4. DIODY

4.1. WSTĘP

Diodą nazywamy element dwukońcówkowy składający się z bryły półprze­wodnika mającego złącze p-n, zamknięty w obudowie z wyprowadzeniami elektrycznymi osobno z obszaru typu p i obszaru typu n.

4.2. DIODY PROSTOWNICZE

Diodami prostowniczymi nazywamy diody przeznaczone do prostowania prą­du przemiennego. Zjawisko prostowania polega na przepuszczaniu przez diodę prądu w jednym kierunku, wtedy gdy chwilowa polaryzacja diody jest w kie­runku przewodzenia, i nieprzepuszczaniu prądu, gdy chwilowa polaryzacja diody jest zaporowa. Polaryzacja w kierunku przewodzenia występuje, gdy na anodzie diody napięcie jest wyższe niż na katodzie (rys. 4.1). Polaryzacja w kierunku zaporowym ma miejsce, gdy rozkład napięć jest odwrotny.

Rys. 4.1. a) Charakterystyka prądowo-napięciowa diody prostowniczej z zaznaczonymi punkta­mi charakterystycznymi, b) symbol diody prostowniczej; A - anoda, K - katoda [18]

Diody prostownicze pracują od małej częstotliwości, tj. od 50 Hz (sieć przemysłowa) do kilkudziesięciu kHz (przetwornice tranzystorowe). Charakte­rystykę prądowo-napięciową diody z zaznaczeniem punktów charakterystycz­nych przedstawiono na rys. 4.1.

Parametry techniczne wszystkich diod można podzielić na dwie grupy, tj.:

- parametry charakterystyczne,

- dopuszczalne parametry graniczne.

Wyróżnia się dwa parametry charakterystyczne diod prostowniczych:

— - napięcie przewodzenia UF przy określonym prądzie przewodzenia IF lub
przy maksymalnym prądzie wyprostowanym I0 (inaczej, przy maksymalnej
wartości średniej prądu przewodzenia),

- prąd wsteczny I_R przy szczytowym napięciu wstecznym pracy U_RWM.

Wyróżnia się następujące dopuszczalne parametry graniczne:

- maksymalny średni prąd przewodzenia I₀ lub inaczej prąd znamionowy w kierunku przewodzenia I_FM,

- powtarzalny szczytowy prąd przewodzenia I_FRM (na przykład dla impul­sów o czasie trwania < 3,5 ms i częstotliwości 50 Hz),

- niepowtarzalny szczytowy prąd przewodzenia I_FSM (na przykład dla jedno­krotnego impulsu o czasie trwania < 10 ms),

- szczytowe napięcie wsteczne pracy U_RWM (lub średnie napięcie wsteczne przy pracy diody w prostowniku jednopołówkowym z obciążeniem rezystancyjnym), - powtarzalne szczytowe napięcie wsteczne U_RSM.

Wszystkie wyżej wymienione parametry są określane dla temperatury oto­czenia T = 25°C. Jednym z parametrów, który jest również podawany dla diody prostowniczej jest rezystancja cieplna R_th. Znajomość rezystancji ciepl­nej oraz dopuszczalnej temperatury złącza umożliwia wyznaczenie maksymal­nej mocy admisyjnej (rozproszonej) w diodzie, albowiem:

gdzie: T. - temperatura złącza, Ta - temperatura otoczenia.

Ze względu na moc admisyjną diody dzieli się na:

- małej mocy, P_a < 1W,

- średniej mocy, 1W < P_a < 10W,

- dużej mocy, P_a > 10W.

Rys. 4.2. Modele diody odcinkami liniowe: a) dioda idealna, b) model z uwzględnieniem napięcia progowego, c) model z uwzględnieniem napięcia progowego i rezystancji szeregowej

Diody na prąd powyżej 10 A są mocowane na radiatorach (najczęściej aluminiowych) odprowadzających wydzielane ciepło do otoczenia. Im większą moc pobiera dioda, tym większy musi być radiator. W przypadku bardzo dużych mocy stosuje się chłodzenie radiatora wymuszonym przepływem po­wietrza lub cieczy chłodzącej.

Analizując układy z diodami prostowniczymi można aproksymować cha­rakterystyki diod odcinkami liniowymi (modele diod odcinkami liniowe). Na rysunku 4.2 przedstawiono kolejne przybliżenia nieliniowej charakterystyki diody modelami liniowymi. Najprostsze przybliżenie jest to tzw. dioda idealna (rys. 4.2a), tj. taka, która ma zerowy prąd w kierunku zaporowym i zerowy spadek napięcia w kierunku przewodzenia. W dokładniejszym modelu (rys. 4.2b) uwzględniono źródło szeregowe reprezentujące napięcie progowe U_T0 (0,2 ÷0,3 V dla diod germanowych i 0,6÷0,7 V dla diod krzemowych). Najdokładniejszy jest model trzeci (rys. 4.2c), w którym uwzględnia się skoń­czoną wartość rezystancji szeregowej r_s. Rezystancję szeregową diody stano­wią rezystancje obszarów półprzewodnika poza złączem p-n, rezystancje sty­ków półprzewodnika z wyprowadzeniami i rezystancje wyprowadzeń. W modelu diody powoduje to pochylenie odcinka przybliżającego jej charak­terystykę w obszarze przewodzenia.

Typowymi zastosowaniami diod prostowniczych w układach elektronicz­nych są układy prostowników napięcia przemiennego.

4.3. DIODY UNIWERSALNE

Diody uniwersalne są to diody germanowe i krzemowe charakteryzujące się niewielkim zakresem napięć (do 100 V) i prądów (do 100 mA) oraz częstot­liwością pracy ograniczoną do kilkudziesięciu megaherców. Przeznaczone są głównie do stosowania w układach detekcyjnych i prostowniczych małej mocy.

Rys. 4.3. Porównanie charakterystyk diody krzemowej (linia ciągła) i germanowej (linia przerywana).

Porównanie charakterystyk diod ger­manowych i krzemowych przedstawio­no na rys. 4.3. Symbol graficzny diody uniwersalnej jest taki sam, jak diody prostowniczej (rys. 4. Ib).

Diody germanowe mają niższe na­pięcie progowe (0,2÷0,3 V) niż diody krzemowe (0,6÷0,7 V). Dlatego w za­kresie polaryzacji w kierunku przewo­dzenia ich charakterystyka jest bardziej zbliżona do charakterystyki diody ideal­nej. Natomiast przy polaryzacji w kie­runku zaporowym dioda krzemowa ma mniejszy prąd nasycenia, przez co jest lepszym przybliżeniem diody idealnej. W grupie parametrów charakteryzu­jących diody uniwersalne wyróżnia się parametry statyczne i dynamiczne.

Parametry statyczne:

- napięcie przewodzenia U_F przy określonym prądzie przewodzenia I_F;

- prąd wsteczny I_R przy określonym napięciu wstecznym U_R.

Parametry dynamiczne:

- pojemność diody przy określonej częstotliwości i określonym napięciu wstecznym (najczęściej C < 1 pF dla: F = 10,7 MHz i U_R = 1 V),

- sprawność detekcji η, tj. stosunek mocy sygnału zdemodulowanego do mocy sygnału wejściowego w.cz. (parametr podawany dla diod przeznaczo­nych do stosowania w układach detekcyjnych).

Wyróżnia się następujące dopuszczalne parametry graniczne:

- maksymalny stały prąd przewodzenia I_Fmax

- maksymalny szczytowy prąd przewodzenia I_FMmax

- maksymalne stałe napięcie wsteczne U_Rmax,

- maksymalne szczytowe napięcie wsteczne U_RMmax,

Ponadto podaje się dopuszczalną temperaturę złącza T_j (zwykle 75÷90°C dla diod germanowych oraz ok. 150°C dla diod krzemowych).

Diody uniwersalne stosuje się często w układach detekcji odbiorników AM (modulacja amplitudy) i FM (modulacja częstotliwości). Poniżej omówiony będzie przykład zastosowania diody w detektorze amplitudy (rys. 4.4).

Rys. 4.4. a) Układ detektora amplitudy (detektor szczytowy); b) fala modulowana amplitudowo oraz wyprostowany sygnał małej częstotliwości — dla uproszczenia rysunku falę nośną przed­stawiono jako przebieg trójkątny zamiast sinusoidalnego i o znacznie mniejszej częstotliwości w stosunku do sygnału małej częstotliwości

Fala radiowa służąca do przenoszenia informacji może być zmodulowana amplitudowo (AM). Oznacza to, że amplituda fali dużej częstotliwości zmie­nia się w takt przenoszonej informacji małej częstotliwości (m.cz.). Częstotli­wość fali nośnej może się zawierać w granicach od kilkuset kHz do kilku MHz (tzw. fale radiowe długie, średnie i krótkie), a widmo małych częstotli­wości niosących informacje (częstotliwości akustyczne) rozciąga się maksy­malnie od 20 Hz do 20 kHz.

