PODSTAWY ELEKTRONIKI

dr inż. Artur JĘDRUSYNA

p. 103, bud. C-6, tel. [phone]

E-mail:

[e-mail]

Konsultacje:

dr inż. Krzysztof TOMCZUK

p. 213, bud. C-6, tel. [phone]

E-mail:

[e-mail]

Konsultacje:

Zakład Automatyki i Kriogeniki I-20

PODSTAWY ELEKTRONIKI

LITERATURA:

[1]

"Sztuka elektroniki” - P.Horowitz i W.Hill

[2] "Układy półprzewodnikowe" - U.Tietze i Ch.Schenk
[3] "Układy elektroniczne" - S.Seely
[4] "Elektronika w zadaniach" - W.Ciążyński

[5] „Wprowadzenie do elektroniki i energoelektroniki” – M. Kaźmierkowski, J. Matysik

[6] „Zasilacze i stabilizatory liniowe”, M. Obszarny, AGH

• Napięcie

Napięcie U

EB

– różnica potencjałów między punktami E a B, przy czym potencjał V

E

jest dodatni

względem potencjału V

B

Przykład:
U

EB

= 0,7 V

U

BE

= - 0,7 V

gdzie V

E

> V

B

Jednostka:

Oznaczenie idealnego źródła napięcia stałego

[V] = [J] / [C] (volt = praca/ładunek)

na schematach

Siła elektromotoryczna E

-

napięcie na odcinku obwodu zawierającym źródło prądu, a nie zawierającym rezystancji

nazywamy

• Potencjał

Potencjał V

X

- napięcie względem wspólnego punktu odniesienia 0 (masy)

V

X

= U

X0

(często używa się ozn. U

X

)

Pojęcia podstawowe

• Prąd

Prąd elektryczny

- uporządkowany ruch ładunków.

Natężenie prądu I

-

ilość ładunku dQ przepływająca przez przewodnik w jednostce czasu dt

Jednostka: [A] = [C] / [s]

Kierunek przepływu prądu oznacza się strzałką na przewodzie: umownie przyjmuje się, że prąd jest dodatni,
gdy strzałka jest skierowana od punktu bardziej dodatniego do punktu bardziej ujemnego.

!!! Rzeczywisty kierunek przepływu elektronów jest przeciwny !!!

Onaczenie idealnego źródła prądu na schemacie

Dla podtrzymania stałej różnicy potencjałów konieczne jest istnienie
zewnętrznych sił powodujących rozdział ładunków elektrycznych,
czyli

źródeł prądu.

Prąd elektryczny może płynąć tylko wzdłuż drogi zamkniętej,
która nazywa się

obwodem elektrycznym.

Pojęcia podstawowe

I

dQ

dt

=

I

E

I

U

1

=IR

1

U

2

=IR

2

U

3

=IR

3

R

1

R

2

R

3

• Rezystancja i prawo Ohma

Współczynnik proporcjonalności R między napięciem i natężeniem nazywany jest

oporem

lub

rezystancją

.

Prawo Ohma:

R = U / I

Jednostka: [

Ω

Ω

Ω

Ω

] = [ V ] / [ A ]

• Pierwsze prawo Kirchhoffa

Dla dowolnego węzła sieci elektrycznej

• Drugie prawo Kirchhoffa

Dla obwodu zamkniętego

Pojęcia podstawowe

IR

E

i

i

∑

=

I

i

i

∑

=

0

• Twierdzenie Thevenina

Dowolny dwuzaciskowy układ, składający się z

kombinacji źródeł napięcia i rezystorów

można zastąpić

połączeniem szeregowym

pojedynczego rezystora R

T

i

pojedynczego źródła napięciowego U

T

.

U

T

= U

ROZWARCIA

R

T

= U

ROZWARCIA

/ I

ZWARCIA

• Moc

Moc P

- praca wykonana w jednostce czasu

P = U·I

Jednostka:

[W] = [J] / [s] = ([J] / [C])

·

([C] / [s])

[W] = [V]

·

[A]

Korzystając z prawa Ohma można otrzymać zależności, które przydadzą się np. przy określaniu

mocy rezystorów

:

P = I

2

R

P = U

2

/R.

