PODSTAWY ELEKTRONIKI
JAN BOBER, ANTONI FIJAŁKOWSKI
Informacje
Elektronika jest dziedziną wiedzy zajmującą się praktycznym wykorzystaniem zjawisk związanych ze sterowanym ruchem elektronów w różnych ośrodkach. Ze względu na ośrodek elektronikę dzielimy na: próżniową, półprzewodnikową i kwantową. Zjawiska, charakterystyczne dla ruchu elektronów, maja decydujące znaczenie dla cech różnych elementów elektronowych. Elektronika zajmuje się zatem, teorią działania, właściwościami, konstrukcją i technologią elementów elektronowych, które razem tworzą układy elektroniczne, spełniający określoną funkcję np.: procesora (CPU), wzmacniacza, generatora czy zasilacza itp. W chwili obecnej bardzo dynamiczny rozwój elektroniki osiągnięto dzięki ogromnym postępom w rozwoju technologii i masowej produkcji monolitycznych układów scalonych.
Opisem właściwości i działaniem poszczególnych elementów zajmuje się teoria obwodów oraz teoria przyrządów półprzewodnikowych. Sposobami pomiarów parametrów elementów i układów zajmuje się miernictwo elektroniczne. Zdobyta w tych działach elektroniki wiedza zostanie wykorzystana do opisu działania układów elektronicznych, realizowanych najczęściej w postaci układów scalonych.
W ramach kursu przedstawione zostaną wybrane zagadnienia dotyczące opisu modelowanie elementów i układów elektronicznych, metody analizy i projektowania w zakresie układów analogowych. Zakres materiału został dobrany tak, żeby wymienione obszary wzajemnie się uzupełniały. W ten sposób student przyswajając sobie zagadnienia teoretyczne, będzie mógł zobaczyć ich praktyczne zastosowanie i świadomie korzystać z dostępnych aplikacji oraz mieć możliwość zaprojektowanie prostego układu elektronicznego.
Wprowadzenie w "świat elektroniki"
Modelowanie zjawisk elektrycznych
Analiza układów prądu stałego
Analiza liniowych układów prądu sinusoidalnie zmiennego
Metrologia elektryczna
Elementy i technologie półprzewodnikowe
Podstawowe wzmacniacze tranzystorowe
Wzmacniacze napięcia i prądu stałego
Program PSpice - narzędzie analizy i symulacji układów elektronicznych
Sprzężenie zwrotne we wzmacniaczach
Wzmacniacz operacyjny
Praktyczne zastosowania wzmacniaczy operacyjnych
Generacja drgań
Zasilanie układów elektronicznych
Układy zasilaczy sprzętu komputerowego
Cel kursu
Kurs ma na celu zaznajomienie studentów z metodami opisu i analizy układów elektronicznych, przyrządami i metodami pomiarowymi oraz pomiarami wielkości elektrycznych i charakterystyk układów. W trakcie zajęć studenci poznają działanie i metody projektowania prostych układów oraz wykorzystanie komputerowych programów PSpice i INTEGRA STATION do projektowania i symulacji układów elektronicznych.
Wymagania
Dla właściwego zrozumienia kursu wymagana jest znajomość zagadnień elektryczności i magnetyzmu na poziomie szkoły średniej oraz wiedza z zakresu analizy i algebry, objęta programem studiów internetowych prowadzonych w PJWSTK, taka jak: umiejętność różniczkowania i całkowania, rachunek macierzowy i algebra liczb zespolonych.
Organizacja
Kurs składa się z dwóch części: teoretycznej i praktycznej. Część teoretyczna obejmuje wykład, z którym studenci zapoznają się samodzielnie. Część praktyczna obejmuje ćwiczenia i zajęcia laboratoryjne, które są realizowane pod opieką nauczyciela akademickiego w czasie trwania specjalnego tygodniowego zjazdu w siedzibie Szkoły.
Materiał wykładowy dostępny na płytce CDROM, odpowiada 30 godzinom tradycyjnego wykładu, który studenci muszą opanować samodzielnie w czasie semestru poprzedzającego zjazd przeznaczony zajęciom praktycznym. Przedstawiony materiał teoretyczny jest kompletny z punktu widzenia zakresu i wymagań kursu. Do poszczególnych wykładów są dołączone przykładowe pytania i zadania do samodzielnego rozwiązania. W czasie trwania semestru możliwy jest kontakt z wykładowcą za pośrednictwem Internetu.
W czasie tygodniowego zjazdu odbędzie się 30 godzin zajęć praktycznych w laboratorium elektronicznym Szkoły. Zajęcia te dotyczą ćwiczeń laboratoryjnych oraz ćwiczeń rachunkowych ilustrujących poznany materiał teoretyczny. W ramach zajęć studenci ugruntują poznane metody analizy i projektowania układów elektronicznych i wykonają badania oraz pomiary wybranych elementów i układów. Zapoznają się również z programami komputerowymi: PSpice - program analizy i symulacji układów elektronicznych oraz INTEGRA STATION - pakiet miedzy innymi do projektowania płytek drukowanych.
Kryteria zaliczeń
Znajomość materiału teoretycznego zostanie zweryfikowana w postaci egzaminu przeprowadzonego na początku zjazdu, przed rozpoczęciem zajęć praktycznych. Egzamin będzie zawierał pytania opisowe i obliczeniowe oraz zadanie problemowe. Ewentualny egzamin poprawkowy będzie przeprowadzony przed zakończeniem zjazdu.
Warunkiem zaliczenia zajęć praktycznych, poza obowiązkowym i aktywnym uczestniczeniem we wszystkich zajęciach, jest zrealizowanie i zaliczenie indywidualnego projektu przy wykorzystaniu poznanych wcześniej metod i programów.
Warunkiem zaliczenia kursu jest uzyskanie pozytywnej oceny z egzaminu oraz pozytywnej oceny z zajęć praktycznych.
Podręczniki podstawowe
W chwili opracowywania kursu nie jest dostępny podręcznik odpowiadający dokładnie jego zakresowi. Stąd, z założenia, przedstawiony na płytce CDROM materiał pokrywa zakres teoretyczny kursu.
Podręcznik do części laboratoryjnej:
Bober J.(red.), Podstawy elektroniki - skrypt laboratoryjny, Wydawnictwo PJWSTK, Warszawa, 2003
Podręczniki uzupełniające
Bolkowski S., Teoria obwodów elektrycznych, wyd. VII. WNT Warszawa, 2003
Rusek M., Pasierbiński J., Elementy i układy elektroniczne w pytaniach i odpowiedziach,wyd. 4, WNT Warszawa, 2003
Dusza J., Gortat G, Leśniewski A., Podstawy miernictwa, wyd. 2 popr., Oficyna Wydawnicza Politechniki Warszawskiej, Warszawa, 2003
Pióro B., Pióro M., Podstawy Elektroniki, cz. 1, cz. 2, WSiP Warszawa 2003
Chwaleba A., Moeschke B., Płoszajski G., Elektronika. WSiP Warszawa 2003
Filipkowski A., Układy elektroniczne. Wydawnictwo Politechniki Świętokrzyskiej, Kielce 2002
Filipkowski A. (praca zbiorowa), Elementy i układy elektroniczne. Projekt i laboratorium, Oficyna Wydawnicza Politechniki Warszawskiej, Warszawa, 2003
Szabatin J., Śliwa E. (praca zbiorowa), Zbiór zadań z teorii obwodów. Oficyna Wydawnicza Politechniki Warszawskiej, Warszawa 2003.
Porębski J., Korohoda P., "PSpice - program analizy nieliniowej układów elektronicznych". Seria układy i systemy elektroniczne.WNT Warszawa 1994.
Zachara Z., Wojtuszkiewicz K., PSpice przykłady praktyczne, Wydawnictwo MIKOM, 2001
WYKŁADY
I. |
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
|
|
II. |
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
6.1. Elementy dwuzaciskowe pasywne i aktywne |
|
|
6.2. Elementy czterozaciskowe |
|
|
6.3. Łączenie elementów |
|
|
||
|
||
|
|
|
III. |
||
|
||
|
||
|
1.1. Równoważność układów |
|
|
1.2. Metody przekształceń |
|
|
1.3. Analiza metodą superpozycji |
|
|
1.4. Metody źródeł zastępczych |
|
|
1.5. Metody sieciowe analizy |
|
|
||
|
2.1. Metody analityczne analizy |
|
|
2.2. Metody graficzne analizy |
|
|
|
||
|
|
|
IV. |
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
|
|
V. |
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
5.1. Oscyloskop elektroniczny |
|
|
5.2. Generator funkcyjny |
|
|
5.3. Woltomierze i amperomierze |
|
|
5.4. Multimetry |
|
|
||
|
||
|
|
|
VI. |
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
5.1. Zasada działania |
|
|
5.2. Właściwości i parametry |
|
|
||
|
6.1. Tranzystory złączowe FET: budowa i właściwości |
|
|
||
|
7.1. Klasyfikacja układów scalonych |
|
|
7.2. Układy monolityczne |
|
|
||
|
I. |
Wprowadzenie w "świat elektroniki" |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1. Informacje wstępne
Świat elektroniki jest szalenie interesującym obszarem, który pozwala nie tylko na przedstawienie, opisanie, ale i projektowanie układów elektronicznych. Jest w nim miejsce na jakościowe podejście teoretyka i ilościowe podejście inżyniera, który projektuje układ o określonych parametrach. Materiałowi zawartemu w tym kursie przyświeca wyraźny cel połączenia szerokiego spojrzenia teoretyka, znającego podstawowe prawa elektryczności i magnetyzmu ze zdyscyplinowaniem inżyniera projektanta. W ten sposób elektronika staje się stosunkowo prostą sztuką, a mianowicie kombinacją pewnych praw podstawowych jak prawo Ohma czy prawa Kirchhoffa, algebry dostosowanej do tych praw oraz reguł opartych na doświadczeniu.
Od słuchaczy wymagana jest znajomość zagadnień elektryczności i magnetyzmu na poziomie szkoły średniej oraz wybranych narzędzi matematycznych z analizy i algebry, poznanych na semestrach 1 i 2 studiów internetowych, takich jak umiejętność różniczkowania i całkowania, rachunek macierzowy i algebra liczb zespolonych. Kurs stanowił będzie kompendium niezbędnej wiedzy elektronicznej dla studenta studiów inżynierski w zakresie informatyki. Łączy w sobie wiedzę z takich przedmiotów elektronicznych jak: "Podstaw elektrotechniki", "Teorii obwodów", "Elementów i przyrządów półprzewodnikowych oraz "Analogowych układów elektronicznych".
Celem kursu jest przedstawienie wiadomości teoretycznych i wyrobienie umiejętności dotyczących:
stosowania podstawowych metod opisu i analizy sygnałów i obwodów elektrycznych
świadomego wyboru metod pomiarowych i posługiwania się aparaturą pomiarowa i laboratoryjną, oceny błędu pomiaru i prawidłowego dokumentowania wyników pomiarów
poznania i opisu własności elementów i przyrządów półprzewodnikowych
analizy działania układów elektronicznych i metod dobierania ich parametrów roboczych.
Środki do realizacji tych celów są następujące:
opanowanie materiału teoretycznego na podstawie wykładów i literatury
samodzielne rozwiązywanie podanych zadań i problemów
praca ćwiczeniowo-laboratoryjna w czasie zjazdu, pod opieką asystentów, w oparciu o materiały pomocnicze.
Poszczególne wykłady składające się na niniejszy kurs pozwalają poznać kolejno najistotniejsze problemy związane z elektroniką. Na wstępie przypomniano wybrane zagadnienia z elektryczności (wykład I). Problem modelowania zjawisk elektrycznych zawarto w wykładzie II. Przedstawiono pojęcia podstawowe takie jak: element, obwód i układ, prądowe i napięciowe prawa Kirchhoffa. Wprowadzono modele zjawisk fizycznych: zamiany energii elektrycznej na cieplną, gromadzenia i przechowywania energii elektrycznej i energii magnetycznej oraz oddziaływania pola magnetycznego. Wprowadzono źródła napięciowe i prądowe jako elementy dostarczające energię do obwodów. W kolejnych dwóch wykładach (III i IV) przedstawiono odpowiednio metody analizy układów: liniowych i nieliniowych prądu stałego oraz analizy liniowych układów prądu sinusoidalnie zmiennego. W tym ostatnim dokonano analizy na płaszczyźnie zmiennej zespolonej oraz opisano zjawiska rezonansu prądów i napięć. Te pierwsze cztery wykłady stanowią bazę, której poznanie i zrozumienie jest konieczne dla każdego, kto chce się zajmować układami elektronicznymi.
Wykład V zawiera zagadnienia związane z metrologią elektryczną. Omawia charakterystyki wielkości mierzonych i metody pomiarowe. Prezentuje podstawowe przyrządy pomiarowe, wykorzystywane później w części laboratoryjnej kursu. W następnym wykładzie (VI) przedstawiono elementy i przyrządy półprzewodnikowe oraz technologie realizacji układów scalonych.
Kolejne sześć wykładów (od VII do XII) poświecone są wzmacniaczom. W dwóch pierwszych omówiono podstawowe wzmacniacze tranzystorowe i wzmacniacze napięcia i prądu stałego. Wykład X przedstawia problemy sprzężenia zwrotnego we wzmacniaczach, a szczególnie wpływ tego sprzężenia na wzmocnienie i szerokość pasma wzmacniacza i jego stabilność. W dwóch ostatnich wykładach zawarto omówienie budowy i struktury wzmacniaczy operacyjnych i praktyczne ich zastosowania w układach z zewnętrznym sprzężeniem zwrotnym. Wykład IX zawiera opis i zastosowanie programu PSpice do analizy i symulacji układów elektronicznych, który to program będzie wykorzystany w zajęciach laboratoryjnych i projektowych.
Wykład XIII omawia zjawisko generowania drgań elektrycznych i opisuje budowę generatorów przebiegów sinusoidalnych i prostokątnych. Ostatnie dwa wykłady (XIV i XV) poświecone zostały problemom zasilania układów elektronicznych. Przedstawiono w nich układy prostownicze i filtrujące oraz stabilizatory napięcia i prądu stałego. Na końcu za reprezentowano zasadę działania zasilaczy impulsowych, które znajdują zastosowanie w sprzęcie komputerowym.
Po każdym wykładzie podano po kilka pytań i problemów do samodzielnego rozwiązania. Gorąco zachęcamy do ich rozwiązania.
Materiał kursu podzielono na wykłady ze względu na poruszaną tematykę. Stąd faktyczny czas potrzebny na zapoznanie się z materiałem zawartym w poszczególnych wykładach może być różny.
Zainteresowanych pogłębieniem wiadomości przedstawionych w niniejszym kursie odsyłamy do podanej literatury pomocniczej. Istnieje również możliwość korzystania z konsultacji za pomocą poczty elektronicznej (za wyjątkiem okresów urlopowych) pod adresami: jbober@ise.pw.edu.pl oraz kuba@ise.pw.edu.pl. Będziemy wdzięczni za wszystkie uwagi i propozycje zmian, które prosimy kierować na te adresy.
Przedstawiony materiał teoretyczny wyjaśnia podstawowe pojęcia, sposoby opisu i analizy wykorzystywane do omawianych w nim układów elektronicznych. Rachunkowe umiejętności, poznanie w praktyce działania i parametrów rzeczywistych układów elektronicznych oraz sposobu ich inżynierskiego projektowania będziecie mogli Państwo zdobyć w trakcie pobytu w PJWSTK na zjeździe ćwiczeniowo-laboratoryjnym.
2. Ogólna charakterystyka przedmiotu
Elektronika jest dziedziną wiedzy zajmującą się praktycznym wykorzystaniem zjawisk związanych ze sterowanym ruchem elektronów w próżni, gazach i ciałach stałych. Zjawiska te maja decydujące znaczenie w różnych rzeczywistych elementach i podzespołach układów elektronicznych. Elektronika zajmuje się więc teorią działania, właściwościami, konstrukcją oraz technologią tych elementów i podzespołów.
Układem elektronicznym nazywamy zespół rzeczywistych elementów pasywnych (takich jak oporniki, cewki indukcyjne, kondensatory, diody) i aktywnych (jak źródła energii, źródła sterowane, tranzystory) spełniający określoną funkcję np.: generowania, wzmacniania lub filtrowania sygnałów, dostarczania napięcia lub prądu o stałej wartości itp., który nosi odpowiednio nazwę generatora, wzmacniacza, filtru zasilacza lub inną. Układ może być uruchomiony po uprzednim dołączeniu do niego zasilania, źródła sygnału, obciążenia lub innych układów współpracujących. Układ przetwarzający sygnał elektryczny ciągły w czasie nazywany jest układem analogowym a przetwarzający sygnał dyskretny - układem cyfrowym. Układy elektroniczne rzadko wykorzystuje się indywidualnie. Najczęściej stanowią one części składowe większych urządzeń elektronicznych jak odbiornik radiowy czy telewizyjny, woltomierz cyfrowy czy kalkulator elektroniczny a nawet komputer.
Ze względu na ośrodek, w którym odbywa się ruch elektronów elektronika dzieli się na:
elektronikę próżniową zajmującą się lampami elektronowymi (próżniowymi i gazowymi) oraz próżniowymi urządzeniami elektronicznymi, takimi jak urządzenia nadawcze, mikroskopy elektronowe, akceleratory cząstek naładowanych itp.
elektronikę półprzewodnikową zajmującą się diodami półprzewodnikowymi, tranzystorami, obwodami scalonymi, tyrystorami, hallotronami i innymi elementami półprzewodnikowymi
elektronikę kwantową (lub molekularną), która zajmuje się wykorzystaniem kwantowych właściwości materii w oparciu o takie urządzenia jak masery i lasery.
Ostatnie pięćdziesięciolecie przyniosło elektronice prawdziwą eksplozję wśród wszystkich dziedzin techniki. Przełomowym i jednym z największych osiągnięć w tym czasie było wynalezienie tranzystora bipolarnego - dwu złączowego (1949 r.). Od tego momentu rozpoczęła się nowa epoka - epoka elektroniki półprzewodnikowej. Elementy półprzewodnikowe dzięki swoim zaletom, takim jak małe wymiary i pobór mocy, niskie napięcie zasilania, dużą trwałość i niezawodność, duża sprawność przetwarzania energii, wyparły, poza specjalnymi zastosowaniami, lampy elektronowe. Wynalezienie tranzystora i rozwój elektroniki półprzewodnikowej umożliwił wytwarzanie coraz bardziej skomplikowanej, nowoczesnej i zminiaturyzowanej aparatury elektronicznej. Proces ten został zatrzymany na pewnym poziomie ze względu na bariery związane z trudnościami w operowaniu elementami podczas ich produkcji i montażu w układach oraz wykonywaniu połączeń.
Dalszy postęp w miniaturyzacji umożliwiło wprowadzenie układów scalonych (1961 r.) to jest integracji układów w postaci mikrostruktur o ustalonych funkcjach. Postać scalona układu daje olbrzymie korzyści, z których najistotniejsze to dalsza miniaturyzacja, zwiększenie niezawodności, zmniejszenie kosztów i możliwości uzyskania nowych rozwiązań technicznych, dotychczas nie realizowalnych. Nastąpiła przy tym radykalna zmiana sposobu projektowania i konstrukcji urządzeń elektronicznych. Wprowadzenie układów scalonych przyczyniło się do rozwoju nowego kierunku elektroniki ,zwanego mikroelektroniką. Coraz powszechniejszemu stosowaniu tych układów towarzyszyło stałe zwiększanie skali integracji, od kilku elementów, a teraz nawet do kilkuset tysięcy elementów w jednym układzie.
Ze wzrostem skali integracji, przy jednoczesnym zwiększeniu szybkości działania układów, zmniejszania poboru mocy i coraz niższych cenach, nastąpiła radykalna poprawa parametrów sprzętu elektronicznego i zwiększył się zakres zastosowań układów scalonych. Oprócz tradycyjnych zastosowań w systemach łączności i telekomunikacji, systemach pomiarowo-kontrolnych, urządzeniach medycznych i systemach komputerowych coraz powszechniej stosuje się je w urządzeniach gospodarstwa domowego, w technice motoryzacyjnej, w zabawach i grach elektronicznych.
Najbardziej obiecującym osiągnięciem mikroelektroniki stały się mikroprocesory (1971 r.). Są to układy składające się z kilku do kilkudziesięciu tysięcy elementów wykonanych w jednej płytce krzemowej o powierzchni kilkudziesięciu milimetrów kwadratowych. Realizują one funkcję jednostki centralnej komputera zwanej procesorem. Mikroprocesory wraz z odpowiednimi układami pamięci oraz układami sprzęgającymi tworzą nową grupę komputerów tzw. mikrokomputerów.
Od chwili zbudowania lasera półprzewodnikowego (1960 r.), wytwarzającego spójną wiązkę promieniowania elektromagnetycznego, dużą dynamikę rozwoju wykazuje również elektronika kwantowa. Elementy optoelektronowe wykrywają, emitują lub wykorzystują w swoim działaniu promieniowanie elektromagnetyczne w zakresie widzialnym, nadfioletowym i podczerwonym. Najszersze zastosowanie znajdują wskaźniki cyfrowe półprzewodnikowe i ciekłokrystaliczne. Do bezpośredniej przemiany energii słonecznej na energie elektryczną używa się fotoogniw półprzewodnikowych. Stosuje się je powszechnie w pojazdach kosmicznych i rakietach bezzałogowych. Duże nadzieje wiąże się z złączami optoelektronicznymi, służącymi do przesyłania informacji.
Elektronika odgrywa obecnie coraz większą role w życiu współczesnych społeczeństw. Trudno znaleźć dziedziny działalności ludzkiej, w których elektronika nie byłaby stosowana do sterowania, rejestracji i przekazywania informacji lub też do przetwarzania sygnałów. Od elektroniki całkowicie uzależniona jest telekomunikacja (przekaz radiowy i telewizyjny, telefonia dalekosiężna i mobilna, radar). Urządzenia elektroniczne mają kluczowe znaczenie w nawigacji lotniczej i morskiej, technice wojskowej. Elektronika umożliwia badania i rozwój techniki kosmicznej i kosmonautyki. Przyrządy elektroniczne umożliwiają dokładne obliczenie, mierzenie i korygowanie parametrów toru rakiet kosmicznych oraz sterowanie z Ziemi mechanizmami sztucznych satelitów i stacji kosmicznych.
Urządzenia elektroniczne są rozpowszechnione również w medycynie. W diagnostyce medycznej używa się miedzy innymi elektrokardiografu, aparatu rentgenowskiego, urządzeń do badań usg i przy pomocy rezonansu magnetycznego, tomografu. W terapii stosuje się lasery, urządzenia do naświetlania, urządzenia wytwarzające ultradźwięki, promieniowanie podczerwone i ultrafioletowe.
Dzisiejsze zakłady przemysłowe nasycone są elektroniką. Urządzenia elektroniczne tam występujące możemy podzielić na trzy grupy:
urządzenia pomiaru, kontroli i automatycznego sterowania procesem technologicznym,
urządzenia służące do przetwarzania napięcia i prądu w systemach energetycznych,
urządzenia stosowane bezpośrednio w procesie produkcyjnym.
Niektóre dziedziny nauki i techniki rozwijają się dziś wyłącznie dzięki postępom w elektronice. Najlepszym tego przykładem jest informatyka. Komputery oparte na najnowszych rozwiązaniach elektronicznych, pozwalające uzyskiwać olbrzymie szybkości liczenia (kilkanaście milionów operacji na sekundę) maja zasadnicze znaczenie przy rozwiązywaniu zagadnień naukowych, planistycznych i statystycznych, skracając czas obliczeń niekiedy z wielu lat do pojedynczych godzin czy minut. Komputery wykorzystuje się również w układach sterowania procesami technologicznymi. Służą one także do modelowania żywych organizmów, do tłumaczenia tekstów, przetwarzania ich na dźwięki mowy i odwrotnie, do tworzenia utworów literackich, muzycznych czy plastycznych.
Widać z tego, że elektronika rozwija się bardzo dynamicznie, a szczególnie jej rozwój nasilił się w ostatnich latach (telefonia komórkowa, technika komputerowa, technika medyczna). Urządzenia elektroniczne w coraz to większym stopniu zastępują człowieka lub pomagają mu nie tylko w działalności zawodowej, ale i w życiu codziennym.
3. Wielkości fizyczne i ich jednostki
Przy opisie i badaniu zjawisk z dziedziny elektryczności i magnetyzmu, które są zasadniczymi zjawiskami fizycznymi w elektronice, będziemy posługiwali się wielkościami fizycznymi i podawali jednostki miar tych wielkości.
Definicja 1.1. Wielkością fizyczną nazywamy cechę zjawiska fizycznego lub właściwość ciała, którą można zmierzyć.
Przykładami wielkości fizycznej są: napięcie elektryczne, prąd elektryczny, ładunek elektryczny, strumień magnetyczne, temperatura, prędkość poruszającego się ciała, siła, czas.
Definicja 1.2. Zbiór wielkości fizycznych obejmujący wszystkie lub niektóre dziedziny fizyki nazywamy układem wielkości.
Można zatem ograniczyć się do wielkości występujących w elektryczności i magnetyzmie i mówić o zbiorze wielkości stosowanych w elektronice, a inne wykorzystywać wyłącznie w przypadkach koniecznych i niezbędnych. W układzie wielkości wyróżnia się tzw. wielkości podstawowe (czasem również wielkości uzupełniające) oraz wielkości pochodne.
Definicja 1.3. Wielkością podstawową nazywamy wielkość, która jest umownie przyjęta jako niezależna od pozostałych wielkości układu.
Definicja 1.4. Wielkością pochodną nazywamy wielkość, która jest określona w zależności od wielkości podstawowych.
Wielkości podstawowe stanowią taki najmniej liczny zbiór wielkości na podstawie, których można z definiować wszystkie pozostałe wielkości pochodne.
Każda wielkość fizyczna skalarna jest wyrażana za pomocą wartości liczbowej i jednostki. Aby określić wielkość skalarną np. zmierzyć prąd elektryczny - I, musimy znać jednostkę miary tej wielkości, którą jest 1 amper (1 A) i porównać wielkość mierzoną z tą jednostką. Jeżeli przyrząd do pomiaru prądu (amperomierz) wskaże wartość 2,5 a jest on wyskalowany w amperach, to poszukiwana wielkość fizyczna prąd I = 2,5 A.
Definicja 1.5. Jednostką miary wielkości fizycznej nazywamy wartość danej wielkości fizycznej, której umownie przyporządkowujemy wartość liczbowa równą jedności.
Wartość liczbowa informuje ile razy wielkość mierzona jest większa od jednostki miary tej wielkości (w powyższym przykładzie 2,5 razy). Jednostki miar wielkości fizycznych można podzielić na: jednostki podstawowe i jednostki pochodne.
Definicja 1.6. Jednostka podstawową nazywamy jednostkę wielkości podstawowej, a jednostka pochodną jednostkę wielkości pochodnej.
Obowiązującym w Polsce układem jednostek jest, od 21 grudnia 1966 r., Międzynarodowy Układ Jednostek Miar w skrócie układ SI. W układzie tym mamy siedem jednostek podstawowych, dwie jednostki uzupełniające oraz grupy jednostek pochodnych utworzonych na podstawie jednostek podstawowych i uzupełniających dla takich działów fizyki jak: mechanika, ciepło, elektryczność i magnetyzm, optyka, akustyka i innych. Zaletą układu SI jest to, że każdej wielkości fizycznej odpowiada tylko jedna jednostka.
Wielkościami podstawowymi i ich jednostkami w układzie SI są:
długość, odległość - jednostka: metr oznaczenie: m
masa - jednostka: kilogram oznaczenie: kg
czas - jednostka: sekunda oznaczenie: s
prąd elektryczny - jednostka: amper oznaczenie: A
temperatura - jednostka: kelwin oznaczenie: K
liczność materii - jednostka: mol oznaczenie: mol
światłość - jednostka: kandela oznaczenie: cd.
Wielkościami uzupełniającymi są:
kat płaski - jednostka: radian oznaczenie: rad
kąt bryłowy - jednostka: steradian oznaczenie: sr.
Przykładem jednostki pochodnej jest jednostka ładunku elektrycznego 1 kulomb (1 C). Jednostka ta jest iloczynem jednostki prądu elektrycznego 1 ampera (1 A) i jednostki czasu 1 sekundy (1 s).
Zatem 1 C = 1 A s.
Nie wszystkie jednostki są użyteczne w praktycznych zastosowaniach. Jedne z nich są za duże, a drugie za małe. Dlatego do tworzenia dziesiętnych wielokrotności i podwielokrotności jednostek miar używa się przedrostków, odpowiadających odpowiednim mnożnikom:
tera oznaczenie: T - 1012 |
|
piko oznaczenie: p - 10-12 |
giga oznaczenie: G - 109 |
|
nano oznaczenie: n - 10-9 |
mega oznaczenie: M - 106 |
|
mikro oznaczenie: - 10-6 |
kilo oznaczenie: k - 103 |
|
mili oznaczenie: m - 10-3 |
hekto oznaczenie: h - 102 |
|
centy oznaczenie: c - 10-2 |
deka oznaczenie: dk - 10 |
|
decy oznaczenie: d - 10-1 |
Przykładowo: jeśli jednostka układu SI jest zbyt duża, można ją wyrazić za pomocą jednostki mniejszej np.: jeden miliamper 1 mA = 10-3 A, lub jeden mikrofarad 1 F = 10-6 F; natomiast jeśli jest zbyt mała, za pomocą jednostki większej np.: jeden megawat 1 MW = 106 W, lub jeden gigaherc 1 GHz = 109 Hz.
4. Materiały stosowane w elektronice
Teoria elektronowa budowy atomów umożliwia sformułowanie klasycznej teorii przewodzenia prądu elektrycznego w materiałach stosowanych w elektronice. Zgodnie z tą teorią atom składa się z dodatnio naładowanego jądra ( + ) i ujemnie naładowanych elektronów ( - ). Elektrony obracają się wokół własnej osi oraz wokół jądra po zamkniętych orbitach (zw. powłokami). Największe możliwe liczby elektronów w poszczególnych powłokach wynoszą: w pierwszej 2, w drugiej 8, w trzeciej 8 itd. Zewnętrzna powłoka atomu zawiera nie więcej niż 8 elektronów. Atom zawiera taką samą liczbę elektronów i cząstek naładowanych dodatnio w jądrze - protonów ( + ), o tym samym ładunku co elektrony, jest zatem elektrycznie obojętny. Ładunek elektryczny elektronu wynosi e = 1,60210 10-19 C i jest niepodzielny. Z tego powodu nosi nazwę ładunku elementarnego.
Elektrony z ostatniej orbity, decydujące o właściwościach chemicznych i elektrycznych materiałów nazywane są elektronami walencyjnymi. Pod wpływem energii zewnętrznej elektrony mogą zostać oderwane, powodując jonizację atomu. Potrzebna do tego energia jest tym większa, im elektron położony jest bliżej jądra. Dlatego najłatwiejsze do oderwania są elektrony walencyjne. Elektrony wyrwane z sieci, nie związane z żadnym jądrem i mogące przechodzić od jednego atomu do drugiego nazywane są elektronami swobodnymi.
Definicja 1. 7. Materiały, w których występuje zjawisko powstawania elektronów swobodnych nazywamy materiałami przewodzącymi lub krótko przewodnikami.
Dobrymi przewodnikami są metale. W metalach, na 1 do 4 atomów przypada jeden elektron swobodny. Elektrony swobodne znajdują się w bezładnym ruchu, ulegają przemieszczeniu w całym obszarze, tworząc swego rodzaju gaz elektronowy.
Definicja 1.8. Materiały, które nie zawierają ładunków swobodnych nazywamy izolatorami (materiałami nie przewodzącymi) lub dielektrykami.
Do izolatorów zaliczamy materiały ceramiczne i organiczne, papier oraz tworzywa sztuczne.
Definicja 1.9. Materiały, w których zjawisko występowania elektronów swobodnych jest pośrednia pod względem ilościowym między przewodnikami i izolatorami noszą nazwę półprzewodników.
Do półprzewodników zaliczamy najczęściej krzem - Si, german - Ge, arsenek galu - GaAs.
Liczba elektronów swobodnych przypadająca na jednostkę objętości materiału decyduje o własnościach przewodzących ciał. Miara zdolności przewodzącej materiału jest rezystywność (opór właściwy) ρ wyrażana w omometrach ( m ). Przyjmując za kryterium podziału powyższą zdolność materiały stosowane w elektronice możemy sklasyfikować w sposób następujący:
przewodniki - materiały o bardzo małej rezystywności ρ = 10-8 - 10-7 m
izolatory - materiały o bardzo dużej rezystywności ρ = 108 - 1018 m
półprzewodniki - materiały o rezystywności ρ = 10-7 - 10-3 m.
Zasygnalizowany tu podział materiałów stosowanych w elektronice ze względu na właściwości elektryczne (poprzez wartość rezystywności) znajduje swoje odbicie w modelu pasmowym inaczej energetycznym. W odosobnionym atomie elektrony mogą się znajdować w ściśle określonych stanach energetycznych (na orbitach), przyjmowanych w sposób dyskretny. W materiale stałym, na skutek wzajemnej bliskości położenia atomów w sieci krystalicznej i ich wzajemnego oddziaływania elektrony nie maja możliwości wykonywania swobodnego ruchu wokół jądra. W następstwie tego dozwolone poziomy energetyczne ulegają przesunięciu. Jest to jednoznaczne z rozczepieniem rozłożonych w sposób skwantowany poziomów poszczególnych atomów. Poprzesuwane poziomy tworzą pasma energetyczne, a elektrony znajdujące się na określonej orbicie mogą teraz przyjmować każdą wartość energii mieszczącej się wewnątrz pasma. Pasma takie nazywamy pasmami dozwolonymi. Występuje przy tym ograniczenie polegające na tym, że pojedyncze poziomy energii w paśmie mogą przyjmować co najwyżej dwa elektrony. Podobnie jak w pojedynczym atomie, istnieją takie wartości energii, których nie może przyjmować żaden elektron. Te poziomy energetyczne, leżące między pasmami dozwolonymi, tworzą pasmo zabronione.
W temperaturze zera bezwzględnego (T = 0 K) najwyższą energię (wyrażaną w elektronowoltach - eV) maja elektrony walencyjne. Pasmo odpowiadające temu stanowi energetycznemu nosi nazwę pasma walencyjnego lub podstawowego i jest najniżej położonym pasmem energetycznym (rys.1.1). Powyżej tego pasma jest usytuowane pasmo przewodnictwa, w którym znajdują się elektrony swobodne wyrwane z sieci krystalicznej. Odstęp miedzy tymi pasmami nosi nazwę pasma zabronionego i oznacza się przez Wg. Wartość przerwy zabronionej Wg określa się minimalną wartością energii, która musi być dostarczona elektronom, aby zostały one wyrwane z wiązań atomowych sieci krystalicznej. Szerokość przerwy zabronionej wyraża się również w elektronowoltach ( eV ).
Rys.1.1. Energetyczny model pasmowy
Usytuowanie pasm energetycznych dla omawianych trzech rodzajów materiałów stosowanych w elektronice pokazuje rys.1.2. Wyróżnione poprzednio przewodniki maja pasma przewodnictwa i walencyjne zachodzące na siebie, izolatory maja przerwę zabroniona o wartości Wg 10 eV, a dla półprzewodników Wg 2 eV.
Rys.1.2. Model pasmowy materiałów stosowanych w elektronice
5. Zjawisko i rodzaje prądu elektrycznego
Zjawisko prądu elektrycznego wywołane jest występowaniem w materiale elektronów swobodnych lub jonów to jest cząsteczek obdarzonych ładunkiem elektrycznym. Jeśli ciało przewodzące poddane zostanie działaniu zewnętrznego pola elektrycznego (np. przez doprowadzenie napięcia elektrycznego), to pod jego wpływem następuje przemieszczanie ładunków elektrycznych.
Definicja 1.10. Zjawisko fizyczne polegające na uporządkowanym ruchu ładunków elektrycznych przez badany przekrój poprzeczny materiału przewodzącego pod wpływem pola elektrycznego nazywamy prądem elektrycznym.
W zależności od rodzaju przemieszczających się cząstek, materiały przewodzące dzielimy na dwa rodzaje. Przewodniki pierwszego rodzaju charakteryzują się tym, że przy przepływie prądu elektrycznego nie ulegają zmianie ich własności chemiczne. Prąd elektryczny w przewodnikach pierwszego rodzaju polega wyłącznie na ruchu elektronów swobodnych. I tak jak poprzednio pokazano należą do nich metale, ich stopy i węgiel. Przewodniki drugiego rodzaju charakteryzują się tym, że przy przepływie prądu ulegają zmianie ich własności chemiczne. Prąd elektryczny w przewodnikach drugiego rodzaju polega na ruchu jonów dodatnich (kationów) oraz jonów ujemnych (anionów). Zaliczamy do nich roztwory zasad, kwasów i soli (elektrolity).
W elektronice zdecydowanie częściej będziemy mieli do czynienia z przewodnikami pierwszego rodzaju. Prąd oznaczany jest symbolicznie i, zwykle zmienia się w czasie. Prąd wyraża szybkość przepływu ładunku przez przekrój poprzeczny przewodnika. Jednostką miary jest amper (A). Prąd jednego ampera jest równy przepływowi ładunku jednego kulomba (1 C = 6 1018 elektronów) w czasie jednej sekundy. Umownie przyjmuje się, że prąd płynie od punktu o wyższym potencjale do punktu o niższym potencjale, mimo ze faktyczny kierunek ruchu elektronów jest przeciwny.
Mówiąc o prądzie, zawsze należy mówić o prądzie płynącym przez urządzenie lub połączenie w układzie.
6. Potencjał i napięcie elektryczne
W występującym wokół nas świecie fizycznym obserwujemy nieustanny ruch cząstek elementarnych, a wraz z nim ładunków elektrycznych, zarówno dodatnich jak i ujemnych. Ruch ten powoduje powstanie w przestrzeni otaczającej te cząstki pola elektromagnetycznego. Zjawiska towarzyszące rozprzestrzenianiu się tego pola są zjawiskami elektromagnetycznymi. Zjawiska te występują zawsze wspólnie, chociaż każde z wymienionych zjawisk tzn. zjawiska elektryczne i zjawiska magnetyczne cechują ściśle określone własności i dzięki czemu można je oddzielnie analizować. Fakt ten ma duże znaczenie praktyczne, gdyż wiele urządzeń elektrycznych działa wykorzystując tylko własności pola elektrycznego lub tylko własności pola magnetycznego.
W oparciu o szczególne własności pól elektrycznego i magnetycznego można podać ich definicje.
