1
WYKŁAD 3:
CHARAKTERYSTYKI LINIOWYCH UKŁADÓW DYNAMICZNYCH W
DZIEDZINIE CZASU I CZĘSTOTLIWOŚCI
PODSTAWOWE CZŁONY DYNAMICZNE
1 Opis układu dynamicznego w dziedzinie czasu:
1.1 Odpowiedź impulsowa:
g t
L G s
( )
[ ( )]
=
−
1
:
- odpowiedź na pobudzenie deltą Diraca
δ
( )
t przy zerowych warunkach początkowych,
- własności delty Diraca
δ
( )
t :
δ
( )
t
t
t
=
∞
=
≠
dla
dla
0
0
0
,
δ
( )
t t
−∞
∞
∫
=
d
1,
f t
t t
f
( ) ( )
( )
δ
−∞
∞
∫
=
d
0 , L
t
[ ( )]
δ
=
1.
1.2 Odpowiedź skokowa:
h t
L G s s
( )
[ ( ) / ]
=
−
1
:
- odpowiedź na pobudzenie jednostkową funkcją skokową (jedynką Haeviside'a)
1( )
t
przy zerowych warunkach początkowych,
-
własności jedynki Haeviside'a
1( )
t :
1( )
t
t
t
=
<
≥
0
0
1
0
dla
dla
, 1( )
( )
t
t
=
−∞
∫
δ τ τ
d , L t
s
[ ( )]
/
1
=
1 .
1.3 Związki z modelem ( , , , )
A b c d w przestrzeni stanu:
-
rozważamy (dla uproszczenia) układ skalarny (SISO - Single Input Single Output):
)
(
)
(
)
(
t
u
t
t
b
Ax
x
+
=
&
(równanie stanu),
y t
t
du t
( )
( )
( )
=
+
c x
T
(równanie obserwacji),
-
x( )
t
R
n
∈
, u t y t
R
( ), ( )
∈
,
∀
t
,
- A
∈
×
R
n n
,
b c
,
∈
R
n
,
d R
∈
,
-
g t
t
d
( )
=
+
c
b
T
( )
Φ
gdzie
Φ
( )
s
s
=
−
−
(
)
I
A
1
,
[
]
[
]
Φ
Φ
( )
( )
t
L
s
L
s
t
=
=
−
=
−
−
−
1
1
1
(
)
exp(
)
I
A
A
,
I
macierz jednostkowa,
- h t
d t
( )
( )
=
+
∫
c
b
T
( )d
Φ τ τ
τ
0
1
,
-
G s
L g t
s
d
s
d
( )
[ ( )]
(
)
=
=
−
+ =
+
−
c
I
A
b
c
b
T
T
( )
1
Φ
,
-
H s
L h t
G s s
s
s d s
s
s d s
( )
[ ( )]
( ) /
(
)
/
/
/
/
=
=
=
−
+
=
+
−
c
I
A
b
c
b
T
T
( )
1
Φ
.
2
2 Opis układu dynamicznego w dziedzinie częstotliwości:
2.1 Charakterystyki częstotliwościowe (
ω ∈
+
R
):
G s
X
jY
M
e
s j
j
( )
( )
( ),
( )
,
( )
=
=
+
⋅
ω
ϕ ω
ω
ω
ω
X
( )
ω −
część rzeczywista
,
Y
( )
ω −
część urojona
,
M
( )
ω −
charakterystyka amplitudowa
(moduł),
ϕ ω
( )
−
charakterystyka fazowa
(faza),
M
X
Y
( )
( )
( )
ω
ω
ω
=
+
2
2
,
ϕ ω
ω
ω
( ) arctan
( )
( )
=
Y
X
,
X
M
( )
( ) cos ( )
ω
ω
ϕ ω
=
⋅
,
Y
M
( )
( ) sin ( )
ω
ω
ϕ ω
=
⋅
,
X
G s
s j
( ) Re[ ( )
]
ω
ω
=
=
,
Y
G s
s j
( ) Im[ ( )
]
ω
ω
=
=
2.2 Reprezentacje:
- reprezentacja funkcji M( )
ω
w układzie kartezjański z osiami (log,dB)
oraz funkcji
ϕ ω
( ) w układzie kartezjański z osiami (log,deg)
to
charakterystyki Bodego
(odpowiednio: amplitudowa oraz fazowa),
- reprezentacja funkcji
M
e
j
( )
( )
ω
ϕ ω
⋅
w układzie biegunowym z osiami ( X
Y
( ), ( )
ω
ω
)
to
charakterystyka amplitudowo-fazowa
(hodograf).