Dla napięć i prądów zmiennych P = U I wyraża

moc chwilową

Pojęcia podstawowe

•

Sygnały

Sygnał sinusoidalny

U = U

m

sin

ω

ω

ω

ω

t,

gdzie:

U

m

- amplituda,

ω

ω

ω

ω

=2

ππππ

f – pulsacja [rad/s],

t – czas [s], f – częstotliwość [Hz],

Przebieg sinusoidalny opisują dwa parametry:

amplituda

U

m

i pulsacja

ω

ω

ω

ω

.

Inne parametry (substytuty amplitudy):

wartość międzyszczytowa

U

pp

= 2 U

m

wartość skuteczna:

dla dowolnego sygnału:

U

sk

= 0,707 U

m

Przykład:

Wartość skuteczna

napięcia w sieci elektrycznej wynosi

230V

(przebieg sinusoidalny o częstotliwości 50Hz).

Stąd

amplituda

tego napięcia jest równa

325V

, a

wartość międzyszczytowa 650V

.

Pojęcia podstawowe

dt

t

U

T

U

T

SK

∫

=

0

2

)

(

1

•

Sygnały

Sygnał prostokątny

Podobnie jak sygnał sinusoidalny można opisać dwoma parametrami - amplitudą i pulsacją - z tą różnicą,
że

wartość skuteczna dla fali prostokątnej jest równa jej amplitudzie

.

Sygnał prostokątny:

–

zbocze narastające,

–

poziom wysoki,

–

zbocze opadające,

–

poziom niski.

!!! Rzeczywisty kształt sygnału prostokątnego jest daleki od ideału, gdyż zbocza nie są prostopadłe !!!

Najczęściej czas narastania czy opadania zboczy mieści się w granicach od kilku nanosekund (ns) do kilku
mikrosekund (

µ

s) i mierzy się go jako czas narastania od 0,1 do 0,9 napięcia sygnału.

Pojęcia podstawowe

•

Sygnały

Sygnał piłokształtny

to sygnał o przebiegu liniowym (napięcie rośnie lub opada ze stałą

prędkością) powtarzany okresowo.

Impulsy

Najczęściej nie są to sygnały okresowe.
Opisać je można poprzez podanie amplitudy i szerokości impulsu.
W technice cyfrowej występują często impulsy powtarzające się okresowo, wtedy do opisu takiego sygnału

należy dodać częstotliwość oraz współczynnik wypełnienia (stosunek szerokości impulsu do okresu powtarzania).
Impulsy dzielimy na dodatnie i ujemne.

Skoki i szpilki

są sygnałami, które zwykle nie mają praktycznego zastosowania w układach elektronicznych, nadają

się za to znakomicie do ich analizowania i opisu.

.

Pojęcia podstawowe

•

Logarytmiczny stosunek napięć

Stosunek amplitud dwóch sygnałów można wyrazić w

decybelach

zgodnie ze wzorem:

k

u

[dB]=20log

10

(U

2

/U

1

)

gdzie U

2

i U

1

to amplitudy porównywanych sygnałów.

k

u

k

u

[dB]

0,1

-20dB

0,707

-3dB

1

0dB

1,41

3dB

10

20dB

100

40dB

1000

60dB

Pojęcia podstawowe

•

Rezystory

Rezystory to elementy dwukońcówkowe o właściwościach dających się opisać prawem Ohma.

a) metalizowany,

b) drutowy,

c) węglowy,

d) drabinka rezystorowa,

e) grubowarstwowy.

Najważniejsze parametry rezystorów:

- rezystancja znamionowa - podawana zwykle w

Ω

, k

Ω

lub M

Ω

,

- tolerancja rezystancji (dokładność) - podawana w procentach,
- moc znamionowa - moc, którą może rezystor rozproszyć,
- współczynnik temperaturowy rezystancji TWR,
- napięcie znamionowe.

Elementy bierne RLC

Szeregowe i równoległe łączenie rezystorów.