Definicja 1.11. Polem elektryczny nazywamy pole wywołane przez ładunki elektryczne i charakteryzujące się tym, że na nieruchome ciała naładowane lub cząstki elementarne umieszczone w nim działa siła.
Definicja 1.12. Polem magnetycznym nazywamy pole wywołane przez poruszające się ładunki elektryczne (lub stale ładunki magnetyczne) i charakteryzujące się tym, że na poruszające się ciała lub cząstki elementarne działa siła.
Stwierdzono doświadczalnie, że zmiana w czasie jednego z tych pól powoduje pojawienie się drugiego pola. W tym jest właśnie zawarty nierozerwalny związek zjawisk elektrycznych i magnetycznych i staje się widoczny w sformułowaniu prawa indukcji elektromagnetycznej Faradaya (def. indukcyjności - wykł.II.).
Pole elektromagnetyczne scharakteryzowane jest w każdym punkcie przez wektory: natężenia pola elektrycznego - E, indukcji elektrycznej - D, indukcji magnetycznej - B i natężenia pola magnetycznego - H. Wielkością pomocniczą służącą do opisu pola potencjalnego jakim jest pole elektryczne i pole magnetyczne jest potencjał. Ze względu na dalsze zastosowania zajmiemy się dalej potencjałem elektrycznym .
Definicja 1.13. Potencjałem elektrycznym VA punktu A pola elektrycznego nazywamy stosunek pracy, wykonanej przez przemieszczenie dodatniego ładunku próbnego q z punktu A do punktu położonego w nieskończoności, do wartości tego ładunku:
VA = W(A→ ) /q |
(1.1) |
Potencjał elektryczny jest wielkością skalarną. Jednostka potencjału jest 1 wolt (1 V). Jeżeli pole elektryczne jest wywoływane przez kilka źródeł, to potencjał wypadkowy jest równy algebraicznej sumie potencjałów od poszczególnych źródeł. W polu elektrycznym można wyodrębnić wiele punktów mających ten sam potencjał. Tworzą one powierzchnię równego potencjału lub inaczej powierzchnię ekwipotencjalną, a przy płaskim obszarze pola linie ekwipotencjalne.
Definicja 1.14. Napięciem elektrycznym UAB miedzy punktami A i B nazywamy stosunek pracy WAB, która wykonałyby siły pola elektrycznego przy przemieszczeniu dodatniego ładunku próbnego q z punktu A do B:
UAB = WAB /q |
(1.2) |
Ponieważ
WAB = W(A→ ) - W(B→ ) |
(1.3) |
to
UAB = VA - VB |
(1.4) |
Napięcie między punktami A i B, którym odpowiadają potencjały VA oraz VB jest równe różnicy potencjałów w tych punktach. Napięcie UAB > 0, jeżeli VA > VB oraz UAB 0, jeżeli VA VB. Dla VA = VB napięcie UAB = 0. Łatwo zauważyć, że
UAB = - UBA |
(1.5) |
Napięcie bywa również nazywane siłą elektromotoryczną - SEM. Jednostką miary napięcia jest 1 wolt.
Napięcie jest równe jednemu woltowi wtedy, gdy na przemieszczenie ładunku jednego kulomba pomiędzy punktami A i B trzeba wykonać pracę jednego dżula. Mówiąc o napięciu zawsze należy używać sformułowania: napięcie między dwoma punktami układu (pomiędzy zaciskami) lub na elemencie układu.
Całościowe ujęcie zjawisk elektrycznych i magnetycznych i ich opis matematyczny dokonał Maxwell w drugiej połowie XIX wieku. Jemu też zawdzięcza się odkrycie fal elektromagnetycznych. Ze względu na ograniczone ujecie tych zjawisk w elektronice (Wykł.II.) nie będziemy dalej wnikali w polowe ujęcie teorii elektromagnetyzmu.
Podsumowanie
W rozdziale omówiono czym zajmuje się elektronika. Podano zakres materiału, który będzie obowiązywał w tym kursie. Przedstawiono historycznie najważniejsze osiągnięcia w dziedzinie elektroniki z ostatniego półwiecza. Na bazie zagadnień z elektryczności sformułowano pojęcie wielkości fizycznych i ich układu jednostek.
Przypomniano podstawowe zagadnienia związane z budowa atomu i właściwościami przewodzącymi ciał. Podano kryterium podziału materiałów na przewodzące: przewodniki i półprzewodniki i nie przewodzące: dielektryki (izolatory).
Wprowadzono również zasadnicze pojęcia z zakresu elektryczności i magnetyzmu, które następnie będą wykorzystywane w elektronice. Należą do nich: pole elektromagnetyczne, ładunek, prąd i napięcie.
Przykładowe pytania
Czym zajmuje się elektronika i jaki jest jej podział?
Co nazywany układem elektronicznym?
Przedstaw największe osiągnięcia techniczne z dziedziny elektroniki w ostatnim 50-leciu.
Co to jest wielkość fizyczna? Jak definiujemy jednostkę wielkości fizycznej?
Co to są jednostki podstawowe i jednostki pochodne układu jednostek?
Wymień jednostki podstawowe układu SI.
Przedstaw sposób podawania wartości dla jednostek dużych i jednostek małych.
Przedstaw elektronową budowę atomu. Co to jest ładunek elementarny i ile on wynosi?
Jaki elektron nazywamy walencyjnym, a jaki swobodnym?
Jakie własności charakterystyczne maja materiały przewodzące, a jakie izolatory?
Na czym polega energetyczny model pasmowy materiałów?
Podaj definicję prądu elektrycznego i jego jednostki.
Co to są przewodniki pierwszego i drugiego rodzaju?
Co to jest pole elektromagnetyczne? Czym charakteryzuje się pole elektryczne, a czym magnetyczne?
Co to jest potencjał elektryczny, a co napięcie elektryczne? Podaj jednostki tych wielkości.
II. |
Modelowanie zjawisk elektrycznych |
|
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
|
6.1. Elementy dwuzaciskowe pasywne i aktywne |
|
|
6.2. Elementy czterozaciskowe |
|
|
6.3. Łączenie elementów |
|
||
|
Streszczenie
Wykład wprowadza w sposób opisu i modelowania zjawisk elektrycznych z punktu widzenia teorii obwodów. Elementy i układy są opisywane parametrami skupionymi. W kolejnych punktach przedstawione zostały pojęcia podstawowe jak: element, układ, sygnał, moc i energia oraz podstawowe prawa układów jak prądowe i napięciowe prawo Kirchhoffa. Poszczególne zjawiska występujące w fizycznych układach zostały zmodelowane w postaci obwodowych elementów pasywnych i aktywnych. Przedstawione modele posiadają różną liczbę zacisków i stąd różny sposób opisu. Omówiona zostanie dokładność proponowanych modeli i sposób ich przybliżenia do elementów rzeczywistych. Podane zostaną prawa łączenia elementów i wyznaczanie elementów zastępczych dla ich połączeń.
1. Opis stosowany w teorii obwodów i jego ograniczenia
Zjawiska elektromagnetyczne mogą być opisane z dwóch różnych punktów widzenia: teorii pola elektromagnetycznego lub teorii obwodów. Mimo, ze oba opisy dotyczą tych samych zjawisk, to jednak istnieje zasadnicza różnica w ich przedstawieniu.
W teorii pola elektromagnetycznego rozważane zjawiska fizyczne wymagają do opisu uwzględnienia współrzędnych przestrzennych oraz stałych fizycznych materiałów używanych w elektronice jak: przenikalność dielektryczne - , przenikalność magnetyczna - czy przewodność właściwa - γ (odwrotność rezystywności właściwej - ρ). Typowymi przykładami omawianych zjawisk są: wypromieniowanie energii elektromagnetycznej, rozchodzenie się fal elektromagnetycznych, rozkład ładunków przestrzennych czy gęstości prądu. Do opisu zjawisk wykorzystywane są wektory: natężenia pola elektrycznego - E, indukcji elektrycznej - D, indukcji magnetycznej - B, natężenia pola magnetycznego - H oraz gęstości prądu - δ. Związki miedzy tymi wektorami i parametrami ośrodków wyrażają równania Maxwella. Opis matematyczny zjawisk elektromagnetycznych zależny od czasu i punktu w przestrzeni, jakkolwiek dokładny, to nawet dla prostych układów elektrycznych jest bardzo skomplikowany.
W teorii obwodów przyjmuje się założenie o ograniczonym pod względem przestrzennym charakterze zjawisk. Modele obwodowe będące przedmiotem rozważań, zawierają elementy co do, których zakłada się, że ich cechy elektryczne takie jak opór (rezystancja), indukcyjność czy pojemność są skupione do pewnych punktów przestrzeni (element nie ma wymiaru geometrycznego). Problemy pojawiające się w tym opisie ograniczają się do równań algebraicznych lub równań różniczkowych zwyczajnych, w których występuje tylko jedna zmienna: czas - t.
Niekiedy dopuszczany jest rozkład plaski wzdłuż jednej z osi np.: x. Dotyczy to modeli w postaci linii długich dla układów takich jak: linie przesyłowe energetyczne czy teleinformatyczne. Opis będzie wymagał parametrów jednostkowych (na jednostkę długości), a rozwiązania dotyczą funkcji dwóch zmiennych: czasu - t oraz długości - x.
Teoria obwodów jest uważana za "przybliżenie obwodowe" teorii pola elektromagnetycznego. Przybliżenie to jest słuszne w przypadku, gdy rozważane pole jest "quasi-stacjonarne" tzn. wolnozmienne w czasie. Oznacza to, ze ładunki i prądy zmieniają się dostatecznie wolno w czasie, na tyle wolno, ze do pominięcia są efekty opóźnienia związane ze skończonym czasem propagacji fali elektromagnetycznej. W tym opisie nie uwzględnia się czasów propagacji zaburzeń w układach. Przyjmuje się, że zaburzenie wywołane w pewnej chwili w dowolnym elemencie układu jest w tej samej chwili przeniesione do wszystkich części układu.
Warunek quasi-stacjonarności
Jeżeli dla przebiegów okresowo zmiennych w czasie wprowadzimy pojecie długości fali
= |
(2.1) |
gdzie: prędkość światła c = 3*108 m/s oraz częstotliwość f = 1/T 1/s, a T jest okresem,
to warunek quasi-stacjonarności jest spełniony, jeżeli najdłuższy wymiar liniowy obwodu lmax jest dużo mniejszy od czwartej części długości fali
lmax |
(2.2) |
Praktycznie przyjmuje się, że granica tą jest: lmax
Przy spełnieniu warunku quasi-stacjonarności cała energia dostarczana do układu jest z nim związana (brak efektu promieniowania energii). Konsekwencja tego warunku jest również to, ze wszystkie elementy obwodowe są elementami skupionymi.
Definicja 2.1. Elementem o parametrach skupionych, krótko elementem skupionym jest element, którego cecha elektryczna jest skupiona do punktu przestrzeni.
Dalsza konsekwencją omawianego wyżej warunku jest pominiecie w opisie obwodowym czasów propagacji zaburzeń (sygnałów).
Rozgraniczenia dotyczące ujęcia polowego i ujęcia obwodowego należy traktować umownie. W zależności od konkretnych potrzeb jak rodzaj układów czy częstotliwość rozważanych sygnałów (długości fali) może być zastosowana jedna z tych koncepcji opisu. I tak np.: zjawiska zachodzące w liniach długich można badać zarówno metodami teorii obwodów jak i teorii pola.
W dalsze części wykładu będziemy przyjmowali opis obwodowy uważając, że spełniony jest warunek quasi-stacjonarności ze wszystkimi wypływającymi z niego konsekwencjami.
2. Element, obwód, układ
Z formalnego punktu widzenia musimy rozdzielić pojęcie elementu rzeczywistego (fizycznego) od elementu obwodowego, które w swoim opisie obejmuje wyłącznie dominujące zjawisko fizyczne realizowane przez ten element. To samo zjawisko lub cecha mogą być przedstawiane z uwzględnieniem innych dodatkowych właściwości lub z różnym stopniem dokładności. Prowadzi to do elementów obwodowych o różnym stopniu komplikacji. Problemy te zostaną przedstawione w p. 6 tego wykładu. Poniżej omówione zostaną pojęcia dotyczące elementów rzeczywistych i wspólne dla obu podejść.
Definicja 2.1a. Elementem rzeczywistego układu elektrycznego inaczej elementem rzeczywistym nazywamy część składową układu, która jest niepodzielna pod względem funkcjonalnym bez utraty swoich własności charakterystycznych.
Elementy rzeczywiste dzielą się na: elementy źródłowe i elementy odbiorcze. Do elementów źródłowych zaliczamy: ogniwa, akumulatory i inne źródła energii elektryczne (źródła prądu i napięcia) oraz źródła sterowane, tranzystory itp. Do elementów odbiorczych natomiast: rezystory, kondensatory, cewki indukcyjne, transformatory, diody itp.
Każdy element posiada pewna ściśle określona liczbę obszarów rozłącznych, przez które do elementu mogą wpływać lub wypływać ładunki elektryczne. Te obszary służą do połączenia z innymi elementami i zwane są zaciskami. Ze względu na liczbę zacisków elementy dzielimy na dwuzaciskowe i wielozaciskowe. Dla przykładu na rys. 2.1 przedstawiono najprostszy element o dwóch zaciskach A i B oraz pewien przypadek elementu czterozaciskowego zw. czwórnikiem o zaciskach połączonych w pary: (1,1') i (2.2').
Rys. 2.1. Symboliczne przedstawienie elementów i sposób strzałkowania wielkości zaciskowych
Z elementami związane są wielkości zaciskowe: prąd płynący przez element i napięcie na elemencie. Na elemencie dwuzaciskowym odbiorczym prąd płynący przez element na kierunek przeciwny do napięcia na elemencie (dla źródeł energii kierunek strzałkowania przyjmuje się zgodny z polaryzacją źródeł). Dla czwórnika przyjmuje się kierunki obu prądów za wpływające do elementu, a kierunki napięć w obu parach zacisków do górnego zacisku.
Elementy są przedstawiane za pomocą znormalizowanych symboli graficznych. Symbole graficzne niektórych elementów odbiorczych i źródłowych przedstawiono na rys. 2.2.
Rys.2.2. Symbole graficzne wybranych elementów
Łącząc elementy możemy otrzymać bardziej złożone struktury tj. obwody czy układy elektryczne. Mając na uwadze fakt, ze przepływ prądu jest możliwy tylko po drodze zamkniętej dojdziemy do dalszych definicji.
Definicja 2.2. Obwodem elektrycznym nazywamy strukturę połączenia elementów, w której występuje jedna droga zamknięta dla przepływu prądu.
Najprostszym obwodem elektrycznym jest połączenie jednego elementu źródłowego np. ogniwa E i jednego elementu odbiorczego np. rezystora R (rys.2.3a). Istnieje w nim jedna droga dla prądu i możemy ten obwód nazwać obwodem nierozgałęzionym. Jeśli istnieje więcej dróg to dochodzimy do pojęcia obwodu rozgałęzionego inaczej układu.
Definicja 2.3. Układem elektrycznym nazywamy strukturę połączeń elementów, w której istnieje więcej niż jedna droga zamknięta dla przepływu prądu.
Najprostszym przykładem układu rozgałęzionego jest układ przedstawiony na rys. 2.3b.
Rys. 2.3. Przykłady obwodu i układu elektrycznego.
Odwzorowaniem graficznym obwodu lub układu elektrycznego jest schemat. Schemat podaje sposób połączenia elementów, zaś same elementy przedstawione są za pomocą symboli graficznych. Elementami schematu są: gałęzie, węzły i obwody zamknięte.
Gałąź schematu jest utworzona przez jeden lub kilka elementów połączonych ze sobą szeregowo (rys.2.4). Oznacza to, że przez wszystkie elementy gałęzi przepływa ten sam prąd. Liczbę gałęzi w schemacie oznaczamy - g. Gałąź jest ograniczona dwoma zaciskami.
Rys.2.4. Przykłady gałęzi
Węzłem schematu nazywamy zacisk gałęzi, do którego może być przyłączona inna gałąź lub inne gałęzie. W przypadku dołączenia jednej gałęzi mamy do czynienia z tzw. "węzłem wewnętrznym" (brak rozpływu prądu w węźle). W przypadku przyłączenia więcej niż jednej gałęzi mamy do czynienia z "węzłem właściwym" (występuje w nim rozpływ prądu). Liczbę węzłów na schemacie oznaczamy przez - w. Na rys.2.5a pokazano schemat układu elektrycznego o g = 6 gałęzi i w = 4 węzłach.
Obwodem zamkniętym nazywamy zbiór połączonych ze sobą gałęzi, tworzących drogę zamkniętą dla przepływu prądu, przy czym każda gałąź występuje w nim jeden raz. Wśród obwodów zamkniętych wyróżniamy takie, w których po usunięciu dowolnej gałęzi, pozostałe nie tworzą już drogi zamkniętej i nazywamy je oczkami.
Jeżeli interesuje nas tylko struktura układu, a więc liczba gałęzi i węzłów oraz sposób połączenia gałęzi, to przedstawiamy uproszczony schemat zwany grafem strukturalnym lub krótko grafem. W tym przedstawieniu gałęzie niezależnie od ich charakteru zastępujemy odcinkami. Graf układu z rys.2.5a z zaznaczeniem węzłów, gałęzi i oczek przedstawiono na rys.2.5b
Rys.2.5. Układ o g = 6 gałęziach i w = 4 węzłach: a) schemat elektryczny: b) graf strukturalny
Właściwości topograficzne (strukturalne) układów zostaną wykorzystane w dalszej części wykładu (p. 5) i w dalszej części kursu.
3. Sygnały elektryczne i ich parametry
Definicja 2.4. Funkcje opisujące zmienność w czasie wielkości fizycznych będziemy nazywali przebiegami czasowymi tych wielkości lub sygnałami.
Sygnał jest zatem, dowolną funkcją rzeczywistą zmiennej rzeczywistej t i ma postać x(t) = x, pisaną małymi literami. Możemy zatem jako sygnały rozważać(rys.2.6):
* |
sygnały stałe |
x(t) = X = const |
(2.3) |
* |
sygnały sinusoidalnie zmienne |
x(t) = Xm cos (t + ) |
(2.4) |
* |
sygnały okresowo zmienne |
x(t) = x(t + T) |
(2.5) |
* |
sygnały nie okresowe np.: wykładniczo malejący |
x(t) = X e - t dla t = ≥ 0 i > 0 |
(2.6) |
Rys.2.6. Przykłady różnych rodzajów sygnałów
Zbiór wielkości służących do opisu elementów i zjawisk elektrycznych można ograniczyć do czterech podstawowych wielkości : ładunku elektrycznego - q, strumienia magnetycznego - oraz napięcia - u i prądu - i. Zakładając w opisie teorio-obwodowym spełnienie warunku quasi-stacjonarności można wyłącznie ich zmienność określać w dziedzinie czasu. Zbiór tych wielkości jako funkcji czasu należy traktować jako sygnały elektryczne np.:
i (t) = i = I lub u (t) = u = U m cos (t + ) |
(2.7) |
Dziedziną sygnałów elektrycznych przyjmowaną w elektronice jest przedział:
a) 0 t + , lub 0 t + - półoś liczbowa, opisywane zjawiska rozważane są w czasie rzeczywistym, począwszy od t = 0 - rozumiane jako stan nieustalony
b) - t + - cała oś liczbowa, odpowiada to przypadkowi, gdy opisywane zjawiska trwają już dostatecznie długo, aby uważać, ze nie maja początku w czasie - rozumiane jest to jako stan ustalony.
Sygnały przedstawione na rys.2.6. są najczęściej stosowanymi sygnałami w elektronice.
Dla sygnałów zmiennych w czasie wprowadza się dwa parametry charakterystyczne (o stałej wartości): wartość średnią i wartość skuteczną sygnału.
Definicja 2.5. Wartością średnią Xśr sygnału x(t) w przedziale (t1,t2) nazywamy wartość całki oznaczonej w granicach t2 i t1 podzielonej przez długość przedziału całkowania:
Xśr = |
(2.8) |
Jest to taka stała wartość sygnału, która pomnożona przez długość przedziału daje pole zawarte pod krzywa przedstawiającą sygnał zmienny, osią t i odciętymi t1 i t2 (rys.2.7)
Rys.2.7. Geometryczna interpretacja wartości średniej
Definicja 2.7. Wartością skuteczną Xsk sygnału x(t) w przedziale (t1,t2) nazywamy pierwiastek kwadratowy z wartości całki oznaczonej z kwadratu funkcji w granicach t2 i t1 podzielonej przez długość przedziału całkowania.
Xsk= |
(2.9) |
Dla wartości skutecznej sygnału istnieje interpretacja energetyczna, o której będzie mowa w dalszej części tego wykładu. W przypadku funkcji okresowej najczęściej za długość przedziału całkowania przyjmuje się okres T.
4. Moc i energia elektryczna
Z każdym elementem, dla ustalenia uwagi dwójnikiem (rys.2.1), oprócz wielkości zaciskowych prądu i oraz napięcia u, związana jest także moc.
Definicja 2.8. Mocą, a ściślej mocą chwilową, związaną z elementem nazywamy iloczyn wielkości zaciskowych prądu i napięcia
p = p ( t ) = u i = u ( t ) i ( t ) |
(2.10) |
Jednostką mocy jest woltamper: 1 VA = 1V 1A. Przy standardowym strzałkowaniu prądu i napięcia, jeżeli:
p > 0 oznacza, że moc jest pobierana przez element z otoczenia,
p 0 oznacza, ze moc jest faktycznie oddawana przez element do otoczenia.
Korzystając z def. 2.6 wartości średniej w przedziale czasu można przedstawić wartość średnią mocy w przedziale t1, t2 , przy czym t2 > t1, jako:
Pśr = |
(2.11) |
Dla przebiegów okresowych istotną jest wartość średnia mocy za przedział równy okresowi przebiegu.
Definicja 2.9. Mocą czynną nazywamy wartość średnią mocy za okres T przebiegu okresowego:
Pcz = |
(2.12) |
W przedstawianiu zależności energetycznych oprócz mocy używa się również pojęcia energii.
Definicja 2.10. Energią pobraną przez element w przedziale czasu t1, t2 , przy czym t2 > t1, nazywany całkę z mocy chwilowej pobieranej przez element:
w ( t1, t2 ) = |
(2.13) |
Jednostką energii jest dżul: 1J = 1 VA 1 s = 1 VAs. Jeśli wartość całki (2.13) jest dodatnia, to element faktycznie pobrał energię z otoczenia w rozważanym przedziale czasu, a jeśli ujemna, to element faktycznie oddał energię do otoczenia. W wielu przypadkach interesuje nas energia pobrana w przedziale t1,t , gdzie t ≥ t1 jest chwilą bieżącą. Wówczas energia jest funkcją górnej granicy całkowania:
w ( t ) = w (t1, t ) = |
(2.14) |
i przez analogie mówimy o niej energia chwilowa. Zachodzi przy tym zależność:
p = |
(2.15) |
co oznacza, że moc chwilowa jest pochodna po czasie z energii chwilowej.
Przykład 2.1 Znając wielkości zaciskowe dwójnika pokazanego na rys.2.1 prąd i =
[mA] oraz napięcie u =
[V], określone w przedziale t (0, ), wyznaczyć moc chwilową p pobierana przez ten element dla t ≥ 0 oraz energie w (0, ) pobieraną w przedziale t (0, ).
Rozwiązanie. Zgodnie z wzorem (2.10) moc pobierana przez element ma postać:
p = ui =
[mVA], t ≥ 0
Ponieważ moc chwilowa p > 0 dla każdego t > 0, to w każdej chwili moc jest faktycznie pobieraną przez element.
Energia pobrana przez element w przedziale t (0, ) wynosi (2.13):
w (0, ) =
= 20 J
Rys. 2.8. Przebieg mocy chwilowej
Wykres mocy pobieranej przez element został przedstawiony na rys. 2.8. Energia w (0, ) jest interpretowana jako pole pod tym wykresem.
5. Prądowe i napięciowe prawa Kirchhoffa
W analizie układów elektrycznych podstawowe znaczenie maja dwa prawa Kirchhoffa sformułowane w 1845 r. i wynikające z warunków zachowania energii. Są to warunki, które musza być spełnione w każdym układzie skupionym, tj. układzie zbudowanym z elementów o stałych skupionych i dotyczą dowolnych połączeń tych elementów.
Prądowe prawo Kirchhoffa (PPK) nazywane czasem pierwszym prawem Kirchhoffa, dotyczy bilansu prądów w węźle i można go sformułować następująco: dla każdego węzła układu elektrycznego (rys.2.9a) algebraiczna suma prądów jest w każdej chwili równa zeru:
|
(2.16) |
W równaniu (2.16) prądom skierowanym jednakowo wobec węzła przypisuje się jeden znak, a pozostałym prądom znak przeciwny. Równanie to jest również słuszne w odniesieniu do dowolnego obszaru zamkniętego zawierającego elementy skupione (rys.2.9b).
Rys.2.9. Węzeł (a) i obszar zamknięty (b) z zaznaczeniem zwrotów występujących w nich prądów
Dla przykładu równania z PPK dla sytuacji przedstawionych na rys. 2.9 mają postać:
i1 + i2 + i3 -i4 = 0, i1 + i2 + i3 = 0 |
(2.17) |
Nie trudno zauważyć, że prądowe prawo Kirchhoffa można sformułować nieco inaczej: dla każdego węzła układu elektrycznego suma prądów dopływających do węzła jest równa sumie prądów odpływających od węzła. W tym zapisie zawarta jest zasada bilansu prądów.
Napięciowe prawo Kirchhoffa (NPK) nazywane czasem drugim prawem Kirchhoffa, dotyczące bilansu napięć w obwodzie zamkniętym jest formułowane następująco: w każdym obwodzie zamkniętym (rys.2.10) algebraiczna suma napięć na elementach skupionych tworzących ten obwód jest równa zeru:
|
(2.18) |
Dla jednoznacznego zapisu równania (2.18) w obwodzie zamkniętym przyjmuje się umowny kierunek obiegu i napięcia zgodne z nim maja znak plus ( "+" ), a przeciwne znak minus ( "-" ). Przykładowo, dla obwodu pokazanego narys.2.10a, drugie prawo Kirchhoffa przyjmie postać:
u1 + u2 + u3 - u4 = 0 |
(2.19) |
Rys.2.10. Obwód zamknięty jako fragment układu (a) oraz obwód zamknięty z wyróżnionymi elementami źródłowymi (b)
W obwodzie zamkniętym, w którym wyróżnimy napięcia źródłowe (siły elektromotoryczne SEM - e) i napięcia odbiornikowe (spadki napięć), jak na rys.2.10b, napięciowe prawo Kirchhoffa wyraża się: w obwodzie zamkniętym suma algebraiczna napięć źródłowych i napięć odbiornikowych jest równa zeru:
e1 - e3 - u1 + u2 + u3 - u4 = 0 |
(2.20) |
W tym ostatnim sformułowaniu zawarta jest zasada bilansu napięć.
Istotnym problemem opisu układu elektrycznego jest określenie liczby równań niezależnych, które można zapisać z PPK i NPK. Dla układu o liczbie gałęzi - g, liczbie węzłów - w i liczbie części układu (utworzonych przez galwaniczne połączenia elementów) - m, wynikają dwa stwierdzenia:
liczba równań niezależnych wynikających z prądowego prawa Kirchhoffa jest równa:
kp = w-m |
(2.21) |
liczba równań niezależnych wynikających z napięciowego prawa Kirchhoffa jest równa:
kn = g - w + m |
(2.22) |
Węzły lub obwody, dla których wybrano równania niezależne noszą nazwę węzłów lub obwodów niezależnych odpowiednio. Węzły, dla których pominięto zapisy z PPK noszą nazwę węzłów odniesienia. Natomiast za zbiór obwodów niezależnych dla układu płaskiego (tj. takiego, dla którego schemat na płaszczyźnie posiada punkty wspólne wyłącznie w węzłach) najwygodniej jest przyjąć zbiór wszystkich oczek układu.
Liczba równań niezależnych zapisach w oparciu o oba prawa jest równa liczbie gałęzi:
kp + kn = g |
(2.23) |
Przykład 2.2. Rozważmy układ przedstawiony na rys. 2.11. Dla tego układu zapiszmy wszystkie równania wynikające z PPK i równania dla oczek na podstawie NPK. Układ składa się: z g = 6 gałęzi, w = 4 węzłów i m = 1 części niezależnych.
Rys. 2.11. Układ z przykł. 2.2.
Spośród czterech równań prądowych Kirchhoffa (2.14) dla poszczególnych węzłów:
(A) i1 - i2 - i6 = 0
(B) i2 - i3 - i4 = 0
(C) i4 - i5 + i6 = 0
(D) - i1 + i3 + i5 = 0
tylko: w - m = 3 są niezależne. Wystarczy dodać do siebie pierwsze trzy równania, aby otrzymać równanie czwarte pomnożone przez -1. Jeśli odrzucimy równanie czwarte, to uznajemy węzeł D za węzeł odniesienia, a węzły A, B i C za węzły niezależne. Liczba równań niezależnych z PPK jest zatem, zgodna z (2.21) i wynosi : kp = 3.
Oczka zaznaczono na rys. 2.11 symbolami O1, O2 i O3 wraz z kierunkami obiegu. Napięciowe równania Kirchhoffa (2.20) przyjmują dla nich postać:
(O1) e1 - u1 - u2 - u3 = 0
(O2) u3 - u4 - u5 = 0
(O3) u2 + u4 - u6 = 0
i tworzą niezależny układ równań. Liczba wszystkich otrzymanych równań jest wówczas zgodna z (2.23) i wynosi sześć, tyle co liczba gałęzi. Jednak występują w nich niewiadome prądy ik i niewiadome napięcia uk (k 1,2, ... 6), co stanowi liczbę dwukrotnie większą od liczby gałęzi. Do pełnego rozwiązania konieczne są związki pomiędzy prądami ik oraz napięciami uk (tzw. równania gałęziowe), o których będzie mowa poniżej.
6. Elementy układów elektrycznych
Układy elektryczne zbudowane są z fizycznych części składowych, takich jak rzeczywiste źródła energii, oporniki, kondensatory, cewki indukcyjne, elementy półprzewodnikowe (diody, tranzystory), wzmacniacze operacyjne i inne. Na podstawie cech dominujących tych fizycznych elementów tworzymy elementy idealne, będące modelami o stałych skupionych, realizującymi ich zasadnicze cechy.
Modele mają często ograniczony zakres zastosowań. To, co wystarcza do opisu dla małych i średnich częstotliwości może nie w pełni opisywać zachowanie elementów rzeczywistych dla wysokich częstotliwości. Korzystając z połączeń elementów idealnych możemy uwzględniać dodatkowo efekty pasożytnicze występujące w rzeczywistych elementach.
Rozważania nasze ograniczymy do elementów, których parametry spełniają warunek stałości w czasie. Tworzą one grupę elementów stacjonarnych.
Spośród elementów o różnej liczbie zacisków będziemy się zajmowali: elementami dwuzaciskowymi - dwójnikami (do opisu wystarcza jedno równanie dla wielkości zaciskowych) i elementami czterozaciskowymi - ograniczając się do czwórników (wymagającymi do opisu dwóch równań dla wielkości zaciskowych). Elementy te mogą dostarczać energie do otoczeni lub ją z otoczenia pobierać.
Definicja 2.11. Element nazywamy pasywnym, jeśli dla każdej pary chwil t0 i t t0, + oraz dla każdego dopuszczalnego stanu zaciskowego (przyjętego zgodnie z rys.2.1) energia wydzielona w nim jest nieujemna.
Definicja ta ma prosta interpretację fizyczną. Element pasywny może pobierać energie z otoczenia, gromadzić ją, może także oddawać do otoczenia, ale zawsze całkowita energia dostarczana do elementu musi być nieujemna (nie może oddać do otoczenia większej energii niż zgromadził wcześniej).
Definicja 2.12. Element jest aktywny, jeśli istnieją takie chwile t0 i t t0, + oraz taki dopuszczalny stan zaciskowy, że energia wydzielona w nim jest ujemna.
Oznacza to, że element aktywny jest zdolny do tego, aby oddać do otoczenia większą energię, niż poprzednio pobrał z otoczenia.
6.1. Elementy dwuzaciskowe pasywne i aktywne
Do elementów dwuzaciskowych pasywnych zaliczamy: opór, indukcyjność oraz pojemność, natomiast do aktywnych: niezależne źródło napięciowe i niezależne źródło prądowe. Na początku omówimy elementy pasywne
A. Opór
Definicja 2.13. Oporem skupionym stacjonarnym - w skrócie oporem, nazywamy element dwuzaciskowy (rys.2.12a) o równaniu między wielkościami zaciskowymi:
u = fR ( i ) i = R ( u ) |
(2.24) |
przy czym spełnione są następujące założenia:
1) fR oraz R są funkcjami ciągłymi w przedziale (-, +
2) w każdym punkcie zachodzi u i ≥ 0
3) u i = 0 u = 0 i = 0
Opór jest elementem, który modeluje zjawisko zamiany energii elektrycznej na inny rodzaj energii, najczęściej na energię cieplną.
Rys.2.12. Symbol graficzny oporu i charakterystyki
Wykresy funkcji (2.24) na płaszczyźnie (u, i ) nazywamy charakterystyką oporu (rys.2.12b) Z przyjętych założeń wynika, że charakterystyka oporu jest funkcja ciągłą, leżącą w pierwszej i trzeciej ćwiartce płaszczyzny i przechodzącą przez początek układu współrzędnych.
Opory dzielimy na:
1) nieuzależnione - istnieje zarówno funkcja fR jak i R oraz R = fR-1 (np. rys.2.12b)
2) uzależnione prądowo - istnieje u = fR ( i ), nie istnieje druga funkcja opisująca R (rys.2.13a)
3) uzaleznione napięciowo - istnieje i = R ( u ), nie istnieje druga funkcja opisująca fR (rys.2.13b).
Rys.2.13. Przykłady charakterystyk oporów uzależnionych prądowo i uzależnionych napięciowo
pR = u i = u R ( u ) = i fR ( i ) = ≥ 0 |
(2.25) |
Moc chwilowa wydzielana w oporze wynosi:
i jest zawsze nie ujemna. Opór jest zatem elementem pasywnym.
Energia chwilowa
wR = wR ( t ) = |
(2.26) |
jest nieujemną i niemalejącą funkcja t. Opór jest zatem elementem stratnym Występowanie oporu w układzie jest równoważne ze stratami energii elektrycznej.
W ogólnym przypadku charakterystyki oporu nachylenie krzywej nie jest stałe i zależy od wartości zmiennej (punktu pracy). Prowadzi to wprowadzenia dwóch parametrów. Określa się opór statyczny:
Rst = |
(2.27) |
|
Rd = |
(2.28) |
jest interpretowany jako współczynnik nachylenia siecznej do krzywej (tg ) w punkcie pracy. Parametr ten ma zastosowanie w analizie stałoprądowej układów i przyjmuje zawsze wartości dodatnie. Drugim parametrem jest opór dynamiczny:
rozumiany jako współczynnik nachylenia stycznej do krzywej (tg ) w punkcie pracy. Ma on zastosowanie w małosygnałowej analizie układów prądu zmiennego. Może przyjmować wartości zarówno dodatnie (funkcja rosnąca) jak i ujemne (funkcja malejąca). Interpretacje graficzne pokazano na rys. 2. 14.
Rys.2.14. Interpretacja oporu statycznego i dynamicznego
Wszystko co dotyczy elementów opisywanych nieliniowymi funkcjami fR oraz R jest określane mianem oporu nieliniowego. W przypadku liniowych funkcji opisujących fR oraz R mamy doczynienia z oporem liniowym.
Definicja 2. 14. Oporem skupionym stacjonarnym liniowym, krótko oporem liniowym, nazywamy element dwuzaciskowy opisany równaniem pierwszego stopnia miedzy wielkościami zaciskowymi (rys.2.15a):
u = R i lub i = 1/R u = G u |
(2.29) |
Opór liczbowo wyraża się jako stosunek napięcia do prądu i nie zależy od punktu pracy:
R = u / i tg ≥ 0 |
(2.30) |
Jednostką oporu jest om ( ): 1 = 1V / 1A. Przewodność G, która jest odwrotnością oporu wyraża się:
G =1/R = i / u tg ( 90 - ) ≥ 0; |
(2.31) |
Jednostką przewodności jest simens ( S ): 1 S = 1 -1 = 1A / 1V.
Charakterystyka oporu liniowego jest linią prostą o nachyleniu odpowiadającym tg , przechodząca przez początek układu współrzędnych ( u, i ) i leżąca w pierwszej i trzeciej ćwiartce (rys.2.15.b).
Rys. 2.15. Symbol oporu liniowego i jego charakterystyka
Moc chwilowa wydzielona w oporze wyraża się prosta zależnością:
pR = u i = R i2 = G u2 ≥ 0 |
(2.32) |
jest nieujemna, zatem i energia chwilowa będzie także nieujemną i niemalejącą funkcją czasu.
W przypadkach granicznych w oporze liniowym:
dla R = 0, przy dowolnym wartości prądu i , napięcie u = 0 - jest to model idealnego zwarcia
dla G = 0, przy dowolnym wartości napięcia u, prąd i = 0 - jest to model idealnego rozwarcia.
B. Indukcyjność
Definicja 2.15. Indukcyjnością skupioną stacjonarną - w skrócie indukcyjnością, nazywamy element dwuzaciskowy (rys. 2.16a) opisywany równaniem między strumieniem magnetycznym skojarzonym i prądem::
= fL ( i ) |
(2.33) |
oraz
u = |
(2.34) |
przy czym zachodzą następujące warunki:
1) fL jest funkcją ciągłą i rosnącą w przedziale (-, + , mającą w tym przedziale prawie wszędzie ciągłą pochodną
2) zachodzi równość fL ( 0 ) = 0.
Indukcyjność opisuje zdolność układu do gromadzenia energii pola magnetycznego.
Rys.2.16. Schemat graficzny i charakterystyka indukcyjności
Wykres funkcji (2.30) na płaszczyźnie ( , i ) nazywamy charakterystyką indukcyjności. Z przyjętych założeń wynika, ze charakterystyka indukcyjności jest krzywą gładką, rosnącą, przechodzącą przez początek układu współrzędnych oraz leżącą w pierwszej i trzeciej ćwiartce (rys.2.16b). Wynika stąd wprost, że istnieje zawsze funkcja odwrotna L = fL-1, taka że:
i = L ( ) |
(2.35) |
Moc chwilowa pobierana przez indukcyjność wyraża się wzorem:
pL = u i = i |
(2.36) |
Jeżeli: i > 0 ( > 0) oraz
> 0 (strumień rośnie) lub i < 0 ( < 0) oraz
< 0 (strumień maleje), to moc pobierana przez indukcyjność jest dodatnia (p > 0 ) - punkt na charakterystyce oddala się od początku układu współrzędnych. Jeżeli i > 0 ( > 0) oraz
< 0 (strumień maleje) lub i < 0 ( < 0) oraz
> 0 (strumień rośnie), to moc pobierana przez indukcyjność jest ujemna (p < 0 ) - punkt na charakterystyce zbliża się do początku układu współrzędnych (rys.2.17).