3 Podstawowe człony dynamiczne
u t
( )
G s
( )
y t
( )
U s
( )
Y s
( )
Y s
G s U s
( )
( )
( )
=
⋅
,
G s
( )
−
transmitancja podstawowego (prototypowego) członu dynamicznego.
3.1 Człon proporcjonalny:
G s
k
( )
=
,
H s
k s
( )
/
=
,
g t
k
t
( )
( )
= ⋅δ
,
h t
k
t
( )
( )
= ⋅
1
,
X
k
( )
ω =
,
Y
( )
ω =
0 ,
M
k
( )
ω =
,
ϕ ω
( )
=
0
o
.
3.2 Człon całkujący:
G s
k s
( )
/
=
,
H s
k s
( )
/
=
2
,
k
>
0
g t
k
t
( )
( )
= ⋅
1
,
h t
k t
t
( )
( )
= ⋅ ⋅
1
,
X
( )
ω =
0 ,
Y
k
( )
/
ω
ω
= −
,
M
k
( )
/
ω
ω
=
,
ϕ ω
( )
= −
90
o
.
3
Model w przestrzeni stanu (założono: x t
y t
( )
( )
=
oraz
)
(
)
(
t
u
k
t
y
⋅
=
&
):
[ ]
A
=
0
,
[ ]
b
=
k
,
[ ]
c
=
1
,
[ ]
d
=
0
.
3.3 Człon różniczkujący:
G s
k s
( )
= ⋅
,
H s
k
( )
=
,
k
>
0
,
)
(
)
(
t
k
t
g
δ
&
⋅
=
, h t
k
t
( )
( )
= ⋅
1
,
X
( )
ω =
0 ,
Y
k
( )
ω
ω
= ⋅
,
M
k
( )
ω
ω
= ⋅
,
ϕ ω
( )
=
90
o
.
3.4 Człon inercyjny:
G s
k
sT
( )
=
+
1
,
(1)
k - wzmocnienie statyczne,
T - stałą czasową.
Odpowiedź impulsowa:
[ ]
g t
L G s
ke
T
t
t T
( )
( )
( )
=
=
⋅
−
−
1
1
.
Odpowiedź skokowa:
[
]
h t
L G s s
k
e
t
t T
( )
( )
(
) ( )
=
=
−
⋅
−
−
1
1
1
.
0
1
2
3
4
0
0.5
1
1.5
h ( )
t
t/T
Rys. 3.1. Znormalizowana odpowiedź skokowa członu dynamicznego pierwszego rzędu
(k
=
1).
Czas ustalania T
s
∆
odpowiedzi skokowej h t
( ) , definiowany jako
{
}
T
t h t
k
s
∆
∆
=
=
−
: ( )
(
)
1
, 0
1
< ≤
∆
,
wynosi
T
T
s
∆
∆
= − ⋅
ln .
Widmowa charakterystyka członu (1):
G s
M
e
k
T
e
s j
j
j
T
( )
( )
( )
arctan
=
− ⋅
=
=
+
ω
ϕ ω
ω
ω
ω
1
2 2
.
(2)
4
0
1
2
3
4
5
0
0.5
1
1.5
( )
M
ω
0.707
ω
3dB
ω
T
a)
0
1
2
3
4
5
-90
-60
0
o
-30
o
o
o
( )
ϕ ω
b)
ω
T
ω
3dB
-45
o
Rys. 3.2. Znormalizowane częstotliwościowe charakterystyki członu inercyjnego (k
=
1).
Pulsacja trzydecybelowego pasma przenoszenia członu (1) wynosi
ω
3
1
dB
T
=
,
czemu odpowiadają następujące wartości charakterystyki amplitudowej oraz
fazowej tego członu:
M(
)
ω
3
1 2
dB
=
oraz
ϕ ω
(
)
3
45
dB
o
= −
.