Z prawa Ohma (R=U/I), wynikają następujące właściwości rezystorów:

rezystancja zastępcza dwóch rezystorów połączonych szeregowo wynosi:

R=R1+R2

rezystancja zastępcza dwóch rezystorów połączonych równolegle wynosi:

Dla dowolnej liczby rezystorów:









Z praktycznego punktu widzenia warto zauważyć, że wypadkowa rezystancja dwóch rezystorów różniących się
znacznie od siebie jest w przybliżeniu równa, dla połączenia szeregowego tych rezystorów, rezystancji o większej
wartości, a dla połączenia równoległego tych rezystorów, rezystancji o mniejszej wartości.









Warto również zauważyć, że rezystancja wypadkowa n rezystorów o takiej samej rezystancji R1, połączonych
równolegle wynosi

R=R1/n.

Elementy bierne RLC

Dzielnik napięcia.

Napięcie wyjściowe U

wy

można obliczyć następująco:

przez oba rezystory płynie taki sam prąd I (o ile wyjście nie jest obciążone jakąś rezystancją),

czyli

napięcie na R2, czyli wyjściowe jest równe:

Elementy bierne RLC

Obciążanie dzielnika napięcia

.

Zgodnie z twierdzeniem Thevenina:

napięcie na rozwartych zaciskach wyjściowych dzielnika (punkty A i B)

jest równe:

U = U

T

= U

we

— [R2 / (R1 + R2)]

prąd zwarcia dla dzielnika wynosi:

I

zw

= U

we

/ R1

Z powyższych zależności można wyliczyć rezystancję zastępczą dla układu Thevenina:

R

T

= U

T

/ I

zw

R

T

= (R1 — R2) / (R1+ R2)

Widać stąd, że rezystancja R

T

jest wypadkową rezystancją połączonych równolegle rezystorów R1 i R2.

Układ zastępczy Thevenina dla dzielnika składa się więc ze źródła napięcia:

U

T

= U

we

— [R2 / (R1 + R2)]

połączonego szeregowo z rezystancją:

R

T

= (R1 — R2) / (R1+ R2)

Elementy bierne RLC

Obciążanie dzielnika napięcia

.

Jeżeli do dzielnika podłączymy obciążenie w postaci rezystora R

obc

, to znowu otrzymamy dzielnik napięcia

składający się z rezystorów R

T

i R

obc

oraz źródła napięcia U

T

.

Napięcie na obciążeniu R

obc

będzie równe:

U

obc

= U

T

— [R

obc

/ (R

T

+ R

obc

)]

Jak widać z powyższego wzoru, aby obciążenie nie zmieniło w znaczący sposób napięcia wyjściowego dzielnika,
musi być spełniona zależność

R

obc

>> R

T

wówczas można przyjąć, że

U

obc

= ~ U

T

= U

we

— [R2 / (R1 + R2)]

Przyjęto, że aby powyższe równanie było spełnione, musi być spełniony warunek minimalny:

R

obc

= 10—R

T

= 10—(R1 — R2) / (R1+ R2)

czyli rezystancja obciążenia musi być przynajmniej

10 razy większa

od wypadkowej rezystancji połączonych

równolegle rezystorów dzielnika napięciowego.

Warunek ten zapewnia, że zmiana napięcia wyjściowego dzielnika pod wpływem obciążenia będzie mniejsza
od 10% (warunek często stosowany w praktyce).

Elementy bierne RLC

Elementy bierne RLC

Potencjometr

- rezystor o zmiennej rezystancji, element o trzech końcówkach.

Potencjometr pełni funkcję regulowanego dzielnika napięcia.

Położenie suwaka dzieli rezystancję potencjometru na dwie części R1 i R2

Elementy bierne RLC

•

Kondensatory

Elementy bierne RLC

•

Kondensatory

Kondensator

- element dwukońcówkowy o właściwościach

dających się opisać równaniem:

Q=C*U

,

gdzie: Q -ładunek [C], U -napięcie na okładkach (końcówkach)

kondensatora [V], C -pojemność kondensatora [F]

Kondensatory są zbudowane z dwóch przewodzących

elektrod (okładek) przedzielonych dielektrykiem (izolatorem).