Rys.2.17. Wpływ zmian prądu i strumienia na wartość mocy pobieranej
Oznacza to, że indukcyjność może zarówno pobierać energię z otoczenia (p > 0 ), jak i ja oddawać do otoczenia (p < 0). Za stan spoczynku uważa się punkt: i = 0 oraz = 0, aby punkt mógł się zbliżać do początku układu współrzędnych to wcześniej musi się od niego oddalić.
Wniosek: indukcyjność może oddawać do otoczenia tylko tą energię, którą wcześniej z otoczenia pobrała. Jest więc, elementem zdolnym do gromadzenia energii.
Energia chwilowa jest równa zawsze przyrostowi energii magazynowanej w indukcyjności:
w (t0, t1) = wL = |
(2.37) |
a całkowita energia gromadzona w polu magnetycznym wynosi:
wL = |
(2.38) |
Wzór (2.38) wyraża całkowitą energię gromadzoną w polu magnetycznym w chwili bieżącej t, w której punkt pracy przemieścił się na charakterystyce z punktu (0,0) do punktu A. Energia ta może być w całości oddana do otoczenia. Oznacza to, że indukcyjność jest elementem bezstratnym. Wartość energii wL jest miarą pola ograniczonego charakterystyką, osią oraz odcinkiem A = const i zawsze wL ≥ 0 (rys. 2. 18).
Rys. 2.18. Interpretacja geometryczna energii gromadzonej w indukcyjności
Parametry indukcyjność statyczna Lst i indukcyjność dynamiczna Ld przyjmują postać:
Lst = |
(2.39) |
Ld = |
(2.40) |
Wszystkie wnioski dotyczące opisu tego elementu przez nieliniowe funkcje fL są związane z indukcyjnością nieliniową. W przypadku opisu liniową funkcją fL mamy doczynienia z przypadkiem indukcyjności liniowej.
Definicja 2.16. Indukcyjnością skupioną stacjonarną liniową, krótko indukcyjnością liniową, nazywamy element dwuzaciskowy opisany równaniem pierwszego stopnia miedzy strumieniem skojarzonym a prądem (rys.2.19a):
= L i |
(2.41) |
oraz
u = |
(2.42) |
Współczynnik proporcjonalności z równania (2.41) nosi nazwę indukcyjności i wynosi:
L = |
(2.43) |
Indukcyjność wyrażamy w henrach ( H ): 1H = 1Wb / 1A ( weber/amper). Z zależności (2.42) wynika, że napięcie na indukcyjności liniowej jest proporcjonalne do pochodnej prądu po czasie. Relacja odwrotna mówi, że prąd jest proporcjonalny do całki z napięcia:
i = |
(2.44) |
Charakterystyka indukcyjności liniowej jest linią prostą o nachyleniu odpowiadającym tg , przechodząca przez początek układu współrzędnych ( , i) i leżąca w pierwszej i trzeciej ćwiartce (rys.2.19.b).
Rys. 2.19. Symbol indukcyjności liniowej i jej charakterystyka
Moc chwilowa pobrana przez indukcyjność liniową wyraża się prostą zależnością:
pL = u i = L i |
(2.45) |
a energia chwilowa:
wL = |
(2.46) |
jest nieujemna i stanowi niemalejącą funkcję czasu.
C. Pojemność
Definicja 2.17. Pojemnością skupioną stacjonarną - w skrócie pojemnością, nazywamy element dwuzaciskowy (rys. 2.20a) opisywany równaniem między ładunkiem elektrycznym a napięciem:
q = fC ( u ) |
(2.47) |
oraz
i = |
(2.48) |
przy czym zachodzą następujące warunki:
1) fC jest funkcją ciągłą i rosnącą w przedziale (-, + , mającą w tym przedziale prawie wszędzie ciągłą pochodną
2) zachodzi równość fC ( 0 ) = 0 .
Pojemność opisuje zdolność układu do gromadzenie energii pola elektrycznego.
Rys.2.20. Schemat graficzny i charakterystyka pojemności
Wykres funkcji (2.47) na płaszczyźnie (q, u) nazywamy charakterystyką pojemności. Z przyjętych założeń wynika, ze charakterystyka pojemności jest krzywą gładką, rosnącą, przechodzącą przez początek układu współrzędnych oraz leżącą w pierwszej i trzeciej ćwiartce (rys.2.20b). Wynika stąd wprost, że istnieje zawsze funkcja odwrotna C = fC-1, taka że:
u = C (q) |
(2.49) |
Moc chwilowa pobierana przez pojemność wyraża się wzorem:
pC = u i = u |
(2.50) |
Podobnie jak dla indukcyjności również w przypadku pojemności istnieją stany pracy, przy których pobierana moc jest dodatnia (ruch punktu pracy na charakterystyce od początku układu współrzędnych na zewnątrz - rys.2.21 a) i jest ujemna ( ruch punktu pracy w kierunku początku układu - rys. 2 21b). Pojemność może zatem pobierać moc z otoczenia jak i oddawać ją z powrotem do otoczenia, przy czym oddawać może tylko tą moc, która poprzednio pobrała.
Rys.2.21. Kierunki zmian punktu pracy w przypadkach mocy pobranej i mocy oddawanej
Całkowita energia gromadzona (magazynowana) w polu elektrycznym pojemności wynosi:
wC = |
(2.51) |
Wzór (2.51) wyraża całkowitą energię gromadzoną w polu elektrycznym w chwili bieżącej t, w której punkt pracy przemieścił się na charakterystyce z punktu (0,0) do punktu A. Energia ta może być w całości oddana do otoczenia. Oznacza to, że pojemność jest elementem bezstratnym. Wartość energii wC jest miarą pola ograniczonego charakterystyką, osią q oraz odcinkiem qA = const i zawsze wc ≥ 0 (rys. 2. 22).
Rys. 2.22. Interpretacja geometryczna energii gromadzonej w pojemności
Parametry statyczny Cst i dynamiczny Cd pojemności przyjmują postać:
Cst = |
(2.52) |
Cd = |
(2.53) |
Wszystkie powyższe wnioski dotyczące opisu elementu przez nieliniowe funkcje fc są związane z pojemnością nieliniową. W przypadku opisu liniową funkcją fC zachodzi przypadek pojemności liniowej.
Definicja 2.18. Pojemnością skupioną stacjonarną liniową, krótko pojemnością liniową, nazywamy element dwuzaciskowy opisany równaniem pierwszego stopnia miedzy ładunkiem elektrycznym a napięciem (rys.2.23a):
q = C u |
(2.54) |
oraz
i = |
(2.55) |
Współczynnik proporcjonalności z równania (2.54) nosi nazwę pojemności i wynosi:
C = |
(2.56) |
Pojemność wyrażamy w faradach ( F ): 1F = 1C / 1V ( kulomb/wolt). Z zależności (2.55) wynika, że prąd na pojemności liniowej jest proporcjonalny do pochodnej napięcia po czasie. Relacja odwrotna mówi, że napięcie jest proporcjonalne do całki z prądu:
u = |
(2.57) |
Charakterystyka pojemności liniowej jest linią prostą o nachyleniu odpowiadającym tg , przechodząca przez początek układu współrzędnych (q, i) i leżąca w pierwszej i trzeciej ćwiartce (rys.2.23b).
Rys. 2.23. Symbol pojemności liniowej i jej charakterystyka
Moc chwilowa pobrana przez pojemność liniową wyraża się prosta zależnością:
pC = u i = C u |
(2.58) |
a energia chwilowa wynosi:
wC = |
(2.59) |
i przyjmuje wartości nieujemne oraz jest niemalejącą funkcją czasu.
Wśród elementów dwuzaciskowych aktywnych wyróżnia się niezależne źródła energii.
D. Idealne źródła niezależne
Definicja 2.19. Idealnym źródłem napięciowym nazywamy element dwuzaciskowy skupiony (rys.2.24), którego napięcie u na zaciskach jest niezależne od prądu i płynącego przez ten element, przy czym:
dla każdej wartości iu e, |
(2.60) |
gdzie: e = e ( t ) jest siłą elektromotoryczną - SEM źródła, wyrażaną w woltach.
Charakterystyka źródła napięciowego przedstawiona została na rys. 2.24b.
Rys. 2.24. Symbol idealnego źródła napięciowego i jego charakterystyka
Definicja 2.20. Idealnym źródłem prądowym nazywamy element dwuzaciskowy skupiony (rys.2.25a), którego prąd i płynący przez element jest niezależny od napięcia u występującego na zaciskach, przy czym :
dla każdej wartości u i j, |
(2.61) |
gdzie: j = j ( t ) jest wydajnością prądową źródła, wyrażaną w amperach.
Charakterystyka idealnego źródła prądowego przedstawiona została na rys. 2.25b.
Rys. 2.25. Symbol idealnego źródła napięciowego i jego charakterystyka
W przypadku obu źródeł napięcie u oraz prąd i są strzałkowane zgodnie, a więc odwrotnie niż na elementach pasywnych. Jest to wygodne, ponieważ moce wydzielane na źródłach napięciowym i prądowym odpowiednio są równe:
pe = e i > 0, pj = u j > 0 |
(2.62) |
oznaczają moce oddawane przez źródło do układu.
E. Rzeczywiste źródła niezależne
Modele idealnych źródeł niezależnych są dość odległe od rzeczywistości. Zarówno SEM e jest zależna od prądu i w obciążeniu, jak również wydajność prądowa j jest zależna od napięcia u na obciążeniu. Występujące w nich straty energii należy zamodelować dołączonymi oporami wewnętrznymi.
Definicja 2.21. Rzeczywistym źródłem napięciowym nazywamy element dwuzaciskowy, który jest połączeniem szeregowym napięciowego źródła idealnego e z oporem wewnętrznym Rw (rys.2.26a), którego charakterystyka prądowo-napięciowa (rys.2.26b) ma postać:
u = e - Rw i |
(2.63) |
Rys.2.26. Model rzeczywistego źródła napięciowego i jego charakterystyka
Definicja 2.22. Rzeczywistym źródłem prądowym nazywamy element dwuzaciskowy, który jest połączeniem równoległym prądowego źródła idealnego j z przewodnością wewnętrzną Gw(rys.2.27a), którego charakterystyka prądowo-napięciowa (rys.2.27b) ma postać:
i = j - Gw u |
(2.64) |
Rys.2.27. Model rzeczywistego źródła napięciowego i jego charakterystyka
Obie charakterystyki źródeł rzeczywistych wykreśla się jako postać odcinkową prostej (wyznacza się punkty przecięcia z osiami).
6.2. Elementy czterozaciskowe
Obwodowe elementy dwuzaciskowe, wyłącznie nie wystarczają często do utworzenia modelu pewnych elementów rzeczywistych, takich jak transformator, tranzystor czy inne. Reprezentują one bowiem części układów o czterech lub czasem większej liczbie zacisków. Wśród elementów, które posiadają większą niż dwa liczbę zacisków zasadnicza grupę stanowią elementy o czterech zaciskach (rys.2.1b), zwane czwórnikami. Ich zasadniczą cecha jest to, że relację miedzy czterema wielkościami zaciskowymi stanowią dwa równania Z tego też powodu noszą nazwę "elementów dwuwymiarowych".
Najczęściej występującymi elementami w fizycznych układach są: źródła sterowane, cewki sprzężone magnetycznie oraz transformatory. Poniżej przedstawimy ich modele obwodowe.
A. Źródła sterowane
Definicja 2.23. Źródłem sterowanym nazywamy element czterozaciskowy (dokładniej o dwóch parach zacisków), którego siła elektromotoryczna e lub wydajność prądowa j zależy od sygnału sterującego tj. napięcia lub prądu występującego na inne parze zacisków w układzie.
Wielkość wejściowa na zaciskach (1,1'), umownie zwanych wejściowymi, jest wielkością sterującą, a wielkość wyjściowa na zaciskach (2,2'), zwanych zaciskami wyjściowymi, jest wielkością sterowaną źródła. Rozróżniamy cztery typy źródeł sterowanych:
źródło prądowe sterowane prądem (źródło PSP - rys.2.28a) - jest źródłem prądowym, którego wydajność prądowa jest proporcjonalna do prądu na wejściowej parze zacisków:
j = i2 = i1 |
(2.65) |
źródło napięciowe sterowane prądem (źródło NSP - rys.2.28b) - jest źródłem napięciowym, którego siła elektromotoryczna jest proporcjonalna do prądu na wejściowej parze zacisków:
e = u2 = rm i1 |
(2.66) |
źródło prądowe sterowane napięciem (źródło PSN - rys.2.28c) - jest źródłem prądowym, którego wydajność prądowa jest proporcjonalna do napięcia na wejściowej parze zacisków:
j = i2 = gm u1 |
(2.67) |
źródło napięciowe sterowane napięciem (źródło NSN - rys.2.28d) - jest źródłem napięciowym, którego siła elektromotoryczna jest proporcjonalna do napięcia na wejściowej parze zacisków:
e = u2 = i1 |
(2.68) |
Rys.2.28. Źródła sterowane
Poszczególne stałe rzeczywiste możemy interpretować jako:
- współczynnik wzmocnienia prądowego, wyrażany w amperach na amper ( 1 A / A )
rm - opór wzajemny, wyrażany w omach
gm - przewodność wzajemna
- współczynnik wzmocnienia napięciowego, wyrażany w wotach na wolt (1 V/V).
Dla odróżnienia od źródeł niezależnych źródła sterowane będziemy oznaczać na schematach symbolami graficznymi wprowadzonymi na rys.2.28. Znaczenie źródeł sterowanych wynika z faktu, ze występują one w modelach obwodowych tranzystorów bipolarnych i unipolarnych oraz wzmacniaczy operacyjnych w postaci scalonej.
B. Indukcyjności sprzężone
Definicja 2.24. Indukcyjności, z których każda podlega wpływom pola magnetycznego wywołanego przez inną indukcyjność tworzą układ indukcyjności sprzężonych.
W takim przypadku model zjawisk magnetycznych jest elementem o co najmniej dwóch parach zacisków. Rozważania nad nim ograniczymy do przypadku liniowego i stacjonarnego oraz tylko dla dwóch indukcyjności (rys.2.29). Efekt oddziaływania magnetycznego miedzy cewkami daje się opisać przez indukcyjność wzajemną M mierzoną w henrach, która może przyjmować zarówno wartości dodatnie jak i ujemne (wpływać na zwiększenie lub zmniejszenie strumienia własnego cewek).
Rys.2.29. Model dwóch cewek sprzężonych
Modelem obwodowym indukcyjności sprzężonych jest element pokazany na rys.2.29 o równaniach:
1 = L1 i1 + M i2 u1 = |
|
oraz |
(2.69) |
2 = L2 i2 + M i1 u2 = |
|
przy czym indukcyjności własne L1 i L2 są dodatnie, a indukcyjność wzajemna M jest rzeczywista i przyjmuje wartość ograniczoną przez warunek:
M2 L1 L2. |
(2.70) |
Wzajemne oddziaływanie na siebie cewek określa się przez współczynnik sprzężenia:
k = |
(2.71) |
W przypadku braku sprzężenia M = 0, współczynnik k = 0, a dla M2 = L1 L2 , gdy k = 1 mamy doczynienia ze sprzężeniem idealnym (całkowitym). Oznacza to, że cały strumień 1 wytworzony w L1 przenika przez L2 i cały strumień 1 przenika przez L2.
Równania na napięcia z (2.69) przyjmują postać:
u1 = L1 |
|
|
(2.72) |
u2 = L2 |
|
Dla układu dwóch indukcyjności sprzężonych łatwo jest podać schemat zastępczy bez sprzężenia z trzema indukcyjnościami jak na rys. 2.30.
Rys.2.30. Schemat zastępczy dla indukcyjności sprzężonych
Energia zgromadzona w indukcyjności wzajemnej M może przyjmować wartości dodatnie jak i ujemne:
wM ( t ) = M i1 i2 |
(2.73) |
Natomiast całkowita energia wydzielona w układzie indukcyjności sprzężonych jest zawsze nie ujemna i wynosi:
w ( t ) = |
(2.74) |
C. Transformator idealny
Definicja 2.25. Transformatorem idealnym nazywamy element czterozaciskowy (rys.2.31) spełniający następujące równania:
u1 = p u2 oraz i1 = - |
(2.75) |
gdzie: p jest przekładnią transformatora idealnego, przyjmującą wartości rzeczywiste różne od zera.
Rys.2.31. Transformator idealny
Transformator idealny można uważać za element graniczny, który otrzymuje się z indukcyjności sprzężonych o równaniach (2.69), przy sprzężeniu całkowitym (k = 1) w wyniku przejścia granicznego określonego warunkami:
L1 → , L2 → , M → , przy czym p = |
(2.76) |
Mimo tego, że jest elementem granicznym dla indukcyjności sprzężonych nie jest zdolny do gromadzenia energii i jednocześnie jest elementem pasywnym.
Przekładnia zwojowa indukcyjności sprzężonych, określona stosunkiem liczby zwoi odpowiednio z1 i z2 jest równa:
pz = |
(2.77) |
6.3. Łączenie elementów
Wyróżniamy dwa podstawowe sposoby łączenia dwuzaciskowych elementów skupionych: połączenie szeregowe i połączenie równolegle. W rozbudowanych strukturach mogą wystąpić połączenia mieszane; szeregowo-równoległe lub równoległo-szeregowe, jako złożenia połączeń podstawowych oraz połączenia w strukturze trójkątnej. Te ostatnie sprowadza się do połączeń mieszanych przez zastosowanie znanego z literatury przekształcenia "trójkąt - gwiazda".
Warunki charakteryzujące połączenia podstawowe wynikają wprost z praw Kirchhoffa.
Definicja 2. 26. Połączeniem szeregowym elementów (rys.2.32a) nazywamy takie połączenie, przy którym prąd ik płynący przez wszystkie połączone elementy jest taki sam i = ik, a napięcie u na całym połączeniu jest sumą napięć uk na poszczególnych elementach:
u = |
(2.78) |
Rys. 2.32. Połączenie elementów: a) szeregowe; b) równoległe
Jeżeli połączonymi elementami jest n oporów liniowych lub indukcyjności liniowych to element zastępczy ma wartość równą sumie wartości elementów składowych:
R = |
(2.79) |
dla k = 1,2,...,n.
W połączeniu tym wartość parametru dla elementu zastępczego jest zawsze większa od największej z wartości parametrów elementów składowych.
Podobnie jest dla połączenia n idealnych źródeł napięciowych:
e = |
(2.80) |
W przypadku połączenia n nieliniowych oporów (nieuzależnionych i uzależnionych prądowo) lub nieliniowych indukcyjności charakterystyka łączna jest sumą charakterystyk poszczególnych elementów:
u = fR (i) = |
(2.81) |
Definicja 2.27. Połączeniem równoległym elementów (rys.2.32b) nazywamy takie połączenie, przy którym napięcie uk na wszystkich połączonych elementach jest takie samo u = uk, a prąd i jest sumą prądów ik w na poszczególnych elementach:
i = |
(2.82) |
Jeżeli połączonymi elementami jest n przewodności liniowych lub pojemności liniowych to element zastępczy ma wartość równą sumie wartości elementów składowych:
G = |
(2.83) |
dla k = 1,2,...,n.
W połączeniu tym wartość parametru dla elementu zastępczego jest zawsze większa od największej z wartości parametrów elementów składowych.
Podobnie jest dla połączenia n idealnych źródeł prądowych:
j = |
(2.84) |
Z wzoru (2.83) wynika, że dla połączenia równoległego oporów liniowych odwrotność oporu zastępczego jest sumą odwrotności oporów składowych:
|
(2.85) |
Prowadzi to wniosku, że wartość oporu zastępczego jest zawsze mniejsza od najmniejszej z wartości oporów składowych.
W przypadku połączenia n nieliniowych przewodności lub nieliniowych pojemności charakterystyka łączna jest sumą charakterystyk poszczególnych elementów:
i = R (u) = |
(2.86) |
Podsumowanie
W wykładzie przedstawiono podstawowe pojęcia opisu układów elektrycznych jak prawa Kirchhoffa, mówiące o bilansie prądów w punkcie rozgałęzienia i bilansie napięć w obwodach zamkniętych oraz równania zaciskowe. Zdefiniowano sygnały elektryczne oraz moc i energię. Wprowadzono pojęcie elementu obwodowego skupionego i stacjonarnego. Elementy zarówno liniowe jak i nieliniowe są modelami zjawisk zachodzących w układach elektrycznych . Poszczególne elementy modelują zjawiska zamiany energii elektrycznej na inny rodzaj energii (straty energii), gromadzenia energii pola elektrycznego i gromadzenia energii pola magnetycznego jak i właściwości wzmacniania sygnałów w elementach półprzewodnikowych.
Elementy podzielone zostały według liczby zacisków na dwuzaciskowe (dwójniki) i czterozaciskowe (czwórniki). Dwójniki stanowią elementy jednowymiarowe (jedno równanie między wielkościami zaciskowymi). Czwórniki stanowią elementy dwuwymiarowe (układ dwóch równań miedzy czwórką wielkości zaciskowych). Przedstawiono sposoby łączenia elementów i w ten sposób możliwość uzyskiwania takich postaci modeli, które są bliższe elementom rzeczywistym układów. Daje to również możliwość wyznaczenia elementów zastępczych dla ich połączeń.
Przykładowe pytania i problemy do rozwiązania
Co to jest obwód elektryczny? Jak dzielimy elementy obwodu elektrycznego?
Podaj zasadę tworzenia grafu układu elektrycznego.
Wyznacz wartość skuteczną napięcia sinusoidalnie zmiennego u (t) = U m cos (t + ) za okres T=
.
Podaj sformułowanie obu praw Kirchhoffa i dla wybranego przez siebie układu zapisz niezależne równania prądowe i napięciowe.
Układ zawiera 5 węzłów połączonych każdy z każdym tylko jedną gałęzią. Ile niezależnych równań wynikających z PPK i niezależnych równań wynikających z NPK można zapisać dla tego układu?
Początek formularza
Dół formularza
Podaj definicje oporu liniowego i nieliniowego. Wskaż cechy wspólne i różnice. Omów to samo dla pojemności lub indukcyjności.
Wykaż równoważność układów z rys. 2.30.
Jaka jest różnica miedzy źródłem niezależnym a źródłem sterowanym?
Oblicz opór zastępczy RAB widziany z zacisków A i B dwójników jak na rys.2.33 a i b
Odp.:
RAB = 10 k
b) RAB = R
Uzasadnij, że transformator idealny jest elementem pasywnym.
III. |
Analiza układów prądu stałego |
|
|
||
|
||
|
|
1.1. Równoważność układów |
|
|
1.2. Metody przekształceń |
|
|
1.3. Analiza metodą superpozycji |
|
|
1.4. Metody źródeł zastępczych |
|
|
1.5. Metody sieciowe analizy |
|
||
|
|
2.1. Metody analityczne analizy |
|
|
2.2. Metody graficzne analizy |
|
||
|
Streszczenie
Analiza układów są to metody obliczania prądów i napięć występujących w układzie oraz badanie jego właściwości. Metody analizy stosowane w teorii obwodów nie mają charakteru uniwersalnego, a ich dobór w sposób istotny zależy od klasy układów i typu występującego sygnału oraz rozważanego zagadnienia. Jeśli dotyczy ono badania pojedynczego prądu lub napięcia w wyróżnionym elemencie układu, to mówimy o ujęciu zaciskowym i metodach zaciskowych. Jeśli natomiast dotyczy rozpływu prądów lub rozkładu napięć w układzie, to mówimy o ujęciu sieciowym i metodach sieciowych. Typ sygnałów determinuje ponadto formalizm matematyczny analizy.
Zajmować się będziemy układami o stałych skupionych, liniowymi i stacjonarnymi (układami SLS) i w stosunku do nich rozważymy obie metody. Ujęcie zaciskowe wykorzystuje takie klasyczne narzędzia jak metodę zamiany źródeł, metodę superpozycji lub metody źródeł zastępczych. Ujęcie sieciowe opiera się bezpośrednio na zapisie praw Kirchhoffa i równaniach elementowych.
W analizie układów nieliniowych (układów SNS) nie mają zastosowania narzędzia i sposoby wymienione wyżej. Tylko w nielicznych przypadkach, gdy charakterystyki elementów nieliniowych opisują się prostymi funkcjami maja zastosowanie metody analityczne. Częściej konieczne staje się użycie metod graficznych bądź też numerycznych i umożliwiają uzyskanie jedynie przybliżonych rozwiązań.
Przedmiotem rozważań w tym rozdziale będą metody analizy skupionych i stacjonarnych układów prądu stałego tzn. takich, w których wszystkie pobudzenia oraz wszystkie prądy i napięcia są stale w czasie w przedziale t (- ,+ ).
1. Analiza układów liniowych
Definicja 3.1. Liniowymi układami prądu stałego nazywamy układy zbudowane z idealnych niezależnych źródeł napięciowych i prądowych, których siły elektromotoryczne i wydajności prądowe są stałe w czasie oraz liniowych elementów oporowych, do których należą: opory liniowe i źródła sterowane.
Układy te są opisane wyłącznie liniowymi równaniami algebraicznymi, w których niewiadome są stałymi funkcjami czasu (liczbami). Elementy takie jak indukcyjności (indukcyjności sprzężone) i pojemności pełnią w układach prądu stałego rolę trywialną: zwarcia lub rozwarcia odpowiednio, co wynika z faktu, że napięcia stałe na indukcyjnościach i prądy stałe w pojemnościach są równe zeru.
Dyskusję metod analizy układów liniowych prądu stałego rozpoczniemy od przedstawienia w kolejnym punkcie kilku charakterystycznych rozwiązań, które ułatwiają ogólna analizę układów.
1.1. Równoważność układów
Pojęcie elementu zastępczego lub elementu równoważnego pojawiło się po raz pierwszy w rozważaniach dotyczących łączenia elementów (wykł. II 6.3).
Definicja 3.2. Mówimy, że elementy są równoważne, jeśli maja ten sam opis zaciskowy.
Oznacza to, ze związki miedzy prądem i oraz napięciem u elementów równoważnych są identyczne. W analizie stałoprądowej pojecie to odnosi się do oporów, chociaż w analogicznym sensie można mówić o innych elementach równoważnych jak np. źródłach zastępczych, indukcyjnościach czy pojemnościach
Definicja 3.3. Oporem zastępczym rezystancyjnego dwójnika bezźródłowego D jak na rys. 3.1a (bez źródeł niezależnych) nazywa się stosunek napięcia do prądu na jego zaciskach:
RAB = |
(3.1) |
O wyznaczaniu oporu zastępczego dla połączenia samych oporów mówiliśmy w wykł. II 6.3 i w problemie II.10. Definicja jest jednak ogólniejsza bowiem obejmuje również dwójniki zawierające źródła sterowane. Opór RAB nie zależy oczywiście od wielkości zaciskowych, tylko jest równy ich stosunkowi. Równanie dwójnika zapiszemy w postaci:
U = RAB I |
(3.2) |
Rezystancyjny dwójnik bezźródłowy możemy zastąpić równoważnym jednoelementowym dwójnikiem o oporze RAB (rys.3.1b).
Rys. 3.1. Bezźródłowy dwójnik rezystancyjny i jego opór zastępczy
Przykład 3.1. Wyznaczyć opór zastępczy dwójnika rezystancyjnego pokazanego na rys. 3.2, zawierającego źródło sterowane.
Rys.3.2. Dwójnik rezystancyjny ze źródłem sterowanym
W tym przypadku opór zastępczy wyznaczymy z wzoru (3.1). przyjmując oznaczenia jak na rysunku można zapisać następujące równania dwójnika:
U = R2 I2, U = R1 I1 + r I2, I = I1 + I2
Po wyznaczenie prądów I2 oraz I1 odpowiednio z dwóch pierwszych równań otrzymamy:
RAB =
=
W niektórych sposobach analizy np. opartych na twierdzeniach o źródłach zastępczych (pkt.1.4 tego rozdz.) zachodzi potrzeba obliczenia oporu zastępczego dla dwójnika bezźródłowego, powstałego z danego dwójnika źródłowego. Operacja ta polega na wyeliminowaniu wszystkich źródeł niezależnych, pozostawiając, w strukturze dwójnika, źródła sterowane niezmienione. Niezależne źródła napięciowe zastępujemy przy tym zwarciami, a niezależne źródła prądowe rozwarciami.
Przykład 3.2. Wyznaczmy opór zastępczy widziany z zacisków AB dwójnika źródłowego (rys.3.3a).
Rys.3.3. Dwójnik źródłowy i jego postać bezźródłowa
W najprostszej postaci dwójnika bezźródłowego zachodzi:
RAB =
=
=
Problem równoważności pojawia się w przypadku niezależnych źródeł rzeczywistych, których opisy przedstawione zostały zależnościami (2.63) i (2.64), przy czym dla prądu stałego maja one postać:
U = E - Rw I, I =J - U/Gw |
(3.3) |
Rozwiązując drugie równanie (3.3) względem napięcia U oraz porównując je z pierwszym zauważymy, że równania te będą identyczne względem obu zmiennych I,U wtedy i tylko wtedy, gdy:
Rw = 1/Gw, E = Rw J</I |
(3.4) |
Równości (3.4) stanowią warunki równoważności źródeł. Przy spełnieniu tych warunków źródło napięciowe i źródło prądowe są równoważne (rys.3.4), bowiem można je opisać tym samym równaniem.
Rys.3.4. Równoważne źródła rzeczywiste.
Oznacza to, że dla dowolnego obciążenia R jest obojętne (będzie płynął w nim ten sam prąd i pojawi się na nim to samo napięcie), czy jest ono zasilane ze źródła napięciowego, czy z równoważnego mu źródła prądowego. Korzystamy z tego często w praktyce zastępując jeden rodzaj źródła równoważnym mu drugim rodzajem źródła.
1.2. Metody przekształceń
Przed wprowadzeniem do analizy układów metod przekształceń należy rozważyć najprostsze układy oporowe jakimi są dzielniki.
A. Dzielniki oporowe
Definicja 3.4. Dzielnikiem napięcia nazywamy układ dwóch oporów połączonych szeregowo (rys.3.5a), który dzieli napięcie wejściowe (zasilania) na napięcia na poszczególnych oporach.
Rys.3.5. Dzielniki oporowe: a) napięcia, b) prądu
Jeżeli na układ podamy napięcie U, to przez jego zaciski popłynie prąd:
I = |
(3.5) |
który na oporach R1 i R2 wywołuje napięcia:
U1 = R1 I, U2 = R2 I |
(3.6) |
Podstawiając (3.5) do wzorów (3.6) otrzymamy związki:
U1 = |
(3.7) |
wyrażające napięcia U1 oraz U2 na oporach dzielnika od napięcia zasilającego U i wartości R1 i R2 . Napięcie U jest więc w układzie "podzielone" na napięcia U1 i U2 w stosunku określonym przez ilorazy oporów występujące we wzorach (3.7).
Definicja 3.5. Dzielnikiem prądu nazywamy układ dwóch oporów połączonych równolegle (rys.3.5b), który dzieli prąd wejściowy (zasilania) na prądy w poszczególnych oporach.
Jeżeli przez zaciski tego połączenia płynie prąd I, to powstaje na nim napięcie:
U = |
(3.8) |
Napięcie U jest zarazem napięciem na R1 i na R2, a wiec:
I1 = |
(3.9) |
Podstawiając zależność (3.8) do wzorów (3.9) otrzymany związki:
I1 = |
(3.10) |
wyrażające prądy I1 oraz I2 w elementach dzielnika od prądu dopływającego i wartości oporów.
Umiejętne posługiwanie się wzorami opisującymi dzielniki umożliwia w bardzo wielu przypadkach wyraźne uproszczenie analizy układów.
Przykład 3.3. W układzie pokazanym na rys.3.6 obliczyć napięcie U na oporze R4 korzystając z dzielników napięcia.
Rys.3.6. Układ do przykł. 3.3.
Obliczamy najpierw napięcie U2 na oporze R2
U2 =
E =
E,
a następnie napięcie U2 jest ponownie dzielone w dzielniku utworzonym z oporów R3 i R4:
U =
U2 =
B. Metoda zamiany źródeł
Metoda ta znajduje jedynie zastosowanie w układach o strukturach szeregowo-równoleglych. Metoda ta polega na zamianie (w ogólnym przypadku wielokrotnej) niezależnych rzeczywistych źródeł napięciowych na równoważne źródła prądowe (lub odwrotnie) oraz na ich odpowiednim łączeniu. Kolejność zamiany źródeł i kolejność ich łączenia wynikają ze struktury układu. W połączeniu szeregowym elementów należy do połączeń stosować postacie źródeł napięciowych, a przy równoległym postacie źródeł prądowych. W rezultacie kolejnych łączeń otrzymujemy coraz to prostsze układy równoważne ze względu na obliczany prąd lub napięcie. W końcu dochodzimy do obwodu w którym szukaną wielkość możemy wyznaczyć bezpośrednio.
Praktyczne zastosowanie metody zamiany źródeł pokazane zostanie na przykładzie.
Przykład 3.4. W układzie przedstawionym na rys. 3.7 obliczyć prąd I płynący w oporze 6 k.
Rys. 3.7. Układ do przykładu 3.4
Źródło prądowe ze względu na połączenie szeregowe zamieniamy na równoważne źródło napięciowe (rys.3.7b) i po tej zamianie łączymy szeregowo źródła napięciowe (rys.3.7c). Teraz zamieniamy oba źródła napięciowe połączone równolegle na źródła prądowe i łączymy je (rys.3.7d). Po przejściu do postaci napięciowej w prosty sposób można obliczyć szukany prąd.
Metoda zamiany źródeł daje się stosować także w takich przypadkach układów o podanej wyżej strukturze, kiedy znajdują się w nich źródła sterowane, pod warunkiem jednak, ze w przekształceniach nie biorą udziału gałęzie, w których występują wielkości sterujące.
1.3. Analiza metodą superpozycji
W stosunku do układów liniowych o dowolnej strukturze (nie tylko szeregowo-rownoleglej ale i również mostkowej), w których występują co najmniej dwa źródła niezależne można zastosować inną metodę analizy. Jest nią metoda superpozycji.
Twierdzenie 3.1. Prąd (lub napięcie) w wyróżnionej gałęzi układu liniowego, w którym występuje kilka źródeł niezależnych, można obliczyć jako sumę prądów (lub napięć) wywołanych w tej gałęzi przez każde z tych źródeł z osobna.
Działanie z osobna jednego ze źródeł niezależnych wiąże się z tym, ze wszystkie pozostałe niezależne źródła napięciowe zastępujemy zwarciami a prądowe rozwarciami. Źródła można również łączyć w grupy, z tym zastrzeżeniem, że każde z nich występuje w układzie tylko jeden raz. Należy podkreślić, że wszystkie występujące w układzie źródła sterowane należy pozostawić bez zmian.
W praktyce metoda ta sprowadza się do analizy kilku podukładów rozpatrywanego układu, w każdym z których działa jedno lub grupa źródeł niezależnych, a pozostałe są usunięte. Po usunięciu tych źródeł otrzymuje się z reguły układ znacznie prostszy dla przykładu z układu o strukturze mostkowej może powstać układ o strukturze szeregowo-rownoległej.
Przykład 3.5. W układzie pokazanym na rys.3.8a działają dwa źródła niezależne: napięciowe o SEM E = 24 V i prądowe o wydajności prądowej J = 1,2 A. Opór ma wartość R = 1 . Obliczyć prąd I.
Rys. 3.8. Układ z dwoma źródłami niezależnymi
Korzystając z zasady superpozycji otrzymuję dwa układy (rys.3.8b) dla których:
I = I1 + I2
Poszczególne prądy są równe :
w pierwszym układzie I1 =
=
=
A
w drugim układzie I2 =
= 0,6 A (ze względu na symetrię układu)
Ostatecznie: I = 2,4 + 0,6 = 3 A
Kolejny przykład pokazuje zastosowanie metody superpozycji do układu o strukturze mostkowej.
Przykład 3.6. W układzie jak na rys. 3.9. działają trzy źródła niezależne: E1 = 45V, E2 = 30V i J = 30 mA. Wartości oporów wynoszą: R1 = 6 k, R2 = 2 k, R3 = 4 k, R4 = 12 k. Obliczyć wartość prądu I w oporze R4.
Rys. 3.9. Układ o strukturze mostkowej
Zgodnie z zasada superpozycji otrzymujemy trzy odrębne układy, które maja już struktury szeregowo-równoległe i szukany prąd I jest suma trzech prądów płynących przez R4 w poszczególnych układach:
w pierwszym I1 =
= 3 mA
w drugim I2 = - E2
mA
w trzecim I3 = J
mA
Ostatecznie otrzymamy: I = I1 + I2 + I3 = 3 - 1 + 2 = 4 mA.
1.4. Metody źródeł zastępczych
Koncepcję równoważności dwójników można rozszerzyć na dowolne liniowe oporowe dwójniki źródłowe i wykorzystać ją do obliczania prądu lub napięcia w wyróżnionej gałęzi układu. Równoważny dwójnik może mieć postać zastępczego źródła napięciowego lub zastępczego źródła prądowego.
Twierdzenie 3.2. Twierdzenie o zastępczym źródle napięciowym - twierdzenie Thevenina
Dowolny liniowy dwójnik oporowy jest równoważny rzeczywistemu źródłu napięciowemu (rys.3.10) o parametrach: sile elektromotorycznej ET i oporze wewnętrznym RT, przy czym:
- siła elektromotoryczna ET jest równa napięciu na rozwartych zaciskach dwójnika UAbr
ET = UAbr |
(3.11) |
- opór wewnętrzny RT jest równy oporowi zastępczemu RAB widzianemu z zacisków AB dwójnika bezźródłowego otrzymanego w wyniku zastąpienia w rozważanym układzie wszystkich niezależnych źródeł napięciowych zwarciami i wszystkich niezależnych źródeł prądowych rozwarciami
RT = RAB |
(3.12) |
Rys. 3.10. Zastępcze źródło napięciowe inaczej źródło Thevenina
Przykład 3.7. Dla układu z rys.3.3 wyznaczymy zastępcze źródło Thevenina.
