046

56

Elektor

7-8/99

Diese Schaltung ist eine Lösung für viele Anwendungen, bei denen
relativ starke impulsförmige Signale für Empfänger mit niedriger
Eingangsimpedanz (z. B. mit der Standardimpedanz 50

Ω) bereit-

gestellt werden müssen. Durch Parallelschalten von zwei High-
Speed-Buffern wird verhindert, daß die treibende Ausgangsstufe bei
Dauerlast Schaden nimmt.
Der verwendete Opamp BUF04 von Analog Devices zeichnet sich
durch eine extrem hohe Slew-Rate von 3000 V/µs sowie eine
Bandbreite von 110 MHz aus, sein maximaler Ausgangsstrom
beträgt 65 mA. Da dieser Ausgangsstrom für die Signalspannung
5 V an 50

Ω noch nicht ausreicht, werden zwei Opamps parallel-

geschaltet. Die 100-

Ω-Widerstände an den Ausgängen (R3 und

R4) verteilen die Last zu gleichen Teilen; mit ihnen beträgt die
Ausgangsimpedanz 50

Ω.

Wegen der hohen Bandbreite werden an die Schaltungsentkopp-
lung erhöhte Anforderungen gestellt. Für C3, C4, C7 und C8 wer-
den Tantal-Kondensatoren empfohlen, und C5, C6, C9 und C10
sollten keramische Ausführungen sein. Bei Ausgangsströmen über
50 mA läßt sich das Impulsverhalten eventuell noch verbessern,
indem man den Einfluß der Tantalelko-Induktivitäten mit
Serienwiderständen von 1...4,7

Ω dämpft.

Um die vom Hersteller angegebene maximale Bandbreite von
110 MHz zu erreichen, muß sich unter den SMD-Bauteilen eine
zentrale Massefläche befinden. Mit Standardbauelementen ist
diese Bandbreite wegen der höheren parasitären Induktivitäten
nicht erreichbar. So lag die Bandbreite der auf einer Experi-
mentierplatine aufgebauten Testschaltung bei ”nur” 25 MHz. Fer-
ner sind bei konventionellem Aufbau die Rückwirkungen inner-
halb der Schaltung größer, was eine leichte Mitkopplung zur Folge
hat; eine Schwingneigung ist deshalb nicht auszuschließen. Dem
entgegen wirken die RC-Glieder R1/C1 und R2/C2 an den Ein-
gängen, sie setzen die Bandbreite auf (theoretisch) 80 MHz bis
90 MHz herab.
Die Stromaufnahme beträgt im Ruhezustand ca.

±15 mA. Bei

einem rechteckförmigen Ausgangssignal von 10 V

ss

an 50

Ω steigt

der Strom auf ca.

±63 mA an.

(994042gd)

BUF04

IC1

3

6

7

4

1

8

C1

22p

C5

100n

C3

10

µ

35V

C6

100n

C4

10

µ

35V

R3

100

Ω

R1

47

Ω

15V

15V

BUF04

IC2

3

6

7

4

1

8

C2

22p

C9

100n

C7

10

µ

35V

C10

100n

C8

10

µ

35V

R4

100

Ω

R2

47

Ω

15V

15V

50

Ω

10V

PP

994042 - 11

High-Current/High-Speed-Buffer

Entwurf von Günter Böhme

Ohne die beiden Taster dürfte die Schaltung in Bild 1 vielen
Lesern bekannt vorkommen: Es handelt sich um ein Flipflop, wie
es oft zur Absicherung von Gleichspannungs-Netzteilen/geräten
gebraucht wird. Das Flipflop ist im Ruhezustand stromlos und wird
erst bei Überschreiten der U

be

von T2 gesetzt. Durch die Dimen-

sionierung von Shunt-Widerstand R1 kann man festlegen, bei wel-
chem Laststrom dies passieren soll. Durch beide Transistoren fließt
dann Strom, das Kollektorpotential von T1 geht auf U

b

, das von

T2 auf Masse. Der Kollektor von T2 legt den Steuereingang einer
folgenden Regelschaltung auf Masse und schaltet damit die
Gleichspannung ab.
In der Regel geht man davon aus, daß der Laststromkreis unter-
brochen werden muß, um nach Beseitigung des Überstroms das

Flipflop zurückzusetzen. Dazu ist natürlich ein entsprechend
belastbarer Schaltkontakt oder ein “schweres” elektronisches Bau-
element notwendig. Doch dabei ist es ganz einfach, das Flipflop
auch ohne Eingriff in den Lastkreis zu setzen oder zurückzuset-
zen. Dazu bringt man einfach die genannten Taster (mit Arbeits-
kontakt) an, die nur mit dem geringen Steuerstrom des Flipflops
belastet werden.
Führt man die elektronische Sicherung auf seine Grundschaltung
(ohne R1) zurück, so erhält man eine vielseitig einsetzbare Kipp-
stufe (Bild 2), die bei Wahl geeigneter Transistoren ein Vielfaches
des Stroms eines gewöhnlichen Logik-ICs liefern kann. Durch
Umdimensionierung von R4 und R6 läßt sich das Flipflop an
einen weiten Betriebsspannungsbereich anpassen: Der Elko C1
sorgt für ein definierte Verhältnisse beim Einschalten der Betriebs-
spannung.