Kondensator jest elementem, który posiada zdolność

gromadzenia ładunku.

Kondensator o pojemności C i napięciu U zawiera ładunek Q

na jednej okładce i przeciwnie spolaryzowany ładunek -Q

na drugiej okładce.

Przykłady konstrukcji kondensatorów stałych:

a) zwijkowego, b) wielowarstwowego,

c) płytkowego, d) rurkowego,

e) SMD do montażu powierzchniowego

Elementy bierne RLC

•

Kondensatory

Superkondensator

- rodzaj kondensatora elektrolitycznego,

który z uwagi na sposób konstrukcji wykazuje niezwykle

dużą pojemność elektryczną

w porównaniu do klasycznych kondesatorów elektrolitycznych.

Największą zaletą superkondensatorów jest

bardzo krótki czas ładownia

w porównaniu z innymi

urządzeniami do przechowywania energii (np. akumulatorami).

Zastosowania superkondensatorów:

równolegle źródło zasilania z innymi źródłami energii, (np. ogniwami paliwowymi), w celu

krótkotrwałego dostarczania mocy szczytowej, co pozwala na znaczne zmniejszenie rozmiarów

całego układu (rozwiązania testowane m. in. w prototypach samochodów hybrydowych

i wspomaganiu zasilania robotów).

awaryjne źródło zasilania

(stosowane m.in. do wyjść

i zjeżdżalni ewakuacyjnych

w samolotach Airbus)

źródło zasilania ciągłego

w urządzeniach o niewielkiej

mocy (pamięć komputerowa,

elektryczne szczoteczki do zębów).

Elementy bierne RLC

•

Kondensatory

Prąd

płynący przez kondensator jest wprost proporcjonalny do

szybkości zmian napięcia

:









Jeśli na kondensatorze o pojemności 1F napięcie zmienia z prędkością 1V/s,

to przepływa przez niego prąd o natężeniu 1A

.

Najważniejsze parametry kondensatorów:

-

pojemność

– [µF], [nF] lub [pF],

-

tolerancja pojemności

(dokładność) – [%],

-

napięcie znamionowe

– [V],

-

stratność (upływność)

,

-

temperaturowy współczynnik zmian

pojemności

.

Szeregowe i równoległe łączenie kondensatorów

Dla dwóch kondensatorów

połączonych szeregowo

wzór na pojemność zastępczą ma taką samą postać jak

wzór na rezystancję zastępczą rezystorów połączonych równolegle:

Dla dwóch kondensatorów

połączonych równolegle

wzór na pojemność zastępczą ma taką samą postać jak

wzór na rezystancję zastępczą rezystorów połączonych szeregowo:

C=C1+C2

Ogólnie:

Elementy bierne RLC

a) elektrolityczny, b) tantalowy,
c) poliestrowy, d) ceramiczny,
e) styrofleksowy.

Rozładowanie kondensatora w układzie RC

Jeżeli do kondensatora C naładowanego do napięcia U

0

, zostanie w chwili t = 0 dołączony rezystor R to:

kondensator będzie się rozładowywał zgodnie z równaniem:

Gdzie:

RC

stałą czasową

τ

, [

Ω

][F] = [s]

Elementy bierne RLC

Ładowanie kondensatora w układzie RC

.

Kondensator C będzie ładowany prądem I ze źródła o napięciu U

WE

według równań:

które prowadzą do rozwiązania:

Po czasie

t = 5RC

napięcie na kondensatorze osiąga swoją końcową wartość U

WE

z dokładnością 1%.

Kondensator charakteryzuje się tym, że (dla sygnałów sinusoidalnych)

napięcie jest opóźnione w fazie

względem prądu o kąt 90 stopni

(inaczej: prąd wyprzedza napięcie o kąt 90 stopni).