Przy rozwarciu zacisków AB dwójnika z rys. 3.3a równania wynikające z praw Kirchhoffa mają postać:
UABr = R I0 + E - R I0 I0 + J + I0 =0
a po przekształceniach:
UABr = E + (1 - ) R I0 I0 =
Podstawiając wartość prądu do równania napięciowego otrzymamy:
UABr = E +
Ponieważ opór zastępczy dwójnika bezźródłowego wyznaczyliśmy w przykl.3.2, to parametry zastępczego źródła Thevenina są równe:
ET = UABr = E +
oraz RT = RAB =
Warto również zauważyć , że zastępcze źródło napięciowe uzyskane w przykł. 3.4 (rys.3.7e), o wartościach E = 8 V i R = 2 k, jest zastępczym źródłem Thevenina dla dwójnika obciążonego oporem 6 k, w którym szukamy wartości płynącego prądu I.
Z przeprowadzonych rozważań wynika, że prąd (lub napięcie) w wyróżnionym obciążeniu (oporze R0) (rys.3.11) nie ulegnie zmianie, jeżeli cały układ na lewo od zacisków AB zastąpimy zastępczym źródłem Thevenina o parametrach zgodnych z wzorami (3.11) i (3.12). Dla układu zastępczego zachodzą następujące związki:
I = |
(3.13) |
Rys.3.11. Równoważność układów w oparciu o twierdzenie Thevenina
Bardzo istotnym zastosowaniem metody Thevenina jest wykorzystanie jej w układach mostkowych. W tych strukturach usuniecie obciążenia (rozwarcie zacisków AB) usuwa konieczność stosowania przekształcenia "trójkąt - gwiazda". Przypadek ten zostanie zilustrowany na przykladzie.
Przykład 3.8. Stosując metodę Thevenina wyznaczymy prąd I płynący w przekątnej układu mostkowego (rys.3.12a) oraz podamy warunki, kiedy ten prąd przyjmuje wartość zero.
Rys. 3.12. Układ mostkowy
Do wyznaczenia zastępczego źródła napięciowego:
usuwamy R5 (rozwieramy zaciski AB) (rys.3.12b) i wyznaczamy UABr
UABr = U2 - U1 =
dla układu bezźródłowego (3.12c) obliczamy opór RAB widziany z zacisków
RAB =
Prąd I wyznaczymy ze schematu zastępczego (rys.3.12a)
I =
Warunek, dla którego I = 0 jest następujący R2R4 = R1R3, co oznacza, że iloczyny oporów gałęzi leżących naprzeciw siebie musza być równe.
Ze względu na zasadę równoważności rzeczywistych źródeł napięciowego i prądowego istnieje drugie podejście do wprowadzenia źródła zastępczego, którym jest zastępcze źródło prądowe.
Twierdzenie 3.3. Twierdzenie o zastępczym źródle prądowym - twierdzenie Nortona
Dowolny liniowy dwójnik oporowy jest równoważny rzeczywistemu źródłu prądowemu (rys.3.13) o parametrach: wydajności prądowej JN i przewodności wewnętrznej GN, przy czym:
- wydajność prądowa JN jest równa prądowi zwarcia zaciskach dwójnika IAbz
JN = IAbz |
(3.14) |
- przewodność wewnętrzna GN jest równa przewodności zastępczej GAB widzianej z zacisków AB dwójnika bezźródłowego otrzymanego w wyniku zastąpienia w rozważanym układzie wszystkich niezależnych źródeł napięciowych zwarciami i wszystkich niezależnych źródeł prądowych rozwarciami
GN = GAB |
(3.15) |
Rys. 3.13. Zastępcze źródło prądowe, inaczej źródło Nortona
Wyznaczenie zastępczego źródła Nortona zilustrujemy na przykładzie.
Przykład 3.9. Dla układu z rys.3.3 wyznaczymy zastępcze źródło Nortona.
Po zwarciu zacisków AB dwójnika otrzymujemy układ jak na rys.3.14, a równania prądowe mają postać:
IABz + I0 + I1 = 0 J + I0 - I1 = 0
Z drugiego równania wyznaczam I1 i wstawiam do równania pierwszego. Otrzymamy wtedy
IABz = J - (1 + b) I0
Do wyznaczenia prądu I0 posłużymy się napięciowym prawem Kirchhoffa
R I0 + E + R ( J + I0 ) = 0 stąd I0 = -
Po podstawieniu tej wartości do wzoru na IAbzuzyskujemy
IAbz =
Przewodność dwójnika GAB jest odwrotnością oporu widzianego z te samej pary zacisków.
Ostatecznie parametry zastępczego źródła Nortona wynoszą:
JN = IAbz =
oraz GN = GAB =
Metoda analizy układów , wykorzystująca źródło Nortona sprowadza się do stwierdzenia, że: napięcie (lub prąd ) na wyróżnionym obciążeniu (rys.3.14) nie ulegnie zmianie, jeżeli usuniemy obciążenie, a za pozostały układ o zaciskach AB wprowadzimy zastępcze źródło Nortona zgodnie z twierdz. 3.3.
Rys. 3.14. Równoważność układów w oparciu o twierdzenie Nortona
Z układu równoważnego wynika:
U =
=
lub I =
Zauważmy praktyczny związek jaki zachodzi dla parametrów źródeł zastępczych:
JN = |
(3.16) |
oraz wynikającą z nich zależność na opór zastępczy dwójnika RAB, widziany z zacisków AB:
RAB = |
(3.17) |
W praktycznych zastosowaniach metod źródeł zastępczych w analizie układów pojawia się problem wyboru między metoda Thevenina i metodą Nortona. Nie ma żadnych reguł przesądzających o wyższości jednej z nich nad drugą. Można tylko stwierdzić, że złożoność metody zależy od struktury analizowanego układu. Przy przewadze połączeń szeregowych względem zacisków AB prościej jest wyznaczyć napięcie na rozwartych zaciskach i zastosować metodę Thevenina. Natomiast przy przewadze połączeń równoległych względem wybranych zacisków łatwiej jest obliczyć prąd zwarcia tych zacisków i stosować metodę Nortona.
1.5. Metody sieciowe analizy
Omówione dotychczas metody analizy są użyteczne, gdy interesuje nas prąd (lub napięcie) w wyróżnionej gałęzi. Analiza układu polega jednak bardzo często na obliczeniu prądów lub napięć we wszystkich gałęziach układu. Mówimy wtedy o wyznaczeniu rozpływu prądów lub rozkładu napięć w układzie. W takich przypadkach znacznie efektywniejsze są metody sieciowe analizy, do których zaliczamy metodę prądów obwodowych i metodę napięć węzłowych.
Podstawy metod sieciowych określa się na gruncie właściwości strukturalnych układów. Charakterystyczne pojęcia występujące w opisie sieciowym to: gałąź, węzeł i obwód zamknięty (obwód). Pojęcia te zdefiniowane zostały w wykładzie II pkt.2. i będziemy się nimi posługiwali.
A. Równania gałęziowe
Gałąź (rys.3.15a) jest taką częścią struktury sieci (układu w opisie sieciowym), w którym wyróżniono prąd I oraz napięcie U, zwane odpowiednio prądem gałęziowym i napięciem gałęziowym. Gałąź w ujęciu sieciowym jest odpowiednikiem dwójnika.
Rys. 3.15. Ogólna postać gałęzi
Definicja 3.6. Równania wiążące napięcia gałęziowe Uk z prądami gałęziowymi Ik, odpowiednio dla wszystkich gałęzi k = 1,2,..., g, nazywamy równaniami gałęziowymi.
Gałąź może mieć postać napięciową (rys.3.15b) i jej równanie ma postać:
Uk = Rk Ik - Ek |
(3.18) |
Drugą postacią gałęzi jest postać prądowa (3.15c) i wówczas równanie zapisuje się następująco:
Ik = Gk Uk + Jk = |
(3.19) |
W stosunku do gałęzi zakładamy, że Rk 0 oraz Gk 0. W pewnych przypadkach może zachodzić: Ek = 0 lub Jk = 0, co oznacza, że w gałęzi występuje tylko opór.
Przykład 3.10. Rozważmy sieć przedstawiona na rys. 3.16., która zawiera g = 6 gałęzi (o numerach k = 1,2,...,6) w = 4 węzły (A,B,C,D) i jest siecią o m = 1 (jednoczęściową). Poszczególne gałęzie mają postać jak na rysunku.
Rys.3.16. Układ o 6 gałęziach w opisie sieciowym
Równania gałęziowe dla tej sieci maja postać:
U1 = R1 I1 - E1 U3 = R3 I3 U5 = R5 I5 - E5
U2 = R2 I2 - E2 U4 = R4 I4 U6 = R6 I6
B. Równania równowagi
Dla każdego węzła sieci musi być spełnione prądowe prawa Kirchhoffa (PPK). Podzbiór w-m równań jest zbiorem równań niezależnych. Podzbiór ten ma właściwość, że każdy z prądów Ik występuje co najmniej jeden raz w którymś z równań. Wynika stąd wniosek, że dla sieci możemy zapisać w-m równań z g niewiadomymi prądami Ik. Równania te noszą nazwę prądowych równań równowagi sieci. Zbiór węzłów dla których zapisano równania nazywamy węzłami niezależnymi, a pozostałe węzłami odniesienia.
Z drugiej strony dla każdego obwodu sieci musza być spełnione napięciowe prawa Kirchhoffa (NPK). W zbiorze wszystkich równań wynikających z NPK można wyróżnić na rożne sposoby liczbę g - w + m równań niezależnych z g niewiadomymi napięciami gałęziowymi Uk o tej właściwości, że każde napięcie występuje co najmniej raz w którymś z tych równań. Równania te nazywamy napięciowymi równaniami równowagi. Zbiór obwodów, dla których zapisano równania równowagi nazywamy zbiorem obwodów niezależnych. Z praktycznego punktu widzenia zbiorem obwodów niezależnych sieci jest zbiór jej oczek.
Wniosek podsumowujący: dla sieci o g gałęziach, w węzłach i m częściach daje się zapisać g równań równowagi sieci z 2g niewiadomymi prądami I1,...,Ig oraz napięciami U1,...,Ug, przy czym jest to w-m równań prądowych dla węzłów niezależnych i g -w + m równań napięciowych dla oczek.
Tworzenie równań równowagi pokażemy na następującym przykładzie.
Przykład 3.11. Rozważmy powtórnie sieć z rys.3.16. Ponieważ w - m = 3, to przyjmując węzeł D za węzeł odniesienia, prądowymi równaniami równowagi będą równania PPK dla węzłów: A,B i C. Sieć zawiera g - w + m = 3 obwody niezależne, to mogą być nimi trzy oczka O1,O2 i O3. Równania NPK dla tych oczek tworzą napięciowe równania równowagi. Zbiór równań równowagi jest zatem następujący:
Węzły niezależne - PPK |
Oczka - NPK |
(A) I1 - I2 - I6 = 0 |
(O1) U1 + U2 + U3 = 0 |
(B) I2 - I3 - I4 = 0 |
(O2) - U3 + U4 + U5 = 0 |
C. Pełny opis sieciowy
Do zbioru równań równowagi, których jest razem g o liczbie niewiadomych 2g prądów gałęziowych i napięć gałęziowych, należy dołączyć g równań gałęziowych opisujących strukturę gałęzi, a jednocześnie wiążących prąd gałęziowy z napięciem gałęziowym w poszczególnych gałęziach. Bilans równań i niewiadomych wynosi wówczas 2g. Podstawiając równania gałęziowe do napięciowych równań równowagi otrzymamy układ g równań na g prądów gałęziowych, z których można wyznaczyć rozpływ prądów w sieci. Podobnie uwzględniając równania gałęziowe w prądowych równaniach równowagi uzyskamy układ g równań na g niewiadomych napięć gałęziowych, z których można wyznaczyć rozkład napięć w sieci.
W kolejnym przykładzie utworzony zostanie pełny opis sieciowy układu.
Przykład 3.12. Rozważając układ z rys.3.16 stworzymy pełny opis sieciowy. Mając rozwiązania dotyczące równań równowagi sieci (przykł. 3.11) wstawmy do nich równania gałęziowe (przykł. 3.10). Na podstawie równań napięciowych otrzymamy układ równań dla wszystkich prądów:
I1 - I2 - I6 = 0, I1 - I2 - I6 = 0, I4 - I5 + I6 = 0
R1 I1 + R2 I2 + R3 I3 = E1 + E2
- R3 I3 + R4 I4 + R5 I5 = E5
- R2 I2 - R4 I4 + R6 I6 = - E2
Natomiast po wstawieniu równań gałęziowych do równań prądowych uzyskamy układ równań dla wszystkich napięć:
U1 + U2 + U3 = 0, - U3 + U4 + U5 = 0, - U2 - U4 + U6 = 0
G1 U1 - G2 U2 - G6 U6 = - G1 E1 + G2 E2
G2 U2 - G3 U3 - G4 U4 = - G2 E2
G4 U4 - G5 U5 + G6 U6 = G5 E
gdzie Gk = 1/Rk dla k = 1,...,6.
W rozpatrywanych przykładach 3.10 - 3.12 sieć zawiera g = 6 gałęzi . Wyznaczenie rozpływu prądów lubi rozkładu napięć na podstawie pełnego opisu sieciowego sprowadza się do rozwiązania układu sześciu równań z sześcioma niewiadomymi. W ogólnym przypadku metoda ta wymaga rozwiązania g równań z g niewiadomymi, co przy sieciach wielogałęziowych metoda ta związana jest z dużym nakładem obliczeniowym. Dalsze rozważania muszą prowadzić do znacznego zmniejszenia liczby równań niezbędnych do znalezienia rozwiązania.
D. Metoda prądów obwodowych
Zakładamy, że każda gałąź sieci ma postać napięciową (rys.3.15b) i odpowiedni opis przedstawiony przez (3.18). Do zmniejszenia liczby równań sieciowych wprowadzamy jako niewiadome tzw. prądy obwodowe.
Definicja 3.7. Prądami obwodowymi (oczkowymi) nazywamy umowne prądy, które zamykają się w obwodach (oczkach) układu, o zwrotach zgodnych z przyjętym i jednakowym we wszystkich obwodach (oczkach) układu kierunkiem ich obiegu.
Za pomocą tych prądów można bez trudu wyrazić prądy gałęziowe. Prąd Ik jest sumą algebraiczną (z uwzględnieniem zwrotów) prądów obwodowych tych obwodów (oczek) do których gałąź ta jednocześnie należy.
Przykład 3.13. Wyraźmy prądy gałęziowe w gałęziach układu z rys. 3.16 przez prądy oczkowe.
W tym układzie mamy trzy oczka zatem występują odpowiednio trzy prądy oczkowe IO1, IO2, IO3. Prądy gałęziowe wyrażają się następująco:
I1 = - IO1 I4 = - IO2 + IO3
I2 = - IO1 + IO3 I5 = - IO2
I3 = - IO1 + IO2 I6 = - IO3
Jeżeli skorzystamy ze związków miedzy prądami gałęziowymi a prądami obwodowymi, to po wprowadzeniu ich do opisu sieciowego prądowe równania równowagi staną się tożsamościami, a napięciowe równania równowagi przejdą w równania obwodowe. Liczba równań zmniejszy się z liczby g do liczby g - w + m g. Złożoność obliczeniowa w ten sposób ulega zmniejszeniu.
Przykład 3.14. Dokonajmy podstawienia związków miedzy prądami gałęziowymi a prądami oczkowymi (przykł. 3.13) do równań równowagi (przykł.3.12) układu z rys.3.16.
Prądowe równania przyjmują postać:
- IO1 + IO1 - IO3 + IO3 = 0, - IO1 + IO3 + IO1 - IO2 + IO2 - IO3 = 0, - IO2 + IO3 + IO2 - IO3 = 0
i staja się tożsamościami, a napięciowe równania równowagi tworzą układ trzech równań oczkowych z trzema niewiadomymi:
oczko
(O1) (R1 + R2 + R3) IO1 - R3 IO2 - R2 IO3 = - E1 - E2
(O2) - R3 IO1 + (R3 +R4 + R5) IO2 - R4 IO3 = - E5
(O3) - R2 IO1 - R4 IO2 + (R2 +R4 + R6) IO3 = E2
Otrzymane równania obwodowe można zapisać prościej w postaci macierzowej, która pozwoli później na uogólnienie i wprowadzenie formy uproszczonej metody prądów obwodowych. Równanie w postaci macierzowej można zapisać:
|
O1 O2 O3 |
|
|
|
RO IO EO |
lub w postaci ogólnej:
RO IO = EO |
(3.20) |
Występujące w równaniu macierzowym (3.20) wektory IO i EO są nazywane odpowiednio wektorem prądów obwodowych i wektorem sił elektromotorycznych obwodowych. Macierz RO jest nazywana macierzą oporów obwodowych. Dla układów o liczbie cyklomatycznej (obwodów niezależnych):
k = g - w + m |
(3.21) |
wektory IO i EO maja wymiary (k,1), a macierz RO ma wymiar (k,k). Równanie (3.20) staje się podstawowym równaniem w metodzie prądów obwodowych. Od jego zapisu rozpoczyna się proces analizy.
Wobec założenia postaci napięciowej wszystkich gałęzi omawiana macierz i wektory wykazują pewne prawidłowości, co pozwala na utworzenie ich ze schematu układu, bez odwoływania się do równań równowagi. Przy założeniu ponumerowania obwodów sieci indeksem i = 1,..., k reguła tworzenia wektora EOjest następująca:
siła elektromotoryczna obwodowa (oczkowa) EOi jest sumą algebraicznąsił elektromotorycznych występujących w gałęziach i - tego obwodu (oczka), uwzględniająca znak "+", gdy kierunek jest zgodny z kierunkiem obiegu i znak "-" jeśli przeciwny
Przy tym samym założeniu i przyjęciu jednakowego kierunku obiegu we wszystkich obwodach macierz oporów obwodowych RO = [ Rij ], i,j = 1,...,k, jest macierzą symetryczną o elementach:
Rii na przekątnej głównej macierzy, nazywanych oporami własnymi i - tego obwodu (oczka), które są sumami oporów wszystkich gałęzi należących do i - tego obwodu (oczka)
Rij = Rji, i j poza przekątną główną, nazywanych oporami wzajemnymi obwodowymi (oczkowymi), które są oporami gałęzi należących jednocześnie do obwodu (oczka) i - tego oraz j - tego, branymi ze znakiem "-1"; jeśli nie ma wspólnej gałęzi Rij = 0.
Podsumowując proces analizy można zalgorytmizować i doprowadzić do następujących kroków:
przyjąć kierunki gałęzi (zwroty prądów gałęziowych) w gałęziach źródłowych zgodnie ze strzałkami sił elektromotorycznych, w gałęziach bezźródłowych dowolnie
ustalić numerację oczek i kierunek ich obiegu (jednakowy we wszystkich oczkach)
zapisać, zgodnie z powyższymi regułami, wektor sił elektromotorycznych obwodowych EO oraz macierz oporów obwodowych RO
utworzyć układ równań obwodowych (3.20) i wyznaczyć jego rozwiązanie względem prądów obwodowych:
IO = RO-1 EO |
(3.22) |
obliczyć prądy gałęziowe, wynikające z ich związków z prądami obwodowymi.
Mając te rozwiązania nie trudno znaleźć również rozkład napięć w sieci, posługując się równaniami gałęziowymi (3.18).
E. Metoda napięć węzłowych
Zakładamy, że każda gałąź sieci ma postać prądową (rys.3.15c) i odpowiedni opis przedstawiony przez (3.19). Do zmniejszenia liczby równań sieciowych wprowadzamy jako niewiadome tzw. napięcia węzłowe. W tym celu należy wybrać m węzłów odniesienia (po jednym w każdej z m - części układu) i stworzyć z pozostałych zbiór węzłów niezależnych.
Definicja 3.8. Napięciami węzłowymi nazywamy różnice potencjałów pomiędzy węzłem niezależnym a węzłem odniesienia.
Najczęściej potencjał węzła odniesienia przyjmuje się umownie za zerowy i napięcia węzłowe są wtedy napięciami węzłów niezależnych. Liczba tych napięć wynosi w - m . Za pomocą napięć węzłowych można bez trudu wyrazić napięcia gałęziowe dla wszystkich gałęzi. Napięcie Uk gałęzi k - tej jest różnicą napięcia węzłowego węzła początkowego k - tej gałęzi i napięcia węzłowego węzła końcowego tej gałęzi.
Przykład 3.15. Wyraźmy napięcia gałęziowe od napięć węzłowych w układzie z rys. 3.17, który został utworzony na podstawie układu z rys.3.16 przez zamianę postaci napięciowej na postać prądową gałęzi.
W tym układzie mamy trzy węzły niezależne A,B,C. Za węzeł odniesienia przyjęty został węzeł D. Napięciami węzłowymi są : UA, UB, UC. Napięcia gałęziowe w zależności od napięć węzłowych wyrażają się następująco:
U1 = - UA U4 = UB - UC
U2 = UA - UB U5 = UC
U3 = UB U6 = UA - UC
Jeżeli skorzystamy ze związków miedzy napięciami gałęziowymi a napięciami węzłowymi, to po wprowadzeniu ich do opisu sieciowego napięciowe równania równowagi staną się tożsamościami, a prądowe równania równowagi przejdą w równania węzłowe. Liczba równań zmniejszy się z liczby g do liczby w + m g. Złożoność obliczeniowa w widoczny sposób zostaje zmniejszona.
Przykład 3.16. Dokonajmy podstawienia relacji miedzy napięciami gałęziowymi a napięciami węzłowymi (przykł. 3.15) do równań równowagi (przykł.3.12) układu z rys.3.16.
Napięciowe równania przyjmują postać:
- UA + UA - UB + UB = 0, - UB + UB - UC + UC = 0, - UA + UB - UB +- UC + UA - UC = 0
i staja się tożsamościami, a pradowe równania równowagi tworzą układ trzech równań węzłowych z trzema niewiadomymi:
węzeł
(A) (G1 + G2 +G6) UA - G2 UB - G6 UC = J1 - J2
(B) - G2 UA + (G2 + G3 + G4) UB - G4 UC = J 2
(C) - G6 UA - G4 UB + (G4 + G5 + G6) UC = - J5
Otrzymane równania węzłowe można zapisać prościej w postaci macierzowej, która pozwoli później na uogólnienie i wprowadzenie formy uproszczonej metody napięć węzłowych. Równanie w postaci macierzowej ma postać:
A B C |
|
Gw Uw Jw |
lub w postaci ogólnej:
Gw Uw = Jw |
(3.23) |
Występujące w równaniu macierzowym (3.23) wektory Uw i Jw są nazywane odpowiednio wektorem napięć węzłowych i wektorem wydajności prądowych węzłowych. Macierz Gw jest nazywana macierzą przewodności węzłowych. Dla układów o liczbie węzłów w i liczbie części układu m wektory UO i Jw maja wymiary (w-m,1), a macierz Gw ma wymiar (w-m,w-m).
Równanie (3.23) staje się podstawowym równaniem w metodzie napięć węzłowych. Od jego zapisu rozpoczyna się proces analizy. Wobec założenia postaci prądowej wszystkich gałęzi omawiana macierz i wektory wykazują pewne prawidłowości, co pozwala na utworzenie ich ze schematu układu, bez odwoływania się do równań równowagi. Przy założeniu ponumerowania węzłów niezależnych sieci indeksem i = 1,..., w-m reguła tworzenia wektora Jw jest następująca:
wydajność prądowa węzłowa Jwi jest sumą algebraiczną wydajności prądowych gałęzi incydentnych z i - tym węzłem, uwzględniająca znak "+", gdy węzeł jest węzłem końcowym gałęzi z nim incydentnej i znak "-" jeśli jest to węzeł początkowy.
Przy tym samym założeniu macierz przewodności węzłowych Gw = [ Gij], i,j = 1,...,k, jest macierzą symetryczną o elementach:
Gii na przekątnej głównej macierzy, zwanych przewodnościami własnymi i - tego węzła, które są sumami przewodności wszystkich gałęzi incydentnych z i - tym węzłem
Gij = Gji, i j poza przekątną główną, zwanych przewodnościami wzajemnymi węzłowymi, które są przewodnościami gałęzi łączących węzeł i -ty z węzłem j-tym, wziętych ze znakiem "-" ; jeśli nie ma gałęzi łączącej, to Gij = 0.
Prowadząc pełny proces analizy można zalgorytmizować i doprowadzić do następujących kroków:
przyjąć kierunki napięć gałęziowych w gałęziach źródłowych przeciwnie do strzałek wydajności prądowych i w gałęziach bezźródłowych dowolnie
przyjąć w każdej z m - części układu jeden węzeł za węzeł odniesienia i ustalić numerację pozostałych węzłów niezależnych
zapisać, zgodnie z powyższymi regułami, wektor wydajności prądowych węzłowych Jw oraz macierz przewodności węzłowych Gw
utworzyć układ równań węzłowych (3.23) i wyznaczyć jego rozwiązanie względem napięć węzłowych:
Uw = Gw-1 Jw |
(3.24) |
obliczyć prądy gałęziowe, wynikające z ich związków z prądami obwodowymi.
Mając te rozwiązania nie trudno znaleźć również rozplyw pradow w sieci, posługując się równaniami gałęziowymi (3.19).
Na zakończenie tego punktu dokonamy porównania sieciowych metod analizy. Podstawowym kryterium wyboru metody jest stopień złożoności obliczeniowej. Z praktycznego punktu widzenia wybieramy metodę, która będzie prostsza pod względem obliczeniowym. Ponieważ najbardziej pracochłonnym krokiem jest obliczanie macierzy odwrotnej, to o wyborze decyduje rząd macierzy RO i Gw. Wnioski są następujące i oczywiste:
jeśli liczba obwodów niezależnych (liczba cyklomatyczna) jest mniejsza od liczby węzłów niezależnych k w-m, to korzystniejsza z tego punktu widzenia jest metoda prądów obwodowych
jeśli liczba obwodów niezależnych (liczba cyklomatyczna) jest większa od liczby węzłów niezależnych k > w-m, to korzystniejsza z tego punktu widzenia jest metoda napięć węzłowych
jeśli k = w - m , obie metody pod względem obliczeniowym są równoważne: o wyborze metody będą decydowały inne względy jak początkowa struktura gałęzi, rodzaj zadania analizy itp.
2. Analiza prostych układów nieliniowych
Definicja 3.9. Nieliniowymi układami prądu stałego nazywamy układy zbudowane z idealnych źródeł napięciowych i prądowych, których parametry są stale w czasie oraz z elementów oporowych, wśród których co najmniej jeden jest elementem nieliniowym.
Element oporowy jest nieliniowy jeżeli jego charakterystyka jest opisana równaniem nieliniowym o postaci:
fR (u,i) = 0 |
(3.25) |
Nieliniowe układy oporowe prądu stałego opisane są równaniami algebraicznymi, z których przynajmniej jedno jest równaniem nieliniowym. Ze względu na nieliniowy charakter układu równań, w analizie nie mogą znaleźć zastosowania pojęcia i metody wykorzystywane w analizie układów liniowych. Nie można się posługiwać pojęciem oporu zastępczego dwójnika , bowiem zależy on od punktu pracy, który w tym momencie jest nieznany. Nie znajdują zastosowania wzory na dzielniki, metody zamiany źródeł, metody superpozycji oraz metody źródeł zastępczych. Można je tylko wykorzystywać do uproszczeń w części liniowej układu.
Widać stad, że analiza układów nieliniowych wymaga stosowania odmiennych metod niż w przypadku układów liniowych. Metody analityczne maja w odniesieniu do tych układów ograniczony zasięg. Tylko w nielicznych przypadkach, przy prostych funkcjach opisujących, udaje się rozwiązać równania analitycznie do końca. Z reguły są to skomplikowane obliczenia i często prowadzi to do równań przestępnych. W takich przypadkach konieczne staje się skorzystanie z metod graficznych, graficzni-analitycznych bądź też numerycznych.
Na prostych przykładach pokazane zostaną metody analityczne analizy i łatwe metody graficzne.
2.1. Metody analityczne analizy
Metoda analityczna polega na analitycznym rozwiązaniu równań nieliniowych opisujących układ nieliniowy. Jest możliwa, gdy charakterystyki elementów nieliniowych są prostymi funkcjami doprowadzającymi do równań nieliniowych dających się w sposób analityczny rozwiązać.
Najprostszymi układami nieliniowymi są takie układy, które zawierają jeden element nieliniowy. W takim przypadku korzystnie jest przyjąć ten element za obciążenie części liniowej, której zastąpienie znajdziemy metodami źródeł zastępczych np. przez źródło Thevenina. W stosunku do uproszczonej postaci układu (rys.3.18) sprowadzonej do postaci obwodu, można przeprowadzić rozwiązanie analityczne.
Rys. 3.18. Schemat zastępczy układu z jednym oporem nieliniowym
Przykład 3.17. Wyznaczmy prąd I płynący przez element nieliniowy w układzie jak na rys. 3.19a.
Do obliczeń przyjęto następujące dane: E = 5 V, R = 10 , = 3 A/A; charakterystyka oporu nieliniowego RN : u = a i 3, a = 2 V/A3.
Liniową cześć układu zastępujemy źródłem Thevenina o parametrach:
ET = UAB =
= 4 V oraz RT = RAB =
= 2
W otrzymanym układzie zastępczym (rys.3.19b): ET = RT I + U i po podstawieniu U = a I3 mamy:
Rys. 3.19. Układ nieliniowy i jego schemat zastępczy
a I3 + RT I - ET = 0, a wstawieniu wartości; I3 + I - 2 = 0.
Rozwiązaniem rzeczywistym tego równania jest : I = 1 A.
2.2. Metody graficzne analizy
Spośród metod analitycznych rozróżniamy dwie: metodę prostej oporu i metodę charakterystyk łącznych.
A. Metoda prostej oporu
W przypadku analizy układu nieliniowego metodą prostej oporu należy układ sprowadzić do prostej postaci zastępczej pokazanej na rys.3.18. Dla tego układu musi być określona charakterystyka elementu nieliniowego np. o postaci ( 3.25) i znany jej wykres. W układzie zastępczym obowiązuje równanie
UN = ET - RT IN |
(3.26) |
które jest zależnością pierwszego stopnia względem zmiennych UN oraz IN. Wykreślając na jednym układzie współrzędnych krzywą, będąca charakterystyka oraz prostą (3.26) i wyznaczając ich punkt przecięcia otrzymujemy poszukiwane rozwiązanie, a więc punkt pracy P (UNP, INP). Przy przyjętym strzałkowaniu napięcia i prądu prosta o równaniu (3.26) jest jednocześnie charakterystyka dwójnika źródłowego ET, RT. Prostą ta najprościej się wyznacza przez punkty odcięcia z osiami:
IN = 0, to UN = ET oraz UN = 0 to IN = |
(3.27) |
Przykład 3.18. Układ z przykł. 3.17 rozwiążemy metoda prostej oporu.
Na jednym układzie współrzędnych wyznaczymy charakterystykę oporu nieliniowego RN : u = a i 3 oraz odcinek prostej o współrzędnych: (0, 2 A) i (4 V, 0). Punkt przecięcia tych krzywych jest P(2V, 1 A) jest poszukiwanym rozwiązaniem.
Rys. 3.20. Rozwiązanie metodą prostej oporu
Metoda prostej oporu znajduje praktyczne zastosowanie przy wyznaczaniu punktu pracy na charakterystykach tranzystorów.
B. Metoda charakterystyki łącznej
Metoda charakterystyki łącznej polega na konstrukcji charakterystyki wypadkowej elementów połączonych ze sobą w sposób szeregowo-równoległy. Zasady szeregowego i równoległego połączenia oporów nieliniowych są takie same jak przedstawiono w wykładzie II 6.3. Dla połączenia szeregowego dwóch elementów konstrukcja charakterystyki łącznej jest następująca:
u = f1 ( i ) + f2 ( i ) |
(3.28) |
W przypadku połączenia równoległego dwóch elementów konstrukcja charakterystyki łącznej ma postać:
i = 1 ( u ) + 2 ( u ) |
(3.29) |
Przy połączeniu większej liczby elementów działania się powtarza z dalszym elementem. W przypadkach mieszanych połączeń stosuje się jedną z dwóch konstrukcji odpowiednio do rodzaju połączenia. Proces ten trwa tak długo, aż sprowadzi się układ nieliniowy do obwodowej postaci zastępczej. Rozwiązanie takie zastępczego układu jest już proste.
Podsumowanie
Omówione zostały metody analizy liniowych układów prądu stałego i metody analizy prostych układów nieliniowych. Wśród metod analizy układów liniowych przedstawiono metody dotyczące znalezienia jednej odpowiedzi (prądu lub napięcia w wybranej gałęzi) jak i metody sieciowe, pozwalające otrzymać rozpływ prądów lub rozkład napięć w układzie. Metody analizy układów nieliniowych ograniczone zostały do prostych przypadków układów z jednym elementem nieliniowym lub niewielką ich liczbą w połączeniu szeregowo-równoległym.
W pierwszej grupie metod analizy oparto się na prostych układach zwanych dzielnikami napięcia i prądu oraz elementach równoważnych o prostszej strukturze niż układ wyjściowy. Schematy zastępcze dotyczyły dwójników oporowych (układów bezźródłowych) i dwójników źródłowych, wykorzystano najprostsze metody znalezienia oporu zastępczego, połączeń źródeł i ich równoważności aż do metod ogólnych sformułowanych jako twierdzenia o źródłach zastępczych (zasada Thevenina i zasada Nortona). W przypadkach układów o wielu źródłach podano metodę rozwiązania opartą na zasadzie superpozycji.
Pokazano również podejście szersze pozwalające na jednoczesne wyznaczenie prądów lub napięć we wszystkich gałęziach układu. W tym sieciowym podejściu do analizy przedstawiono dwie metody: metodę prądów obwodowych i metodę napięć węzłowych. Obie z metod o podobnym, nieco trudniejszym formalizmie matematycznym dają w końcowym efekcie informacje globalne o prądach i napięciach w układzie.
W analizie układów nieliniowych przedstawiono sposoby rozwiązania analitycznego (w możliwych przypadkach) i graficznego. Do analitycznego podejścia konieczna jest znajomość wyrażenia charakterystyki elementów nieliniowych w postaci funkcyjnej i umiejętność rozwiązania wynikłego stąd równanie nieliniowego lub przestępnego. W przypadku przedstawienia charakterystyk w postaci wykresu można skorzystać z metod graficznych: charakterystyk łącznych i prostej oporu
Wszystkie te metody poparte zostały przykładami rozwiązanymi w tekście. Jednak dla pełnego przyswojenia sobie tych metod konieczne jest rozwiązanie samodzielne wielu innych przykładów zawartych w podanych podręcznikach i zbiorach zadań.
Przykładowe pytania i problemy do rozwiązania
Co to są dzielniki oporowe napięć i prądów?
W układzie dzielników napięciowych, przedstawionych na rys. 3. 21, dobrać tak wartość oporu R, aby prąd I = 0. Dane : E1 = 15 V, E2 = 4 V, R1 = 2 k, R2 = 6 k, R3 = 4 k.
Rys. 3.21. Układ dzielników napięciowych
Odp.:
R = 2 k.
Podać warunki równoważności rzeczywistych źródeł prądowego i napięciowego.
Znaleźć zastępcze źródło prądowe dla dwójnika źródłowego przedstawionego na rys. 3.22.
Rys.3.22. Dwójnik źródłowy
Odp.:
, Rz = R1 + R2.
Jak sformułować twierdzenie Thevenina w przypadku konieczności obliczenia prądu w obciążeniu R0 dołączonym do zacisków AB układu źródłowego?
Układ przedstawiony na rys. 3.23. jest obciążony na zaciskach AB oporem R0. Wyznaczyć zastępcze źródło Thevenina dla tego układu. Obliczyć moc wydzielona w oporze R0. Przy jakiej wartości oporu R0 wydzieli się w nim maksymalna moc ? Obliczyć tę moc.
Rys. 3.23. Układ obciążony oporem R0
Odp.:
,
;
, gdy
Jak sformułować twierdzenie Nortona w przypadku konieczności obliczenia napięcia na obciążeniu R0 dołączonym do zacisków AB układu źródłowego?
Wyznaczyć zastępcze źródło Nortona dla dwójnika z rys. 3.22.
Jak tworzy się wektor SEM obwodowych Eo i macierz oporów obwodowych Ro w metodzie analizy sieciowej opartej o równania napięciowe?
Jak tworzy się wektor wydajności prądowych węzłowych Jw i macierz przewodności węzłowych Gw w metodzie analizy sieciowej opartej o równania prądowe?
W układzie liniowym przedstawionym na rys. 3.24.obliczyc spadki napięć na wszystkich czterech gałęziach. E1 = E2 = 100 V, J3 = 2 A , R1 = 5 , R2 = R3 = 10 , R4 = 8 .
Rys. 3.24. Układ liniowy
Zobacz odpowiedz Odp.:
U1 = U2 = - 81,25 V, U3 = 36,25 V, U4 = 45 V.
Na czym polega metoda analizy układu nieliniowego oparta na prostej oporu?
Obliczyć prąd I płynący przez opór nieliniowy RN w układzie jak na rys.3.25. Zadanie rozwiązać metodą analityczna i metoda prostej oporu. Dane : E = 6 V, J = 12 mA, R1 = 0,5 k , R2 = 2 k, R3 = 0,6 k, charakterystyka oporu nieliniowego RN: i = a u + b u3, a = 1 mS,b = 1 mA/V3.
Rys.3.25. Układ nieliniowy
IV. |
Analiza liniowych układów prądu sinusoidalnie zmiennego |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Streszczenie
W rozdziale tym będziemy się zajmowali metodami analizy klasy układów SLS z wymuszeniami sinusoidalnie zmiennymi o tym samym okresie. Rozszerzenie klasy sygnałów spowodowało, ze wszystkie elementy R, L i C są teraz istotne w analizie, którą ograniczyliśmy wyłącznie do stanu ustalonego. Równania opisujące elementy wyrażają się nie tylko zależnościami algebraicznymi, ale przyjmują również postać różniczkową i całkową. Klasyczna (w dziedzinie czasu) analiza sprowadza się zatem do rozwiązywania równań różniczkowych, a więc wymaga stosunkowo skomplikowanych narzędzi matematycznych. Przy tej klasie sygnałów, można tego uniknąć przechodząc do opisu zespolonego i analizy na płaszczyźnie zmiennej zespolonej. Równania różniczkowe opisujące układy liniowe przy wymuszeniach sinusoidalnych przechodzą wówczas w równania algebraiczne i rozwiązanie staje się prostsze.
Przedstawiony zostanie formalizm zamiany opisu z dziedziny czasu na dziedzinę zespoloną. Do tej dziedziny w prosty sposób przenoszą się prawa opisujące elementy (równania elementowe) i układy (równania Kirchhoffa). Ze względu na liniowość układów nie trudno pokazać możliwość zastosowania wszystkich metod analizy układów liniowych poznanych w rozdz. III.