Zadaniem detektora jest odtworzenie w radioodbiorniku sygnału modulującego z sygnału zmodulowanego amplitudowo. Proces ten nazywamy detekcją lub demodulacją. Detektor zawiera strojony obwód rezonansowy służący do

odbioru sygnału pożądanej stacji radiowej. Po dostrojeniu do stacji (tzn. uzys­kaniu maksymalnego możliwego sygnału w wejściowym obwodzie rezonanso­wym) na diodę obwodu detektora podane będzie napięcie jak na rys. 4.4b (fala nośna o określonym kształcie obwiedni). Wtedy na wyjściu detektora pojawi się sygnał m.cz. po detekcji (napięcie u₂ z rys. 4.4b). Przebieg ten bę­dzie miał właściwy kształt, gdy w odpowiedni sposób zostanie dobrana stała RC. Stała ta musi być na tyle mała, aby zmiany napięcia na kondensatorze mogły nadążyć za zmianami napięcia obwiedni. Z drugiej zaś strony musi być ona na tyle duża, aby nie występowały dodatkowe tętnienia spowodowane sygnałem fali nośnej.

4.4. DIODY ZENERA

Diody Zenera są to diody półprzewodnikowe, których typowy obszar pracy znajduje się na odcinku charakterystyki prądowo-napięciowej, w którym następuje gwałtowny wzrost prądu przy polaryzacji zaporowej.

Diody Zenera zwane są też diodami stabilizacyjnymi, stabilitronami lub stabilistorami. Przeznaczone są do stosowania w układach stabilizacji napięć, układach ograniczników lub jako źródło napięć odniesienia. Symbol graficzny diody Zenera przedstawiono na rys. 4.5b.

Rys. 4.5. a) Charakterystyka prądowo-napięciowa diody Zenera (zakres zaporowy i przebicia), b) symbol graficzny diody Zenera

Gwałtowny wzrost prądu przy polaryzacji zaporowej diody (rys. 4.5a) może nastąpić wskutek zjawiska Zenera lub/i zjawiska powielania lawinowe­go. Oba mechanizmy prowadzące do gwałtownego wzrostu prądu w obszarze przebicia omówiono w rozdz. 3, gdzie stwierdzono, że przebicie Zenera nastę­puje w złączach silnie domieszkowanych i dla tych diod gwałtowny wzrost prądu następuje przy napięciu polaryzacji zaporowej do 5 V. Przebicie lawi­nowe występuje w złączach słabiej domieszkowanych i wtedy gwałtowny wzrost prądu następuje przy napięciu powyżej 7 V. W złączach o średniej koncentracji domieszek wzrost prądu następuje przy napięciu 5÷7Vz zakresu polaryzacji zaporowej i wtedy występują oba zjawiska jednocześnie.

Jak widać, nazwa dioda Zenera nie jest całkiem adekwatna do charakteru zjawisk zachodzących we wnętrzu tej diody, gdyż wzrost prądu nie musi być związany jedynie ze zjawiskiem Zenera. Jednak tradycyjnie przyjęło się, że termin dioda Zenera obejmuje swym znaczeniem zarówno diody o przebiciu Zenera, lawinowym i takim gdzie przebicie lawinowe i Zenera występuje jed­nocześnie.

W grupie parametrów charakterystycznych diody Zenera wyróżnia się:

- napięcie Zenera (napięcie stabilizacji) U_z definiowane zwykle jako napię­cie na diodzie przy prądzie stabilizacji równym dziesiętnej części maksy­malnego prądu stabilizacji (lub napięcie odpowiadające umownej wartości prądu stabilizacji);

- temperaturowy współczynnik napięcia Zenera (napięcia stabilizacji) TKU_Z

definiowany wzorem

wyraża on stosunek względnej zmiany napięcia stabilizacji dU_z/U_z do bezwzględnej zmiany temperatury d T przy określonym prądzie stabilizacji; wyrażany jest w 1/°C lub %/°C;

- rezystancję dynamiczną:

którą można wyznaczyć z nachylenia charakterystyki statycznej w zakresie przebicia;

- maksymalną moc strat P_max = U_zI_Zmax określającą przebieg hiperboli mocy
admisyjnej (rys. 4.5). Wynika ona z możliwości odprowadzenia określonej
ilości ciepła przez diodę i podawana jest dla temperatury otoczenia 25 °C.
Skomentujemy szerzej dwa bardzo ważne parametry, tj. temperaturowy

współczynnik napięcia Zenera i rezystancję dynamiczną.

Temperaturowy współczynnik napięcia Zenera TKUZ przyjmuje wartości (rys. 4.6):

- ujemne dla diod, w których gwałtowny wzrost prądu jest spowodowany

zjawiskiem Zenera (Uz < 5 V);

- dodatnie dla diod, w których występuje zjawisko powielania lawinowego

(U_z>7V);

- bliskie zera dla diod U_z = 5÷7 V, gdzie oba zjawiska występują jednocześnie.

Bliski zera i zerowy dryft temperaturowy dla diod stabilizacyjnych 0 U_z = 5÷7 V jest ich bardzo cenną właściwością. Jak łatwo się domyślić, wynika on z wzajemnie kompensującego się wpływu obu zjawisk towarzyszą­cych gwałtownemu wzrostowi prądu. Jest to jeden z bardzo nielicznych przy­padków w dziedzinie budowy przyrządów półprzewodnikowych, gdzie można stwierdzić, że parametr charakteryzujący przyrząd nie zależy lub bardzo nie­wiele zależy od temperatury. Ma to istotne znaczenie przy zastosowaniu diod Zenera jako źródeł napięć wzorcowych (napięć odniesienia) w przyrządach pomiarowych, stabilizatorach itd.

Rys. 4.6. Zależność współczynnika TKUZ dla diod o różnych napięciach Zenera

Rys. 4.7. Zależność rezystancji dyna­micznej rz od napięcia Zenera Uz dla dwóch wartości prądu stabilizacji

Bardzo dobrą stabilność temperaturową uzyskuje się też w tzw. stabilizato­rach skompensowanych, zbudowanych w taki sposób, że w obudowie znajduje się dioda Zenera o napięciu U_z powyżej 6 V (o przebiciu lawinowym) połą­czona szeregowo ze złączem pracującym w kierunku przewodzenia. W tym przypadku dodatni współczynnik TKU_Z diody Zenera o przebiciu lawinowym jest kompensowany przez ujemny dryft temperaturowy charakterystyki diody pracującej w kierunku przewodzenia (ok. -2 mV/°C). Przy odpowiednim doborze obu diod można uzyskać TKU_Z < 10^-5/°C.

Rezystancja dynamiczna diody zależy od wartości napięcia Zenera diody i prądu stabilizacji, tj. od punktu pracy diody (rys. 4.7). Minimum rezystancji dynamicznej obserwuje się dla napięcia 6÷8 V, tj. w diodach, w których wzrost prądu w zakresie przebicia następuje na skutek łącznego działania zjawiska powielania lawinowego i Zenera. Im mniejsza rezystancja dynamicz­na, tym bardziej stroma charakterystyka w zakresie przebicia, a zatem mniej­sze zmiany napięcia stabilizacji w funkcji zmian prądu. Przemawia to również na korzyść diod o napięciu Zenera z zakresu ok. 6 V, gdzie zarówno wartości rezystancji dynamicznej, jak i wcześniej wspomniane właściwości temperatu­rowe preferują ich zastosowania w układach elektronicznych.

Przykładowe zastosowania diody Zenera (stabilizatory) omówiono w rozdz. 13.3.

4.5. DIODY POJEMNOŚCIOWE

są to diody, w których wykorzystuje się zjawisko zmian nojemności warstwy zaporowej złącza p-n pod wpływem polaryzacji w kierun­ku zaporowym. Zjawisko to omówiono w rozdz. 3.4, a przebieg zmian pojem­ności złącza w funkcji napięcia polaryzacji zilustrowano na rys. 3.8.

Dioda pojemnościowa nosi również nazwy warikap lub waraktor. Pojem­ność bariery jest właściwością charakterystyczną każdego złącza p-n. Jednak dioda ta ma konstrukcję optymalizowaną pod kątem swych zastosowań. Sym­bol graficzny diody pojemnościowej przedstawiono na rys. 4.8.