Elementy bierne RLC

•

Cewka indukcyjna

Cewka

jest elementem zdolnym do gromadzenia energii w polu magnetycznym.

a) na rdzeniu toroidalnym, b) na rdzeniu walcowym

Szybkość zmian prądu płynącego przez cewkę indukcyjną zależy od panującego na niej napięcia :

gdzie

L - indukcyjność cewki w [H] (w praktyce najczęściej

µ

H i mH)

Zastosowanie rdzenia ma za zadanie zwielokrotnić indukcyjność cewki.

Elementy bierne RLC

•

Transformator

Transformator

- urządzenie składające się z dwóch silnie sprzężonych ze sobą uzwojeń (pierwotnego i wtórnego),

nawiniętych na wspólnym rdzeniu.

Jeśli do uzwojenia pierwotnego zostanie doprowadzone napięcie zmienne

U

1

, to zmieniać się będzie tak

samo strumień magnetyczny w rdzeniu, co spowoduje wyindukowanie napięcia zmiennego

U

2

w uzwojeniu

wtórnym.

Napięcie

U

2

będzie miało taki sam kształt jak napięcie w uzwojeniu pierwotnym, a amplitudę wprost

proporcjonalną do przekładni transformatora:

gdzie:

n - przekładnia transformatora, n

1

- liczba zwojów w uzwojeniu pierwotnym,

n

2

- liczba zwojów w uzwojeniu wtórnym,

Prąd

I

2

płynący w uzwojeniu wtórnym transformatora jest odwrotnie proporcjonalny do prądu

I

1

płynącego

w uzwojeniu pierwotnym:

Godna uwagi jest jeszcze jedna właściwość transformatorów, jest to transformacja impedancji według
poniższego wzoru:

gdzie:

Z1, Z2 – impedancje odpowiednio, po stronie pierwotnej i wtórnej transformatora,

Jeśli

z2 będzie mniejsze od z1 to transformator będzie obniżał napięcie.

Elementy bierne RLC

Transformatory stosowane w układach elektronicznych to najczęściej

transformatory sieciowe

.

Transformatory sieciowe spełniają dwie podstawowe funkcje:

- zmieniają napięcie sieciowe (230V, 50Hz) na niższe,
- izolują układ elektroniczny od części sieciowej.

Elementy bierne RLC

•

Diody

Jeżeli do

anody

diody doprowadzi się napięcie dodatnie względem

katody

czyli

U

AK

> 0

, to będzie ona

spolaryzowana w kierunku przewodzenia

i prąd popłynie od anody do katody.

W przypadku gdy napięcie

U

AK

< 0

dioda jest

spolaryzowana zaporowo

i prąd przez nią nie płynie

(w rzeczywistości płynie tzw.

prąd wsteczny

, który jest o kilka rzędów mniejszy od prądu przewodzenia).

Jeżeli

napięcie zaporowe

przekroczy tzw.

napięcie przebicia

,

wtedy popłynie prąd porównywalny z prądem w kierunku

przewodzenia, co zwykle powoduje

uszkodzenie diody

(za wyjątkiem diody Zenera).

Diody

Charakterystyka diody

Gdzie: I

D

- prąd przewodzenia diody

I

Fmax

– maksymalny prąd przewodzenia diody

I

F

– prąd przewodzenia

U

F

– napięcie przewodzenia (określane przy I

F

= 0,1 I

Fmax

)

U

Rmax

– napięcie maksymalne w kierunku zaporowym

Dla diody germanowej Ge napięcie U

F

zawiera się w zakresie od 0,2V do 0,4V

Dla diody krzemowej Si - od 0,5V do 0,8V.

Teoretyczna charakterystyka diody:

Gdzie: I

S

- teoretyczny prąd wsteczny,

m - współczynnik korekcyjny (1 do 2),
U

T

- potencjał elektrokinetyczny.

Diody

Charakterystyka diody

I

D

= I

D

(U

AK

)

Potencjał kinetyczny temperaturze normalnej (pokojowej) wynosi:

Typowe dane katalogowe diody germanowej i krzemowej:

- dioda krzemowa

I

S

=10 pA,

mU

T

=30 mV, I

Fmax

=100 mA

- dioda germanowa I

S

=100 nA, mU

T

=30 mV, I

Fmax

=100 mA.