Wystąpią również nowe charakterystyczne problemy, nie występujące w analizie układów prądu stałego, jak przesunięcia fazowe pomiędzy sygnałami prądowymi i napięciowymi na gałęziach, wykresy wskazowe, zjawisko rezonansu oraz różne rodzaje mocy. Zagadnienia te zostaną omówione w tym wykładzie.
1. Sygnał sinusoidalny i jego reprezentacja na płaszczyźnie zmiennej zespolonej
Sygnał sinusoidalnie zmienny jest jednym z najczęściej spotykanych w praktyce sygnałów elektrycznych. Wiąże się to z łatwością wytwarzania napięć i prądów sinusoidalnych za pomocą takich urządzeń jak prądnice lub generatory. O praktycznym znaczeniu sygnałów sinusoidalnych decyduje choćby fakt, że sieć energetyczna powszechnego użytku dostarcza napięcia sinusoidalnego. Sygnały sinusoidalne znajdują szerokie zastosowanie w radiotechnice i telekomunikacji jako fale nośne i sygnały synchronizujące. Są one wykorzystywane w miernictwie, stanowiąc podstawowy rodzaj sygnału pomiarowego. Można powiedzieć, że w całej elektronice opartej na technice analogowej sygnały sinusoidalne i pochodne od sygnału sinusoidalnego odgrywają dominującą rolę. W praktyce inżynierskiej spotykamy się bardzo często z koniecznością analizy obwodów prądu sinusoidalnie zmiennego
Omówione zostaną teraz najważniejsze parametry sygnału sinusoidalnego.
Definicja 4.1. Sygnał, którego zmienność jest określona funkcją
x ( t ) = Xm cos ( t + ) |
(4.1) |
w przedziale t ( - , + ) nazywamy sygnałem sinusoidalnie zmiennym, krótko sygnałem sinusoidalnym.
Wykres sygnału sinusoidalnego przedstawiono na rys. 4.1. Sygnał jest funkcja okresową o okresie T równym
|
(4.2) |
Rys. 4.1. Sygnał sinusoidalnie zmienny
Przebieg charakteryzują trzy parametry:
Xm ≥ 0 - amplituda (wartość maksymalna) wyrażana w jednostkach przedstawianej wielkości
- faza początkowa, wyrażana w stopniach [ 0] lub radianach [rd], określa przesunięcie cosinusoidy względem początku układu współrzędnych
> 0 prędkość kątowa lub pulsacja przebiegu, wyrażana w radianach na sekundę [rd/s], przy czym
= 2 f = |
(4.3) |
gdzie: f - jest częstotliwością wyrażana w hercach [Hz], zaś T - okresem sygnału w sekundach [s].
Sygnał będący przebiegiem sinusoidalnym może być zapisany przy użyciu funkcji cosinus
x1 ( t ) = Xm1 sin ( t + ) = Xm1 cos ( t + - 900 ) |
(4.4) |
który się tylko różni przesunięciem fazowym ( jest opóźniony w fazie o 900.
Wartość średnia za okres sygnału sinusoidalnego jest równa zeru, natomiast wartość skuteczna
Xsk = |
(4.5) |
jest równa jego amplitudzie podzielonej przez
.
Podstawowe własności sygnałów sinusoidalnych o jednakowych pulsacjach (tym samym okresie).
W stosunku do przebiegów zakładamy, że jeśli jest ich więcej niż jeden, to posiadają jednakową pulsację. Przyjmują zatem postacie:
x1 ( t ) = Xm1 cos ( t + 1 ) x2 ( t ) = Xm2 cos ( t + 2 ) |
(4.6) |
Wniosek 4.1. Mnożenie przez stałą rzeczywista a 0 sygnału sinusoidalnego prowadzi do powstania nowego sygnału sinusoidalnego o tej samej pulsacji
|
a Xm1 cos (ω t + 1) |
a > 0 |
|
x ( t ) = a x1 (t) = |
|
|
(4.7) |
|
a Xm1 cos (ω t + 1 ) |
a < 0 |
|
Amplituda przebiegu wynosi
Xm = a Xm1 |
(4.8) |
a faza początkowa dla a < 0 jest
1 |
(4.9) |
Wniosek 4.2. Operacja różniczkowania sygnału sinusoidalnego prowadzi również do sygnału sinusoidalnego o tej samem pulsacji
W ten sposób pochodna
|
(4.10) |
posiada amplitudę równą amplitudzie przebiegu różniczkowanego pomnożonej przez pulsację oraz fazę początkową zwiększoną o /2.
Wniosek 4.3. Operacja całkowania sygnału sinusoidalnego daje przebieg sinusoidalny o tej samej pulsacji
Zatem |
(4.11) |
przedstawia przebieg o amplitudzie podzielonej przez oraz o fazie zmniejszonej o /2.
Wniosek 4.4. Suma dwóch sygnałów sinusoidalnych jest sygnałem sinusoidalnym o tej samej pulsacji i następującej postaci:
gdzie amplituda i faza początkowa wyrażają się:
|
(4.12) |
|
(4.13) |
Definicja 4.2. Reprezentacją sygnału sinusoidalnego o postaci (4.1) jest na płaszczyźnie zmiennej zespolonej wirujący wektor wodzący punktu zwany wskazem (rys.4.2) o postaci
X m ej( t + ) = Xm ej ej t = X ej t |
(4.14) |
Rys. 4.2. Reprezentacja zespolona sygnału sinusoidalnego
Mając na uwadze to, że wszystkie przebiegi maja tą samą pulsację ich wskazy wirują z ta samą prędkością kątową i ich wzajemne ułożenie między sobą nie ulega zmianie w czasie. Zatem dla ich reprezentacji można rozpatrywać obraz zatrzymany w dowolnej chwili t. W ten sposób za reprezentacje sygnału można przyjąć nieruchomy wektor
X = Xm e j |
(4.15) |
nazywany amplituda zespoloną, która przedstawia wartość funkcji zespolonej (4.14) dla t = 0.
Amplitudę zespoloną tworzy się, z przebiegu cosinusoidalnego, w postaci liczby zespolone o module równym amplitudzie przebiegu i argumencie równym fazie początkowej. Jest jednoznaczne przyporządkowanie liczby zespolonej sygnałowi sinusoidalnemu.
Dla określenia przyporządkowania odwrotnego, amplitudzie zespolonej przebiegu sinusoidalnego należy na moment powrócić do obrazu wskazowego (4.14). Dokonując rzutowania wskazu na osie rzeczywistą i urojoną otrzymujemy
X m ej( t + ) = Xm [ cos( t + ) + j sin ( t + ) ] |
(4.16) |
Traktując rzuty na odpowiednie osie jako funkcje czasu widzimy, że są one funkcjami sinusoidalnymi o ustalonej pulsacji . W ten sposób
Re [ X ej t ] = Xm cos( t + ) = x ( t ) |
(4.17) |
Reasumując wyrażenie (4.15) jest transformacją sygnału sinusoidalnego do dziedziny zespolonej, a (4.17) transformacją amplitudy zespolonej do dziedziny czasu.
Przykład 4.1. Wyznaczyć amplitudy zespolone odpowiadające sygnałom napięcia i prądu:
u ( t ) = 200 cos ( t + 800) V, i ( t ) = 5 sin (2 t + 200 ) A.
Amplitudę zespoloną napięcia wyznaczymy bezpośrednio z (4.14) : U = 200 e j80 V, dla
natomiast i ( t ) = 5 sin (2 t + 200 ) = 5 cos (2 t - 700) A, zatem I = 5 e - j70 A, dla 2
Przykład 4.2. Znaleźć przebiegi czasowe dla amplitud zespolonych napięcia i prądu:
U = 100 e - j 45 V, I = ( 3 + j 4) A dla = 106 rd/s.
Przebieg czasowy napięcia, odpowiadający zadanej amplitudzie zespolonej U jest:
u ( t ) = Re [U e j t] = 100 cos ( 106 t - 450 ) V.
Amplitudę zespoloną prądu należy najpierw przedstawić w postaci wykładniczej:
i wtedy:
A.
Analogicznie do czterech wniosków W.4.1 W4.4, w których omówiono własności sygnałów sinusoidalnych o tej samej pulsacji, obecnie podane zostaną własności działań wykonywanych na amplitudach zespolonych.
Wniosek 4.5. Jeżeli a < 0 jest stałą rzeczywistą nie ujemną i sygnał sinusoidalny ma reprezentację zespoloną x1 ( t ) X1 (4.15) to dla
x ( t ) = a x1 ( t ) = Re [ a X1 e j t ] |
(4.18) |
co oznacza, ze amplituda zespolona wyraża się:
X = a X1 |
(4.19) |
Wniosek 4.6. Jeżeli sygnał sinusoidalny ma reprezentację zespoloną x1 ( t ) X1 (4.15) to dla pochodnej tej funkcji zachodzi
|
(4.20) |
Widać z tego, ze operacja różniczkowania przebiegu sinusoidalnego, w dziedzinie zespolonej (dla amplitud zespolonych) zostaje zastąpiona mnożeniem przez liczbę zespolona : j = e j /2.
X = j X1 |
(4.21) |
Wniosek 4.7. Jeżeli sygnał sinusoidalny ma reprezentację zespoloną x1 ( t ) X1 (4.15) to dla całki z tej funkcji zachodzi
|
(4.22) |
A więc operacja całkowania po czasie przebiegu sinusoidalnego odpowiada w dziedzinie amplitud zespolonych mnożeniu odpowiedniej amplitudy zespolonej przez
co odpowiada
|
(4.23) |
Te trzy wnioski dotyczyły właściwości odwzorowań pojedynczych sygnałów sinusoidalnych. Obecnie rozważymy reprezentację sumy dwóch przebiegów o tej samej pulsacji.
Wniosek 4.8. Jeżeli sygnały sinusoidalne o identycznych pulsacjach mają odpowiednio reprezentacje w postaci amplitud zespolonych: x1 ( t ) X1 i x2 ( t ) X2 (4.15), to
|
(4.24) |
Otrzymujemy zatem
|
(4.25) |
Traktując wspólnie wnioski W.4.5 i W.4.8 stwierdzamy, że omawiane przyporządkowanie jest jednorodne i addytywne, a zatem jest przyporządkowaniem liniowym.
Na przykładzie pokażemy zastosowanie tego przyporządkowania do znalezienia rozwiązania równania różniczkowego.
Przykład 4.3. Wiadomo, że składową ustaloną rozwiązania równania
jest funkcja sinusoidalna x ( t ) o pulsacji . Wyznaczyć ten przebieg.
Załóżmy, że x ( t ) X = Xm ej , a dla funkcji z prawej strony równania odpowiada amplituda zespolona
. Wykorzystując własności (4.19) (4.25) otrzymamy równanie algebraiczne w dziedzinie zespolonej, odpowiadające wyjściowemu równaniu różniczkowo-całkowemu
5 X + 3 j X + 2
Równanie to można sprowadzić do postaci X [ 5+ j (3 -
Amplituda zespolona X będąca rozwiązaniem na płaszczyźnie zmiennej zespolonej jest zatem równa
Ostatecznie odpowiedź jako funkcja czasu ma postać
.
2. Opis dwójników przy pomocy immitancji
Przed wprowadzeniem opisu immitancyjnego dwójników rozważymy związki miedzy napięciem i prądem na pojedynczych elementach R,L i C, w przypadku wymuszenia sinusoidalnie zmiennego.
Opór
Do zacisków oporu R, jak na rys.4.3a, przyłożono napięcie
uR = Um cos t |
(4.26) |
Wartość prądu wynika z zależności
|
(4.27) |
dla której amplituda prądu jest
|
(4.28) |
Rys. 4.3. Analiza przebiegów napięcia i prądu na oporze R
W przypadku wymuszenia prądowego
iR = Im cos t |
(4.29) |
napięcie wyraża się wzorem
uR = R i = R Im cos t = Um cos t |
(4.30) |
przy czym amplituda napięcia jest
Um = R Im |
(4.31) |
Z porównania przebiegów wynika też, że na oporze napięcie i prąd są proporcjonalne ze współczynnikiem R i w fazie (przesunięcie fazowe miedzy nimi = 0). Na rys. 4.3b pokazano wykresy czasowe napięcia i prądu.
Przyjmując w opisie zespolonym, dla przebiegu (4.26), amplitudę zespoloną
UR = Um ej0 |
(4.32) |
otrzymuje się na podstawie (4.5)
|
(4.33) |
lub dla amplitudy napięcia
|
(4.34) |
Wykres wektorowy amplitud zespolonych prądu i napięcia pokazano na rys. 4.3c.
Indukcyjność
Do zacisków indukcyjności L, jak na rys.4.4a, przyłożono napięcie
uL = Um cos t |
(4.35) |
Rys.4.4 Analiza napięć i prądów na indukcyjności L
Wartość prądu wynika z zależności
|
(4.36) |
dla której amplituda prądu jest równa
|
(4.37) |
i przesunięcie fazowe prądu
|
(4.38) |
W przypadku wymuszenia prądowego
iL = Im cos t |
(4.39) |
napięcie wyraża się wzorem
|
(4.40) |
W tym przypadku amplituda napięcia
Um = L Im |
(4.41) |
a przesunięcie fazowe napięcia
|
(4.42) |
Z porównania przebiegów wynika też, że na indukcyjności napięcie i prąd są przesunięte w fazie o kąt /2. Miedzy amplitudami napięcia i prądu współczynnik proporcjonalności jest L, a prądu i napięcia 1/ L. Na rys. 4.4b pokazano wykresy czasowe napięcia i prądu.
Przyjmując w opisie zespolonym, dla przebiegu (4.35), amplitudę zespoloną
UL = Um ej0 |
(4.43) |
otrzymuje się na podstawie (W4.6 - 4.7)
|
(4.44) |
lub dla amplitudy napięcia
|
(4.45) |
Wykres wektorowy amplitud zespolonych prądu i napięcia pokazano na rys. 4.4c.
Pojemność
Do zacisków pojemności C, jak na rys.4.5a, przyłożono napięcie
uC = Um cos t |
(4.46) |
Rys.4.5 Analiza napięć i prądów na pojemności C
Wartość prądu wynika z zależności
|
(4.47) |
co prowadzi do równości dla amplitud
Im = C Um |
(4.48) |
oraz faz
|
(4.49) |
W przypadku wymuszenia prądowego
iL = Im cos t |
(4.50) |
napięcie wyraża się wzorem
|
(4.51) |
Wówczas amplituda napięcia jest
|
(4.52) |
a faza
|
(4.53) |
Z porównania przebiegów wynika też, że na pojemności prąd i napięcie są przesunięte w fazie o kąt odpowiednio /2. Miedzy amplitudami prądu i napięcia współczynnik proporcjonalności jest C, a i napięcia i prądu 1/ C. Na rys. 4.5b pokazano wykresy czasowe napięcia i prądu.
Przyjmując w opisie zespolonym, dla przebiegu (4.46), amplitudę zespoloną
UC = Um ej0 |
(4.54) |
otrzymuje się na podstawie (4.6 - 4.7)
IC = j C UC |
(4.55) |
oraz
|
(4.56) |
Wykres wektorowy amplitud zespolonych prądu i napięcia pokazano na rys. 4.5c.
Równania (4.34), (4.45) oraz (4.56) w dziedzinie zespolonej mają wspólną cechę, a mianowicie wyrażają amplitudę zespoloną napięcia od amplitudy zespolonej prądu.
Definicja 4.3. Zespolone współczynniki proporcjonalności amplitud zespolonych napięć i prądów przyjmują odpowiednio wartości:
|
(4.57) |
i noszą nazwę impedancji elementu, wyrażanej w omach []
W stosunku do równań (4.33), (4.44) i (4.55) istnieje podobna własność, mówiąca o odwrotności tego stosunku amplitud.
Definicja 4.4. Zespolone współczynniki proporcjonalności pomiędzy amplitudami zespolonymi prądów i napięć na elementach:
|
(4.58) |
noszą nazwę admitancji elementów i wyrażają się w simensach [S].
Spośród tych wartości impedancja i admitancja oporu ma wyłącznie część rzeczywistą (przyjmuje wartości rzeczywiste), a impedancje i admitancje indukcyjności i pojemności mają tylko cześć urojoną (przyjmują wartości czysto urojone).
Przedstawione wyżej definicje (4.57) i (4.58) można traktować jako rozszerzenie prawa Ohma dla elementów w opisie zespolonym.
Obecnie pojecie impedancji i admitancji poszczególnych elementów układu rozszerzymy na dowolne dwójniki (rys.4.6).
Definicja 4.5. Impedancją dwójnika nazywamy stosunek amplitudy zespolonej napięcia panującego na jego zaciskach do prądu płynącego przez dwójnik i oznaczamy
|
(4.59) |
Impedancja dwójników SLS jest funkcją zespoloną pulsacji .
Rys. 4.6. Dwójnik
Definicja 4.6. Cześć rzeczywistą impedancji R() ≥ 0 nosi nazwę rezystancji dwójnika, a część urojona impedancji X ( ) - reaktancji dwójnika, która może przyjmować zarówno wartości dodatnie jak i ujemne.
Jednostka impedancji oraz rezystancji i reaktancji jest om [].
|
(4.60) |
Impedancję możemy zapisać w innej postaci
przy czym moduł i argument wyrażają się wzorami
|
(4.61) |
Wartości argumentu impedancji ograniczone są do przedziału
, a zatem impedancja przyjmuje wartości z prawej półpłaszczyzny zmiennej zespolonej (wraz z osią urojoną).
Składowe impedancji tworzą trójkąt impedancji (rys.4.7). W przypadku X( ) > 0 argument jest dodatni > 0 i dwójnik ma charakter indukcyjny. Natomiast jeżeli X( ) < 0, to 0 i dwójnik ma charakter pojemnościowy. Dla X( ) = 0 dwójnik przyjmuje charakter rezystancyjny (rzeczywisty).
Rys. 4.7. Trójkąt impedancji dwójnika
Dla przypadku R( ) =
0 dwójnik nosi nazwę dwójnika reaktancyjnego i jest to dwójnik bezstratny.
Przykład 4.4. Na zaciskach dwójnika panuje napięcie
V i prąd
A (z przykl.4.2.) Wyznaczyć jego impedancję oraz rezystancję i reaktancję.
Zgodnie z (4.59)
[]
R = 20 cos 26050' = 17,85 , X = 20 sin 26050'= 9,03
Prawa łączenia impedancji są takie same jak prawa łączenia oporów.
Definicja 4.7. Admitancją dwójnika (rys.4.6) nazywamy stosunek amplitudy zespolonej prądu płynącego w dwójniku do amplitudy zespolonej napięcia panującego na jego zaciskach i oznaczamy
|
(4.62) |
Admitancja dwójników SLS jest funkcją zespoloną pulsacji i jest odwrotnością impedancji
|
(4.63) |
Definicja 4.8. Cześć rzeczywistą admitancji G( ) ≥ 0 nosi nazwę konduktancji dwójnika, a część urojona admitancji B ( ) - susceptancji dwójnika, która może przyjmować zarówno wartości dodatnie jak i ujemne.
Jednostką admitancji oraz konduktancji i susceptancji jest simens [S].
Admitancję możemy zapisać w innej postaci
|
(4.64) |
przy czym moduł i argument wyrażają się wzorami
|
(4.65) |
Wartości argumentu admitancji ograniczone są do przedziału
, a zatem admitancja przyjmuje wartości z prawej półpłaszczyzny zmiennej zespolonej (wraz z osią urojoną). Składowe admitancji tworzą trójkąt admitancji (rys.4.8). W przypadku B(φ) > 0 argument jest dodatni φ > 0 i dwójnik ma charakter pojemnościowy. Natomiast jeżeli B(φ) < 0, to φ 0 i dwójnik ma charakter indukcyjny. Dla B(φ) = 0 dwójnik przyjmuje charakter konduktancyjny (rzeczywisty).
Rys.4.8. Trójkąt admitancji dwójnika
Dla przypadku G( ) =
0 dwójnik nosi nazwę dwójnika konduktancyjnego i jest to dwójnik bezstratny.
Praw łączenia admitancji są takie same jak prawa łączenia przewodności.
Przykład 4.5. Na zaciskach dwójnika panuje napięcie i prąd o wartościach jak w przykł.4.4. Wyznaczyć jego admitancję oraz konduktancję i susceptancję.
Zgodnie z (4.62)
S
G = 0,05 cos 26050' = 0,045 S, B = - 0,05 sin 26050' = 0,023 S.
Na podstawie (4.63) admitancję dwójnika można wyznaczyć na podstawie znanej jego impedancji. Zachodzi bowiem
|
(4.66) |
a więc
|
(4.67) |
Dla wspólnego określenia funkcji impedancji lub admitancji stosuje się termin immitancji dwójnika. Pojęcia tego używa się w celu zwrócenia uwagi na jedną z tych funkcji, nie wyszczególniając o którą chodzi w rozważanym problemie.
3. Prawa Kirchoffa w zapisie zespolonym
Prawa Kirchoffa, które są podstawowymi prawami w teorii obwodów, maja swoje odpowiedniki w zapisie zespolonym.
Prądowe prawo Kirchhoffa - PPK. Algebraiczna suma amplitud zespolonych prądów płynących w gałęziach dochodzących do każdego węzła układu jest równa zero
|
(4.68) |
przy czym: k przebiega indeksy gałęzi łączących się w rozpatrywanym węźle (4.9a).
W zależności od kierunku prądu wprowadza się odpowiedni znak prądu, np. +1 dla prądów wpływających do węzła, a -1 dla wypływających z węzła.
Rys 4.9. Węzeł i obwód zamknięty
Napięciowe prawo Kirchhoffa - NPK. Algebraiczna suma amplitud zespolonych napięć w każdym obwodzie zamkniętym jest równa zero
|
(4.69) |
gdzie k przebiega indeksy gałęzi tworzących rozpatrywany obwód (4.9b).
Kierunki napięć porównuje się z z dowolnie wybranym kierunkiem obiegu w obwodzie. Jeśli są zgodne to uwzględniamy je ze znakiem "+", a jeśli przeciwne ze znakiem "-".
Geometryczna interpretacją tych praw jest zamknięty wielobok wektorów, jaki tworzą amplitudy zespolone napięć dla obwodu zamkniętego i amplitudy zespolone prądów dla węzła.
4. Zjawisko rezonansu napięć i rezonansu prądów
Rezonans pojawia się w każdym obwodzie elektrycznym dla pulsacji przy której reaktancja wypadkowa obwodu X( ) lub susceptancja wypadkowa B( ) obwodu jest równa zeru. Warunkiem koniecznym powstania rezonansu jest jednoczesne występowanie w obwodzie elementów reaktancyjnych: indukcyjności i pojemności.
Definicja 4.9. Rezonans powstający w obwodzie, w którym elementy L i C (oraz dodatkowo R) są połączone szeregowo (rys.4.10) nazywamy rezonansem szeregowym lub rezonansem napięć.
W tym przypadku występuje kompensacja reaktancji indukcyjnej XL z reaktancją pojemnościową XC i reaktancja całkowita jest równa zero
X = XL + XC = 0 |
(4.70) |
Rys.4.10. Szeregowy obwód rezonansowy
Definicja 4.10. Rezonans powstający w obwodzie, w którym równolegle połączone są gałęzie L i C (dodatkowo R) lub gałęzie RL i RC (rys.4.11) nazywamy rezonansem równoległym lub rezonansem prądów.
Rys.4.11. Równoległe obwody rezonansowe
Przy rezonansie prądów wypadkowa susceptancja obwodu jest równa zero
B = BL + BC = 0 |
(4.71) |
Częstotliwości (lub pulsacje), przy których zachodzą równości (4.70) lub (4.71) nazywamy częstotliwościami (pulsacjami) rezonansowymi. Przy częstotliwości rezonansowej napięcie i prąd na zaciskach obwodu rezonansowego są zgodne w fazie, zatem obwód przyjmuje charakter rzeczywisty.
O jakości obwodu rezonansowego mówi współczynnik zwany dobrocią Q.
Definicja 4.11. Dobrocią obwodu rezonansowego Q nazywamy liczbę proporcjonalną do stosunku energii gromadzonej w elementach reaktancyjnych (energii pola elektrycznego i energii pola magnetycznego) w rezonansie do energii zamienianej na ciepło w czasie okresu przebiegu T
|
(4.72) |
Dla dobrego obwodu współczynnik ten powinien przyjmować duże wartości np. kilkaset.
Obwody rezonansowe stosuje się w praktyce do filtrowania przebiegów o określonych częstotliwościach w urządzeniach radiotechnicznych oraz w układach wzmacniaczy selektywnych (wąsko pasmowych) i generatorów.
Rezonans napięć
Rozważmy rezonans napięć, który występuje w szeregowym obwodzie rezonansowym jak na rys.4.10. Na występujący w nim dodatkowo opór R składają się opory szeregowe strat cewki indukcyjnej RL i kondensatora RC oraz opór R1 o małej wartości włączony do obwodu
R = RL + RC + R1 |
(4.73) |
Obwód analizujemy w stanie ustalonym przyjmując, że zasilany jest on z idealnego źródła SEM sinusoidalnie zmiennego E o regulowanej pulsacji . Impedancja obwodu szeregowego (rys.4.10) jest
|
(4.74) |
przy czym reaktancja obwodu i moduł impedancji są odpowiednio równe
|
(4.75) |
|
(4.76) |
Wykresy zależności (4.75) i (4.76) oraz R( ) w funkcji przedstawiono na rys. 4.12.
Rys.4.12. Zależności w funkcji składowych i modułu impedancji szeregowego obwodu R,L i C
|
(4.77) |
Jak widać z rysunku istnieje pulsacja 0, przy której X( 0) = 0 . Jest nią pulsacja rezonansowa
|
(4.78) |
Przy tej pulsacji obwód znajduje się w stanie rezonansu a impedancja ma charakter rzeczywisty o najmniejszym możliwym module
W rezonansie reaktancja indukcyjna obwodu równa się co do modułu reaktancji pojemnościowej. Wartość tej reaktancji oznaczamy wspólnym symbolem
|
(4.79) |
i nazywamy oporem charakterystycznym.
O jakości obwodu rezonansowego decyduje dobroć Q. W oparciu o zależność (4.72) dobroć obwodu szeregowego wynosi
|
(4.80) |
Od dobroci zależy również szerokość pasma przenoszenia obwodu rezonansowego (określanego dla spadku 3-dB)
|
(4.81) |
Badając przebiegi napięć na elementach dla pulsacji rezonansowej 0 otrzymamy
|
(4.82) |
Z ostatnich zależności widać, ze w rezonansie całe napięcie zasilające E odkłada się na oporze R, a napięcia na elementach reaktancyjnych działają wzdłuż jednej prostej w przeciwnych kierunkach i mają amplitudy Q razy większe od Em. Napięcie na indukcyjności wyprzedza SEM E o kąt /2, a na pojemności opóźnia się o kąt /2. Ponieważ amplitudy napięć na indukcyjności i pojemności są wielokrotnie większe od Em, to rezonans ten nosi nazwę rezonansu napięć.
Rezonans prądów
Rezonans prądów, który występuje w równoległych obwodach rezonansowych rozważymy na przykładzie obwodu z rys.4.11a. Na występujący w nim dodatkowo opór R składają się opory równolegle strat cewki indukcyjnej RL i kondensatora RC oraz opór R1 o dużej wartości włączony do obwodu
|
(4.83) |
Obwód zasilany jest z idealnego źródła prądowego, o sinusoidalnie zmiennej wydajności prądowej J i regulowanej pulsacji . Admitancja obwodu równoległego (rys.4.11a) wynosi
|
(4.84) |
przy czym konduktancja obwodu i moduł admitancji są odpowiednio równe
|
(4.85) |
|
(4.86) |
Przebiegi z rys.4.12. po zamianie oznaczeń są również wykresami zależności (4.85) i (4.86) oraz G() w funkcji .
Pulsacja rezonansowa obwodu równoległego, wyznaczona z przyrównania susceptancji (4.85) do zera, przyjmuje wartość
|
(4.87) |
Przy tej pulsacji obwód znajduje się w stanie rezonansu, a admitancja ma charakter rzeczywisty o najmniejszym możliwym module
|
(4.88) |
W rezonansie susceptancja indukcyjna obwodu równa się co do modułowi susceptancji pojemnościowej
|
(4.89) |
i pozostaje słuszna zależność (4.79) definiująca opór charakterystyczny obwodu. Natomiast dobroć tego obwodu jest rozumiana jako
|
(4.90) |
Przy tych warunkach szerokość pasma przenoszenia obwodu równoległego jest określona, tak samo jak dla obwodu szeregowego, zależnością (4.81). Prądy płynące w poszczególnych gałęziach w stanie rezonansu są równe
|
(4.91) |
Jak łatwo zauważyć, w rezonansie całe wydajność prądowa J płynie przez opór R, a prądy w elementach susceptancyjnych działają wzdłuż jednej prostej w przeciwnych kierunkach i mają amplitudy Q razy większe od Jm.. Prąd płynący w pojemności C wyprzedza wydajność prądową J o kąt /2, a w indukcyjności L opóźnia się o kąt /2. Mając na uwadze to, że amplitudy prądów na pojemności i indukcyjności są wielokrotnie większe od Jm, rezonans ten nazywamy rezonansem prądów.
Przykład 4.6. Z jednakowych elementów L i C zbudowano dwa obwody rezonansowe szeregowy i równoległy o częstotliwości rezonansowej f0 = 106/2. Przyjmując wartości indukcyjności L = 1 mH i dobroci obu obwodów Q = 100, wyznaczyć wartości pojemności C i oporu R w obu obwodach.
Zgodnie z (4.77) i (4.87)
Opór charakterystyczny ρ = 0 L = 2 f L = 103 ,
stąd opór R dla obwodu szeregowego R = ρ/Q = 10 , a dla równoległego R = Q ρ = 105 .
5. Analiza układów na płaszczyźnie zmiennej zespolonej
Korzystając z reprezentacji wektorowej w postaci amplitud zespolonych (punkt 4.2), możemy dowolne równanie różniczkowe czy całkowe o stałych współczynnikach, niejednorodne, z wyrazem wolnym będącym funkcją sinusoidalną przekształcić w równanie algebraiczne w dziedzinie zespolonej. Tego typu równania opisują układy SLS w stanie ustalonym. Dlatego, po przekształceniu podstawowych praw bilansu napięć i prądów (punkt 4.3) oraz równań elementów (punkt 4.2), otrzymuje się układ równań algebraicznych zawierający niewiadome amplitudy zespolone prądów i napięć. Równania te możemy rozwiązać analitycznie znajdując wartości zespolone. Wyznaczenie przebiegów czasowych na podstawie odpowiadających im amplitudom zespolonym wykonuje się zgodnie z (4.16). Tok postępowania przy analizie układów metodą bezpośrednią i metodą amplitud zespolonych przedstawiono na rys.4.13.
Rys.4.13. Schemat postępowania w analizie układów SLS
Pierwsza czynnością w tej metodzie analizie jest przedstawienie dla analizowanego układu jego schematu zastępczego przy opisie w dziedzinie zespolonej. Sygnały zastępujemy odpowiadającymi im amplitudami zespolonymi (4.15), a dwójników opisujemy przez ich immitancje. Do tak stworzonego układu stosuje się wszystkie metody poznane w analizie stałoprądowej. Analogie są tu dość bliskie i przejawiają się w swojej koncepcji, równokształtności związków i wzorów obliczeniowych, a także w technice posługiwania się nimi.
Występują również pewne różnice. Zasadniczą z nich jest ta, że wielkości maja charakter zespolony, a odpowiednie obliczenia wymagają algebry liczb zespolonych. Znacznie poszerza się ponadto zbiór zagadnień analizy, jaki można formułować w odniesieniu do tych układów. Oprócz podstawowych pytań o prądy i napięcia można stawiać pytania o związki miedzy amplitudami lub fazami poszczególnych sygnałów.
W dalszej części zostanie zwrócona uwaga na podstawowe problemy istotne dla opisu zespolonego.
Źródła niezależne i ich opis zespolony
Parametry opisujące źródło napięciowe to amplituda zespolona SEM E i impedancja wewnętrzna
Zw, gdzie: E = Em e j , Zw = Rw + j Xw |
(4.92) |
Model rzeczywistego źródła napięciowego pokazano na rys. 4.14. Równanie zaciskowe na postać
U = E - Zw I |
(4.93) |
Dla przypadku Zw = 0 mamy doczynienia ze źródłem napięciowym idealnym.
Rys.4.14. Modele źródeł napięciowego i prądowego
Rzeczywiste źródło prądowe przedstawiono również na rys. 4.14. Jego parametry amplituda zespolona wydajności prądowej J i admitancja wewnętrzna źródła Yw są:
J = Jm e j Yw = Gw + j Bw |
(4.94) |
Równanie zaciskowe w postaci zespolonej jest
I = J - Gw U |
(4.95) |
Idealne źródło prądowe uzyskamy w przypadku Yw = 0.
W oparciu o modele rzeczywistych źródeł pokazane na rys.4.14 można wypowiedzieć zasadę zamiany źródeł: prąd płynący w obciążeniu Z nie ulegnie zmianie, jeśli źródło napięciowe zastąpimy źródłem prądowym o parametrach:
J = Zw E, Yw = 1/Zw |
(4.96) |
Metoda zamiany źródeł
Może być stosowana w analizie na płaszczyźnie zmiennej zespolonej ze względu na swoją prostotę jednak pod warunkiem, że układ ma strukturę szeregowo-równoległą.
Przykład 4.7. Znaleźć zastępcze źródło napięciowe dla połączenia źródeł jak na rys. 4.15.
Przy połączeniu równoległym należy dokonać zamiany obu źródeł napięciowych na równoważne prądowe: J1 = E1/Z1 i Y1 = 1/Z1 oraz J2 = E2/Z2 i Y2 = 1/Z2
Rys. 4.15. Połączenie źródeł
Wypadkowe źródło prądowe ma parametry: J = J1 + J2 = E1/Z1 + E2/Z2 i Y = Y1+ Y2 = 1/Z1 + 1/Z2
Zastępcze źródło napięciowe będzie o SEM E i impedancji Z:
,
Metoda superpozycji
Układy SLS prądu sinusoidalnie zmiennego jako układy liniowe oraz transformacja na płaszczyznę zespoloną jako transformacja liniowa pozwala na stosowanie do wyznaczenia prądów i napięć zasady superpozycji (dostosowanej do opisu zespolonego). Wykorzystanie tej metody zostanie przedstawione na przykładzie.
Przykład 4.8. W układzie liniowym jak na rys.4.16a obliczyć napięcie u(t), korzystając z zasady superpozycji. Dane: e =12 cos t V, j = 5 sin t mA, R = 10 k, C = 1,6 nF, = 105 rd/s
Rys.4.16. Układ dla zobrazowania zastosowania metody superpozycji
Amplitudy zespolone źródeł: E = 12 e j0 V i J = 5 10-3 e -j /2 mA. Układ rozbija się na dwa podukłady (4.16b), a napięcie U = U + U". W pierwszym podukładzie z dzielnika napięciowego wynika wartość napięcia
. W drugim podukładzie prądy wynoszą
,
,
natomiast napięcie: U" = R I2 - 2R I1 =
.
Ostatecznie U = U + U" =
V,
a przebieg czasowy u(t) = 20,7 cos (105 t + 22037) V.
Metody źródeł zastępczych
Zasady stosowania metod źródeł zastępczych w analizie układów SLS prądu stałego można uogólnić, bez istotnych zmian (poza formalizmem zapisu zespolonego), na układy prądu sinusoidalnie zmiennego.
Zasada Thevenina. Z punktu widzenia zacisków AB dowolny układ SLS (rys.4.17) można zastąpić równoważnym źródłem napięciowym o parametrach:
SEM ET źródła zastępczego jest równa napięciu na rozwartych zaciskach AB układu źródłowego
impedancja wewnętrzna ZT jest równa impedancji widzianej z zacisków AB układu bezźródłowego
ET = UAbr ZT = ZAB |
(4.97) |
Rys.4.17. Źródło zastępcze Thevenina
Analizując układ zastępczy możemy z łatwością zapisać zależności na prąd lub napięcie w obciążeniu:
|
(4.98) |
Przykład 4.9. Stosując zasadę Thevenina obliczyć prąd i płynący w obciążeniu (gałąź RC) układu SLS, pokazanego na rys. 4.18a. Dane liczbowe jak w przykładzie 4.8.
Rys. 4.18. Układ SLS z obciążeniem i jego zastępcze źródło Thevenina
Dla wyznaczenia ET = UABr skorzystamy z przykl.4.8. Po usunięciu obciążenia (rozwarciu zacisków AB)
UABr = U =
Układ bezźródłowy przyjmuje postać dwójnika z rys. 4.18b i jego impedancja jest równa
k
Impedancja obciążenia ma wartość
k
Zatem zgodnie z (4.98)
Stąd i(t) =
mA.
Zasada Nortona. Z punktu widzenia zacisków AB dowolny układ SLS (rys.4.19) można zastąpić równoważnym źródłem prądowym o parametrach:
wydajność prądowa JN źródła zastępczego jest równa prądowi zwarcia zacisków AB układu źródłowego
admitancja wewnętrzna YN jest równa admitancji widzianej z zacisków AB układu bezźródłowego
JN = IAbz YN = YAB |
(4.99) |
Rys.4.19. Źródło zastępcze Nortona
Analizując układ zastępczy możemy z łatwością zapisać zależności na napięcie lub prąd w obciążeniu
|
(4.100) |
Zastosowanie zasady Nortona przedstawimy na kolejnym przykładzie.
Przykład 4.10. Rozwiązać problem z przykł. 4.9 stosując zasadę Nortona.
Wydajność prądowa zastępczego źródła prądowego jest równa prądowi zwarcia zacisków AB (rys.4.20)
Rys.4.20. Postać układu z rys. 4.17 ze zwartymi zaciskami AB.
Do obliczenia prądu zwarcia skorzystamy z zasady superpozycji IAbz = I' + I"
gdzie: I' =
I" =
Stad IAbz =
Natomiast admitancja wewnętrzna jest odwrotnością impedancji wyliczonej w poprzednim przykładzie
Admitancja obciążenia wynosi
Podstawiając do (4.100) otrzymamy
mA
a więc i = 0,93 cos (105 t + 72007") mA identyczny jak poprzednio.
6. Wykresy wskazowe
Sformułowane w rozdz.4.3 prawa Kirchhoffa w dziedzinie zespolonej stanowią podstawę do określenia ważnego pojęcia metody amplitud zespolonych, jakim jest wykres wskazowy.