Wybrane parametry charakterystyczne tego typu diody to:

- pojemność złącza C_j przy określonej częstotliwości i napięciu polaryzacji wstecznej (zwykle przy U_R = 0, czyli jest to pojemność maksymalna),

- stosunek pojemności C_j przy dwóch różnych wartościach napięcia polary­zacji wstecznej (zwykle przy U_R = 0 i U_R = U_Rmax),

- parametry pasożytnicze: indukcyjność szeregowa doprowadzeń L_s oraz po­jemność pasożytnicza C_p.

Diody pojemnościowe jako przyrządy, których pojemność zmienia się pod wpływem przyłożonego napięcia, stosuje się np. do sterowania napięciowego częstotliwością rezonansową obwodu elektrycznego, do budowy generatorów przestrąjanych napięciowo. Znajdują one szerokie zastosowania w radiotechni­ce, np. w generatorach o regulowanej częstotliwości, nadajnikach z modulacją częstotliwości, układach automatycznego dostrojenia.

4.6. DIODY TUNELOWE

Diody tunelowe są to diody, których charakterystyka prądowo-napięciowa przy polaryzacji w kierunku przewodzenia ma odcinek o ujemnej rezystancji dynamicznej (rys. 4.9).

Diody te mają silnie domieszkowane złącze p-n. W takich złączach warstwa zaporowa jest bardzo cienka (ok. 10 nm); natężenie pola elektrycznego w niej jest bardzo duże. W tych warunkach istnieje jednakowe prawdopodobieństwo przejścia elektronu z pasma podstawowego do pasma przewodnictwa (prąd Zenera) i odwrotnie (prąd Esakiego1'). W stanie równowagi przy braku polary zacji złącza prąd Zenera jest równy prądowi Esakiego, zatem Iz + IE = 0. Przy polaryzacji zaporowej prąd Zenera przeważa nad prądem Esakiego. Przy polary, zacji w kierunku przewodzenia prąd Esakiego w początkowym zakresie dominu­je osiągając największą wartość w punkcie wierzchołka (Iy, Uv). Następnie prąd Esakiego maleje, a jednocześnie rośnie prąd dyfuzyjny nośników większoś­ciowych. Osiągany jest punkt doliny (Iy, Uv). Charakterystycznym parametrem diody tunelowej jest stosunek Ip/Iv.

Rys. 4.9. a) Charakterystyka prądowo-napięciowa diody tunelowej (linia ciągła) i charakterystyki trzech prądów składowych: I_z - prąd Zenera, /_E - prąd Esakiego, /„ - prąd dyfuzji nośni­ków większościowych; b) symbol graficzny diody

Wypadkowa charakterystyka napięciowo-prądowa diody tunelowej jest superpozycją trzech przebiegów, tj. charakterystyk I_Z(U), I_E(U) i I_d(U). Najbardziej interesujący jej odcinek to ten, w którym napięcie na diodzie rośnie, a prąd przez nią płynący maleje. Jest to odcinek o ujemnej rezystancji dynamicznej. W przybliżeniu minimalna wartość tej rezystancji wynosi:

lub średnio:

Ujemny zakres rezystancji dynamicznej diody tunelowej oraz mała bez­władność zjawisk tunelowych predestynuje tę diodę do zastosowań w gene­ratorach pracujących w zakresie bardzo wysokich częstotliwości, rzędu giga­herców.

4.7. DIODY SCHOTTKYEGO

Diody Schottky'ego są to diody, w których wykorzystuje się właściwości prostujące złącza metal-półprzewodnik (m-s). Odpowiednio dobrane materiał półprzewodnikowy i metal mogą utworzyć złącze o charakterystyce prądowo-napjęciowej podobnej do charakterystyki złącza p-n.

Diody te charakteryzują się mniejszym spadkiem napięcia w kierunku przewodzenia. Dla złącza krzemowego p-n wynosi ono 0,7 V, a dla złącza metalpółprzewodnik 0,4-e-0,5 V. Ponadto, z powodu natychmiastowego odpro­wadzania nośników wstrzykniętych z półprzewodnika do metalu (ponieważ nie ma magazynowania ładunku w metalu) nie występuje w tych diodach po­jemność dyfuzyjna. Jest to okoliczność bardzo korzystna, gdyż umożliwia pracę diody Schottky'ego w zakresie bardzo wielkich częstotliwości.

4.8. FOTODIODY

Fotodioda jest to dioda półprzewodnikowa, której parametry elektryczne zale­żą od padającego promieniowania świetlnego. W tym celu umieszczana jest ona w specjalnej obudowie z przezroczystym oknem. Charakterystykę prą­dowo-napięciowa fotodiody przedstawiono na rys. 4.11 a.

Analizując charakterystykę prądowo-napięciową, rozróżnić w niej można przebiegi w różnych ćwiartkach układu współrzędnych. Przebieg charakterys­tyki w trzeciej ćwiartce obrazuje wykorzystane fotodiody jako czujnika oświet­lenia. Przy polaryzacji wstecznej złącza bez oświetlenia jego powierzchni płynie tzw. prąd ciemny fotodiody. Odpowiada on prądowi nasycenia złącza p-n.

Jeśli na złącze pada promieniowanie świetlne, powoduje ono dostarczenie energii do złącza, w wyniku czego następuje generacja par elektron-dziura. Zjawisko to można traktować jako wstrzykiwanie nośników mniejszościowych przez promieniowanie świetlne. Prąd płynący przez złącze jest wtedy sumą dwóch składowych: prądu nasycenia (prądu ciemnego) i prądu proporcjonal­nego do natężenia oświetlenia.

Charakterystyka diody w czwartej ćwiartce układu współrzędnych ilustruje JeJ pracę jako przetwornika promieniowania świetlnego, inaczej — baterii sło­necznej. Jeśli oświetlona fotodioda jest rozwarta (nie płynie przez nią prąd), to wielkość napięcia powstałego na jej zaciskach nazywamy napięciem foto-Woltaicznym. Dla krzemu napięcie fotowoltaiczne wynosi około 0,5 V.

Rys. 4.11, a) Charakterystyka prądowo-napięciowa fotodiody dla różnych natężeń oświetlenia oraz jej symbol graficzny, b) praca fotodiody jako baterii słonecznej: schemat połącze­nia fotodioda-obciążenie, c) charakterystyka baterii słonecznej z prostą obciążenia

Mechanizm powstania tego napięcia jest następujący: Wysokość bariery potencjału przy nie oświetlonej diodzie półprzewodnikowej jest taka, aby wy­padkowy prąd złącza był równy zeru (równowaga dynamiczna prądów — prąd unoszenia równy prądowi dyfuzji — patrz rozdz. 3). Jeśli na złącze pada pro­mieniowanie świetlne, następuje wstrzykiwanie nośników mniejszościowych, a tym samym wzrost prądu tych nośników. Ponieważ obwód jest rozwarty, to całkowity prąd musi być równy zeru. Zatem musi nastąpić równoważący wzrost prądu nośników większościowych w takim samym stopniu, w jakim wzrósł prąd nośników mniejszościowych. Może to nastąpić, gdy bariera po­tencjału na złączu hamująca ten proces zostanie obniżona. Na zaciskach oświetlonej diody pojawi się zatem napięcie równe wartości obniżenia bariery potencjału, zwane jak już wspomniano, napięciem fotowoltaicznym.

Baterie słoneczne są szeroko wykorzystywane do zasilania wyposażenia elektrycznego urządzeń satelitarnych oraz ładowania klasycznych baterii wte­dy, gdy warunki świetlne są korzystne. Wtedy to fotodiody pracują obciążone odbiornikami (rys. 4.1 Ib, c), a punkt pracy jest określony miejscem przecięcia prostej obciążenia i charakterystyki prądowo-napięciowej diody dla aktualnej wartości natężenia oświetlenia.

Sprawność przetwarzania energii świetlnej przez fotodiodę jest niewielka i wynosi ok. 14%.

4.9. DIODY ELEKTROLUMINESCENCYJNE

Diody elektroluminescencyjne, zwane też diodami LED (ang. Light Emitting Diodę), emitują promieniowanie świetlne, gdy przepływa przez nie prąd prze­wodzenia (rys. 4.12). W trakcie przepływu prądu przez złącze spolaryzowane w kierunku prze­rodzenia następuje proces rekombinacji^ elektronów i dziur z wydzieleniem pewnej porcji energii. W krzemie energia ta przekazywana jest sieci krystali­cznej półprzewodnika nagrzewając kryształ. W innych półprzewodnikach, np. takich jak arsenek galu (GaAs), energia ta wydziela się w postaci promienio­wania świetlnego (fotonów). Wystarczy zatem, że obszar złącza jest osłonięty materiałem przepuszczającym promieniowanie świetlne, aby dioda taka mogła służyć jako wskaźnik świetlny.