Model w przestrzeni stanu (założono: )
(
)
(
)
(
t
u
k
t
y
t
y
T
⋅
=
+
&
oraz y t
x t
( )
( )
=
):
[
]
A
= −
1/
T
,
[ ]
b
=
k T
/
,
[ ]
c
=
1
,
[ ]
d
=
0
.
3.5 Człon oscylacyjny:
G s
s s
s
s
n
n
n
( )
=
+
+
=
+
+
ω
ω
ζω
ζτ τ
2
2
2
2 2
2
1
1 2
, 0
1
< <
ζ
,
(3)
ζ
- współczynnik tłumienia,
ω
τ
n
=
1 jest pulsacją naturalną (pulsacją dragań nietłumionych),
Odpowiedź impulsowa:
[ ]
g t
L G s
e
t
t
n
t
n
( )
( )
sin
( )
=
=
−
⋅
−
−
1
2
0
1
ω
ζ
ω
ζω
1
,
(4)
ω
ω
ζ
ζ τ
0
2
2
1
1
=
−
=
−
n
- pulsacja drgań tłumionych.
Odpowiedź skokowa:
[
]
(
)
h t
L G s s
e
t
t
e
t
t
t
n
n
t
t
( )
( )
sin
( )
cos
sin
( ),
=
= −
+
−
⋅
=
= −
+
−
⋅
−
−
−
1
0
2
0
0
2
1
1
1
1
ζω
ζω
ω
α
ζ
ω
ζ
ω
ζ
1
1
(5)
α
ζ ζ
=
−
arc tan 1
2
.
5
Przykładowe znormalizowane przebiegi odpowiedzi skokowych dla różnych
wartości współczynnika tłumienia
ξ
pokazano na rys. 3.3.
0
2
4
6
8
10
0
0.5
1
1.5
ζ
=
h( )
t
0.3
0.5
0.7
t/T
Rys. 3.3. Znormalizowane odpowiedzi skokowe członu oscylacyjnego.
Widmowa charakterystyka członu oscylacyjnego (3):
G s
M
e
e
s j
j
n
n
n
j
n
n
( )
( )
(
)
(
)
( )
arctan
=
− ⋅
−
=
⋅
=
−
+
⋅
ω
ϕ ω
ζω ω
ω ω
ω
ω
ω
ω
ζω ω
2
2
2 2
2
2
2
2
2
. (6)
Przykładowe znormalizowane przebiegi funkcji
M ( )
ω
oraz
ϕ ω
( )
dla różnych
wartości współczynnika tłumienia
ζ
pokazano na rys. 3.4.
0
1
2
3
0
0.5
1
1.5
ζ
=
0.3
0.5
0.7
ω
T
a)
( )
M
ω
0
1
2
3
ζ
=
0.5
0.7
0.3
0
o
-60
-120
o
-180
o
( )
ϕ ω
ω
T
b)
o
Rys. 3.4. Znormalizowane częstotliwościowe charakterystyki członu
oscylacyjnego.
Dla odpowiedzi skokowej
h t
( )
definiuje się wskaźniki (por. rys. 3.5):
- przeregulowanie
(
)
κ =
− ∞
∞ ⋅
h
h
h
max
( )
( ) 100%
, gdzie
h
h t
t
max
max ( )
=
≥
0
,
- czas osiągnięcia maksimum (czas piku, czas maksimum)
{
}
T
t h t
h
κ
=
=
: ( )
max
,
- czas ustalania dla strefy kontrolnej 2
∆
{
}
T
t h t
h
h
s
t
∆
∆
=
− ∞ = ⋅ ∞
≥
arg max : | ( )
( )|
( )
0
.
Odpowiednie wskaźniki definiuje się także dla amplitudowej charakterystyki
M ( )
ω
rozważanego członu dynamicznego (por. rys. 3.6):
6
- wskaźnik oscylacyjności
M
M
M
r
=
max
( )
0 , gdzie M
M
max
max
( )
=
≥
ω
ω
0
,
- pulsacja rezonansowa
{
}
ω
ω
ω
r
M
M
=
=
:
( )
max
,
- trzydecybelowe pasmo przenoszenia
{
}
ω
ω
ω
3
3
0
2
dB
dB
=
=
:
(
)
( )
M
M
.