047

Transistor-Flipflop

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Elektor

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Setzt man anstelle von R3 eine Relaisspule ein (Bild 3), arbeitet
die Schaltung als bistabiles Relais, das sich nach dem Einschalten
des Flipflops mit der Set-Taste S2 solange stabil verhält, bis das
Flipflop mit S1 wieder ausgeschaltet wird. Bei der angegebenen
Dimensionierung sollte man ein Relais mit höherohmiger Spule
wählen (900...1100

Ω bei 12-V-Typen, etwa 3,5 kΩ bei 24-V-Relais).

R2 sollte in der gleichen Größenordnung liegen, ist aber nicht
besonders kritisch.

Wer auf “Leistungsrelais” mit niederohmiger Spule angewiesen
ist, muß die Transistoren und die Widerstände R1, R2 und R4 dem
Strombedarf des Relais anpassen. Als Freilaufdiode D1 darf bei
Kleinrelais eine 1N4148, bei Spulenströmen über 100 mA muß
zum Beispiel eine 1N4001 eingesetzt werden.

(994058)rg

R4

10k

R6

10k

R2

2k2

R5

4k7

T2

BC557

T1

BC547

S2

R1

C1

10

µ

25V

S1

R3

100

Ω

12V

12V OUT

*

zie tekst

*

see text

*

siehe Text

*

voir texte

*

994058 - 11

SET

RESET

R4

10k

R6

10k

R2

2k2

R5

4k7

T2

BC557

T1

BC547

S2

C1

10

µ

25V

S1

R3

100

Ω

12V

12V OUT

994058 - 12

SET

RESET

R4

R2

2k2

R5

4k7

T2

BC557

T1

BC547

S2

C1

10

µ

25V

S1

R3

100

Ω

12V

zie tekst

*

see text

*

siehe Text

*

voir texte

*

*

Re1

12V

D1

1N4148

994058 - 13

SET

RESET

1

2

3

Entwurf von Werner Kriegmaier

Um die Verbindung einer Siemens-SPS der LOGO!-Reihe mit der
seriellen Schnittstelle eines PCs herzustellen, bedarf es eines spe-
ziellen Adapterkabels. Ein solches Kabel läßt sich fertig konfek-
tioniert (für teures Geld) erwerben, man kann es aber auch preis-
wert selbst herstellen.
Die Interface-Schaltung besteht aus einer galvanischen Trennung

und einem Pegelwandler. Die
galvanische Trennung wird hier
durch den Doppel-Optokopp-
ler PC827 von Sharp erreicht,
es können aber auch zwei ein-
zelne PC817 oder andere Typen
eingesetzt werden, wenn deren
CTR (current transfer ratio)
mindestens 50 % beträgt (bei
I

F

= 5 mA). Da die beiden

Optokoppler invertierend
geschaltet sind, müssen zwei
Inverter IC3a (zum PC) und
IC3b (vom PC) die Signale
nochmals umkehren. R3 fun-
giert als Strombegrenzungswid-
erstand, R4 als Pull-up-Wider-
stand, um die Leitung sicher
auf High zu halten, wenn der
Signalpegel nicht eindeutig
Low ist.
Zur Pegelwandlung von 0/+5
V (SPS-Seite) auf symmetri-
sche ±12...15 V (RS232) und
umgekehrt wird der bekannte

MAX232 eingesetzt. Da nur eine RxD- und eine TxD-Leitung
benötigt wird, kann man pro Richtung jeweils zwei Treiber des
MAX232 parallel schalten.
Eine eigene Spannungsversorgung benötigt das LOGO!-Interface
in der Regel nicht. Der Pegelwandler, die Phototransistorseite von
IC2a sowie die LED-Seite von IC2b werden über die RS232-
Schnittstelle versorgt. Z-Diode D2 begrenzt dazu die Spannung

D9

1

2

3

4

5

6

7

8

9

C4

10

µ

C5

10

µ

C2

10

µ

C3

10

µ

10V

C1

10

µ

D2

5V1

D1

1N4148

IC2a

1

8

7

2

IC2b

3

6

5

4

R2

4k7

R1

10k

R4

10k

R5

10k

R3

2k2

3

2

1

IC3a

5

4

1

IC3b

3

1

2

4

5

6

MAX232

R1OUT

R2OUT

T1OUT

T2OUT

IC1

T1IN

T2IN

R1IN

R2IN

C1–

C1+

C2+

C2–

11

12

10

13

14

15

16

V+

V-

7

8

9

3

1

4

5

2

6

IC3

1

8

7

6

1

IC3c

9

10

1

IC3d

11

12

1

IC3e

14

15

1

IC3f

(Sharp)

994016 - 11

Logo

IC2 = PC827

10V

10V

10V

10V

IC3 = 4049B

400mW

048

LOGO!-Interface