W trakcie procesu rekombinacji zwrot energii następuje w postaci promie­niowania o długości fali zależnej od szerokości pasma zabronionego. Szero­kość pasma zabronionego jest natomiast cechą określonego rodzaju półprze­wodnika. Można zatem stwierdzić, że o barwie emitowanego światła decyduje materiał półprzewodnikowy użyty do budowy diody, np. dioda na podczer­wień jest zbudowana z arsenku galu, dioda emitująca światło czerwone — z arsenofosforku galu, a zielone — z fosforku galu.

Natężenie promieniowania diody zależy od wartości prądu przewodzenia. Już przy prądzie kilku raA widoczne jest wyraźne świecenie.

Charakterystyka prądowo-napięciowa diody elektroluminescencyjnej ma kształt charakterystyki złącza p-n. Jednakże napięcia przebicia tych diod są niewielkie (kilka woltów), a spadki napięcia w kierunku przewodzenia (gdy dioda świeci) zależą od zastosowanego materiału półprzewodnikowego i mieszczą się w granicach 1,3÷5V.

5. TRANZYSTOR BIPOLARNY

5.1. BUDOWA TRANZYSTORA I ROZPŁYW PRĄDÓW

Nazwa tranzystor wywodzi się z języka angielskiego: TRANSfer resISTOR, co po polsku oznacza element transformujący rezystancję. Tak nazwano pier­wszy półprzewodnikowy element wzmacniający, będący funkcjonalnym odpo­wiednikiem lampy próżniowej (triody). Odkrycia dokonano w 1948 r. Ter­min bipolarny oznacza, że istotną rolę w działaniu tego przyrządu odgrywają jednocześnie oba rodzaje nośników (dziury i elektrony).

Tranzystor jest to trójkońcówkowy element półprzewodnikowy zdolny do wzmacniania sygnałów prądu stałego i zmiennego. Każdy tranzystor jest za­tem wzmacniaczem²'.

Na rysunku 5.1 przedstawiono dwie struktury tranzystora bipolarnego różniące się kolejnością umiejscowienia półprzewodnika o określonym typie n lub p. Jak widać, możliwe są dwie kombinacje: tranzystor typu n-p-n i p-n-p.

Rys. 5.1. Dwie struktury tranzystora bipolarnego i ich symbole elektryczne (stosowane na schematach): a) tranzystor n-p-n, b) tranzystor p-n-p

Końcówki tranzystora nazwano: E - emiter, B — baza, C - kolektor. Takie same nazwy noszą obszary (warstwy) półprzewodnika sąsiadujące ze sobą w jego strukturze. Emiter jest pierwszą warstwą, która dostarcza nośników mniejszościowych (emituje) do drugiej warstwy, tj. bazy. W bazie przebiegają nodstawowe (bazowe) procesy transmisji. Natomiast trzecia warstwa — kolek­tor - zbiera te nośniki, które zostały wstrzyknięte z emitera do bazy i zdołały dotrzeć do kolektora.

Tranzystor ma dwa złącza p-n. Są to złącza: baza-emiter (złącze B-E) i baza-kolektor (złącze B-C).Pierwsze tranzystory produkowane na masową skalę były stopowe. Charakte­ryzowały się równomiernym rozkładem koncentracji domieszek w bazie. Były to zatem tranzystory z jednorodną bazą, zwane też tranzystorami bezdryftowymi.

Współcześnie wytwarzane tranzystory wykonywane są technologią planar­ną. Mają one nierównomierny rozkład koncentracji domieszek w bazie, co istotnie wpływa na działanie i właściwości tych tranzystorów. Są to tzw. tran­zystory z niejednorodną bazą, zwane też tranzystorami dryftowymi.

Na rysunku 5.2 przedstawiono rozkład koncentracji domieszek w tranzysto­rze stopowym (bezdryftowym) i planarnym (dryftowym). Obie technologie umożliwiają wytwarzanie tranzystorów zarówno p-n-p, jak i n-p-n, lecz naj­częściej tranzystor stopowy germanowy był typu p-n-p, a krzemowy planarny jest typu n-p-n. Najistotniejszy jest różny rozkład koncentracji domieszek w obszarze bazy obu tranzystorów. Koncentracja jest stała (jednorodna) dla tranzystora stopowego, a malejąca (niejednorodna) dla planarnego.

Rys. 5.2. Rozkład koncentracji domieszek w tranzystorze stopowym (a) i planarnym (b); = ND-NA, N0 — koncentracja domieszek donorowych, NA — koncentracja domieszek akceptorowych

Sens fizyczny zjawisk zachodzących w półprzewodniku niejednorodnym ilustruje poglądowo rys. 5.3, na którym pokazano rozkład koncentracji domie­szki akceptorowej NA i dziur p (baza tranzystora dryftowego). Na rysun ku 5.3a przedstawiono sytuację początkową, charakteryzującą się tym, że jest zachowana neutralność elektryczna w każdym obszarze lokalnym półprzewod­nika, przy czym koncentracja domieszek maleje liniowo w funkcji współrzęd­nej x (szerokości bazy). Ponieważ można przyjąć, że istnieniu każdej domie­szki akceptorowej towarzyszy istnienie jednej dziury, rozkład koncentracji dziur będzie identyczny z rozkładem koncentracji domieszki. Jednakże wsku­tek gradientu koncentracji dziur nastąpi ich przepływ dyfuzyjny (tj. przepływ mający na celu wyrównanie koncentracji) powodujący zachwianie lokalnej neutralności elektrycznej. Koncentracja dziur zmniejszy się w tej części pół­przewodnika, gdzie było ich więcej, a zwiększy się tam, gdzie było ich mniej. Z jednej strony zatem pozostaną nieskompensowane jony domieszki akcepto­rowej, z drugiej strony będzie się gromadzić nieskompensowany ładunek do­datni dziur które uległy przemieszczeniu, co przedstawiono na rys. 5.3b.

Rys. 5.3. Ilustracja powstawania wbudowanego pola elektrycznego w półprzewodniku niejedno­rodnym (baza tranzystora dryftowego): a) stan początkowy, b) stan równowagi dynamicznej; N_A — koncentracja domieszek akceptorowych, p — koncentracja dziur, x — szerokość bazy

Wskutek zachwiania neutralności elektrycznej, powstanie pole elektryczne przeciwdziałające dalszej dyfuzji i unoszące dziury w kierunku przeciwnym względem strumienia dyfuzyjnego. Ostatecznie zostanie osiągnięty stan równo­wagi dynamicznej, charakteryzujący się istnieniem wbudowanego pola elektry­cznego E_wb o wartości zapewniającej równowagę prądów dyfuzji i unoszenia.

Analizując pracę tranzystora na podstawie pewnej wyidealizowanej jedno­wymiarowej struktury n-p-n, będącej wycinkiem struktury rzeczywistej, rozpa­trzono rozpływ prądów w tranzystorze (rys. 5.4).

Złącze baza-emiter (B-E) jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia, a złącze baza-kolektor (B-C) w kierunku zaporowym. Przy takiej polaryzacji tranzystor pełni funkcję elementu czynnego, tj. może służyć do liniowego wzmacniania sygnałów elektrycznych. Jest to praca w tzw. obszarze aktywnym.

Wskutek polaryzacji złącza B-E w kierunku przewodzenia z emitera do bazy są wstrzykiwane elektrony. W bazie istnieje wbudowane pole elektryczne E_wb spowodowane nierównomiernym rozkładem koncentracji domieszek. Elektrony wstrzyknięte z emitera do bazy są unoszone przez to pole w kierunku kolektora. Po przejściu przez bazę elektrony dostają się do warstwy za­porowej złącza B-C, w której istnieje silne pole elektryczne „wymiatające" te elektrony dalej do obwodu kolektora.

Rys. 5.4. Rozpływ prądów w tranzystorze

Jak wcześniej powiedziano, złącze B-E jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Elektrony w emiterze są nośnikami większościowymi, więc swobodnie przechodzą przez złącze spolaryzowane w kierunku przewodzenia (złącze B-E). Po znalezieniu się w bazie (półprzewodnik typu p) wstrzyknięte elektrony są nośnikami mniejszościowymi i tu znowu istnieją dla nich dogod­ne warunki do dalszego transportowania. W tranzystorze dryftowym wbudo­wane pole elektryczne przenosi je w pobliże złącza B-C. Złącze to jest spola­ryzowane w kierunku zaporowym, zatem łatwo transportowane są nośniki mniejszościowe, a właśnie takimi są owe elektrony, które przebyły drogę z emitera poprzez bazę do złącza B-C. Stąd złącze B-C natychmiast prze­chwytuje elektrony, przenosząc je do obszaru kolektora.