0
0
h ( )
t
t
h ( )
∞
h
max
∆
∆
T
κ
T
s
0
( )
M
ω
ω
M
r
ω
r
2
)
(
M 0
/
ω
3dB
0
)
(
M 0
Rys. 3.5. Definicja wskaźników
dotyczących odpowiedzi
sokowej.
Rys. 3.6. Definicja wskaźników
dotyczących charakterystyki amplitudowej.
Przeregulowanie
κ
oraz czas maksimum T
κ
zależą w następujący sposób od
parametrów
ζ
, 0
1
< <
ζ
, oraz
τ
transmitancji (3):
κ
ζπ
ζ
=
−
−
exp
1
2
oraz T
κ
πτ
ζ
=
−
1
2
.
(7)
Czas ustalania T
s
∆
jest nieciągłą funkcją współczynnika tłumienia
ζ
, dla której
można podać następującą ciągłą funkcję majoryzującą
T
T
s
s
∆
∆
∆
≤
=
−
| ln(
)|
τ
ζ
ζ
1
2
, 0
1
< <
ζ
.
Dla
∆ =
0 02
.
i
∆ =
0 05
.
oraz przy dostatecznie małych wartościach
ζ
obowiązują oszacowania: T
s2%
4
≅ τ ζ
oraz T
s5%
3
≅ τ ζ
. Wskaźniki M
r
,
ω
r
oraz
ω
3dB
, opisujące amplitudową charakterystykę
M ( )
ω
członu (3), związane
są z parametrami
ζ
oraz
τ
tego członu następującymi formułami:
M
r
=
−
1
2 1
2
ζ
ζ
,
ω
ζ τ
r
=
−
1 2
2
,
0
1 2
< <
ζ
, (8)
ω
ζ
ζ
τ
3
2
2 2
1 2
1 2
1
dB
=
−
+
−
+
(
)
.
(9)
Wykresy rozważanych wskaźników przedstawiono na rys. 37 (wskaźniki
dotyczące odpowiedzi skokowej) oraz na rys. 3.8 (wskaźniki dotyczące
charakterystyki amplitudowej).
7
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0
20
40
60
ζ
κ
[%]
a)
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0
5
10
15
ζ
b)
T
κ
τ
/
0.2
0.4
0.6
0.8
4
8
12
16
20
ζ
∆
=
2%
5%
T
∆
s
τ
/
c)
_
T
∆
s
τ
/
T
∆
s
τ
/
_
T
∆
s
τ
/
Rys. 3.7. Wskaźniki odpowiedzi skokowej członu oscylacyjnego.
Ze wzoru (8) wynika, iż
ζ =
−
−
1
2
1
1
1
2
M
M
r
r
, M
r
≥
1.
(10)
Korzystając ze wzoru (7) wyznaczyć można zależność przeregulowania
κ
od
wskaźnika oscylacyjności M
r
. Zachodzi ponadto
ζ
κ
π
κ
=
+
|ln |
|
2
2
,
κ >
0,
zatem na podstawie wzoru (8) można określić relację odwrotną, pozwalającą na
wyrażenie wartości wskaźnika oscylacyjności M
r
w zależności od
przeregulowania
κ
. Opisany jednoznaczny związek między wskaźnikami M
r
oraz
κ
ilustruje wykres dany na rys. 3.9.
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.4
1.8
2.2
2.6
3
ζ
M
r
a)
0.2
0.4
0.6
0.8
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
ζ
b)
ω
r
τ
8
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0
0.4
0.8
1.2
1.6
ζ
ω
3dB
τ
c)
Rys. 3.8. Wskaźniki charakterystyki amplitudowej członu oscylacyjnego.
1
1.5
2
2.5
3
0
20
40
60
M
r
κ
[%]
Rys. 3.9. Związek między wskaźnikiem oscylacyjności a przeregulowaniem
odpowiedzi skokowej członu oscylacyjnego.