Definicja 4.12. Wykres wskazowy jest to geometryczny obraz zależności miedzy poszczególnymi amplitudami prądów i napięć w układzie wynikający z praw Kirchhoffa.
Składa się on z dwóch części: wykresu prądów i wykresu napięć sporządzonych w odpowiednich skalach i uwzględniający przesunięcia fazowe miedzy tymi wielkościami. Wykres wskazowy prądów jest sumą geometryczną odpowiednich amplitud prądów w poszczególnych węzłach, a wykres napięć poszczególnych napięć w zamkniętych obwodach układu.
Amplitudy zespolone napięcia i prądu są reprezentantami przebiegów sinusoidalnych o tej samej pulsacji. Wynika stąd, że wirują one z ta sama prędkością kątową, a zatem kąty między nimi nie zmieniają się w czasie. Wykres wskazowy możemy więc wykreślać dla dowolnej chwili czasu i jest on poprawny niezależnie od wyboru tej wartości t.
Zazwyczaj przyjmuje się t = 0 lub też taka chwilę, w której jeden ze wskazów pokrywa się z dodatnią półosią rzeczywistą (wartość chwilowa kąta przyjmuje wartość zero). Położenie tego wskazu stanowi bazę, od której rozpoczynamy konstruowanie wykresu. Przy rysowaniu wykresu wskazowego prądów i napięć istotną sprawą jest wykorzystanie przesunięć fazowych miedzy prądami i napięciami na poszczególnych elementach układu (lub ich prostych połączeń). Dla poprawnego wykonania wykresu należy przyjąć odpowiednie skale dla prądów i napięć.
Przykład 4. 11. Wykonać wykres wskazowy dla układu z rys.4.21a, w którym obciążeniem źródła SEM E jest gałąź będąca szeregowym połączenie R i C. Wartości elementów spełniają warunek R = 1/ C.
Rys. 4.21. Układ RC i jego wykres wskazowy
Po przyjęciu, ze amplituda zespolona prądu I ma kąt fazowy równy zero, amplitudy napięć przyjmą kąty fazowe: UR zgodnie z I, a UC opóźniony o /2 (pionowo w dół) Długości wektorów napięć są równe bo R =1/ C. Suma wektorowa napięć daje E o parametrach: Em =
URm i e= - /4.
7. Zależności energetyczne
Rozważania rozpoczniemy od opisu czasowego dwójnika. Dla dowolnego dwójnika (rys.4.22), dla którego
u = Um cos t oraz i = Im cos ( t - ) |
(4.101) |
moc chwilowa będzie równa
p = u i = Um Im cos t cos ( t - ) = |
(4.102) |
Tworzą ją dwie składowe: składowa stała P oraz składowa zmienna pzm o pulsacji dwukrotnie większej (okres stanowi połowę okresu zmian napięcia i prądu). Składowa stałą jest proporcjonalna do iloczynu amplitud napięcia i prądu oraz cosinusa kąta przesunięcia fazowego między nimi
|
(4.103) |
i odpowiada wartości średniej za okres z mocy chwilowej im jest nieujemna. Składowa zmienna oscyluje wokół wartości średniej z okresem T1 = T/2
|
(4.104) |
Definicja 4.13. Mocą czynną wydzielona w dowolnym dwójniku SLS zasilanym przebiegiem sinusoidalnym nazywany wartość średnią mocy chwilowej za okres T.
Moc czynna wyrażamy w watach ( 1 W = 1 VA). Jest to taka moc, którą możemy wykorzystać do zamiany na inny rodzaj energii.
W opisie zespolonym dwójnika (rys.4.22):
U = Um ej0, I = Im e--j |
(4.105) |
stąd
U I* = Um Im e j |
(4.106) |
Na tej podstawie można zapisać, że moc czynna jest równa
|
(4.107) |
Rys. 4.22. Dwójnik opisany w dziedzinie czasowej i zespolonej
Zależność ta jest słuszna dla dowolnego dwójnika SLS zarówno źródłowego jak i bezźródłowego. Jeżeli rozpatrywanym dwójnikiem są źródła idealne, to moce czynne oddawane przez nie do obwodu wyrażają się następująco:
|
(4.108) |
Jeśli rozpatrywanym dwójnikiem jest dwójnik bezźródłowy o impedancji
Z = |
(4.109) |
to
|
(4.110) |
gdzie: R - jest rezystancją, G = 1/R - konduktancją dwójnika, a - kątem impedancji dwójnika.
Współpraca źródła z obciążeniem
Dla ustalenia uwagi rozważmy rzeczywiste źródło napięciowe E i Zw = Rw + j Xw, obciążone dwójnikiem o impedancji Z = R + j X , jak na rys 4.23.
Rys.4.23. Obwód składający się z rzeczywistego źródła z obciążeniem
Przy zastrzałkowaniu jak na rys. 4.23
|
(4.111) |
|
|
(4.112) |
jest mocą pobraną przez obciążenie o impedancji Z i jednocześnie mocą oddawana przez rzeczywiste źródło do obciążenia. Bilans mocy obejmuje jeszcze moc Pw traconą w impedancji wewnętrznej Zw
Definicja 4.14. Sprawnością rzeczywistego źródła napięciowego e nazywamy stosunek mocy wydzielonej w obciążeniu do mocy oddawanej przez idealne źródło napięciowe
|
(4.113) |
Warunki dopasowania odbiornika do źródła ze względu na maksimum mocy czynnej.
Problem sprowadza się do odpowiedzi na pytanie: przy jakiej wartości impedancji obciążenia Z = R + j X w obciążeniu wydzieli się maksymalna moc czynna Pmax ?
Prąd płynący w obwodzie ma postać:
|
(4.114) |
zatem moc w obciążeniu:
|
(4.115) |
Mamy zatem doczynienia ze znalezieniem ekstremum funkcji dwóch zmiennych. Pochodne cząstkowe funkcji (4.115) są równe:
|
(4.116) |
|
(4.117) |
Wobec założeń R > 0 i Rw > 0 układ równań:
|
(4.118) |
ma jedyne rozwiązanie:
R = Rw X = - Xw |
(4.119) |
które stanowi, że dla impedancji obciążenia i impedancji wewnętrznej źródła: części rzeczywiste są równe, a części urojone różnią się znakiem. Dla impedancji jest to równoważne zapisowi:
Z = Zw* |
(4.120) |
co oznacza, ze impedancja obciążenia jest równa sprzężonej impedancji wewnętrznej źródła.
Twierdzenie 4.1. Obciążenie jest dopasowane do źródła wtedy i tylko wtedy, gdy zachodzą zależności (4.119) lub (4.120).
Ze wzoru (4.115) wynika, że przy dopasowaniu moc czynna w obciążeniu przyjmuje wartość maksymalną
|
(4.121) |
Moc określoną zależnością (4.121) nazywamy mocą dysponowaną źródła Pdysp. Jest to maksymalna moc czynna, którą rzeczywiste źródło napięciowe może oddać do obciążenia. Jednocześnie taka sama moc jest tracona w impedancji wewnętrznej źródła, a więc e = 50%.
Inne rodzaje mocy
W układach prądu sinusoidalnie zmiennego, oprócz mocy czynnej, znajdują zastosowania również inne wielkości związane z mocą. W oparciu o zależność (4.106) można wprowadzić wielkość zespolona, która będzie uwzględniała (4.107)
Definicja 4.15. Mocą zespoloną nazywamy wielkość
|
(4.122) |
która jest połową iloczynu amplitudy zespolonej napięcia i sprzężonej amplitudy zespolonej prądu.
Moc zespolona nie ma interpretacji fizycznej. Wyraża się w woltamperach [S] = 1 VA. Spełnia następujące zależności:
|
(4.123) |
Część rzeczywista mocy zespolonej jest mocą czynną P. Część urojona mocy S nosi nazwę mocy biernej.
Definicja 4.16. Mocą bierną powstałą w dwójniku nazywamy połowę iloczynu amplitud napięcia i prądu oraz sinusa kąta przesunięcia miedzy tymi wielkościami
|
(4.124) |
Jednostką mocy biernej jest war [Q} =1 Var =1 VA. Dla dwójnika bezźródłowego SLS moc bierna jest równa
|
(4.125) |
I przyjmuje wartości dodatnie i ujemne. Znak mocy biernej Q jest taki sam jak znak reaktancji X dwójnika.
Definicja 4.17. Mocą pozorna nazywamy moduł mocy zespolonej
|
(4.126) |
Jednostką mocy pozornej jest VA. Dla mocy pozornej zachodzi
|
(4.127) |
Widać zatem, że moc pozorna jest iloczynem wartości skutecznych napięcia i prądu.
Przykładowe pytania i problemy do rozwiązania
Wykazać, że dla przebiegu sinusoidalnego wartość skuteczna za okres jest równa ilorazowi amplitudy przez
.
Wyprowadzić wzory (4.12) i (4.13) na amplitudę i fazę przebiegu będącego sumą dwóch przebiegów sinusoidalnych o tej samej pulsacji.
Jaki znak ma kąt przesunięcia fazowego napięcia względem prądu w dwójniku szeregowym R,L i dwójniku szeregowym R,C? W jakich granicach zmieniają się te kąty?
Jak wyznacza się impedancje dwójnika, jeśli jest dana jego admitancja?
Obliczyć impedancję dwójnika z rys.4.24., przyjmując dane : R = 3 k, r = 2 k, C = 0,75 nF, = 106 rd/s
Rys. 4.24. Dwójnik RC
Z = 2,4
k
W układzie prądu sinusoidalnego pokazanym na rys.4.25 wartości elementów wynoszą: R = 1 k, L = 1 mH, C = 2 nF. Obliczyć pulsację źródła, przy której prąd i jest w fazie z SEM e
Rys. 4.25 Układ RLC
= 5 105 rd/s.
Na czym polega zjawisko rezonansu prądów i rezonansu napięć?
Podaj sposoby i zasady tworzenia wykresów wskazowych.
Jaka jest zależność miedzy mocą czynną, bierną i pozorna prądu sinusoidalnie zmiennego?
Przebieg prądu w pojemności C dwójnika AB z rys. 4.26 ma postać iC = 0,5 cos( t + /4) mA. Obliczyć moce: czynną, bierną, pozorną i zespolona pobierane przez dwójnik, jeśli: R1 = 3 k, R2 = 10 k, C = 0,1 F, = 103 rd/s.
Rys. 4.26. Dwójnik AB
,
Podać warunek na dopasowanie odbiornika do źródła ze względu na maksimum mocy czynnej wydzielonej w odbiorniku. Podaj interpretację fizyczna stanu dopasowania.
Dla układu jak na rys 4.27 wartości oraz R1 I R2 są ustalone i znane. Obliczyć wartości indukcyjności L i pojemności C, dla których w dwójniku AB obciążającym źródło wydzieli się maksymalna moc czynna. Kiedy to dopasowanie jest możliwe?
Rys. 4.27. Układ źródła obciążonego dwójnikiem AB
,
V. |
Metrologia elektryczna |
|
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
|
5.1. Oscyloskop elektroniczny |
|
|
5.2. Generator funkcyjny |
|
|
5.3. Woltomierze i amperomierze |
|
|
5.4. Multimetry |
|
||
|
||
|
|
|
Streszczenie
Wykład będzie zawierał podstawy metrologii elektrycznej, przydatne w przygotowaniu do pracy w laboratorium dydaktycznym Podstaw Elektroniki. Ma on za zadanie przedstawienie podstaw techniki eksperymentu oraz zasad funkcjonowania podstawowej aparatury pomiarowej.
Scharakteryzowane zostaną wielkości mierzone oraz metody i błędy pomiarów. Zwrócona zostanie uwaga na umiejętność krytycznego podejścia do przeprowadzanego eksperymentu i oszacowania jego wiarygodności.
Przedstawione zostaną podstawowe parametry przyrządów pomiarowych. Pokazane i omówione zostaną schematy blokowe i zasada działania podstawowych przyrządów pomiarowych, takich jak: oscyloskop, generator funkcyjny, multimetry oraz woltomierze i amperomierze. Podstawowe schematy blokowe, niekiedy uproszczone, będą zwracały uwagę na te bloki, które są niezbędne do zrozumienia funkcjonowania przyrządu oraz poprawnego jego zastosowania.
1. Wprowadzenie
Mierzenie (dokonywanie pomiaru) jest jedną z podstawowych czynności człowieka i jest ściśle związane z jego życiem i działalnością. Istotę prawie każdej czynności ludzkiej, każdej oceny czy decyzji stanowi porównanie pewnych cech.
Porównanie jest podstawową cechą każdego pomiaru. Czasami sprowadza się do subiektywnego oszacowania, opartego na wielokrotnej uprzedniej obserwacji, której model poglądowy pokazano na rys.5.1.
Rys. 5.1. Model poglądowy obserwacji bezpośredniej
W przypadku powtarzających się obserwacji i towarzyszących im wrażeń obserwator może zapamiętać jeden spośród chwilowych obrazów, który będzie stanowił pewnego rodzaju wzorzec. Przez porównanie z tym wzorcem obserwator klasyfikuje następne wrażenia na podobne i niepodobne, tworząc w ten sposób szacunkową skalę. Porównanie ma zawsze charakter jakościowy, a wzorzec jest subiektywny i niejednoznaczny. Ponadto zakres zjawisk, które mogą być obserwowane przez człowieka jest ograniczony. Na tej podstawie można określić wady obserwacji bezpośredniej, do których zaliczamy: subiektywność, jakościowy charakter uzyskiwanej informacji i niepowtarzalność.
Usunięcie tych wad jest możliwe przez zastąpienie wzorca subiektywnego (informacji zapamiętanej) przez miarę obiektywną niezależną od obserwatora i warunków zewnętrznych, jakim jest wzorzec fizyczny porównywalnej wielkości. Wykonywanie porównania cech zjawiska z wzorcem należy powierzyć obiektywnemu urządzeniu, nazywanemu przyrządem pomiarowym, pozostawiając obserwatorowi tylko odczytanie wyników porównania. W ten sposób dochodzi się do modelu poglądowego pomiaru przedstawionego na rys. 5.2.
Rys. 5.2. Model poglądowy pomiaru.
Porównanie za pomocą przyrządu cech badanego zjawiska z obiektywna miara jednostkową, wyrażona przez wzorzec fizyczny stanowi istotę pomiaru. Właściwościami pomiaru są: obiektywność, możliwość uzyskiwania informacji o charakterze ilościowym i powtarzalność wyników.
Pomiary, stanowiące źródło informacji o obiektach i zjawiskach towarzyszących działalności człowieka, odgrywają coraz większą rolę. Zwiększone zapotrzebowanie na pomiary zostało spowodowane szybkim rozwojem nauki i techniki, a co za tym idzie rozwojem gospodarki oraz zostało dodatkowo spotęgowane burzliwym rozwojem elektronicznej techniki obliczeniowej.
Metrologia elektryczna stworzyła podstawy i przez cały czas jest czynnikiem stymulującym dalszy rozwój elektroniki. Umożliwia to stały rozwój elektronicznej aparatury pomiarowej, która wyróżnia się wieloma zaletami. Do zalet tych należą: dużą dokładność, łatwa automatyzacja i przystosowanie do zdalnego wykonywania pomiarów, dobra współpraca i wykorzystanie mikrokomputerów w procesie pomiarowym, krótki czas pomiaru.
2. Charakterystyki wielkości mierzonych
Przedmiotem pomiaru jest zawsze wielkość, będąca jedną z cech charakteryzujących obiekt pomiarowy. Definicje pojęć podstawowych.
Definicja 5.1. Wielkość jest właściwością ciała lub zjawiska charakteryzująca to ciało lub zjawisko w sensie ilościowym (np.; długość, natężenie prądu itp.) lub jakościowym (np.; świeżość, wydolność organizmu itp.).
Definicja 5.2. Wielkość mierzalna jest to wielkość, której poszczególne stany (realizacje) mogą być oceniane i porównywane zarówno pod względem ilościowym jak i jakościowym.
Definicja 5.3. Wartość stanu wielkości jest to stan wielkości wyrażony przy pomocy symboli abstrakcyjnych (np. liczb).
Definicja 5.4. Miara stanu wielkości jest to dowolnie wybrany stan tej wielkości, przyjęty jako stan odniesienia.
Do najczęściej spotykanych i mierzonych wielkości elektrycznych należą sygnały elektryczne, elementy i podzespoły oraz układy elektroniczne. Dla sygnałów elektrycznych (patrz Wykład II rodz.3.) mierzy się parametry charakteryzujące jak wartość średnią, skuteczną, okres, częstotliwość itp. Dla elementów i podzespołów wartościami charakteryzującymi, które się mierzy są: opór R, indukcyjność L czy pojemność C ich schematów zastępczych. W stosunku do układów elektronicznych określa się wzmocnienie i charakterystyki częstotliwościowe.
Definicja 5.5 Pomiar polega na doświadczalnym porównaniu danego stanu wielkości mierzalnej z innymi, odpowiednio dobranymi stanami tej samej wielkości, które umownie przyjęto za stan odniesienia, z jednoczesnym przyporządkowaniem im określonych wartości.
Zapis wyniku pomiaru jest połączeniem wartości liczbowej i jednostki miary
X = { x } [X] |
(5.1) |
Wynik X = {Wartość liczbowa - x } [Jednostka miary - X]
Proces pomiarowy daje się przedstawić w postaci schematu poglądowego, pokazanego na rys. 5.3.
Rys. 5.3. Schemat poglądowy procesu pomiarowego i powstawania w nim błędów
Do elementów procesu pomiarowego należą:
obiekt badany (źródło wielkości mierzonej, źródło informacji)
przetworniki wielkości mierzalnej na wielkość porównywalną:
czujniki pomiarowe
konwertery
układy skalujące (dopasowujące)
przyrząd pomiarowy (obiektywne urządzenie porównujące):
wzmacniacz wielkości porównywalnej
układ porównywania (komparator)
wzorzec wielkości porównywalnej
przetwornik wielkości porównywalnej na obserwowalną
odbiorca informacji pomiarowej (obserwator)
Do błędów, jakie mogą wystąpić w tym procesie można w kolejności zaliczyć: błędy metody pobrania wielkości mierzonej, błędy przetwarzania, błędy przyrządu pomiarowego, błędy odczytu i błędy opracowania wyników i ich wizualizacji. Na wynik pomiaru mają wpływ również zakłócenia i oddziaływania środowiska na każdym etapie pomiaru.
Powyższe błędy i oddziaływania powodują, ze wartość wielkości XM otrzymana w wyniku pomiaru odbiega od wartość prawdziwej XR.
Definicja 5.6. Miarą niedokładności pomiaru wielkości X jest różnica
X = XM - XR |
(5.2) |
nazywana błędem bezwzględnym pomiaru X.
W praktyce zamiast nieznanej faktycznie wartości prawdziwej XR używa się innych wartości jak wartość nominalna (wzorzec), wartość poprawna bądź oczekiwana. Błąd bezwzględny wyrażony jest w tych samych jednostkach, co wielkość mierzona i może być zarówno dodatni jak i ujemny. Ten rodzaj błędu nie oddaje jednak określenia dokładności metody pomiarowej czy pomiarów, bowiem co innego oznacza jego wartość dla różnych poziomów wartości mierzonej. Dla przykładu: pomiar dwóch napięć z z błędem U = 1 mV co innego oznacza, jeśli mierzone napięcie U było równe 10 mV lub 1V. Do oceny porównań dokładności pomiarów bardziej miarodajny jest błąd względny.
Definicja 5.7. Błędem względnym δ X pomiaru wielkości X nazywamy stosunek błędu bezwzględnego do wartości prawdziwej XR
δ X = |
(5.3) |
Błąd względny jest wielkością niemianowaną. Wzór (5.3) jest mało konstruktywny, gdyż odnosi się do wartości rzeczywistej, właściwie nieznanej. W celu wyeliminowania tej niedogodności wprowadza się zamiast XR wartość zmierzoną XM.
Definicja 5.8. Błędem nominalnym δ MX nazywany stosunek błędu bezwzględnego do wartości zmierzonej XM
|
(5.4) |
W zakresie wartości błędów z przedziału 5% jest w zasadzie obojętne, z której definicji błędu względnego korzystamy.
Błędy pomiarowe w zależności od źródła powstawania przedstawione zostały na rys. 5.3. Innym ważnym kryterium podziału błędów pomiaru jest regularność ich pojawiania się, przy wielokrotnym powtarzaniu pomiaru w tych samych warunkach. Błędy dzielimy na:
błędy systematyczne - zachowujące stałą wartość, gdy doświadczenie pomiarowe jest przeprowadzane wielokrotnie w identyczny sposób i w niezmienionych warunkach; korekta wyniku przez obliczenie poprawki granicznej i określenie przedziału, w którym znajduje się wartość prawdziwa
błędy przypadkowe - przyjmują różne wartości w kolejnych powtórzeniach pomiaru, mimo zachowania identycznych warunków pomiaru; właściwości zbioru wyników pomiarów podlegają prawom statystyki matematycznej
nadmierne - są to pomyłki w procesie pomiarowym i otrzymane wyniki należy odrzucić.
3. Metody pomiarowe
Przez metodę pomiarowa rozumie się sposób porównania wielkości mierzonej z wielkością wzorcową. Metody pomiarowe z zależności od rodzaju zastosowanego urządzenia odczytu w przyrządzie pomiarowym dzielimy na analogowe i cyfrowe. Klasyfikacja metod została przedstawiona na rys. 5.4.
Rys. 5.4. Klasyfikacja metod pomiarowych.
Właściwości charakterystyczne analogowych metod pomiarowych:
porównanie wartości stanów wielkości mierzonej i wielkości odniesienia przeprowadza się dla wartości należących do ciągłego zbioru tych wartości
tor pomiarowy składa się z przetworników analogowych
Właściwości charakterystyczne cyfrowych metod pomiarowych:
wartości wielkości odniesienia należą do zbioru dyskretnego (skwantowanego)
pomiar wielkości analogowej jest związany z procesem przemiany analogowo-cyfrowej
proces pomiaru jest najczęściej przeprowadzany automatycznie w oparciu o odpowiedni algorytm.
W obu tych rodzajach metod rozróżniamy metody wychyłowe i metody zerowe. W każdej z tych grup można wydzielić metody ogólne, różnicowe, podstawienia i porównawcze. Natomiast w metodach zerowych można dokonać dodatkowego wyodrębnienia na metody kompensacyjne i metody mostkowe. Na kilku poniższych schematach zostanie przedstawione działanie wybranych metod pomiarowych.
Pomiar metodą wychyłową przedstawia schemat na rys.5.5.
Rys. 5.5 Schemat ilustrujący pomiar metodą wychyłową
Informacje o wartości wielkości mierzonej x czerpiemy ze źródła wielkości mierzonej. Po ewentualnej zamianie na wielkość porównawczą przekazujemy ją do przyrządu pomiarowego, który przetwarza tę wielkość na (x) - wychylenie urządzenia odczytowego. Wychylenie w postaci wyskalowanego wskazania odczytujemy na urządzeniu odczytowym jako wynik pomiaru - wartość mierzoną XM.
W metodzie zerowej pomiaru, jak na rys. 5.6 przetwornikiem pomiarowym jest urządzenie porównujące wartość wielkości mierzonej x z regulowaną wartością ze źródła odniesienia x0. Równość tych wartości potwierdza wskaźnik równowagi. W tym stanie zostaje odczytane wskazanie ze źródła odniesienia XM = x0.
Rys. 5.6 Schemat ilustrujący pomiar metodą zerową.
Pomiar metodą różnicową (rys. 5.7.) polega na podaniu na komparator (wzmacniacz różnicowy) dwóch sygnałów: sygnał pomiarowego x na wejście "+" i sygnału odniesienia xR na wejście "- ". Na wyjściu wzmacniacz powstaje sygnał różnicowy (x - xR) . Na podstawie tego sygnału z urządzenia odczytowego przyrządu pomiarowego wnioskujemy o XM = (x - xR).
Rys. 5.7 Schemat ilustrujący metodę różnicową pomiaru
Metoda porównawcza lub podstawienia pokazana na rys. 5.8 polega na podaniu w dwóch kolejnych chwilach na przyrząd pomiarowy sygnału ze źródła wielkości mierzonej x i sygnału odniesienia xR z wzorca. W przetworniku wykorzystywany jest układ opóźniający i przyrząd pomiarowy, który jedną z dwóch metod: porównania albo podstawienia tworzy wskazanie XM na urządzeniu odczytowym.
Rys. 5.8 Schemat ilustrujący pomiar metodą porównawczą lub podstawienia
4. Podstawowe parametry przyrządu pomiarowego
Przyrząd pomiarowy (rys. 5.9) może być uważany za przetwornik przetwarzający wielkość wejściową (mierzoną) X na wielkość wyjściową Y, której wartość dostarcza informacji o mierzonej wielkości. Wielkością wyjściową jest najczęściej kąt wychylenia wskazówki lub stan wskaźnika cyfrowego.
Rys. 5.9. Przyrząd pomiarowy
Przyrząd pomiarowy pracuje zawsze w określonych warunkach zewnętrznych, taki jak ciśnienie, temperatura, wilgotność, natężenie pola elektromagnetycznego itp. Nazywanych wielkościami wpływającymi: Z1,Z2,...Zn. Oddziałują one na procesy zachodzące w przyrządzie pomiarowym, a tym samym maja wpływ na wskazania przyrządu. Przy projektowaniu dąży się, aby oddziaływanie wielkości wpływających było jak najmniejsze. Rzeczywista charakterystyka przetwarzania przyjmuje postać
Y = f (X,Z1,Z2,...Zn) |
(5.5) |
podczas, gdy idealna jest
Y = f(X) |
(5.6) |
Poza charakterystyką przetwarzania do podstawowych parametrów przyrządu pomiarowego należą:
nazwa przyrządu - określająca rodzaj mierzonej wielkości i zasadę pomiaru czyli zjawisko fizyczne stanowiące podstawę pomiaru np.: woltomierz magnetoelektryczny, amperomierz termoelektryczny
zakres pomiarowy - określony przez graniczne wartości (minimalną Xmin i maksymalną Xmax) wielkości wejściowej, które mogą być wyznaczone z założoną dokładnością
zakres częstotliwości pracy - określony przez podanie przedziału częstotliwości
, dla którego błędy wskazań przyrządów nie przekraczają wartości granicznych
czułość przyrządu S - określana jako stosunek zmiany wielkości wyjściowej do wywołującej ja zmiany wielkości wejściowej
|
(5.7) |
a dla przyrostów skończonych
|
(5.8) |
Jeśli charakterystyka przyrządu jest liniowa: Y = K X, to czułość S = dY/dX = K i jest stała w całym zakresie pomiarowym.
Przykład 5.1. Woltomierz analogowy o liniowej charakterystyce = f(U), gdzie - wskazanie przyrządu w działkach ma wartości zakresowe: Uz = 10 V i z = 75 dz. Jaka będzie jego czułość?
Czułość napięciowa tego woltomierza wynosi SU = / U = 75 dz/10 V = 7,5 dz/V.
Z pojęciem nieliniowości charakterystyki rys. 5.10 związana jest zmiana czułość. Jeśli charakterystyka jest nieliniowa, to czułość przyrządu jest zmienna w granicach zakresu.
Rys. 5.10 Pomiar nieliniowości charakterystyki przetwarzania
Miara nieliniowości charakterystyki (układu pomiarowego) jest maksymalne odchylenie charakterystyki przetwarzania od funkcji liniowej odniesione do zakresu pomiarowego
|
(5.9) |
zdolność rozdzielcza R - jest to minimalna wartość lub minimalna różnica wartości mierzonej wywołująca rozróżnialną zmianę wskazań przyrządu; w praktyce przyjmuje się dla przyrządów analogowych 0,2 działki elementarnej, a dla przyrządów o odczycie cyfrowym zmianę stanu wskaźnika o najmniej znaczącą cyfrę.
Przykład 5.2. Jaka zdolność rozdzielczą R maja dwa przyrządy: miliamperomierz o prądzie zakresowym Iz = 1 mA i 100 dzialkach elementarnych i woltomierz 4-cyfrowy na zakresie 9,999 V.
Zdolność rozdzielcza miliamperomierza wynosi R = (0,2 dz/100 dz) 1 mA = 0,002 mA, a woltomierza R = 1 mV.
czas pomiaru - określający zdolność przyrządu do dokonywania pomiarów zmieniających się w funkcji czasu: dla przyrządów analogowych jest to czas odpowiedzi przyrządu na skokowa zmianę wartości mierzonej, a dla przyrządów cyfrowych odstęp czasu od chwili zmiany wartości wielkości wejściowej do chwili pokazania tej zmiany na wskaźniku
impedancja wejściowa - wyznaczana jako impedancja między zaciskami przyrządu w jego stanie aktywnym (w czasie pomiaru)
|
(5.10) |
Przy pomiarach stałoprądowych jest to opór wejściowy Rwe, a przy pomiarach zmiennoprądowych do składowej rzeczywistej dochodzi składowa urojona zależna od pojemności Cwe dołączonej równolegle. W większości przypadków (poza amperomierzami) dąży się do możliwie największej wartości oporu wejściowego i jak najmniejszej pojemności wejściowej
dokładność t - określa stopień zbliżenia wskazania przyrządu (wynik pomiaru) Xm do wartości prawdziwej mierzonej wielkości XR i wyraża w procentach tolerancję wartości rzeczywistej, która jest zawarta w przedziale
Xm(1-t%) XR ≥ Xm(1+t%) |
(5.11) |
Przykład 5.3. Dokładność wskazania przyrządu określona jest jako 0,01 lub w procentach 1%. W tym przypadku wartość prawdziwa zawiera się w przedziale 0,99Xm
XR ≥ 1,01 XM.
Dokładność przyrządu pomiarowego charakteryzowana jest zatem przez podanie pewnego przedziału niepewności, nazywanego błędem granicznym. Opis można ująć w postaci klasy dokładności
|
(5.12) |
gdzie: w liczniku mamy błąd graniczny g X = X max, a w mianowniku zakres pomiarowy przyrządu Xmax - Xmin . Dla klasy dokładności Polska Norma przewiduje wartości: 0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1; 1,5; 2,5; 5.
Przykład 5.4. Jaki maksymalny błąd bezwzględny i jaki błąd względny możemy popełnić dokonując pomiaru napięcia woltomierzem o napięciu zakresowym Uz = 10 V i klasie dokładności kl = 0,5?
Błąd graniczny jest równy gU = X max = kl (Uz/100%) = 0,5 (10 V/100%) = 0,05 V.
Jest on stały w całym zakresie pomiarowym przyrządu.
Błąd względny: δ U = ( U/U) 100% = (0,05 V/U) 100% jest zależny od wartości mierzonego napięcia U i dla napięcia równego napięciu zakresowemu Uz jest równy klasie dokładności przyrządu, a dla połowy tego zakresu dwa razy większy.
5. Podstawowe przyrządy pomiarowe
Pomiary są dokonywane na stanowisku pomiarowym złożonym z przyrządów i wzorców oraz pomocniczego sprzętu pomiarowego. Pod pojęciem elektronicznych przyrządów pomiarowych rozumie się zespół urządzeń elektronicznych umożliwiający pomiary wielkości elektrycznych i nieelektrycznych. Wzorce służą do odtworzenia z określona dokładnością jednej lub wielu wartości określonej wielkości. Pomocniczy sprzęt pomiarowy stanowią takie urządzenia, które zapewniają właściwe warunki wykonania pomiaru. Do nich zaliczamy: zasilacze i stabilizatory, generatory sygnałowe, czujniki pomiarowe, dzielniki, filtry oraz złącza i kable.
Do najczęściej wykorzystywanych w praktyce przyrządów zaliczamy: oscyloskopy, generatory funkcyjne, woltomierze i amperomierze, oraz multimetry, które zostaną omówione w niniejszym rozdziale. W praktyce laboratoryjnej wykorzystuje się przyrząd wielofunkcyjny, który składa się z zasilacza, generatora, częstościomierza i multimetru.
5.1. Oscyloskop elektroniczny
Oscyloskop jest najbardziej uniwersalnym elektronicznym przyrządem pomiarowym stosowanym do pomiarów i badania okresowych i nieokresowych przebiegów elektrycznych. Charakteryzuje się dużą rezystancją wejściową, dużą czułością oraz pomijalnie małą bezwładnością. Jest więc, pewnego rodzaju szybkim rejestratorem X - Y, który umożliwia obrazowanie sygnałów wejściowych w funkcji innego sygnału lub w funkcji czasu. Rolę elementu piszącego tego rejestratora spełnia świecąca plamka przemieszczająca się po ekranie lampy oscyloskopowej. Podstawowe parametry oscyloskopu podane zostały w zalecanej literaturze (Podr. uzupełn. poz. 3 i skrypt labor.)
Rys. 5.11. Uproszczony schemat blokowy oscyloskopu
Schemat blokowy oscyloskopu analogowego przedstawiono na rys. 5. 11. Wyodrębnić w nim można cztery bloki funkcyjne:
lampę oscyloskopową wraz z układami zasilającymi
blok odchylania pionowego, sterujący ruchem plamki na ekranie w kierunku pionowym - osi Y
blok odchylania poziomego, sterujący ruchem plamki na ekranie w kierunku poziomym - osi X
blok wyzwalania i synchronizacji, zapewniający stabilność obrazu na ekranie lampy oscyloskopowej
Zasadniczym elementem oscyloskopu jest promieniowa lampa oscyloskopowa, w której strumień elektronów, padając na ekran pokryty specjalną substancją zwaną luminoforem powoduje jej świecenie. Ten strumień emitowany jest z działa elektronowego, którego pracę kontroluje wzmacniacz Z, ustalając jaskrawość plamki na ekranie. Wiązka elektronów podlega uformowaniu w układzie soczewek elektrostatycznych (anod) sterowanych odpowiednio z zasilacza wysokiego napięcia. Kontrola pracy odbywa się za pomocą pokrętła "ostrość". Dalej elektrony biegną przez obszar, w którym prostopadle do kierunku ich ruchu działają na nie odchylające pola elektrostatyczne. Pola te wytwarzane są przez dwie pary płytek odchylających. Napięcia przykładane do nich ze wzmacniaczy odchylania poziomego X i pionowego Y są proporcjonalne do chwilowych wartości badanych sygnałów.
W zwykłym trybie pracy oscyloskopu, gdy badane są czasowe zależności mierzonego sygnału, do wzmacniacza odchylania X dostarczany jest sygnał piłokształtny z generatora podstawy czasu. Podczas jednego cyklu podstawy czasu plamka przebiega po ekranie od lewej do prawej strony, po czym następuje powrót. Na czas powrotu jest ona wygaszana przez impuls dostarczany do wzmacniacza Z. Szybkość narastania sygnału podstawy czasu, a przez to rozdzielczość czasowa, może być dobierana przez użytkownika w szerokim zakresie. Możliwe jest też odłączenie generatora podstawy czasu i dołączenie do wejścia X dowolnego innego sygnału. W ten sposób przechodzi się do trybu pracy oscyloskopu X- Y.
Blok odchylania pionowego służy do przetwarzania badanego sygnału. Jego zadaniem jest dokładne odtworzenie na ekranie lampy oscyloskopowej kształtu sygnału doprowadzonego do wejścia Y. Badany sygnał po przejściu przez przełącznik wybierający rodzaj sprzężenia (DC,AC,GDN) ulega podziałowi w tłumiku, określającym skokowo wartość współczynnika odchylania pionowego. Wzmacniacz wstępny umożliwia wysterowanie wzmacniacza końcowego, regulacje położenia plamki - przesuw Y oraz ciągłą regulacje wzmocnienia. W torze Y znajduje się linia opóźniająca niezbędna do obserwacji przebiegów jednorazowych przy wyzwalanej podstawie czasu. Linia ta kompensuje czas przetwarzania w torze odchylania poziomego i badany sygnał dociera do płytek odchylania pionowego z pewnym opóźnieniem rzędu ok. 200ns.
Blok odchylania poziomego służy do liniowej podstawy czasu. Napięcie podstawy czasu określa tor i prędkość ruchu elektronów w lampie oscyloskopowej przy braku obserwowanego sygnału. Wytworzony pod wpływem tego ruchu ślad na ekranie nazywany jest podstawa czasu. Przyjęcie poziomej osi czasowej oznacza konieczność wytworzenia napięcia piłokształtnego, o regulowanym okresie dostosowanym do częstotliwości obserwowanego sygnału, który składa się z dwóch części:
narastającej liniowo w funkcji czasu o amplitudzie wystarczającej do wysterowania ekranu i czasie narastania Tn, który pozwoli na jednorazowy przebieg plamki wzdłuż ekranu (kreślenie obrazu)
opadającej liniowo o czasie opadania Tr , znacznie mniejszym od czasu narastania Tn, w którym plamka powraca do położenia początkowego.
Przebieg taki powtarza się okresowo.
Do wytwarzania napięcia piłokształtnego służy generator podstawy czasu o regulowanej częstotliwości generowanego przebiegu. Za generatorem w torze odchylania poziomego znajduje się wzmacniacz odchylania poziomego. Jego zadaniem jest wzmacniania napięcia odchylającego do wartości potrzebnej do pełnego wysterowania płytek odchylania poziomego. We wzmacniaczu odchylania poziomego
Do zapewnienia stabilności obrazu na ekranie lampy oscyloskopowej służy blok wyzwalania i synchronizacji. Generator napięcia podstawy czasu, bez zewnętrznego sterowania, jest samowzbudny i dostarcza napięcia samobieżnej podstawy czasu. Aby w kolejnych okresach napięcia podstawy czasu tor plamki był kreślony na ekranie w tym samym miejscu, okres T tego napięcia musi być całkowitą wielokrotnością przebiegu badanego Tx
T = Tn + Tr = n Tx |
(5.13) |
Wówczas na ekranie oscyloskopu obserwujemy nieruchomy obraz n okresów badanego przebiegu. Realizowane jest to przez formowanie impulsów synchronizujących, z uwzględnieniem okresu przebiegu badanego z wejścia Y, podanych następnie na generator podstawy czasu.
Przy wyzwalanej podstawie czasu napięcie wyjściowe pojawia się impulsu wyzwalającego. Źródłem impulsów wyzwalających może być obserwowany sygnał, napięcie sieci lub sygnał zewnętrzny.
Opis płyty czołowej typowego oscyloskopu i sposoby posługiwania się nim przy określonych pomiarach podano w skrypcie laboratoryjnym.
5.2. Generator funkcyjny
Generator funkcyjny jest źródłem napięcia zmiennego, którego przebieg wyjściowy może przyjmować postać funkcji sinusoidalnej, funkcji prostokątnej lub funkcji trójkątnej o regulowanej w szerokim zakresie częstotliwości oraz amplitudzie. Schemat blokowy takiego generatora został przedstawiony na rys. 5.12.