Nie wszystkie jednak elektrony, które zostały wstrzyknięte do bazy przez złącze B-E, dotrą do złącza B-C. Cześć z nich rekombinuje w bazie. Ubytek dziur spowodowany rekombinacją musi być uzupełniany przez dopływ nośni­ków do bazy. Zatem, z zewnętrznego obwodu bazy dopływa prąd uzupełniają cy straty ładunku dodatniego. Stąd można napisać podstawowe równanie doty­czące rozpływu prądów w tranzystorze:

5.2. STANY PRACY TRANZYSTORA

Wspomniano już, że tranzystor spełnia funkcje elementu wzmacniającego przy polaryzacji złącza B-E w kierunku przewodzenia i złącza B-C w kierunku zaporowym. Wynikają z tego zasady polaryzacji (rozkładu potencjałów) na poszczególnych końcówkach tranzystora:

U_C > U_B > U_E dla tranzystora n-p-n

U_C < U_B < U_E dla tranzystora p-n-p

Napięcia te mierzone są względem jakiegoś potencjału wspólnego (najczęściej

względem zerowego potencjału masy układu). W typowych warunkach pracy tranzystora krzemowego złącze B-E spolaryzowane w kierunku przewodzenia ma spadek napięcia od 0,6 do 0,8 V (patrz charakterystyki - rys. 5.7). W tym zakresie napięć zależność od wiel­kości prądu nie jest zbyt silna, zatem do wielu zastosowań przyjmuje się, że w zakresie aktywnym UBE = 0,7 V.

5.3. KONFIGURACJE PRACY TRANZYSTORA

Tranzystor ma trzy końcówki (elektrody), z których jedna służy jako wejście sygnału, druga jako wyjście, a trzecia jest końcówką wspólną. Do uzyskania wzmocnienia trzeba, aby baza była zawsze jedną z końcówek wejściowych, co powoduje, że możliwe są trzy konfiguracje pracy tranzystora (rys. 5.6):

Rys. 5.6. Trzy konfiguracje pracy tranzystora

WB - konfiguracja wspólnej bazy, wejście sygnału jest między emiterem

a bazą, a wyjście pomiędzy kolektorem a bazą; baza jest elektrodą

wspólną;

WE - konfiguracja wspólnego emitera, wejście sygnału jest między bazą

a emiterem, a wyjście między kolektorem a emiterem, emiter jest

elektrodą wspólną;

WC - konfiguracja wspólnego kolektora, wejście sygnału jest między bazą

a kolektorem, wyjście między emiterem a kolektorem, kolektor jest

elektrodą wspólną.

5.4. CHARAKTERYSTYKI STATYCZNE

W każdej konfiguracji tranzystor ma różne właściwości i różne charaktery­styki. Tranzystor traktować można jako czwórnik o napięciu wejściowym U₁, prądzie wejściowym /_p napięciu wyjściowym U₂ i prądzie wyjściowym 1₂. Pełny opis takiego czwórnika zapewnia para równań, przy czym można te równania pogrupować na różne sposoby. I tak:

Najbardziej dogodny jest układ równań mieszanych, gdyż te równania najdo­kładniej odzwierciedlają rzeczywiste warunki pracy tranzystora (sterowanie prądowe na wejściu, sterowanie napięciowe na wyjściu). Dlatego rozpatrzone będą charakterystyki statyczne określone na podstawie równań mieszanych.

Charakterystyka statyczna jest to graficzne przedstawienie związku jednej wielkości zależnej i dwu niezależnych, przy czym jedna z wielkości niezależ­nych traktowana jest jako parametr.

Na podstawie równań mieszanych można określić cztery rodziny charakte­rystyk statycznych:

Rys. 5.7. Charakterystyki tranzystora w konfiguracji WE

5.5. OGRANICZENIA OBSZARU PRACY TRANZYSTORA

Na rysunku 5.9 przedstawiono w polu charakterystyk wyjściowych tranzystora pewne wielkości ograniczające obszar pracy tranzystora. Można wymienić następujące istotne parametry statyczne wpływające na ograniczenie obszaru pracy aktywnej tranzystora: maksymalna moc admisyjna P_a, maksymalny Prąd kolektora I_Cmax, maksymalne napięcie kolektor-emiter U_CEmax, prąd zerowy I_CE0, napięcie nasycenia U_CEsat.

Maksymalna moc admisyjna P_a. Moc admisyjna określa maksymalną wartość iloczynu prądu kolektora I_c i napięcia kolektor-emiter U_CE, przy którym

ranzystor może pracować w sposób długotrwały. Krzywa mocy admisyjnej

w polu charakterystyk wyjściowych jest hiperbolą I_c = P_a / U_CE (używany

jest termin — hiperbola mocy admisyjnej).

Maksymalny prąd kolektora I_C Prąd maksymalny I_Cmax jest ograni­czeniem wynikającym często nie z nadmiernej ilości ciepła wydzielane­go w tranzystorze (jego wartość jest mniejsza niż wartość wynikająca z równania hiperboli mocy admisyjnej), lecz ze zmian współczynnika wzmocnienia prądowego P₀. W przy­padku dużych prądów kolektora na­stępuje bowiem spadek współczynnika wzmocnienia prądowego do wartości nie akceptowanych w zastosowaniach tranzystora.

Maksymalne napięcie kolektor-emiter U_CEmax. Ograniczenia maksymalnych wartości napięć polaryzacji U_CEmax tranzystorów są spowodowane zjawiskiem przebicia. Występują różne rodzaje przebić. Przebicie Zenera dotyczy złączy emiter-baza, gdyż są to złącza silnie domieszkowane o napięciu przebicia mniejszym niż 6 V. Przebicie skrośne dotyczy obszaru bazy i polega na tym, że wskutek rozszerzania się warstwy zaporowej złącza baza-kolektor warstwa ta „wchłonie" cały obszar bazy. Wtedy to nośniki wstrzykiwane przez emiter odbierane są od razu przez kolektor i prąd gwałtownie rośnie. Przebicie to jest możliwe tylko w tranzystorach przy cienkiej bazie. Przebiciu lawinowemu natomiast ulegają najczęściej złącza baza-kolektor.

Prąd zerowy I_CE0. Prąd zerowy I_CE0 jest to prąd w obwodzie emiter-kolektor przy prądzie bazy I_B = 0. Związek tego prądu ze znanym już prądem I_CB0 jest następujący:

Jest to prąd graniczny między obszarem aktywnym a obszarem zatkania tran­zystora.

Rys. 5.9. Ograniczenia obszaru pracy tranzystora w zakresie aktywnym

6. TRANZYSTORY UNIPOLARNE

6.1. WSTĘP

Tranzystory unipolarne, inaczej polowe, są przyrządami półprzewodnikowy­mi których działanie polega na sterowaniu prądem przez nie przepływającym _za pomocą pola elektrycznego. Istnieją dwa typy tranzystorów polowych:

1) tranzystor polowy złączowy, w skrócie określany jako JFET (od począt­kowych liter nazwy w języku angielskim: Junction Field Effect Transistor) lub prościej zwany FET,

2) tranzystor polowy z izolowaną bramką, w skrócie określany IGFET (ang. Insolated Gate Field Effect Transistor) lub MOSFET (ang. Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), lub MISFET (ang. Metal Insolator Semiconductor FET).

Tranzystor polowy różni się od bipolarnego tranzystora złączowego nastę­pującymi cechami charakterystycznymi:

- Działanie jego zależy wyłącznie od przepływu nośników większościo­
wych i dlatego nazywa go się przyrządem unipolarnym, czyli wykorzystują­
cym jeden typ nośników.

- Jest łatwiejszy do wytwarzania i w postaci scalonej zajmuje mniej miejsca.

- Charakteryzuje się dużą rezystancją wejściową (kilkaset MQ i więcej).

- Jest przyrządem o mniejszych szumach niż tranzystor bipolarny.