Model w przestrzeni stanu:
)
(
0
)
(
)
(
2
1
0
)
(
)
(
2
2
1
2
2
1
t
u
k
t
x
t
x
t
x
t
x
n
n
n
+
−
−
=
ω
ζω
ω
&
&
,
[ ]
[ ]
y t
x t
x t
u t
( )
( )
( )
( )
=
+
1 0
0
1
2
.
9
4. Transmitancja operatorowa jako model. Wyznaczanie charakterystyk czasowych na
podstawie transmitancji operatorowej
Przykład 1 (Odpowiedzi czasowe)
Oblicz odpowiedź impulsową oraz skokową modelu o transmitancji operatorowej
G s
s
s
s
s
s
( )
=
+
+
+
+
+
(
) / (
)
24 30
8
24 26
9
2
2
3
.
Rozwiązanie
Ponieważ rozważana transmitancja jest transmitancją o jednokrotnych biegunach - zachodzi
bowiem
G s
s
s
s
s
s
L s M s
( )
=
+
+
+
+
+
=
(
) / (
)(
)(
)]
( ) /
( )
24 30
8
2
3
4
2
- odpowiedź impulsową
obliczyć można w następujący sposób:
g t
L s
M s
e
L s
M s
e
L s
M s
e
t
s
t
s
t
s
t
( )
( )
( )
( )
( )
( )
( )
,
2
3
4
=
′
⋅
+
′
⋅
+
′
⋅
≥
=−
−
=−
−
=−
−
2
3
4
0
,
(1)
gdzie
′
=
=
+
+
M s
M s
s
s
s
( ) d ( ) d
26 18
3
2
. Wynika stąd, iż
g t
e
e
e
t
t
t
( )
6
2
3
4
= −
−
+
−
−
−
2
16
,
t
≥
0. Odpowiedź skokową obliczamy analogicznie ze wzoru
h t
L s
M s
L s
sM s
e
L s
sM s
e
L s
sM s
e
s
s
t
s
t
s
t
( )
( )
( )
( )
( )
( )
( )
( )
( )
2
3
4
=
+
′
⋅
+
′
⋅
+
′
⋅
=
=−
−
=−
−
=−
−
0
2
3
4
, t
≥
0, (2)
skąd ostatecznie otrzymujemy
h t
t
t
t
t
( )
e
2e
e
,
2
3
4
= +
+
−
≥
−
−
−
1
4
0
.
Przykład 2 (Oryginał)
Znajdź oryginał transformaty
F s
s
s
( )
1 3s
1
= + +
+
(
) / (
)
2
3
.
Rozwiązanie
Przedstawiając F s
( ) w postaci
F s
A
s
A
s
A
s
( )
=
+ +
+
+
+
1
2
2
3
3
1
1
1
/ (
)
/ (
)
/ (
)
, otrzymujemy
A
s
A
s
A
s s
1
2
3
2
1 3
(
)
(
)
1
1
2
+
+
+ +
= + +
. A zatem A
1
1
=
, 2
3
1
2
A
A
+
=
, A
A
A
1
2
3
1
+
+
=
, skąd
wynika, iż
A
1
1
=
,
A
2
1
=
oraz A
3
1
= −
. Korzystając ze wzoru
L
s
t
n
e
n
n
t
−
−
−
− +
=
− ⋅
1
1
1
[(
) ]
/ (
)!
α
α
, n
≥
1, t
≥
0, otrzymujemy
f t
t
t
e
t
( )
1
0
= + −
⋅
−
(
.
)
5
2
, t
≥
0.
Przykład 3 (Odpowiedź impulsowa)
Znajdź odpowiedź impulsową oraz skokową modelu danego transmitancją operatorową
G s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
( )
45 20
7
15 11
5
45 20
7
3
2
1
2
=
+
+
+
+
+
=
+
+
+
+ +
2
2
3
2
2
(
)[
(
) ]
.
(1)
Rozwiązanie
Rozkładając (1) na ułamki proste, otrzymujemy
G s
s
s
s
( )
5
2
=
+ + +
+ +
6 3
2
1
2
/ (
) (
) / [
(
) ]
.
