeniami bazy i kolektora C_bc rzędu kilku pF, które wpływają na przebieg charakterystyki β(f) powyżej częstotliwości f₁

Model małosygnałowy jest właściwy do opisu zachowania tranzystora w układzie pomiarowym do badania parametrów małosygnałowym.

Moduł współczynnika h_11e zgodnie z definicją wyznaczamy z zależności
przy U_ce=0

Małosygnałowe amplitudy zmiennej u_be mierzymy bezpośrednio na ekranie oscyloskopu.

Przy dużych wartościach pojemności C₁ i C₂ można tutaj uważać za zwarcie dla składowych zmiennych. zauważmy, że

Podobnie moduł małosygnałowego współczynnika wzmocnienia (transmitancji) wyznaczamy z definicji

przy U_ce =0

Współczynnik  jest zależny od częstotliwości. Aby zmierzyć jego wartości w funkcji częstotliwości, należy:

- właściwie określić punkt pracy tranzystora,

- zapewnić dokonanie pomiaru I_c, także przy kolektorze zwartym z emiterem (U_ce=0) dla

małosygnałowej składowej zmiennej,

- zachować możliwość pomiaru I_b w funkcji częstotliwości I_b= I_b(f).

Amplitudę składowej zmiennej I_c określamy mierząc napięcie na rezystorze R₁ w obwodzie kolektora

Podobnie w obwodzie bazy przy właściwie dobranych wartościach rezystancji R₂ i R₃, dużo większych od r_be (R₂ ,R₃>> r_be ), mamy

gdzie U_g jest amplitudą napięcia zmiennego na wyjściu generatora.

Zatem na podstawie ostatnich zależności łatwo zauważyć, że

Po wykreśleniu zależności h_21e(f) wyznaczamy wartość częstotliwości granicznej f_, dla której h_21e(f)= h_21o/√2≡_/√2. Wartość _ wiąże pojemność C_b'e i czas przelotu _N ze składową stałą prądu kolektora I_C:

+

gdzie n_E - współczynnik emisji złącza emiterowego.

Drugą ważną pojemność - spolaryzowanego zaporowo złącza kolektorowego C_b'c , o której wielkości tym razem decyduje pojemność barierowa (C_b'c≈C_jC) - można wyznaczyć postępując według instrukcji w ćwiczeniu 2. Jednakże tutaj wyznaczymy ją w układzie dzielnika pojemnościowego; ze znaną pojemnością C₁.

Tranzystor w tym układzie jest w stanie odcięcia - poprzez napięcie na R₂ polaryzujące także zaporowo złącze E/B. Napięcie U₂ polaryzuje zaporowo złącze B/C. Wartości pojemności C₁, rezystancji R₁ i częstotliwości generatora tak dobieramy, aby spadek potencjału na r_b'b był do pominięcia. Dzięki temu możemy dalej uprościć schemat zastępczy do układu mostka pojemnościowego. Wówczas, jak łatwo zauważyć

Amplitudy napięciowe mierzymy na ekranie oscyloskopu z właściwą i oznaczoną sondą. Pojemność sondy (16 pF) uwzględniamy w obliczeniach. Ponadto przy tych pomiarach należy pamiętać o pojemnościach pasożytniczych obudowy C_bc które zwykle nie zależą od napięcia polaryzującego złącze kolektorowe.

Czwarty parametr macierzy [h]; h₂₂ - konduktancję wyjściową najłatwiej zmierzyć w tranzystorach mocy, np. BD285, w których parametr ten jest dużo większy niż w tranzystorach małej mocy. Tranzystor mocy włączamy do układu pomiarowego zestawionego wg W układzie takim, zgodnie z definicją ustawiamy właściwy punkt pracy prądu bazy I_B= const i doprowadzamy zmienne napięcie u_ce. W ustalonym przez układ punkcie pracy U_CE≈ 5V mamy R₃>>r_b'e, co pozwala przyjąć, że obwód bazy jest rozwarty dla składowej zmiennej. Pomiar zmiennego prądu I_c zapewnia rozwarcie dla składowej zmiennej I_b=0 w obwodzie bazy. Amplitudę I_c mierzymy na rezystorze R₂

Zatem, zgodnie z definicją mamy

---