6.2. TRANZYSTOR POLOWY ZŁĄCZOWY

Na rysunku 6.1 przedstawiona została struktura tranzystora polowego złączo­wego. Jest to tranzystor z kanałem typu n, gdyż płytka materiału półprzewod­nikowego, do której doprowadzono kontakty D dren (ang. drain) i S źródło (ang. source), jest właśnie tego typu (jeżeli zastosuje się krzem typu p, to otrzy-many przyrząd będzie tranzystorem polowym z kanałem typu p). Po obu Jonach płytki znajduje się elektroda zwana bramką i oznaczona literą G (ang. gate). Jest ona zbudowana z materiału półprzewodnikowego przeciwnego typu niż kanał, w przypadku omawianego tranzystora z półprzewodnika typu p. Źródło S jest elektrodą, przez którą nośniki większościowe wpływają do wnętrza płytki. Stanowią one prąd źródła Is. Dren D jest elektrodą, przez którą nośniki większościowe opuszczają płytkę. Tworzą one prąd drenu ID. Pomiędzy elektrody drenu i źródła doprowadzane jest napięcie UDS. Bramka G jest elektrodą sterującą. Pomiędzy bramką i źródłem przyłożone jest napięcie sterujące UGS tak aby złącze bramka-kanał było spolaryzowane w kierunku zaporowym.

Rys. 6.1. Podstawowa struktura tranzystora JFET z kanałem typu n: a) widok ogólny, b) widok szczegółowy

Aby zrozumieć działanie tego tranzystora, należy przypomnieć, że po obu stronach zaporowo spolaryzowanego złącza p-n znajdują się obszary ładunku przestrzennego. Szerokość obszaru ładunku przestrzennego zwiększa się wraz ze wzrostem napięcia wstecznego. Obszar ładunku przestrzennego tworzą nie zneutralizowane jony domieszek akceptorowych i donorowych odpowiednio po obu stronach złącza. Nie występują w nim nośniki swobodne i dlatego niekiedy nazywany jest obszarem „wymiecionym".

Rozszerzenie się tego obszaru w głąb kanału zmniejsza jego efektywną szerokość, a jak już wspo­mniano, rozszerzenie to jest zależne od wielkości napięcia polaryzacji zaporowej złącza U_GS. Zatem, dla ustalonego napięcia dren-źródło U_DS prąd drenu będzie funkcją napięcia polaryzującego złącze bram­ki w kierunku zaporowym. Efekt polowy występują­cy w tranzystorze polega na tym, że przy wzroście napięcia wstecznego następuje ekspansja obszaru ładunku przestrzennego w głąb kanału. Zmieniają się wtedy przekrój i wypadkowa rezystancja kanału, a wskutek tego zmniejsza się również prąd drenu I_D płynący pod wpływem napięcia U_DS.

Rys. 6.2. Typowa charakterystyka przejściowa tranzystora JFET z kanałem typu n

Rys. 6.3. Typowe charakterystyki wyjściowe tranzystora JFET z kanałem typu n

Rys. 6.4. Podział, symbole graficzne i charakterystyki tranzystorów polowych

6.3. TRANZYSTOR POLOWY Z IZOLOWANĄ BRAMKĄ

Uproszczoną strukturę tranzystora MOSFET z kanałem typu n przedstawiono na rys. 6.5. Metalowa bramka połączona jest z izolacyjną warstwą tlenku,

Rys. 6.5. Uproszczona struktura tranzystora MOSFET z kanałem typu n

który z kolei sąsiaduje z materiałem podłoża. Elektrody źródła S i drenu D doprowadzone są do obszarów typu n w głębi płytki. Żadna kombinacja napięć doprowadzonych do końcówek S i D nie powoduje przepływu prądu między elektrodami, gdyż co najmniej jedno złącze p-n (podłoże-źródło, podłoże-dren) będzie spolaryzowane zaporowo. Transmisja prądu zatem może się odbywać tylko przy udziale bramki G, która oddziałuje polem elektrycznym poprzez warstwę izolatora. Jeżeli uziemimy podłoże B (ang. bulk) struktury przedsta­wionej na rys. 6.5, a na bramkę podamy napięcie dodatnie, to pole elektryczne będzie skierowane prostopadle przez warstwę izolatora. Linie sił pola będą dochodzić do zaindukowanych w półprzewodniku ładunków ujemnych, które w podłożu typu p są nośnikami mniejszościowymi. Ze wzrostem napięcia bramki zwiększa się zaindukowany ujemny ładunek elektronów zgromadzony w sąsiedztwie izolatora. Obszar ten będzie miał zatem nagromadzone w nad­miarze nośniki typu n i może się okazać, że jest ich tak dużo, iż nastąpiła inwersja, czyli zmiana typu materiału półprzewodnikowego. Oto bowiem w bezpośrednim sąsiedztwie izolatora koncentracja elektronów w półprzewodni­ku okaże się większa od koncentracji dziur i dren ze źródłem zostaną elektry­cznie połączone poprzez materiał o tym samym typie przewodnictwa, a więc typie n. Zacznie wtedy płynąć między tymi elektrodami prąd, którego wielkość jest zależna od napięcia sterującego bramki, gdyż w ten sposób regulowana jest grubość zaindukowanego kanału (grubość warstwy inwersyjnej).

Ze względu na typ przewodnictwa kanału wyróżnia się tranzystory polowe z izolowaną bramką z kanałem typu n i p. Natomiast ze względu na różnice w sposobie uzyskiwania właściwości sterujących kanału wyróżnia się:

— tranzystory normalnie wyłączone (ang. normally off) inaczej z kanałem wzbogacanym,

— tranzystory normalnie włączone (ang. normally on) inaczej z kanałem zubożanym.

Tranzystor pokazany na rys. 6.5 należy do grupy tranzystorów z kanałem wzbogacanym (normalnie wyłączony). Dopiero działając odpowiednio dużym napięciem bramki można zaindukować kanał (włączyć tranzystor). Dalszy wzrost napięcia bramki powoduje zwiększenie konduktancji kanału, tj. wzbogacanie kanału w sensie posiadania przez niego coraz większej liczby nośników.

W tranzystorach normalnie włączonych kanał już istnieje przy braku pola­ryzacji bramki (przy UGS = 0) i może płynąć duży prąd drenu. Tranzystory te mają bowiem kanał specjalnie wbudowany lub trwale zaindukowany ładun- | kiem powierzchniowym zgromadzonym w izolatorze przy granicy z podłożem. Działając napięciem bramki można zmniejszyć konduktancję kanału, tj. zubo­żyć go w sensie zmniejszania liczby nośników.

Rys. 6.6. Charakterystyki przejściowe dla czterech rodzajów tranzystorów MOS: 1 — tranzystor normalnie włączony, 2 — tranzystor normalnie wyłączony

Rys. 6.7. Przykładowa charakterystyka tranzystora MOSFET z kanałem typu n (normalnie wyłączony)

7. TYRYSTORY

7.1. WSTĘP

Tyrystory są półprzewodnikowymi przyrządami mocy pracującymi jako łącz­niki dwustanowe, tj. mające stan włączenia (charakteryzujący się małą rezys­tancją) i stan wyłączenia (o dużej rezystancji).

7.2. TYRYSTOR SCR

Tyrystor, oznaczany symbolem SCR (ang. Silicon Controlled Rectifier), jest przyrządem półprzewodnikowym o strukturze czterowarstwowej. Ma on trzy wyprowadzenia: anodę (A), katodę (K) i bramkę (G). Bramka jest elektrodą sterującą (rys. 7.1), która umożliwia włączenie tyrystora.

Rys. 7.1. Tyrystor: a) symbole graficzne, b) struktura, c) model dwutranzystorowy

Charakterystyka prądowo-napięciowa tyrystora jest przedstawiona na rys. 7.2. Wyróżnić w niej można zakresy dodatniej polaryzacji anody wzglę­dem katody (pierwsza ćwiartka układu współrzędnych) i polaryzacji ujemnej (ćwiartka trzecia). W zakresie dodatniej polaryzacji anody tyrystor może znaj­dować się w dwóch stanach stabilnych, tj. stanie blokowania i stanie przewo­dzenia. W zakresie ujemnej polaryzacji anody tyrystor jest w stanie zaworo­wym. Stan zaworowy i blokowania są stanami wyłączenia tyrystora. Stan przewodzenia jest stanem włączenia tyrystora.

W stanie zaworowym, przy ujemnym napięciu anoda-katoda, właściwości tyrystora są podobne do właściwości diody. Dopóki napięcie nie przekroczy pewnej granicznej dopuszczalnej wartości, dopóty przez tyrystor płynie nie­wielki prąd, którego wartość zależy od temperatury złącza. Zdolność zaworo­wa tyrystora jest ograniczona powtarzalnym szczytowym napięciem wstecz­nym U_RRM i niepowtarzalnym szczytowym napięciem wstecznym U_RSM

W stanie blokowania, przy dodatnim napięciu anoda-katoda, gdy prąd bramki nie płynie (/_G = 0), przebieg charakterystyki jest podobny jak w stanie zaworowym. Przekroczenie napięcia U_BO powoduje przełączenie tyrystora tan przewodzenia. Przełączenie tyrystora w stan przewodzenia przy napięciu mniejszym niż U_BO wymaga przepływu prądu bramki o wartości tym większej, im mniejsze jest napięcie pomiędzy anodą a katodą tyrystora.