Odpowiedź impulsowa ma zatem postać
g t
e
t
t e
t
t
( )
cos2
sin
3
=
+
+
⋅
−
−
6
2
2
(
)
, t
≥
0. Z kolei,
rozkładając na ułamki proste transformatę odpowiedzi skokowej H s
G s s
( )
( )
=
/ , stwierdzamy,
iż
H s
s
s
s
s
( )
=
−
+ − +
+ +
3
2 3
1
2
1
2
2
/
/ (
) (
) / [
(
) ]
. Odpowiedź skokowa ma zatem postać:
h t
e
e
t
t
t
( )
cos2
3
= −
−
⋅
−
−
3 2
, t
≥
0.
10
5. Układy pierwszego rzędu
Przykład 4 (Całkowanie+sprzężenie zwrotne)
Obiekt dynamiczny całkujący o operatorowej transmitancji
G s
k
s
p
p
( )
=
/
objęto pętlą
proporcjonalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego poprzez kanał o wzmocnieniu
k
f
.
Wyznacz operatorową transmitancję otrzymanego układu zamkniętego (rys. 3.10), wyrażając
ją za pomocą statycznego wzmocnienia
k
i stałej czasowej T . Zakładając, że do wejścia
rozpatrywanego układu przyłożono sygnały: a - jednostkowego skoku położeniowego oraz b -
jednostkowego skoku prędkościowego, podaj przebieg odpowiedzi na każde z tych pobudzeń,
a następnie, definiując uchyb e t
( ) jako różnicę pomiędzy wejściem i wyjściem rozpatrywanego
układu, znajdź wartość końcową tego uchybu, wyrażając ją jako funkcję wyróżnionych wyżej
parametrów
k
i T .
c t
( )
k
s
p
r t
( )
k
f
Rys. 3.10. Strukturalny schemat układu dynamicznego
Rozwiązanie
Operatorowa transmitancja rozpatrywanego układu wyraża się wzorem
G s
k
s
k k
s
k
s k k
p
p f
p
p f
( )
=
+
=
+
/
/
1
.
(1)
Zapisując (1) w postaci
G s
k
Ts
( )
=
+
1
,
(2)
gdzie: k oznacza statyczne wzmocnienie układu zamkniętego, zaś T jest stałą czasową tego
układu, mamy
k
k
f
=
1/
oraz
T
k k
p f
=
1/ (
)
. Dla wejściowego sygnału r t
( ) w postaci
jednostkowego skoku odpowiedź układu (1) opisana jest wzorem
c t
L G s R s
L
k
s
Ts
k
e
t
t T
( )
( ) ( )
( )
=
=
+
=
−
⋅
−
−
−
1
1
1
1
[
]
(
)
(
)
/
1
.
(3)
Zauważmy, że wzmocnienie obiektu
k
p
nie wpływa na końcową wartość tej odpowiedzi. Dla
sygnału wejściowego w postaci jednostkowego skoku prędkościowego, otrzymujemy
c t
L G s R s
L
k
s
Ts
k t T
Te
t
t T
( )
( ) ( )
( )
=
=
+
=
−
+
⋅
−
−
−
1
1
2
1
[
]
(
)
[(
)
]
/
1
.
(4)
Wyznaczmy teraz końcową wartość uchybu e t
r t
c t
( )
=
−
( )
( ) w każdym z rozważanych wyżej
przypadków. W pierwszym przypadku - dla wejścia w postaci jednostkowego skoku
położeniowego - końcowa wartość uchybu jest wartością skończoną; wartość tę możemy
obliczyć na podstawie danej transformaty uchybu. Mamy
E s
s
k
s
Ts
k sT
s
Ts
( )
= −
+
= − +
+
1
1
1
1
(
)
(
)
.
(5)
11
Otrzymujemy zatem e
sE s
k
s
( )
( )
∞ =
= −
→
lim
0
1
. Rozpatrywany układ nie wprowadza uchybu
końcowego tylko wtedy, gdy
k
=
1
. W drugim przypadku, dla wejściowego sygnału w postaci
jednostkowego skoku prędkościowego zachodzi
e t
t k t T
Te
t
k t kT kTe
t
t T
t T
( )
( )
( )
= −
−
+
⋅
=
−
+
−
⋅
−
−
[(
)
]
[(
)
]
/
/
1
1
1
.