Rys. 5.12. Schemat blokowy generatora funkcyjnego
Pierwotnym źródłem sygnału w generatorze funkcyjnym jest układ zwany generatorem relaksacyjnym, wytwarzający, jednocześnie na dwóch swoich wyjściach, dwa przebiegi prostokątny i trójkątny o znormalizowanej amplitudzie, regulowanych: częstotliwości i współczynniku wypełnienia. Sygnał o kształcie funkcji sinusoidalnej jest otrzymywany z sygnału trójkątnego na skutek aproksymacji w układzie kształtującym. Wybrany przebieg jest podawany na układ wyjściowy zawierający układy służące do regulacji amplitudy i składowej stałej przebiegu wyjściowego oraz zapewniające odpowiednią impedancję wyjściową generatora.
Do podstawowych parametrów technicznych generatora funkcyjnego zaliczamy:
rodzaj generowanego sygnału: sinusoidalny, prostokątny, trójkątny
zakres częstotliwości, typowy od 1Hz do 1 MHz
stabilność częstotliwości - zmiany częstotliwości sygnału w określonym przedziale czasu
zakres regulacji napięcia wyjściowego - zakres możliwych do uzyskania amplitud sygnału oraz poziomu składowej stałej, przy określonej rezystancji obciążenia
impedancję wyjściową - impedancję wyjściową generatora w całym zakresie pracy - typowe wartości: 50 , 75 , 300 lub 600
parametry generowanych sygnałów np.: współczynnik zniekształceń sygnału sinusoidalnego, czasy narastania i opadania zboczy sygnału prostokątnego.
5.3. Woltomierze i amperomierze
Przyrządy do pomiaru napięcia i prądu tworzą grupę woltomierzy i amperomierzy. Woltomierze elektroniczne umożliwiają pomiary napięcia w szerokim zakresie pomiarowym od nanowoltów (10-9 V) do megawoltów (106 V) i szerokim zakresie częstotliwości: od zera (napięcie stale) do ok. 300 MHz. Dalszymi zaletami woltomierzy są: duża impedancja (bądź rezystancja) wejściowa, duża dokładność, duża wytrzymałość na przeciążenia, możliwość pomiaru różnych parametrów napięcia (wartości skutecznej, średniej, szczytowej). Woltomierze można klasyfikować według różnych kryteriów. Ogólny podział zostanie dokonany ze względu na sposób odczytu na woltomierze analogowe i cyfrowe.
Elektroniczne woltomierze analogowe pod względem przeznaczenia dzielimy na woltomierze napięć stałych i woltomierze napięć zmiennych.
Woltomierze napięć stałych składają się z dzielnika napięcia wejściowego, wzmacniacza napięcia stałego oraz miernika magnetoelektrycznego wyskalowanego w jednostkach napięcia i używanego jako wskaźnika, połączonych w sposób jak na rys.5.13.
Rys. 5.13 Schemat blokowy woltomierza napięcia stałego
Dzielnik zapewnia dużą rezystancję wejściową woltomierza, praktycznie stałą na wszystkich zakresach. Wzmacniacz napięcia stałego wzmacnia napięcie do poziomu niezbędnego dla spowodowania wychylenia organu ruchomego miernika magnetoelektrycznego, a ponadto odgrywa role układu dopasowującego małą rezystancję miernika do rezystancji wejściowej dzielnika.
W woltomierzach napięć stałych o działaniu bezpośrednim stosuje się przeważnie wzmacniacze operacyjne. Umożliwia to zwiększenie czułości i uzyskanie najniższych zakresów pomiarowych, rzędu 1 mV. Aby jednocześnie uzyskać dużą rezystancję wejściową takiego woltomierza, wzmacniacz operacyjny pracuje jako nieodwracający. Otrzymuje się wówczas rezystancję wejściowa rzędu 109 - 1012 .
Pewna odmiana woltomierzy napięć stałych są woltomierze z przetwarzaniem o schemacie jak na rys.5.14.
Rys.5.14. Schemat blokowy woltomierza napięcia stałego z przetwarzaniem
W układach takich woltomierzy jest stosowany wzmacniacz napięcia stałego z przetwarzaniem, który charakteryzuje się bardzo małym dryftem zera, przy bardzo dużym wzmocnieniu. Umożliwia to dalsze zwiększenie czułości woltomierza, a tym samym zmniejszenie poziomu napięcia dla najniższego zakresu do wartości 1 - 10 V. Wzmacniacz jest objęty pętlą silnego ujemnego sprzężenia zwrotnego dla napięcia stałego. Ujemne sprzężenie zwrotne zapewnia liniowość charakterystyki przetwarzania Uwy = f (Uwe) oraz zmianę zakresów pomiarowych przez zmianę wartości współczynnika ujemnego sprzężenia zwrotnego. Filtr dolnoprzepustowy na wejściu tłumi zakłócenia, a filtr na wyjściu prostownika fazoczułego wygładza przebieg wyprostowany. Wtórnik emiterowy na wyjściu pełni funkcję urządzenia dopasowującego.
Woltomierze elektroniczne napięć zmiennych konstruuje się według ogólnego schematu funkcjonalnego pokazanego na rys. 5.15.
Rys. 5.15. Ogólny schemat funkcjonalny woltomierza napięć zmiennych
Woltomierz składa się z przetwornika sygnału zmiennoprądowego na sygnał stałoprądowy, tzn. taki, w którym składowa stała zawiera informacje o wartości średniej, maksymalnej albo skutecznej przetwarzanego przebiegu oraz woltomierza analogowego napięć stałych. Przetwornikami tymi mogą być odpowiednie prostowniki wartości średniej, szczytowej lub skutecznej.
Woltomierze cyfrowe
Zasada pracy woltomierza cyfrowego polega na przetworzeniu napięcia ciągłego (analogowego) na przebieg dyskretny (cyfrowy). Proces ten realizują układy zwane przetwornikami a/c - analogowo-cyfrowymi. Podział woltomierzy można dokonywać według różnych kryteriów:
ze względu na przebieg czasowy mierzonych napięć na woltomierze napięć stałych i wolnozmiennych oraz woltomierze napięć zmiennych
ze względu na sposób przetwarzania analogowo-cyfrowego na woltomierze z przetwornikami bezpośrednimi i z przetwornikami pośrednimi.
Przetworniki bezpośrednie porównują wprost wielkość analogową z sygnałem wzorcowym sterowanym cyfrowo. W wyniku porównania powstaje sygnał cyfrowy zawierający informację pomiarową o wielkości analogowej.
Przetworniki pośrednie przekształcają wstępnie wielkość analogową w inną wielkość fizyczną (np. czas, a ściślej przedział czasu lub częstotliwości), która następnie jest bezpośrednio przetwarzana w sygnał cyfrowy.
Do najbardziej rozpowszechnionych należą woltomierze cyfrowe napięć stałych i wolnozmiennych o ogólnym schemacie jak na rys. 5.16.
Rys.5.16. Schemat funkcjonalny woltomierza cyfrowego napięć stałych
W każdym woltomierzu napięcia stałego można wyróżnić następujące zespoły bloków:
układ wejściowy - odpowiedzialny za wybór zakresu i adaptacje przetwornika do rodzaju biegunowości mierzonego napięcia Ux
przetwornik analogowo-cyfrowy a/c
dekoder - przetwarzający kod licznika na napięcie zdolne wysterować wskaźnik cyfrowy
wskaźnik cyfrowy o określonej liczbie cyfr
układ sterujący - kontrolujący i wymuszający poszczególne stany w pracy woltomierza: zerowanie licznika w przetworniku a/c przed pomiarem i przepisanie zawartości licznika do dekodera po zakończeniu pomiaru.
O właściwościach metrologicznych woltomierzy cyfrowych napięcia stałego decyduje rodzaj zastosowanego przetwornika analogowo-cyfrowego.
Cyfrowy pomiar napięć zmiennych może być realizowany przez zamianę wartości średniej, skutecznej lub szczytowej tych napięć na napięcie stałe. Najczęściej spotyka się prostownikowe przetworniki wartości średniej lub szczytowej. Podstawowa wada wszystkich woltomierzy prostownikowych jest zależność wskazań od kształtu krzywej mierzonego napięcia. Do najbardziej współczesnych rozwiązań konstrukcyjno-układowych należą woltomierze cyfrowe mikroprocesorowe.
Pomiaru prądów dokonujemy amperomierzami. Amperomierze elektroniczne zawierają najczęściej bocznik, na którym mierzy się spadek napięcia za pomocą miliwoltomierza elektronicznego analogowego lub cyfrowego (jak na rys. 5.17), który powinien mieć małą rezystancję wejściową.
Rys. 5.17. Schemat funkcjonalny amperomierza elektronicznego
Woltomierz jest zatem częścią amperomierza elektronicznego. Innym rozwiązaniem są układy amperomierzy z przetwornikami prąd-napięcie ze wzmacniaczami operacyjnymi. Ponieważ w takim przetworniku wykorzystuje się ujemne sprzężenie zwrotne napięciowo-równolegle, odznacza się on bardzo małą rezystancja wejściową. Dzięki odpowiedniemu doborowi elementów można uzyskać również bardzo dobrą czułość prądową umożliwiającą pomiary prądów już od 10-12 A.
5.4. Multimetry
Multimetry są wielozakresowymi przyrządami do pomiaru podstawowych wielkości elektrycznych. Najczęściej spotykane multimetry mierzą stałe i zmienne napięcie i prąd oraz rezystancję. Bardziej rozbudowane przyrządy pozwalają ponadto mierzyć częstotliwość i pojemność elektryczną. Schemat blokowy typowego multimetru pokazano na rys. 5.18.
Rys. 5.18. Schemat blokowy typowego multimetru
Zasadniczym blokiem multimetru jest przetwornik analogowo-cyfrowy (przetwornik a/c), który wraz ze źródłem odniesienia (wzorcem napięcia) przetwarza napięcie doprowadzone do wejścia na sygnał cyfrowy, który pojawia się na wyjściu. Wynik pomiaru jest wyświetlany na wskaźniku (wyświetlaczu) cyfrowym w postaci liczby dziesiętnej ze znakiem, z jednoczesnym wskazaniem jednostki lub zakresu pomiarowego.
Zadaniem układu wejściowego jest dopasowanie wartości napięcia wejściowego do wymagań przetwornika analogowo-cyfrowego oraz minimalizacja oddziaływania przyrządu na obwód pomiarowy. Podczas pomiaru parametrów napięć zmiennych włączany jest dodatkowo przetwornik AC/DC (Alternating Current/Direct Current), na którego wyjściu pojawia się napięcie stałe o wartości proporcjonalnej do wybranego parametru napięcia zmiennego. Najczęściej spotykane są przetworniki wartości średniej wyprostowanego napięcia zmiennego, ale mogą być również przetworniki wartości szczytowej lub skutecznej.
Pomiar rezystancji jest dokonywany za pośrednictwem przetwornika R/U, którego działanie polega na wytworzeniu na wyjściu napięcia stałego o wartości proporcjonalnej do wartości rezystancji dołączonej do wejścia. Zazwyczaj, przetwornik ten zawiera wzorcowe źródło prądu stałego, który przepływając przez rezystor o rezystancji Rx powoduje spadek napięcia na nim zgodnie z prawem Ohma
Ux = I Rx |
(5.14) |
Wydajność prądowa źródła I może być wykorzystana do zmiany zakresu pomiarowego.
Przy pomiarze natężenia prądu równolegle do wejścia przyrządu jest włączany zestaw boczników (rezystorów wzorcowych). Do pomiaru natężenia prądu zmiennego jest wykorzystywany ponadto przetwornik AC/DC.
Multimetr może zawierać układ interfejsu, który umożliwia zdalne sterowanie pracą przyrządu, a także przesyłanie i rejestrację wyników pomiaru (np. do drukarki lub komputera).
Podstawowe parametry typowego multimetru
Wielkości mierzone:
napięcie stałe 1 V 1000 V, napięcie zmienne 10 V 1000 V,
prąd stały 10 nA 10 A, prąd zmienny 100 nA 10 A,
rezystancja 0,1 W 10 M
Zakres częstotliwości przy pomiarze napięć i prądów zmiennych: 10 Hz 20 kHz.
Rezystancja wejściowa przy pomiarze napięcia stałego: na podzakresach 10V większa od 1000 M, na podzakresach ≥ 100V 10 M.
Impedancja wejściowa przy pomiarze napięcia zmiennego: 1 M, równolegle z pojemnością < 100pF.
Spadek napięcia na zaciskach wejściowych przy pomiarze prądu: 0,3 V.
Podsumowanie
W treści przedstawiono i porównano proces obserwacji z procesem pomiaru. Podano charakterystyki wielkości mierzonych i przyczyny powstawania błędów w pomiarach. Oszacowano i oceniono błędy pomiarowe. Pokazano podstawowe metody pomiarowe i wskazano na różnice miedzy nimi.
W dalszej części zajęto się przyrządami pomiarowymi. Na wstępie omówione zostały podstawowe ich parametry takie jak: dokładność, czułość, zdolność rozdzielczą, zakres pracy, czas pomiaru, częstotliwość pracy i inne. Dokonano podziału na przyrządy analogowe i cyfrowe.
Przedstawione zostało wyposażenie typowego podstawowego stanowiska pomiarowego, miedzy innymi takiego, jakie jest wykorzystywane w laboratorium do tego przedmiotu. Stanowisko pomiarowe wyposażone jest w: oscyloskop, generator funkcyjny, zasilacz, multimetry i częstotliwościomierz.
Zasadę budowy i działania tych przyrządów pokazano w oparciu o schematy blokowe. Omówiono możliwości pomiarowe i rodzaje pracy oraz parametry charakterystyczne wymienionych przyrządów. Bliższe charakterystyki i sposoby praktycznego posługiwania się przyrządami zgromadzonymi w laboratorium podaje zostały w skrypcie laboratoryjnym.
Przykładowe pytania i problemy do rozwiązania
Podaj charakterystyki: obserwacji bezpośredniej i pomiaru.
Jakie wielkości elektryczne są najczęściej spotykane i mierzone?
Co to jest pomiar i jak zapisuje się jego wynik?
Omów elementy procesu pomiarowego oraz rodzaje i przyczyny występujących w nim błędów.
Co to jest błąd bezwzględny i błąd względny pomiaru? Który z nich jest bardziej miarodajny i dlaczego?
Jakie są rodzaje błędów pomiarowych, przy kryterium regularności ich występowania?
Podaj klasyfikację metod pomiarowych.
Omów podstawowe rodzaje metod pomiarowych.
Jakie parametry charakteryzują przyrząd pomiarowy?
Wymień podstawowe bloki funkcyjne oscyloskopu analogowego i omów ich działanie.
Przedstaw możliwości pomiarowe oscyloskopu oraz podaj tryby i rodzaje pracy.
Co to jest generator funkcyjny? Podaj jego podstawowe parametry.
Przedstaw, w jaki sposób można rozszerzyć zakres pracy woltomierza, a jaki amperomierza.
Jakie wielkości i w jakich zakresach można mierzyć typowymi multimetrami?
VI. |
Elementy i technologie półprzewodnikowe |
|
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
||
|
|
5.1. Zasada działania |
|
|
5.2. Właściwości i parametry |
|
||
|
|
6.1. Tranzystory złączowe FET: budowa i właściwości |
|
||
|
|
7.1. Klasyfikacja układów scalonych |
|
|
7.2. Układy monolityczne |
|
||
|
||
|
|
|
1. Podstawy technologii elementów półprzewodnikowych
Prąd elektryczny jest ruchem ładunków elektrycznych. W metalach, będących przewodnikami, sytuacja jest stosunkowo prosta. Istnieje w nich duża koncentracja elektronów swobodnych, niezależna od temperatury, a ruch tych elektronów stanowi prąd elektryczny. Sytuacja w półprzewodnikach jest bardziej skomplikowana i przedstawiona zostanie na przykładzie atomu krzemu - Si.
Każdy atom krzemu ma 14 elektronów, rozmieszczonych na dwóch orbitach całkowicie zapełnionych (2 i 8 elektronów) i z 4 elektronami (wobec 8 możliwych) na trzeciej nie zapełnionej orbicie (rys. 6.1).
Rys. 6.1. Budowa atomu krzemu
Elektrony z ostatniej orbity, zwane elektronami walencyjnymi decydują o właściwościach chemicznych i elektrycznych. Ich poziomy energetyczne tworzą pasmo walencyjne (podstawowe patrz wykład I, rys.1.2b). Nie wzbudzony atom jest obojętny elektrycznie, ale pod wpływem energii zewnętrznej (cieplnej, promieniowania świetlnego) elektrony mogą zostać oderwane powodując jonizację atomu. Potrzebna do tego celu energia jonizacji jest tym większa, im elektron jest położony bliżej jądra.
Struktura czystego krzemu jest monokrystaliczna, w następstwie sił wiążących atomy ze sobą. Ma postać przestrzennej sieci, w narożach której znajdują się atomy powiązane ze swoimi sąsiadami za pośrednictwem par elektronów. Model dwuwymiarowy sieci pokazano na rys. 6.2.
Rys. 6.2. Model płaski sieci krystalicznej krzemu
Każdy atom krzemu Si reprezentowany jest przez nieruchomy jon (składający się z jądra otoczonego elektronami na orbitach wewnętrznych) o ładunku +4 i cztery elektrony na orbicie zewnętrznej, które równoważą ten ładunek. W temperaturze zera bezwzględnego (T = 0 0K). Krzem zachowuje się wtedy jak idealny izolator, ponieważ nie ma elektronów swobodnych decydujących o przewodnictwie.
W temperaturze wyższej od zera bezwzględnego (T > 0 0K) pod wpływem energii cieplnej zarówno jądra atomów, jak i elektrony drgają wokół swoich punktów spoczynkowych. Następstwem tego są dodatkowe siły mechaniczne w siatce krystalicznej, które mogą pokonać siły wiązań atomowych i wyrwać niektóre elektrony z sieci. Elektrony te nie są wówczas związane z żadnym jądrem i mogą się poruszać w krysztale i noszą nazwę elektronów swobodnych. Oznacza to, że elektron uzyskał energię dostatecznie dużą, by przejść do pasma przewodnictwa (wykład I, rys. 1.2b) i brać udział w zjawisku przewodzenia prądu. Ponadto w paśmie podstawowym pozostanie w tej sytuacji wolne miejsce po elektronie, jon naładowany dodatnio tzw. dziura. Utworzony w ten sposób ładunek może poruszać się od atomu do atomu, uzupełniając brakujący elektron z sąsiedniego wiązania, gdzie z kolei powstanie znowu jon dodatni. Dziury poruszają się zatem w kierunku przeciwnym niż elektrony.
Na skutek wzbudzenia elektronu i jego przejścia do pasma przewodzenia, powstają dwa nośniki prądu: elektron w paśmie przewodnictwa i dziura w paśmie podstawowym. Im wyższa jest temperatura, tym więcej elektronów jest wzbudzanych do pasma przewodnictwa i tym większa jest przewodność w krysztale.
2. Półprzewodniki samoistne i niesamoistne
W półprzewodnikach już w temperaturze otoczenia (T 300 0K) pewna część elektronów przechodzi do pasma przewodnictwa, pozostawiając nie obsadzone miejsca w paśmie podstawowym.
Definicja 6.1. Proces pojawiania się elektronów w paśmie przewodnictwa i dziur w paśmie podstawowym pod wpływem wzrostu temperatury nosi nazwę generacji termicznej par dziura-elektron.
Liczbę nośników ładunków określa się za pomocą liczby nośników w jednostce objętości inaczej koncentracji. Koncentrację elektronów w paśmie przewodnictwa oznacza się przez ni, natomiast koncentrację dziur w paśmie podstawowym przez pi. Jednocześnie z procesem generacji termicznej występuje proces odwrotny.
Definicja 6.2. Proces odwrotny, proces wyłapywania elektronów przez dziury nazywamy rekombinacją termiczną par dziura-elektron.
Obydwa te procesy w stanie równowagi termicznej maja zrównoważone szybkości. Oznacza to, że koncentracja elektronów w paśmie przewodnictwa jest wtedy równa koncentracji dziur w paśmie podstawowym. Iloczyn tych koncentracji jest wykładniczą funkcja temperatury T i szerokości pasma zabronionego Wg
|
(6.1) |
przy czym: A - współczynnik proporcjonalności, k = 1,3806 10-23 J/K - stała Boltzmana.
Koncentracja nośników w stanie równowagi nosi nazwę koncentracji równowagowej.
Przykład 6.1. Wyznaczyć koncentracje równowagowe dla krzemu Si ( Wg = 1,11 eV ) i dla germanu Ge ( Wg = 0,67 eV ) przy temperaturze T = 300 0K.
Wartości tych koncentracji wynoszą
dla krzem: ni = pi =1,5 1010 1/cm3; dla germanu: ni = pi = 2,5 1013 1/cm3.
Mimo dużych liczb bezwzględnych stanowią one małe liczby w porównaniu z liczbą atomów w 1 cm3 półprzewodnika.
Definicja 6.3. Półprzewodniki, nie mające dodatkowych poziomów energetycznych w paśmie zabronionym noszą nazwę półprzewodników samoistnych.
W omówionych dotychczas półprzewodnikach zakładano istnienie doskonale regularnej struktury. W rzeczywistości w sieci krystalicznej mogą występować defekty w postaci atomów międzywęzłowych (zanieczyszczenia), luk (brak atomów w niektórych węzłach) domieszek (atomy innego pierwiastka zastępują w atomy pierwiastka podstawowego w węzłach sieci).
Definicja 6.4. Jeśli w półprzewodniku, wskutek nieregularności sieci krystalicznej, przeważają nośniki typu dziurowego, to półprzewodnik ten nazywany jest półprzewodnikiem typu p (niedomiarowy), natomiast jeśli przeważają nośniki elektronowe, to nazywany jest półprzewodnikiem typu n (nadmiarowy).
Nieregularności w sieci krystalicznej wynikające z niedoskonałości procesu technologicznego noszą nazwę zanieczyszczeń, te zaś które wprowadzane są celowo nazywa się domieszkami.
Definicja 6.5. Półprzewodniki niesamoistne inaczej domieszkowane, są to takie półprzewodniki, w których w paśmie zabronionym występują dodatkowo poziomy energetyczne.
Półprzewodnik typu n uzyskuje się przez dodanie w procesie wzrostu kryształu krzemu domieszki pierwiastka pięciowartościowego (np. antymonu, arsenu, fosforu). Niektóre atomy krzemu zostaną zastąpione w sieci krystalicznej atomami domieszki, zwanymi donorami (rys. 6.3). Piąte elektrony walencyjne tych atomów nie biorą udziału w wiązaniach i są słabo związane z jądrem. Dlatego potrzeba niewielkiej energii do zerwania tego wiązania.
Rys. 6.3. Model sieci krystalicznej krzemy z domieszka atomów fosforu
Rys. 6.4. Model pasmowy półprzewodnika krzemowego z domieszkami donorowymi
W pasmowym modelu energetycznym odpowiada to powstaniu nowego poziomu energetycznego- poziomu donorowego (rys. 6.4). Wskutek małej różnicy energii poziomu donorowego względem pasma przewodnictwa (około 0,05 eV dla Si) elektrony z tego poziomu będą przechodziły do pasma przewodnictwa. Już w temperaturze pokojowej prawie wszystkie atomy domieszkowe zostaną zjonizowane. Oznacza to , że na poziomach donorowych nie ma elektronów. Wszystkie one przeszły do pasma przewodnictwa. Liczba elektronów w paśmie przewodnictwa jest znacznie większa niż dziur w paśmie podstawowym. Dlatego pierwsze noszą nazwę nośników większościowych, a drugie mniejszościowych.
Półprzewodnik typu p uzyskuje się przez dodanie w procesie wzrostu kryształu krzemu domieszki pierwiastka trójwartościowego (np. glinu, indu, galu). Niektóre atomy krzemu zostaną zastąpione w sieci krystalicznej atomami domieszki, zwanymi akceptorami (rys. 6.5). Obecność tylko trzech elektronów walencyjnych w tych atomach powoduje zdekompletowanie jednego z wiązań w sieci krystalicznej.
Rys. 6.5. Model sieci krystalicznej krzemy z domieszka atomów indu
Uwaga BŁĄD
Rys. 6.6. Model pasmowy półprzewodnika krzemowego z domieszkami akceptorowymi
Brak elektronu zostaje uzupełniony przez pobranie elektronu z jednego z sąsiednich wiązań, w którym powstaje dziura. Atom domieszki staje się jonem ujemnym.
W modelu energetycznym (rys. 6.6) puste miejsca w sieci krystalicznej nie zapełnione przez elektrony, odpowiadają nie obsadzonym dodatkowym poziomom dozwolonym, leżącym blisko pasma podstawowego zwanych poziomami akceptorowymi. Już w temperaturze pokojowej wszystkie poziomy akceptorowe są zapełnione elektronami, które przeszły tu z pasma podstawowego. Na skutek tego liczba dziur w paśmie podstawowym jest większa od liczby elektronów w paśmie przewodnictwa. W półprzewodniku typu p nośnikami większościowymi są dziury, a mniejszościowymi elektrony.
W każdym półprzewodniku w stanie równowagi termicznej jest spełniony warunek neutralności Ustalenie się koncentracji nośników na odpowiednim poziomie zachodzi w wyniku procesu rekombinacji, który równoważy też generacje termiczną nośników.
W półprzewodnikach domieszkowanych wyróżnia się prądy unoszenia i prądy dyfuzyjne. Prądy unoszenia związane są z ruchem nośników elektrycznych: elektronów w paśmie przewodzenia i dziur w paśmie podstawowym. Prądy nośników są proporcjonalne do przepływającego ładunku i prędkości nośników:
prąd elektronowy
In = q n n E S |
(6.2) |
prąd dziurowy
Ip = q p p E S |
(6.3) |
gdzie: n, p - koncentracja elektronów i dziur odpowiednio, n, p - ruchliwość elektronów i dziur, S - powierzchnia, przez która przepływa prąd, q - ładunek elektronu, E - natężenie pola elektrycznego.
Ruchliwości nie maja wartości stałych, lecz zależą od koncentracji domieszek i od temperatury. Przy wzroście obydwu wielkości ruchliwość maleje.
Prąd dyfuzyjny ma miejsce, gdy w półprzewodniku występuje niejednorodny rozkład nośników nadmiarowych. Występuje wówczas dyfuzyjny ruch nośników z obszarów o większej koncentracji do obszarów o mniejszej koncentracji. Prądy dyfuzyjne elektronowe i dziurowe są proporcjonalne do gradientu (nachylenia) rozkładu koncentracji nośników, zgodnie z zależnościami:
|
(6.4) |
|
(6.5) |
w których: Dn, Dp - współczynniki dyfuzji elektronów i dziur,
- gradienty rozkładów koncentracji elektronów i dziur, S - powierzchnia, przez która przepływa prąd.
3. Złącze p-n
Większość elementów półprzewodnikowych (diody, tranzystory bipolarne itp.) wykorzystują różnego rodzaju złącza.
Definicja 6.6. Złączem nazywa się atomowo powiązany styk dwóch kryształów ciała stałego o odległości miedzy stykającymi się obszarami porównywalnej z odległością miedzy atomami w kryształach.
Najszersze zastosowanie w elektronice maja złącza:
półprzewodnik - półprzewodnik
metal - półprzewodnik (złącza m-p, nazywane często złączami Schottkyego).
Do pierwszych zaliczamy złącza dwóch półprzewodników o różnym typie przewodnictwa: złącza p-n, złącza dwóch półprzewodników tego samego typu, ale o różnej koncentracji domieszek: złącza obszarów n-n+; p-p+, oraz złącza różnorodnych półprzewodników np.: krzem-german inaczej heterozłącza.
Omówione zostanie teraz bardziej szczegółowo złącze p-n, jako powszechnie stosowane złącze w elementach dwuzaciskowych.
Definicja 6.7. Złączem p-n nazywamy warstwę przejściową miedzy obszarem półprzewodnika typu p i półprzewodnika typu n.
Domieszka akceptorowa w obszarze typu p sprawia, że koncentracja dziur w tym obszarze jest większa niż elektronów (przewodnictwo dziurowe). Natomiast domieszka donorowa w obszarze typu n prowadzi do przewagi elektronów w tym obszarze (przewodnictwo elektronowe). Dziury w p i elektrony w n są nośnikami większościowymi. Przed zetknięciem każdy z tych obszarów jest elektrycznie obojętny.
Po zetknięciu dwóch obszarów p i n (rys. 6.7.) w pobliżu płaszczyzny złącza istnieją gradienty koncentracji dziur i elektronów. Różnica koncentracji nośników ładunków powoduje ich przemieszczanie - dyfuzję. Elektrony z obszaru przyzłączowego n dyfundują do obszaru p, podobnie dziury z obszaru przyzłączowego p przechodzą do obszaru n (rys. 6.7a). Prądy dyfuzyjne Ipd dziur i Ind elektronów są proporcjonalne do gradientów koncentracji domieszek.
Nośniki przedostające się do przeciwnych obszarów stają się nadmiarowymi nośnikami mniejszościowymi w tych obszarach. Rekombinują one z nośnikami większościowymi, które nie przeszły na drugą stronę złącza. W wyniku tego w n powstaje nadmiar jonów dodatnich (donorów), a w obszarze p powstaje nadmiar jonów ujemnych (akceptorów). Są to ładunki jonów nieruchomych, ulokowanych w węzłach sieci krystalicznej. W obszarach przyzłączowych powstaje więc podwójna warstwa ładunków nieskompensowanych. Nazywa się ona obszarem ładunku przestrzennego (warstwą zaporowa lub obszarem zubożonym), w którym nie ma praktycznie ładunków większościowych (rys. 6.7b).
Po utworzeniu warstwy zaporowej przepływ nośników większościowych zostaje zahamowany. Ładunek przestrzenny dodatni po stronie n hamuje przepływ dziur z obszaru p do n, natomiast ładunek ujemny utworzony po stronie p hamuje przepływ elektronów z obszaru n do p.
Tworzy się pole elektryczne reprezentowane przez barierę potencjałów (rys. 6.7c). Wysokość bariery nazywa się napięciem dyfuzyjnym
|
(6.6) |
gdzie: q - ładunek elektronu, k - stała Boltzmana, T - temperatura, Na - koncentracja akceptorów, Nd - koncentracja donorów, ni - koncentracja samoistna półprzewodnika.
Rys. 6.7. Złącze p-n bez polaryzacji
Przykładowo, napięcie dyfuzyjne wynosi w temperaturze otoczenia: dla złączy krzemowych UD (0,6 0,8) V; dla złączy germanowych UD (0,1 0,3) V i zmniejsza się przy wzroście temperatury o około 2,3 mV/0K.
Pole elektryczne wytworzone przez ładunek przestrzenny sprzyja natomiast przepływowi nośników mniejszościowych. Oprócz prądów dyfuzyjnych nośników większościowych przez złącze płyną prądy unoszenia nośników mniejszościowych Ipu oraz Inu. W kierunku przeciwnym do prądów dyfuzyjnych. Stan równowagi złącza występuje wtedy, gdy liczba unoszonych nośników mniejszościowych jest równa liczbie dyfundujących nośników większościowych, a więc
Ipd + Ipu = 0 i Ind + Inu = 0 |
(6.7) |
Powstanie ładunku przestrzennego w modelu energetyczno-pasmowym złącza (rys. 6.7d) odpowiada przesunięciu położenia pasm energetycznych. Różnica energii jest proporcjonalna do napięcia dyfuzyjnego. Poziom Fermiego dla obu części półprzewodnika ma natomiast położenie jednakowe.
Szerokość warstwy zaporowej d zależy od koncentracji domieszek po obu stronach złącza i napięcia dyfuzyjnego
|
(6.8) |
przy czym: - przenikalność elektryczna półprzewodnika.
Najczęściej szerokość warstwy zaporowej wynosi d = (0,1 0,5) m. Jeżeli koncentracja domieszek pierwszego obszaru jest mniejsza niż drugiego, to głębiej w ten obszar wnikną ładunki z obszaru drugiego i szerokość d2 > d1.
Doprowadzenie z zewnątrz napięcia do złącza (rys. 6.8) zakłóca stan równowagi elektrycznej. Dla większości złączy można przyjąć, że całe przyłożone napięcie przypada na obszar ładunku przestrzennego.
Rys. 6.8. Złącze p-n spolaryzowane w kierunku przewodzenia
Przy polaryzacji w kierunku przewodzenia ( "+" do obszaru p, a "-" do obszaru n) napięcie dyfuzyjne ulega zmniejszeniu
UD' = UD - U < UD |
(6.9) |
oraz maleje szerokość warstwy zaporowej. Zmniejszenie bariery potencjału powoduje wzrost prądu dyfuzyjnego. Prądy unoszenia pozostają praktycznie niezmnienione. W wyniku zwiększenia składowej dyfuzyjnej prądu, w obwodzie zewnętrznym płynie prąd
|
(6.10) |
gdzie: Is - jest prądem nasycenia złącza, zależnym od stałych fizycznych, materiałowych i konstrukcyjnych złącza, a UT - potencjałem termodynamicznym
|
(6.11) |
Wartość potencjału termodynamicznego przy T = 300 0K wynosi UT 26 mV.
Przy odwrotnej polaryzacji złącza zwanej polaryzacją wsteczną (rys. 6.9) napięcie zewnętrze ma kierunek zgodny z napięciem UD i dodaje się do niego
UD'' = UD + U > UD |
(6.12) |
Następuje więc dalszy odpływ ładunków swobodnych z obszaru otaczającego warstwę zaporową.
Rys. 6.9. Złącze p-n spolaryzowane w kierunku wstecznym
Zwiększa się bariera potencjału i szerokość warstwy zaporowej, co powoduje zmniejszenie dyfuzji nośników. Wpływa to na znaczące zmniejszenie koncentracji nośników wprowadzanych do drugiego obszar złącza i prądy dyfuzyjne praktycznie nie istnieją. Bariera ta nie stanowi przeszkody dla przepływu prądu unoszenia - prądu wstecznego. Jest on jednak niewielki, wynosi (10-6 10-12) A i bardzo nieznacznie zależy od przyłożonego napięcia. Prąd wsteczny wyraża się również zależnością (6.10), ale U < 0.
Charakterystyka prądowo-napięciowa złącza p-n ma postać przedstawioną na rys. 6.10.
Rys. 6.10. Charakterystyka prądowo-napięciowa złącza p-n
Przy polaryzacji złącza w kierunku wstecznym, jeżeli obszar ładunku przestrzennego jest szeroki pojawia się prąd jonizacji lawinowej, którego wartość znacznie rośnie przy zbliżaniu się do wartości napięcia przebicia lawinowego UL.
Przy małych sygnałach złączu p-n przyporządkowuje się schemat zastępczy pokazany na rys. 6. 11.
Rys.6.11. Schemat zastępczy małosygnałowy złącza p-n
W schemacie tym g oznacza konduktancję dynamiczną, wynikającą z nachylenia charakterystyki statycznej, równą
|
(6.13) |
Elementy Ru i Rs reprezentują rezystancję upływu oraz rezystancję szeregową półprzewodnika i doprowadzeń. Wpływ rezystancji Rs (zwykle rzędu ułamka oma) jest istotny przy pracy w kierunku przewodzenia, zwłaszcza przy dużych prądach, natomiast rezystancji Ru (rzędu megaomów i więcej) w kierunku wstecznym. W warunkach dynamicznych tj. przy szybkich zmianach napięcia doprowadzanego do złącza pojawi się prąd przesunięcia, związany ze zmianą ładunku magazynowanego w złączu. Zmiany ładunku można interpretować jako istnienie w schemacie pojemności Ct i Cd. Pojemność dyfuzyjna Cd odgrywa rolę przy polaryzacji w kierunku przewodzenia. Pojemność złączowa lub pojemność warstwy zaporowej Ct jest istotna przy pracy w kierunku wstecznym. Obie pojemności są funkcjami doprowadzonego napięcia.
4. Diody półprzewodnikowe
Definicja 6.8 Dioda półprzewodnikową nazywamy dwu zaciskowy element półprzewodnikowy wykorzystujący złącze p-n.
Ze względu na technologie wykonania dzieli się je na diody ostrzowe i diody warstwowe, jak pokazano na rys. 6.12.
Rys.6.12 Budowa diody ostrzowej i diody warstwowej
Złącze p-n diody ostrzowej (rys.6.12a) wykonuje się przez wtopienie elektryczne ostrza metalowego do półprzewodnika typu n. W procesie zgrzewania tworzy się pod ostrzem mikroobszar typu p. Na granicy tego obszaru powstaje złącze p-n. Główną cechą tych diod jest bardzo mała powierzchnia złącza (rzędu 10-3 10-4 mm2) i związana z tym nieznaczna pojemność złączowa. Z tego powodu można je stosować w zakresie wielkich częstotliwości.
Diody warstwowe wykonuje się w technologii stopowej i dyfuzyjnej. Najbardziej rozpowszechniona jest technika dyfuzyjna zwłaszcza epitaksjalno-planarna (rys. 6.12b). Na podłożu krzemowym silnie domieszkowanym typu n+ osadza się cienką warstwę epitaksjalną o słabszym domieszkowaniu tego samego typu. Warstwę epitaksjalną pokrywa się dwutlenkiem krzemu SiO2, jako powłoką zabezpieczającą. Następnie przez specjalnie przygotowane okno w SiO2 wprowadza się domieszkę dającą obszar typu p. Na to nakłada się kontakt metalowy.
Z punktu widzenia użytkownika najważniejszy jest podział diod związany z ich zastosowaniem. Wyróżnia się: diody prostownicze, diody uniwersalne, diody impulsowe, diody stabilizacyjne, diody pojemnościowe, fotodiody, diody świecące i inne. Symbole tych diod pokazane zostały na rys. 6. 13.
Rys. 6.13. Symbole graficzne diody: a) symbol ogólny, b) dioda tunelowa, c) dioda stabilizacyjna, d) dioda pojemnościowa, e) fotodioda, f) dioda świecąca
Poniżej zostaną omówione wybrane rodzaje diod.
Diody prostownicze stosuje się głownie w układach prostowniczych urządzeń zasilających, przekształcający prąd zmienny w jednokierunkowy prąd pulsujący. Dioda spełnia zatem funkcję zaworu jednokierunkowego. Wykorzystuje się właściwość polegającą na dużej różnicy zdolności przewodzenia w kierunku wstecznym i kierunku przewodzenia. Najczęściej są to diody warstwowe krzemowe.
Rys. 6.14. Charakterystyka diody prostowniczej i jej aproksymacja
Właściwości diody najlepiej obrazuje charakterystyka prądowo-napięciowa rys. 6.14a, będąca charakterystyką złącza p-n. W rozważaniach przybliżonych można ją aproksymować odcinkami prostych jak na rys. 6.14b.:
I = 0 dla U < UT0 |
(6.14) |
gdzie: RF jest rezystancją diody w kierunku przewodzenia (nachylenie charakterystyki).