Rys. 7.2. Charakterystyka prądowo-napięciowa tyrystora

Stan blokowania tyrystora charakteryzowany jest takimi parametrami, jak: powtarzalnym szczytowym napięciem blokowania U_DRM i niepowtarzalnym szczytowym napięciem blokowania U_DSM. Wartości te nie powinny być prze­kraczane w warunkach normalnej eksploatacji.

W stanie przewodzenia minimalna wartość prądu, jaki musi popłynąć tuż po przełączeniu ze stanu blokowania jest określona przez prąd załączenia I_HS. Natomiast wartość graniczna prądu przy przejściu ze stanu przewodzenia do stanu blokowania nosi miano prądu podtrzymania I_H. Gdy prąd anodowy tyrystora zmniejszy się poniżej tej wartości tyrystor przechodzi ze stanu prze­wodzenia w stan blokowania, zatem jest wyłączany.

Maksymalna obciążalność prądowa tyrystora jest ograniczona prądem granicznym I_TAVM (nie jest zaznaczony na charakterystyce). Jest to największa średnia wartość prądu tyrystora w kształcie półfali sinusoidy o częstotliwości 50 Hz w określonych warunkach chłodzenia.

W stanie zaworowym (rys. 7.3a) złącza j₁ i j₃ są spolaryzowane w kierun-

zaporowym, a złącze j₂ - w kierunku przewodzenia. W miarę zwiększania

napięcia przy pewnej jego wartości następuje przebicie złącza, przy czym

w pierwszej kolejności przebija się złącze j₁, a następnie złącze j₃. Dzieje się tak z uwagi na niesymetryczne właściwości złączy wynikające z technologii produkcji. Charakterystyka tyrystora w zakresie przebicia jest podobna do charakterystyki diody.

W stanie blokowania (rys. 7.3b) złącza j₁ i j₃ są spolaryzowane w kierunku przewodzenia, a złącze j₂ — w kierunku zaporowym.

W stanie przewodzenia (rys. 7.3c) wszystkie złącza są spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Napięcie na złączu j₂ ma przeciwną biegunowość i odejmuje się od spadków napięć na złączach pozostałych.

Rys. 7.3. Rozkłady napięć na złączach tyrystora w stanie: a) zaworowym, b) blokowania, c) przewodzenia

Sterowania prądem bramki jest podstawowym sposobem włączenia tyrystora, tj. spowodowania, że przechodzi on ze stanu blokowania do stanu przewodzenia, przebiegu charakterystyki (rys. 7.2) wynika, że w zależności od wartości prądu bramki włączenie tyrystora może mieć miejsce przy różnych wartoś­ciach napięcia anoda-katoda. Im większa jest wartość prądu bramki, tym mniejsze jest napięcie anoda-katoda, przy którym następuje włączenie tyrystora.

Włączenie tyrystora może nastąpić nie tylko na skutek sterowania prądem bramki, lecz także w wyniku:

- wzrostu napięcia anodowego w stanie blokowania tyrystora do wartości przy której zostanie zapoczątkowany proces przebicia lawinowego w zapo­rowo spolaryzowanym złączu j₂ (napięcie U_B0, rys. 7.2), powoduje to wzrost prądu i przełączenie tyrystora do stanu przewodzenia,

- skokowych zmian napięcia anodowego o dużej stromości narastania zboczy du_A/dt; zaporowo spolaryzowane złącze j₂ w stanie blokowania tyry­stora ma określoną pojemność (patrz rozdz. 3) i przy odpowiednio dużej war­tości du_A/dt składowa zmienna przepływa przez tę pojemność powodując chwilowy wzrost prądu i w konsekwencji włączenie tyrystora,

- przekroczenia dopuszczalnej temperatury złączy, przy wysokiej tempera­turze prąd generacji cieplnej obu tranzystorów wzrasta do wartości powodu­jącej przełączenie tyrystora,

- promieniowania świetlnego. Bezpośrednie naświetlenie struktury złącza j2 powoduje generację par elektron-dziura, przez co wzrasta prąd powodując włączenie tyrystora. Wykorzystywane jest to z reguły w fototyrystorach, gdzie funkcję sterującą bramki przejmuje strumień świetlny padający przez okno w obudowie tyrystora. Wykorzystanie fototyrystorów zapewnia dobrą izolację elektryczną obwodu sterującego od obwodu silnoprądowego anoda-katoda tyrystora.

Wyłączanie tyrystora SCR, tj. przejście ze stanu przewodzenia do stanu blokowania możliwe jest tylko w jeden sposób. Następuje to po zmniejszeniu jego prądu anodowego poniżej wartości prądu podtrzymania IH. Zwykle wyłą­czenie tyrystora następuje wskutek zmiany polaryzacji napięcia przemiennego zasilającego obwód anoda-katoda tyrystora lub w wyniku przejmowania prądu tyrystora przez inny obwód równoległy znajdujący się w jego układzie pracy.

7.3. TYRYSTOR GTO

Tyrystor GTO (ang. Gate Turn-Off) może być zarówno włączany, jak i wyłą­czany prądem bramki. Dodatni prąd bramki włącza go, a wyłącza — prąd bramki o kierunku przeciwnym. Symbole graficzne tyrystora GTO podano na rys. 7.4.

Podobnie jak wcześniej omówiony tyrystor konwencjonalny SCR, tyrystor GTO ma struktu­rę czterowarstwową, ale różnice konstrukcyjne są bardzo duże. Polegają one m.in. na podziale katody na wiele segmentów otoczonych metali­zowanym obszarem bramki, złożonej konstrukcji anody itd.

Sposób działania tyrystora GTO jest w zasadzie podobny do tyrystora SCR i może być zilustrowany takim samym dwutranzystorowym modelem zastępczym (rys. 7.1c). Praca przyrządu w stanie stanie blokowania, proces przełączania w stan przewodzenia i charakte­rki są takie same, jak w przypadku tyrystora SCR (rys. 7.2). Warunki wyłączania tyrystora przy wykorzystaniu bramki można przedsta-6 na podstawie zastępczego schematu dwutranzystorowego (rys. 7.1c). Gdy rystor znajduje się w stanie przewodzenia, wówczas oba tranzystory składo-sa w stanie nasycenia. Spełniony być musi warunek nasycenia, który dla anzystorów bipolarnych określony jest następująco: dla tranzystora T₁ I_B1 > (I_C1 / β₀₁), dla tranzystora T₂ I_B2 > (I_C2 / β₀₂). Jeżeli prąd bazy tranzys­tora T2 będzie krótkotrwale mniejszy od ww. wartości podtrzymującej nasy­cenie, to istnieją warunki, aby tranzystor T2 przeszedł w aktywny zakres pracy i w efekcie spowodował przełączenie tyrystora w stan blokowania. Niemniej, aby spowodować przełączenie tyrystora prądem bramki, to do tej elektrody musi być doprowadzone ujemne napięcie, celem odprowadzenia nadmiarowe­go ładunku zgromadzonego w jego obszarach.

Proces wyłączania prądem bramki rozpoczyna się od doprowadzenia do bramki krótkotrwałego impulsu o wartości ujemnej. Amplituda tego impulsu prądowego musi być bardzo duża (ok. 20÷30% wartości prądu anodowego), ale czas jego trwania może być niewielki (kilka do kilkunastu mikrosekund). Układ sterujący pracą tyrystora od strony bramki musi być dostosowany do przepływu dużych wartości prądu przy wyłączaniu tyrystora GTO, co wpływa znacząco na złożoność jego budowy.

7.4. TRIAK

Triak jest tyrystorem dwukierunkowym. W jego strukturze można wyróżnić dwa tyrystory SCR połączone odwrotnie równolegle, przy czym mają one tylko jedną bramkę sterującą. Struktury te to: p₁-n₁p₂-n₂ i p₂-n₂p₁-n₄ (rys. 7.5 b). Triak ma trzy wyprowadzenia: anodę pierwszą Al, anodę drugą A2 i bramkę G.

Charakterystyka prądowo-napęciowa triaka jest symetryczna względem punktu początku układu współrzędnych, zatem zarówno przy polaryzacji U_A2, > U_A1, jak i U_A2 < U_Al triak może być w stanach blokowania i przewodzenia (rys. 7.5 c).