(6)
Jak widać, jeżeli
k
≠
1
, uchyb e t
( ) narasta nieograniczenie w miarę upływu czasu. Natomiast,
w przypadku, w którym
k
=
1
, wartość końcowa e( )
∞
uchybu e t
( ) istnieje. Korzystając z
twierdzenia o wartości końcowej oryginału, obliczamy najpierw
E s
s
T
s s
T
s s
T
( )
=
−
+
=
+
1
1
1
1
1
2
2
/
(
/ )
(
/ )
,
(7)
a następnie e
sE s
T
s
( )
( )
∞ =
=
→
lim
0
.
Przykład 5 (Całkowanie+ sprzężenie)
Obiekt dynamiczny całkujący o operatorowej transmitancji
G s
k
s
p
p
( )
=
/
objęto pętlą
proporcjonalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego poprzez kanał o wzmocnieniu
k
f
(rys. 3.10
z
Przykładu 4). Wyznacz widmową transmitancję G j
(
)
ω
układu zamkniętego. Zbadaj
zależność trzydecybelowego pasma przenoszenia tego układu
ω
3dB
od
k
f
. Niech
ω
3
1
10
dB
rad s
=
⋅
−
, zaś dla
ω
ω
=
01
3
.
dB
zachodzi | (
)|
dB
dB
G j
ω
≈
20
. Oszacuj na tej podstawie
wartości parametrów
k
p
oraz
k
f
.
Rozwiązanie
Operatorowa transmitancja rozważanego układu zamkniętego dana jest wzorem
G s
k
Ts
( )
=
+
1
, gdzie
k
k
f
=
1
,
T
k k
p f
=
1
.
(8)
A zatem widmowa transmitancja tego układu ma postać
G j
G s
k
j T
k
T
e
s j
j
T
(
)
( )
arctg (
ω
ω
ω
ω
ω
=
=
+
=
+
=
−
1
1
2 2
)
.
(9)
Z wyrażenia opisującego moduł tej transmitancji wynika, że pasmo przenoszenia równa się
ω
3
1
dB
=
/ T , a zatem na podstawie wzoru (8) otrzymujemy
ω
3dB
=
k k
p f
. Wynika stąd, iż jest
to wielkość proporcjonalna do wzmocnienia kanału sprzężenia zwrotnego. Z kolei, ze wzoru
wzoru (9) wynika, iż dla
ω
ω
=
01
3
.
dB
można przyjąć, że |
|
G j
k
(
)
ω ≈
. Dla założonych danych
liczbowych otrzymujemy zatem
k
k
f
=
≈
1
01
/
.
, a następnie
k
k
p
f
=
≈
ω
3
100
dB
/
.
Przykład 6 (Człon inercyjny)
Obiekt sterowania, będący członem inercyjnym pierwszego rzędu, sterowany jest za pomocą
proporcjonalnego sterownika w układzie, którego schemat przedstawia się jak na rys. 3.11.
c t
( )
k
r t
( )
d t
( )
+
s
1 +
1
Rys. 3.11. Strukturalny schemat układu sterowania
Zakładając, iż r t
t
( )
,
=
∀
0
, oraz przyjmując, że do sygnału sterującego obiektem dodaje się
zakłócenie d t
t
( )
( )
= δ
, zbadaj wpływ tego zakłócenia na wielkość sterowaną c t
( ) .
12
Rozwiązanie
Zapiszmy zakłóceniową transmitancję rozważanego układu zamkniętego. Mamy
C s
D s
k
s
( )
( )
=
+ +
1
1
(
)
.
(10)
Dla założonego zakłócenia D s
L
t
( )
( )
=
=
[
]
δ
1 wyznaczamy transformatę wielkości sterowanej
C s
k
s
( )
=
+ +
1
1
(
)
,
(11)
a następnie, po obliczeniu odwrotnej transformaty Laplace'a, otrzymujemy
c t
e
t
k t
( )
( )
(
)
=
⋅
− +
1
1
.
Widzimy zatem, iż powiększając wzmocnienie
k
sterownika, powodujemy zwiększenie
szybkości zaniku zakłóceniowej odpowiedzi impulsowej tego układu.