Stąd otrzymuje się równanie diody w kierunku przewodzenia o postaci:
UF = UT0 + IF RF dla U > UT0 |
(6.15) |
Napięcie progowe UT0, poniżej którego prąd ma bardzo małą wartość wynosi: (0,6 0,8) V dla diod krzemowych i (0,2 0,3) V dla diod germanowych. Oprócz napięcia progowego do punktów charakterystycznych krzywej należy napięcie przebicia UBR. Maksymalne napięcie wsteczne określa się jako:
UBRmax = 0,8 UBR |
(6.16) |
Ze względu na praktyczne zastosowania diod prostowniczych, ważną rolę odgrywają wartości graniczne prądów i napięć.
Diody uniwersalne stosuje się głównie w układach detekcyjnych, prostowniczych małej mocy i w ogranicznikach. Diody te charakteryzują się niewielkim zakresem dopuszczalnych napięć (rzędu kilkuset woltów) i prądów (rzędu kilkuset miliamperów), a częstotliwość ich pracy nie może przekraczać kilku MHz. Oprócz tych parametrów granicznych istotne są również parametry małosygnałowe wchodzące w skład schematu zastępczego złącza p-n. Jako diody uniwersalne stosuje się obecnie głównie planarne diody krzemowe małej mocy.
Diody stabilizacyjne (zwane diodami Zenera) stosuje się w układach stabilizacji napięć, w ogranicznikach amplitudy, w układach źródeł odniesienia. Wykorzystuje się ich pracę na odcinku charakterystyki prądowo-napięciowej (rys. 6. 15) w zakresie przebicia. Wskutek przebicia lawinowego lub przebicia Zenera następuje szybki wzrost prądy przy niezmienionym prawie napięciu.
Rys. 6.15. Charakterystyka diody stabilizacyjnej i jej schemat zastępczy
Napięcie stabilizacji Uz (napięcie Zenera) produkowanych diod wynosi od trzech do kilkuset woltów. Napięcie pracy może się zatem zmieniać od Uzmin do Uzmax. Ten zakres napięcia stabilizacji jest ograniczony zagięciem charakterystyki ora dopuszczalnymi stratami mocy Ptmax.
Ważnymi parametrami diod stabilizacyjnych są:
współczynnik stabilizacji
|
(6.17) |
rezystancja dynamiczna
|
(6.18) |
Diody impulsowe są przeznaczone do przełączania napięć i prądów oraz formowania impulsów elektrycznych. W układach spełniają najczęściej rolę kluczy (przełączników). Powinny się charakteryzować małą rezystancją w kierunku przewodzenia i dużą w kierunku wstecznym oraz małą bezwładnością elektryczną przy przełączaniu (krótkim czasem przełączania). Jako diody impulsowe stosowane są diody ostrzowe, osiągające czasy przełączania rzędu kilku nanosekund. W nowoczesnych rozwiązaniach technologicznych wykorzystuje się epitaksjalno-planarne złącza p-n domieszkowane złotem oraz złącza m-p (diody Schottky'ego) o czasie przełączania mniejszym od 1 ns.
W diodach pojemnościowych wykorzystuje się zmiany pojemności złącza p-n pod wpływem napięcia. Pracują one zawsze przy wstecznym kierunku polaryzacji. Charakterystyka pojemnościowo-napięciowa złącza p-n pokazana została na rys. 6.16.
Rys. 6.16. Charakterystyka diody pojemnościowej
Zakres wykorzystania diody jest ograniczony pojemnością minimalną Cmin i pojemnością maksymalną Cmax. Pojemność Cmin wynika z napięcia przebicia złącza, a pojemność Cmax jest określona przez wzrost konduktywności dynamicznej diody. Pojemności C0 = Cmax diod wynoszą od kilku do kilkudziesięciu pikofaradów. Diody pojemnościowe stosuje się w układach automatycznego dostrajania, powielania i modulacji częstotliwości, w układach modulatorów amplitudy i we wzmacniaczach parametrycznych.
Parametry wszystkich rodzajów diod zależą w bardzo znacznym stopniu od temperatury.
5. Tranzystory bipolarne
Definicja 6.9. Tranzystor bipolarny zwany też warstwowym jest elementem półprzewodnikowym o trzech zaciskach, stanowiącym kombinację dwóch złączy p-n, wytworzonych w jednej płytce półprzewodnika.
Procesy zachodzące w jednym złączu oddziałują na drugie złącze. Nośnikami ładunku elektrycznego są elektrony i dziury. Możliwe jest przy tym dwojakie uszeregowanie obszarowo różnym typie przewodnictwa: p-n-p (rys.6.17a) i n-p-n (rys.6.17b), dające dwa przeciwstawne typy tranzystorów.
Rys. 6.17. Model struktury i symbole graficzne tranzystorów bipolarnych
Zasada działania obu typów tranzystorów jest jednakowa, różnice występują tylko w polaryzacji zewnętrznych źródeł napięcia i kierunku przepływu prądu. W tranzystorze bipolarnym poszczególne obszary półprzewodnika stykające się z elektrodami zewnętrznymi (zaciskami) są oznaczone: E - emiter, C - kolektor, B - baza.
Znaczną większość produkowanych tranzystorów stanowią tranzystory krzemowe wykonane metodą dyfuzji. Ich budowę pokazano na rys. 6.18.
Rys. 6.18. Budowa tranzystora bipolarnego epiksjalno-planarnego
Struktury półprzewodnikowe tranzystorów są umieszczane w hermetycznie zamkniętych obudowach metalowych, ceramicznych lub plastykowych. Obudowa ta nie tylko chroni przed uszkodzeniami mechanicznymi, umożliwia ich montowanie w układach dyskretnych, ale również skutecznie odprowadza ciepło z elementu.
5.1. Zasada działania
Działanie tranzystora bipolarnego zostanie omówione na przykładzie tranzystora n-p-n w stanie pracy aktywnej.
W stanie równowagi, bez polaryzacji (UEB =0 i UCB = 0) jak na rys. 6.19a, przechodzenie elektronów z emitera i kolektora do bazy tranzystora i dziur z bazy do obu przylegających obszarów jest hamowane przez pole wytworzone przy obu złączach.
Rys. 6.19. Położenie barier potencjału w tranzystorze bipolarnym
Spolaryzowanie złącza emiterowego w kierunku przewodzenia przez przyłożenie napięcia ujemnego na emiter względem bazy, powoduje obniżenie bariery emiterowej (rys. 6.19b). Przez złącze emiter-baza płynie prąd dyfuzyjny, podobnie jak w diodzie. Wskutek obniżenia UD w złączu zwiększa się liczba elektronów wprowadzanych do bazy i zmniejsza liczba dziur wprowadzanych do emitera. Nadmiarowe elektrony wprowadzane do wąskiej bazy poruszają się ruchem dyfuzyjnym do kolektora, przy jednorodnie domieszkowanym obszarze. Przy domieszkowaniu niejednorodnym obszaru bazy przepływ wstrzykniętych nośników jest przyspieszony działaniem pola elektrycznego, jakie pojawia się wtedy w obszarze bazy. Po drodze część tych elektronów rekombinuje z dziurami. Nadmiarowe dziury wprowadzane z obszaru bazy do emitera rekombinują z istniejącymi tam elektronami. Nie uczestniczą one w przepływie prądu kolektorowego i dlatego zmniejsza się ich liczbę przez odpowiednia konstrukcję tranzystora.
Złącze kolektor baza jest spolaryzowane w kierunku wstecznym (co odpowiada wyższemu potencjałowi kolektora niż bazy), wtedy pole elektryczne powoduje unoszenie nośników z obszaru bazy do obszaru kolektora. Wartość prądu kolektora może być regulowana przez zmianę bariery złącza emiterowego, czyli przez zmiany napięcia polaryzującego złącze emiter -baza.
5.2. Właściwości i parametry
Właściwości tranzystorów opisują rodziny charakterystyk statycznych oraz parametry dynamiczne. Charakterystyki statyczne : wyjściowe, wejściowe, przejściowe (prądowe) i sprzężenia przedstawiają związki między prądami emitera - IE, bazy - IB i kolektora - IC oraz napięciami: baza-emiter UBE, kolektor-emiter UCE, kolektor-baza UCB. Charakterystyki zostaną zdefiniowane dla tranzystora n-p-n w układzie połączeń WE, jak na rys. 6. 20, gdzie emiter - E jest wspólnym zaciskiem wejścia i wyjścia.
Rys. 6.20. Tranzystor bipolarny w układzie pracy WE
Zewnętrze źródła napięcia stałego EB i EC służą do polaryzacji dwóch złączy tranzystora: kolektor-baza (złącze kolektorowe) i emiter-baza (złącze emiterowe). Możliwe są cztery warianty polaryzacji, odpowiadające czterem różnym stanom pracy, przedstawionym w tabl. 6.1.
Tabela 6.1.
STAN PRACY |
POLARYZACJA ZŁĄCZA EMITEROWEGO |
POLARYZACJA ZŁĄCZA KOLEKTOROWEGO |
Aktywny |
w kierunku przewodzenia |
w kierunku wstecznym |
Nasycenia |
w kierunku przewodzenia |
w kierunku przewodzenia |
Odcięcia (zatkania) |
w kierunku wstecznym |
w kierunku wstecznym |
Inwersyjny |
w kierunku wstecznym |
w kierunku przewodzenia |
W obwodzie wejściowym (baza-emiter) oprócz źródła EB może znajdować się źródło sygnału, a w obwodzie wyjściowym (kolektor-emiter) obciążenie.
Między napięciami i prądami zachodzą następujące relacje:
UCE = UBE + UCB |
(6.19) |
IE = - (IC + IB) |
(6.20) |
Zależność (6.20) spełniona jest również dla małych przyrostów prądów
IE = - ( IC + IB) |
(6.21) |
Definicja 6.10. Charakterystykami wyjściowymi tranzystora bipolarnego nazywamy związki IC = f(UCE), przy różnych wartościach prądu bazy IB (parametr rodziny krzywych).
Rys. 6.21 Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w układzie WE
Na charakterystyka wyjściowych, pokazanych na rys. 6.21 można wskazać zakresy pracy wymienione w Tabl. 6.1. Najczęściej wykorzystuje się zakres aktywny, w którym złącze emiter-baza jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia (UBE > 0), a złącze kolektor-baza w kierunku wstecznym (UCB > O). Tranzystor ma wtedy właściwości wzmacniające, które przejawiają się współczynnikami wzmocnienia prądowego wielkosygnałowego w układzie WE:
|
(6.22) |
małosygnałowego w układzie WE:
|
(6.23) |
Wartości i 0 nie różnią się zbytnio od siebie i wynoszą od kilkunastu do kilkuset. Są one funkcjami prądu kolektora IC i temperatury.
Podobne zależności obowiązują w stosunku do prądu kolektora IC i prądu emitera IE. Współczynnik
|
(6.23) |
jest wielkosygnałowym współczynnikiem wzmocnienia prądowego w układzie WB (wspólna baza), a
|
(6.24) |
nosi nazwę małosygnałowego współczynnika wzmocnienia prądowego w układzie WB. Typowe wartości współczynnika 0 zawierają się w zakresie 0,900 0,995. Między wzmocnieniami prądowymi w układzie WE i WB zachodzą związki
|
(6.25) |
Należy zwrócić również uwagę, że w stanie aktywnym prąd kolektora IC niewiele zależy od napięcia UCE, w dużym zakresie jego zmian. Rezystancja wyjściowa, będąca współczynnikiem nachylenia charakterystyk wyjściowych w stanie aktywnym
|
(6.26) |
przyjmuje dużą wartość, wynoszącą dla tranzystorów małej mocy 10 k 1 M
Zakres aktywny jest ograniczony od dołu tzw. odcięciem czyli stanem nieprzewodzenia, a z lewej strony nasyceniem. Te dwa stany tranzystora wykorzystuje się przy pracy przełącznikowej tranzystora, gdy pracuje jako klucz elektroniczny, czyli przełącznik.
W zakresie nasycenia oba złącza są spolaryzowane w kierunku przewodzenia (UBE > 0, UCB < 0). Złącze kolektor-baza zaczyna przewodzić, gdy napięcie kolektor-emiter osiągnie wartość napięcia nasycenia UCE = UCEsat, wynoszącą od 0,2 do pojedynczych woltów. Odpowiada to zwarciu na zaciskach kolektor-emiter. Rezystancja wyjściowa tranzystora w nasyceniu
|
(6.27) |
jest bardzo mały i wynosi od ułamka do kilkudziesięciu omów.
W zakresie odcięcia obydwa złącza są spolaryzowane w kierunku wstecznym (UBE < 0, UCB > 0). Stan ten odpowiada rozwarciu na zaciskach kolektor-emiter. Prąd płynący jest bardzo mały. Granicę między zakresem aktywnym stanowi prąd zerowy ICE0 = IC IB=0 .
Praktyczne wykorzystanie pola charakterystyk wyjściowych tranzystora jest ograniczone: dopuszczalnym napięciem kolektor-emiter UCEmax, dopuszczalnym prądem kolektora ICmax oraz dopuszczalnymi stratami mocy PCmax.
Definicja 6.11. Charakterystykami wejściowymi tranzystora bipolarnego nazywamy związki IB = f(UBE), przy różnych wartościach prądu bazy UCE (parametr rodziny krzywych).
Ponieważ złącze baza-emiter jest diodą, więc charakterystyka wejściowa tranzystora jest praktycznie identyczna z charakterystyką diody w kierunku przewodzenia. Charakterystyki wejściowe tranzystora w układzie WE pokazano na rys. 6.22.
Rys. 6.22. Charakterystyki wejściowe tranzystora w układzie WE
|
(6.28) |
Wpływ napięcia UCE jest niewielki. Na charakterystykach wejściowych wyróżnia się napięcie progowe (włączenia) poniżej którego prąd bazy IB jest bardzo mały. Wartość napięcia progowego dla tranzystorów krzemowych wynosi UT0 = 0,5 0,8 V. Dla określenia stopnia obciążenia źródła sygnału prze tranzystor wprowadza się pojecie rezystancji wejściowej
Wynosi ona od kilkuset omów do kilkuset kiloomów.
Charakterystyki prądowe IC = f(IB) i charakterystyki sprzężenia zwrotnego UBE = f(UCE), pokazane na rys. 6.23., są wykorzystywane znacznie rzadziej niż omówione wyżej charakterystyki wyjściowe i wejściowe.
Rys. 6.23. Charakterystyki tranzystora w układzie WE: a) prądowe: b) sprzężenia zwrotnego
Warto zauważyć, że nachylenie charakterystyki prądowej określa współczynnik wzmocnienia prądowego 0 w układzie WE.
Do parametrów dynamicznych tranzystorów bipolarnych należą parametry różniczkowe i parametry impulsowe.
Parametry różniczkowe są wielkościami opisującymi właściwości tranzystora przy małych sygnałach prądu zmiennego. Sygnały te występują najczęściej na tle sygnałów stałych o znacznych wartościach, polaryzujących w odpowiedni sposób elektrody tranzystora, tzn. ustalających punkt pracy na charakterystykach statycznych. Do parametrów różniczkowych należą omówione wyżej współczynniki wzmocnienia: 0 i 0 oraz rezystancje wyjściowa rce i wejściowa rbe. W zakresie małych częstotliwości parametry różniczkowe są wielkościami rzeczywistymi, a w zakresie wielkich częstotliwości są wielkościami zespolonymi, a ich moduły i argumenty zależą od częstotliwości.
Właściwości częstotliwościowe tranzystora bipolarnego charakteryzują:
częstotliwość f, dla której 0 zmniejszy się 2 razy (o 3 dB) w stosunku do wartości przy małej częstotliwości
częstotliwość f, dla której 0 zmniejszy się 2 razy (o 3 dB) w stosunku do wartości przy małej częstotliwości
częstotliwość fT, będąca iloczynem współczynnika wzmocnienia prądowego dla małej częstotliwości 0 i częstotliwości granicznej f
fT f 0 |
(6.29) |
Między wymienionymi częstotliwościami zachodzą relacje
f < fT < f |
(6.30) |
przy czym zależność współczynnika wzmocnienia prądowego 0 od częstotliwości ma postać
|
(6.31) |
W analizie układów elektronicznych tranzystorowi bipolarnemu przyporządkowuje się schemat zastępczy. Jedną z prostszych postaci schematu jest tzw. postać hybryd układu WE, słuszną w zakresie aktywnym dla małych sygnałów i częstotliwości, przedstawiono na rys. 6.24.
Rys. 6.24. Schemat zastępczy hybryd układu WE tranzystora bipolarnego
Na schemacie tym, oprócz omówionych wcześniej parametrów, występuje dodatkowa rezystancja rb'b. Jest to rezystancja obszaru bazy tranzystora między doprowadzeniem zewnętrznym B a bazą wewnętrzną B'. Wynosi ona od kilkunastu do kilkudziesięciu omów. W zakresie większych częstotliwości należy również uwzględnić pojemności złączy, które zostały zaznaczone liniami przerywanymi.
Parametry impulsowe opisują procesy przejściowe podczas przełączania miedzy stacjonarnymi stanami tranzystora, którymi są stan odcięcia i stan nasycenia. Przy przełączaniu tranzystora w układzie We impulsem zbliżonym do prostokątnego (rys.6.25a) otrzymuje się przebieg napięcia wyjściowego uce (rys.6.25b).
Rys. 6.25. Przebiegi napięcia wejściowego (a) i wyjściowego (b) przy przełączaniu tranzystora
Do parametrów impulsowych należą:
czas opóźnienia - td |
* czas magazynowania - ts |
czas narastania - tr |
* czas opadania - tf |
Czas opóźnienia i czas narastania tworzą w sumie czas włączania ton tranzystora
ton = td + tr |
(6.32) |
Suma czasów magazynowania i opadania stanowi czas wyłączania toff tranzystora
toff = ts + tf |
(6.33) |
6. Tranzystory unipolarne
Definicja 6.12. Elementy półprzewodnikowe, których wspólną cecha jest pośrednie oddziaływanie pola elektrycznego na rezystancję półprzewodnika lub na rezystancję cienkiej warstwy nieprzewodzącej nazywamy tranzystorami unipolarnymi, lub inaczej tranzystorami polowymi.
Teoretycznie sterowanie pracą tranzystora unipolarnego może się odbywać bez poboru mocy. W działaniu bierze udział tylko jeden rodzaj nośników ładunku, stad nazwa unipolarny.
Do tranzystorów unipolarnych należą:
tranzystory polowe złączowe - FET (ang. Field-Effect Transistor), ze złączem p-n - PNFET lub ze złączem metal-półprzewodnik - MESFET
tranzystory polowe z izolowana bramką - IGFET (ang. Insulated Gate Field-Effect Trasistor), z których najczęściej wykorzystuje się struktury metal-tlenek-półprzewodnik - MOS
tranzystory polowe cienkowarstwowe (ang. Thin Film Transistor) - TFT.
Budowa, zasada działania i właściwości tranzystorów unipolarnych zostaną omówione na przykładzie tranzystorów złączowych.
6.1. Tranzystory złączowe FET: budowa i właściwości
Tranzystor unipolarny złączowy składa się zasadniczo z warstwy półprzewodnika typu n (w tranzystorach z kanałem typu n) lub półprzewodnika typu p (z kanałem p).Warstwa ta tworzy kanał. Do obu końców kanału są dołączone elektrody. W obszar kanału wdyfundowuje się domieszki dające obszary przeciwnego znaku niż kanał: do kanału n - domieszki akceptorowe (p+), do kanału p domieszki donorowe (n+) . Wyprowadzenie zewnętrzne tych obszarów nazywa się bramką. Między kanałem i bramką tworzy się złącze p-n . Budowa tranzystora z kanałem n pokazana została na rys. 6.26.
Rys. 6.26. Tranzystor unipolarny z kanałem n
Tranzystor unipolarny FET ma trzy elektrody:
źródło - S (ang. Source), jest elektrodą, z której wpływają nośniki ładunku do kanału; IS - prąd źródła
dren - D (ang. Drain), jest elektrodą, do której dochodzą nośniki ładunku; ID - prąd drenu, UDS - napięcie dren-źródło
bramka - G (Gate), jest elektrodą sterującą przepływem ładunku; IG - prąd bramki, UGS - napięcie bramka-źródło.
Źródło i dren tranzystora są zawsze spolaryzowane tak, aby umożliwić przepływ nośników większościowych przez kanał w kierunku od źródła do drenu. Przykłady polaryzacji tranzystorów unipolarnych pokazano na rys. 6.27. W tranzystorze z kanałem typu p od źródła do drenu przepływają dziury, a z kanałem n - elektrony. Złącze bramka-kanał dla obu typów tranzystorów powinno być spolaryzowane w kierunku wstecznym.
Rys. 6.27. Polaryzacja tranzystorów unipolarnych FET: a) z kanałem n, b) z kanałem p
W pobliżu złącza p-n powstaje warstwa zaporowa, nazywana obszarem ładunku przestrzennego, pozbawiona nośników ruchomych. Ze względu na niejednakowe domieszkowanie warstwa ta głębiej wnika w obszar kanału niż bramki. Warstwa zaporowa ma dużą rezystancję, powoduje więc zmniejszenie czynnego przekroju kanału, przez który przepływa prąd. Wraz ze wzrostem polaryzacji złącza p-n w kierunku wstecznym (zwiększanie UGS) rozszerza się warstwa zaporowa (głębiej wnika w kanał). Zatem dla ustalonego napięcia dren-źródło rezystancja kanału, a więc prąd drenu będzie funkcją napięcia bramka -źródło. Sterowanie przepływem prądu w tranzystorze unipolarnym zachodzi wskutek zmian pola elektrycznego, co się nazywa efektem polowym
Tranzystory unipolarne, podobnie jak tranzystory bipolarne, charakteryzują się dla dużych wartości sygnałów parametrami statycznymi i dla małych sygnałów zmiennych parametrami dynamicznymi. Właściwości statyczne opisują rodziny charakterystyk przejściowych i wyjściowych.
Definicja 6.13. Charakterystyką przejściową (bramkową) nazywamy zależność prądu drenu od napięcia bramka-źródło ID = f (UGS), przy ustalonej wartości napięcia dren-źródło UDS (rys. 6.28a)
Rys. 6.28. Charakterystyki statyczne tranzystora unipolarnego: a) przejściowe, b) wyjściowe
Wielkościami charakterystycznymi krzywych są:
napięcie odcięcia bramka-źródło - UGSoff , tj. taka wartość napięcia, która należy doprowadzić do bramki, aby przy ustalonym UDS nie płynął prąd drenu
prąd nasycenia IDss tj. prąd drenu płynący przy napięciu UGS = 0 i określonym napięciu UDS.
Charakterystyki przejściowe zależą od temperatury i przy różnych wartościach przecinają się w punkcie A(UGsz,IDsz). W punkcie A współczynnik temperaturowy zmian ID jest równy zero i ten punkt powinien być dobierany jako punkt pracy.
Definicja 6.14. Charakterystyką wyjściową (drenową) nazywamy zależność prądu drenu od napięcia dren-źródło ID = f (UDS), przy ustalonej wartości napięcia bramka-źródło UGS. (rys. 6.28b).
Wyróżnia się trzy zasadnicze zakresy tych charakterystyk
zakres liniowy lub triodowy - "1", ograniczony wartością UDSsat, w którym tranzystor zachowuje się jak rezystor półprzewodnikowy; prąd ID ze wzrostem napięcia UDS wzrasta w przybliżeniu liniowo
|
(6.34) |
gdzie: C1 i C2 - stałe zależne od parametrów struktury i technologii wykonania tranzystora
zakres nasycenia, lub pentodowy - "2", zakres wykorzystywany zawsze przy pracy tranzystora unipolarnego w układzie wzmacniacza; napięcie UDS bardzo nieznacznie wpływa na wartość prądu drenu, natomiast bramka zachowuje zdolności sterowania
|
(6.35) |
przy czym wykładnik potęgi n przyjmuje się najczęściej równy dwa.
Zakres powielania lawinowego - "3"; w normalnej pracy nie wykorzystywany ze względu na możliwość trwałego uszkodzenia tranzystora.
W zakresie małych sygnałów zmiennych przyjmuje się, oprócz składowych stałych (polaryzujących) składowe zmienne o małych wartościach. Przebieg dla składowych zmiennych ma postać
|
(6.36) |
gdzie współczynniki tego równania wyrażają się:
|
(6.37) |
Konduktancja wzajemna gm jest nachyleniem charakterystyki bramkowej i wynosi kilka milisimensów. Rezystancja drenu lub rezystancja wyjściowa rds jest nachyleniem charakterystyki drenowej. W zakresie liniowym wartości jej są niewielkie, natomiast w zakresie nasycenia są rzędu kilkudziesięciu do kilkuset omów. Wyrażenie (6.36) ma swoja interpretacje układową w postaci schematu zastępczego przedstawionego na rys. 6.29.
Rys. 6.29. Małosygnałowy schemat zastępczy tranzystora unipolarnego
W zakresie większych częstotliwości należy uwzględnić również pojemności tranzystora: bramka-dren Cgd, bramka-źródło Cgs i dren-źródło Cds. Zaznaczone je liniami przerywanymi na rys. 6.29.
7. Układy scalone
Definicja 6.15. Układem scalonym nazywa się mikrostrukturę, spełniającą określoną funkcję układową, w której wszystkie lub część elementów jest nierozłącznie związana w podłożu lub umieszczona na nim.
Układu takiego nie można rozłożyć na części bez jego uszkodzenia, nie można również zmieniać połączeń miedzy elementami ani ich naprawiać. W urządzeniu elektronicznym układ scalony jest podstawowym, pojedynczym i niepodzielnym elementem, takim jak opór, kondensator czy dioda lub tranzystor w technice konwencjonalnej.
Układy scalone są rezultatem prac zmierzających do jak największej miniaturyzacji sprzętu elektronicznego, przy jednocześnie zwiększonej niezawodności. Gęstość upakowania w układach scalonych jest obecnie rzędu kilku tysięcy elementów w centymetrze sześciennym (1/cm3), a wymiar liniowy pojedynczego elementu jest rzędu mikrometrów.
Do najistotniejszych zalet układów scalonych, oprócz zmniejszenia wymiarów i masy, zalicza się: zwiększoną niezawodność, małe koszty, dobre parametry, dużą szybkość działania i mały pobór mocy.
7.1. Klasyfikacja układów scalonych
Konkretny układ scalony może spełniać tylko określone funkcje i przez to jest mało uniwersalny. Zachodzi zatem konieczność produkowania całych grup różnych typów układów scalonych. Ze względu na wykonywaną funkcję układy scalone, podobnie jak wszystkie układy elektroniczne, dzieli się na układy cyfrowe i układy analogowe.
W układach cyfrowych sygnały przyjmują najczęściej dwa poziomy: wysoki i niski, którym przypisuje się wartości logiczne "0" lub "1". Układy te składają się z elementów łatwych do realizacji w postaci scalonej. Tranzystory pełnią funkcje przełączników, będących w dwóch stanach skrajnych: nasycenia i odcięcia. Możliwy jest zatem znaczy rozrzut ich parametrów. Do tej grupy układów należą: podstawowe funktory logiczne czyli bramki, przerzutniki, rejestry, liczniki, dalej układy arytmetyczne, pamięci, układy programowalne np. mikroprocesory.
W układach analogowych przetwarzane są sygnały ciągle w czasie. Układy te powinny charakteryzować się dużą stałością parametrów w szerokim zakresie zmian sygnałów, częstotliwości, temperatury i napięć zasilających oraz niskim poziomem szumów. Budowa układów analogowych jest bardziej złożona niż cyfrowych, a technologia trudniejsza. Produkowane są obecnie scalone układy analogowe do urządzeń powszechnego zastosowania np. wzmacniacze operacyjne, generatory, stabilizatory prądu i napięcia oraz układy do urządzeń radiowych i telewizyjnych i inne.
Wytwarza się również układy scalone będące ogniwem pośrednim miedzy układami cyfrowymi i analogowymi. Należą do nich przetworniki analogowo-cyfrowe a/c i cyfrowo-analogowe c/a, komparatory itp.
Układy scalone pod względem technologiczny wykonuje się w postaci monolitycznej i w postaci hybrydowej.
W układach monolitycznych wszystkie elementy aktywne i pasywne wytwarza się wewnątrz podłoża, którym jest płytka krzemowa. Połączenia miedzy elementami są dokonywane ścieżkami metalicznymi na powierzchni pasywującej, warstwie dwutlenku krzemu SiO2. Podstawowymi elementami mogą być tranzystory bipolarne lub unipolarne z izolowana bramką, stąd bierze się nazwa układy bipolarne lub układy unipolarne.
W układach hybrydowych do rezystorów i kondensatorów produkowanych technika warstwową dołącza się diody i tranzystory monolityczne. W technice warstwowej elementy wytwarza się na podłożu izolacyjnym (szkło, ceramika), będącym jednocześnie podłożem konstrukcyjnym. Na nim osadza się ścieżki połączeniowe oraz elementy bierne, w przypadku układów cienkowarstwowych o grubości rzędu 0,05 m, a w przypadku grubowarstwowych o grubości rzędu 10 m.
Ze względu na skale scalenia (integracji) układy scalone dzieli się na cztery grupy. Miarą skali scalenia jest liczba podstawowych jednostek funkcjonalnych (bramek w układach cyfrowych lub tranzystorów w analogowych) zawartych w jednym układzie. Wyróżnia się:
układy o małej skali scalenia SSI (ang. Small Scale Integration), zawierające do 100 elementów
układy o średniej skali scalenia MSI (ang. Medium Scale Integration), zawierające 102 103 elementów
układy o wielkiej skali scalenia LSI (ang. Large Scale Integration), zawierające 103 105 elementów
uklady o bardzo wielkiej skali scalenia VLSI (ang. Very Large Scale Integration), zawierające ponad 105 elementów
7.2. Układy monolityczne
Scalony bipolarny układ monolityczny składa się z podłoża półprzewodnikowego oraz wytworzonych w jego objętości lub na jego powierzchni obszarów funkcjonalnych elementów, obszarów izolujących elementy, połączeń wewnętrznych miedzy elementami oraz obudowy i doprowadzeń zewnętrznych.
Rys. 6.30. Przekrój podstawowej struktury monolitycznego układu scalonego
W przekroju poprzecznym struktury bipolarnego układu scalonego, pokazanego na rys. 6.30, wyróżnia się cztery warstwy:
warstwa dolna z krzemu Si typu p ma grubość rzędu 0,15 0,20 mm i pełni role podłoża, na którym jest wytwarzany układ scalony
warstwa następna z krzemu SI typu n, cienka o grubości 5 15 m, która osadzona jest na podłożu, w niej wykonywane są wszystkie elementy; między tą warstwą a podłożem powstaje złącze p-n, które wykorzystuje się do izolacji elementów od podłoża
warstwa izolacyjna dielektryczna , najczęściej SiO2, spełniająca zadania: maskowania w selektywnej dyfuzji domieszek do określonych obszarów płytki, zabezpieczenia przed wpływami zewnętrznymi, funkcję dielektryka w kondensatorach układu scalonego oraz izolowania powierzchni układu scalonego
warstwa metaliczna aluminiowa Al, do utworzenia sieci połączeń wewnętrznych miedzy elementami układu.
Poszczególne elementy układów monolitycznych są wykonywane na obszarach odizolowanych od siebie i podłoża, zwanych wyspami.
Budowa tranzystora stosowanego w układach monolitycznych (rys. 6.31) jest podobna do budowy dyskretnego tranzystora epitaksjalno-planarnego (pkt. 5). Jedyna różnica polega na wytworzeniu, na spodzie warstwy kolektorowej obszaru n+, tzw. warstwy zagrzebanej, charakteryzującej się małą rezystancją. Pozwala to zmniejszyć rezystancję kolektora, a wiec zwiększyć częstotliwość graniczną. Przy wykonaniu preferuje się tranzystory n-p-n. Typowe wartości parametrów są następujące: 0 50 200, fT 600 MHz.
Jako diody stosuje się najczęściej struktury tranzystorowe, przy czym używa się tylko jednego ze złączy tranzystora.
Rys. 6.31. Realizacja tranzystora techniką monolityczną
Rezystory w układach monolitycznych bipolarnych tworzy się z warstwy półprzewodnika typu p lub n+ najczęściej w postaci meandrów (rys. 6.32). Ponieważ grubość h warstwy rezystancyjnej jest zwykle
Rys. 6.32. Realizacja rezystora techniką monolityczną
mała w stosunku do długości l i szerokości w, to rezystory te charakteryzuje się rezystancją powierzchniową R
R = ρ/h |
(6.38) |
o wymiarze om na kwadrat. Rezystancje powierzchniowe warstw półprzewodnikowych są rzędu od 50 250 Ω⁄, a wartości praktyczne wykonywanych rezystorów
R = R |
(6.39) |
przyjmują wartości 10 50 . Maja one duży współczynnik zmian temperaturowy i dużą tolerancje wykonania ok. 10 %.
W realizacjach monolitycznych stosuje się dwa rodzaje kondensatorów, jak pokazano na rys. 6.33.
Rys. 6.33. Realizacje monolityczne kondensatorów
Pierwszy rodzaj wykorzystuje pojemność spolaryzowanego wstecznie złącza p-n (rys. 6.33a). Pojemności złączowe wynoszą 102 105 pF/cm2 i zależą od napięcia. Drugim rodzajem są kondensatory tlenkowe (rys. 6.33b). Jedną okładzinę stanowi silnie domieszkowana warstwa dyfuzyjna n+, dielektrykiem jest warstwa SiO2, a drugą okładzinę warstwa Al, stosowana na połączenia. Pojemność kondensatorów tlenkowych jest mniejsza od złączowych, a wymiary większe.
Cewek indukcyjnych w zasadzie w tej technologii nie wytwarza się. Wszystkie elementy układu monolitycznego są realizowane w identycznych warunkach i w ciągu jednego procesu technologicznego. Dlatego łatwo jest uzyskać elementy o bardzo podobnych parametrach. Dzięki scaleniu w jednym podłożu powstaje silne sprzężenie termiczne i w konsekwencji możliwość niemal idealnej kompensacji zmian temperaturowych elementów. Pod względem wymiarów najmniejszą powierzchnie zajmują tranzystory, a o wielkości układu w zasadzie decydują wymiary kondensatorów.
W układach cyfrowych podstawową technologią jest technologia MOS. W układach scalonych MOS podstawowe funkcje układowe, a więc tranzystorów, rezystorów i kondensatorów mogą spełniać tranzystory MOSFET. Wykonanie takiego tranzystora wymaga mniejszej liczby operacji niż wykonanie tranzystora bipolarnego. Zajmuje on również mniejsza powierzchnię.
Duże zalety maja scalone układy komplementarne MOS - układy CMOS. W układach tych stosuje się jednocześnie tranzystory z kanałem typu p oraz n. Wymaga to co prawda dodatkowych procesów technologicznych, jednak umożliwia wykonanie cyfrowych układów scalonych wysokiej jakości, o bardzo małym poborze mocy.
Podsumowanie
W wykładzie omówiono budowę atomową materiałów półprzewodnikowych. Podano sposoby domieszkowania ich struktur w celu uzyskania zwiększonego efektu przewodnictwa. Domieszkowanie może prowadzić do półprzewodników nadmiarowych typu n lub niedomiarowych typu p. Z tych różnego typu półprzewodników tworzy się złącza, które stanowią podstawę elementów i przyrządów półprzewodnikowych.
Najprostsze wykorzystanie złącza p-n stanowią diody półprzewodnikowe. Wykorzystuje się w nich zmianę przewodnictwa prądowego w zależności od sposobu polaryzacji złącza. Korzysta się również ze zmiany pojemności złącza w funkcji napięcia. Elementy te maja różnorakie zastosowania, od roli zaworu jednokierunkowego przez stabilizację do elementu sygnalizacyjnego.
Stworzenie podwójnego złącza p-n-p lub n-p-n prowadzi do drugiego elementu zwanego tranzystorem, w którym zjawiska w jednym ze złączy sterują procesem przewodnictwa w drugim złączu. Podano parametry charakterystyczne i charakterystyki tranzystorów. Podstawowym zastosowanie tranzystora jest wykorzystanie go w układach wzmacniających. Druga rola jaka może pełnić tranzystor to klucz elektroniczny, w którym tranzystor pełni rolę przełącznika.
Ze względu na technologię wytwarzania elementy półprzewodnikowe można łączyć w mikrostruktury, spełniające określone funkcje układowe tworząc układy scalone. Ich klasyfikację można przeprowadzać pod względem różnych kryteriów. Zasadnicze grupy układów scalonych to układy analogowe i układy cyfrowe. Inny podział to układy o różnym stopniu integracji. Przedstawiono również podział pod względem technologicznym na układy monolityczne i układy hybrydowe. Omówiono jedynie budowę i właściwości układów monolitycznych, z powodu szerszego ich zastosowania w praktyce.
Przykładowe pytania i problemy do rozwiązania
Przedstaw i omów budowę atomu krzemu.
Co to są półprzewodniki samoistne i niesamoistne?
Podaj definicje generacji i rekombinacji par dziura-elektron.
W jaki sposób uzyskuje się półprzewodniki domieszkowane typu n i typu p?
Przedstaw modele pasmowe półprzewodników nadmiarowych i niedomiarowych.
Omów rodzaje prądów płynących w półprzewodnikach domieszkowanych.
Co to są złącza i jakie rodzaje złączy mają zastosowanie w elektronice?
Omów zjawiska zachodzące w złączu p-n i podaj jego charakterystykę prądowo-napięciową.
Przedstaw schemat zastępczy złącza p-n i omów jego elementy.
Co to są diody półprzewodnikowe i na jakie grupy je dzielimy pod względem technologicznym i pod względem zastosowań?
Omów i scharakteryzuj różne rodzaje diod.
Opisz działanie tranzystora bipolarnego.
Przedstaw parametry statyczne i dynamiczne tranzystora bipolarnego.
Podaj stany pracy tranzystora i wskaż je na charakterystykach wyjściowych w układzie pracy tranzystora ze wspólnym emiterem.
Co to są tranzystory unipolarne i podaj ich podział.
Omów budowę tranzystora złączowego FET.
Podaj i wskaż na charakterystykach drenowych zakresy pracy tranzystorów złączowych FET.
Co to są układy scalone i na jakie grupy je dzielimy?
Podaj podstawową strukturę monolitycznego układu scalonego.
Podaj realizacje i parametry tranzystora i diody w technice monolitycznej.
Podaj realizację i parametry rezystora i kondensatora w technice monolitycznej.
170