Istnieją następujące metody włączania triaka:

- Gdy U_A2 > U_A1 j, wówczas struktura p₁-n₁-p₂-n₂ pracuje jak klasyczny tyrystor. Dodatni prądowy impuls bramkowy I_G > 0 powoduje wzrost współczynników wzmocnienia do wartości bliskiej jedności, co przełącza triak ze stanu blokowania w stan przewodzenia.

- Gdy U_A2 > U_A1 i prąd bramkowy jest ujemny I_G < 0, wówczas prąd tranzystora n₁p₂-n₃ (rys. 7.5d) wprowadza triak w stan przewodzenia.

- Gdy U_A2 < U_A1, wówczas struktura p₂-n₁-p₁-n₄ pracuje jako klasyczny tyrystor a bramką jest złącze n₃-p₂. Doprowadzenie impulsu ujemnego bramki I_G < 0 przełącza triak ze stanu blokowania do stanu przewodzenia.

- Gdy U_A2 < U_A1 i impuls bramkowy jest I_G > 0, wówczas bramką jest złącze p₂-n₂ i wzrost prądu bramki włącza triak.

Rys. 7.5. Triak: a) symbol graficzny, b) struktura przyrządu, c) charakterystyka prądowo-napięciowa, d) schemat zastępczy przy sterowaniu sygnałem ujemnym bramki dla U_A2 > U_A1

Najlepsze właściwości wykazuje triak włączany pierwszą metodą, a najgor­sze -włączany metodą czwartą. Ze względu na połączenie odwrotne równoległe dwóch tyrystorów w strukturze triaka, jest on bardziej wrażliwy na zmiany stromości napięcia anodowego du_A/dt, co ogranicza jego zastosowania. Pracuje on zwykle z obciążeniami rezystancyjnymi i w ograniczonym zakresie w układach zawierających indukcyjności.

Wyłączanie triaka następuje, gdy wartość prądu anodowego zmniejszy się poniżej wartości prądu podtrzymania |I_H|.

13.3. STABILIZATORY

13.3.1. RODZAJE I PARAMETRY STABILIZATORÓW

Stabilizatory służą do ustalania czyli stabilizacji napięć wyjściowych zasi­lacza przy zmianach prądu obciążenia i wahaniach napięcia dostarczanego z poprzednich stopni zasilacza. Stabilizator powinien też zapewniać eliminację tętnień, tzn. powinien spełniać funkcję filtru wygładzającego.

Podstawowe parametry stabilizatora są związane z jego charakterystyką wyjściową obrazującą zależność napięcia wyjściowego U₂ od prądu obciąże­nia I₂ (przy stałym napięciu wejściowym U₁). W typowej charakterystyce stabilizatora (rys. 13.8) wyodrębnia się dwie części: zakres stabilizacji (nor­malnej pracy) i zakres przeciążenia. W zakresie przeciążenia występuje znacz­na zależność napięcia od prądu, tzn. zanikają właściwości stabilizujące układu, ponadto może się znacznie powiększyć moc wydzielana w szeregowym elemencie regulacyjnym, co grozi jego uszkodzeniem. Obecnie stosuje się często układy dodatkowe modyfikujące charakterystykę U₂(l₂) w taki sposób, że poza zakresem stabilizacji moc wydzielana w układzie stabilizatora nie po­większa się w ogóle lub powiększa umiarkowanie.

Rys. 13.8. Stabilizator napięcia: a) oznaczenie napięć i prądów, b) charakterystyka wyjściowa

Podstawowe parametry stabilizatora, to:

U₂₀ - nominalne (znamionowe) napięcie stabilizacji,

I_20max - największy prąd wyjściowy w zakresie stabilizacji,

I_2max - największy prąd wyjściowy zwarciowy,

U_1min, U_1max - zakres dopuszczalnych zmian napięcia wejściowego,

S_U - współczynnik stabilizacji napięcia

S_UN - unormowany współczynnik stabilizacji napięcia

S_T - współczynnik temperaturowy

R₀ - rezystancja wyjściowa

η - sprawność energetyczna

Do zasilania typowej aparatury elektronicznej najczęściej są używane stabi­lizatory o napięciu U₂₀ od 5 V do 15 V. Są jednak układy budowane też dla napięć większych i mniejszych, w tym i ujemnych. Napięcie wejściowe stabi­lizatora U₁ musi być większe od napięcia U₂₀. W omawianych dalej prostych stabilizatorach parametrycznych musi być nawet kilkakrotnie większe (gdyż od tego zależy współczynnik stabilizacji), a w doskonalszych stabilizatorach ze sprzężeniem zwrotnym na ogół U₁ może być większe o kilka woltów od napięcia U₂₀. Jest to korzystne ze względu na sprawność energetyczną i ko­nieczność minimalizowania mocy rozpraszanej na sterowanym elemencie regulacyjnym tych układów.

Zakresy prądów stabilizacji I_20max mogą być bardzo różne, zależnie od rodzaju stabilizatora i jego zastosowania. Mogą się zmieniać od kilku mili-amperów do kilkudziesięciu amperów.

Przy małych prądach i niezbyt dużych wymaganiach co do jakości stabili­zacji, czasem są używane stabilizatory parametryczne, mimo wady, jaką jest mała sprawność. Stabilizatory wyższej jakości i stabilizatory na duże prądy wyjściowe są budowane z reguły jako układy ze sprzężeniem zwrotnym.

Współczynnik S_u jest podstawowym parametrem stabilizatora. W prostych stabilizatorach parametrycznych S_u zwykle mieści się w zakresie 0,1÷0,01, w sta­bilizatorach ze sprzężeniem zwrotnym natomiast przeciętnie S_u jest rzędu 10^-4 .

Współczynnik temperaturowy S_T zależy od konstrukcji stabilizatora, zwłaszcza w rozwiązaniach umożliwiających skompensowanie wpływu tempe­ratury. Wartości typowe S_T mieszczą się w zakresie od ±0,01%/K do ±0,001%/K w układach skompensowanych.

Rezystancja R₀ w stabilizatorach parametrycznych jest na ogół znaczna (np.

z punktu widzenia zastosowań stabilizatora. W stabilizatorach ze sprzężeniem zwrotnym rezystancja wyjściowa R_q jest znacznie mniejsza, np. rzędu kilku miliomów.

Stabilizatory o działaniu ciągłym mają małą sprawność energetyczną, za­leżną przy tym od poboru prądu przez obciążenie (większa sprawność przy prądach dużych). Sprawność na ogół jednak nie przekracza 60%, a w przypad­ku układów parametrycznych często nie przekracza 10%. Dużą sprawnością wyróżniają się stabilizatory o pracy impulsowej, ale nie będą tu omawiane.

13.3.2. STABILIZATOR PARAMETRYCZNY

Stabilizator parametryczny jest najprostszym układem stabilizacji napięcia (rys. 13.9a). Jego działanie polega na zmianie rezystancji statycznej diody pod wpływem zmian napięcia wejściowego U_we i prądu obciążenia I₀.

Składa się on z rezystora szeregowego R_s, diody Zenera D i obciążenia Rc. Napięcie wejściowe doprowadzane jest na rezystor R_s i diodę, a napięcie wyjściowe na rezystorze R₀ jest zarazem napięciem na diodzie.

Punkt przecięcia charakterystyki prądowo-napięciowej diody i prostej obciążenia wyznacza wartość prądu płynącego w obwodzie diody.

Zasady działania tego układu najłatwiej jest wyjaśnić na podstawie rys. 13.9b. W warunkach stacjonarnych punkt pracy diody jest w miejscu jej charakterystyki oznaczonym literą Q.

Napięcie wyjściowe U jest jednocześnie napięciem Zenera U_z diody, dlatego badanie zmian napięcia wyjściowego jest formalnie badaniem zmian punktu pracy diody.

Rozpatrzmy reakcję stabilizatora na zmianę prądu w obciążeniu I₀ (wywo­łaną uprzednią zmianą rezystancji R₀). Niech rezystancja obciążenia zwiększy się do wartości R'₀, zatem R'₀ > R₀. Następuje wtedy przesunięcie punktu pracy z punktu Q do Q₁ Rezystancja statyczna diody z wartości R = qctgα(w punkcie pracy Q) zmniejsza się do wartości R' = qctgα₁, gdzie q - współczynnik skali. Powoduje to zwiększenie przepływu prądu przez diodę, co pozwala zachować prawie taką samą wartość napięcia na obciążeniu R₀, mimo iż prąd przez nie płynący zmniejszył się. Zmiana napięcia na obciążeniu zale­ży od stromości charakterystyki diody i w tym przypadku wynosi ∆U_Z1.

---