Z charakterystyki można odczytać wartości napięcia przewodzenia U

F

dla prądu przewodzenia I

F

=0,1—I

Fmax

. Dla

diody germanowej napięcie przewodzenia jest równe 0,35V, a dla diody krzemowej 0,62V.

Diody

Teoretyczne charakterystyki diody

germanowej i krzemowej

Przełączanie diody

Ważnym parametrem diody jest

czas magazynowania ładunku t

m

.

Typowe wartości czasu t

m

są równe od ok. 10ns do 100ns (diody małej mocy) do rzędu µs (diody dużej mocy).

Przy pracy diody w obwodach z sygnałami szybkozmiennymi powinien być spełniony warunek

t

m

<< T

(T – okres sygnału szybkozmiennego).

Dioda Schottky'ego

Stosowana w układach z sygnałami o dużej częstotliwości.

W diodzie Schottky'ego miejsce złącza p-n zajmuje złącze metal-półprzewodnik, które też ma właściwości
prostownicze (przepuszczanie prądu w jednym kierunku).

Ładunek magazynowany w takim złączu jest bardzo mały i dlatego typowy czas przełączania jest rzędu
100ps.

Diody Schottky'ego mają mniejsze napięcie przewodzenia (U

F

=0,3V) niż diody krzemowe.

Diody

Dioda Zenera

Dioda Zenera wykorzystuje tę właściwość złącz p-n, która w przypadku zwykłych diod jest zgubna

- przekroczenie maksymalnego napięcia wstecznego

, przy którym prąd bardzo szybko wzrasta.

Maksymalne napięcie wsteczne dla diod Zenera jest dokładnie określone i nazywane

napięciem Zenera U

Z

.

Stabilizacja na diodzie Zenera polega na tym, że

dużym zmianom prądu diody

∆∆∆∆

I

D

towarzyszą

bardzo małe

zmiany spadku napięcia

∆∆∆∆

U

AK

- przyjmuje się, że napięcie na diodzie nie zmienia się i jest równe napięciu

Zenera U

Z

.

Diody Zenara stosuje się do stabilizacji napięć stałych (dostępne są diody na napięcia Zenera od 1,5V do
200V, przy czym im mniejsze U

Z

tym gorsza stabilizacja).

Diody

Najprostszy układ stabilizacji napi

ę

cia stałego

Dioda jako prostownik

Prostownik jest układem, który zamienia prąd przemienny (płynący w dwóch kierunkach) na prąd stały
(płynący w jednym kierunku).

Prostownik jednopołówkowy

Diody

Prostownik dwupołówkowy

Dla dodatniej połówki sinusoidy sygnału wejściowego prąd (

strzałki czerwone

) popłynie przez diodę D1 do

obciążenia R

L

, dalej poprzez diodę D3 do źródła Ug.

Dla połówki ujemnej prąd (

strzałki niebieskie

) popłynie poprzez diodę D4 do obciążenia R

L

, a następnie

poprzez diodę D2 z powrotem do źródła Ug.

Poziome odcinki pomiędzy połówkami sinusoidy są spowodowane spadkami napięć na przewodzących
diodach.

Warto zauważyć, że w układzie mostkowym dla obu kierunków sygnału wejściowego, z wejściem są
połączone szeregowo dwie diody - dlatego aby prąd zaczął płynąć do obciążenia, napięcie Ug musi być
większe od podwojonego napięcia przewodzenia diody (Ug>2—0.6V).

Diody

Prostownik dwupołówkowy

w układzie mostkowym

Prostownik w zasilaczu sieciowym

Prostownik jednopołówkowy i dwupołówkowy w przedstawionych postaciach charakteryzują

duże tętnienia

napięcia

∆

U.

Aby otrzymać napięcie stałe również co do wartości, należy je wygładzić - w tym celu na wyjściu
prostownika stosuje się

filtr dolnoprzepustowy

(najczęściej kondensator elektrolityczny).

Filtrowanie polega na tym, że kondensator ładuje się w czasie, gdy napięcie prostownika przewyższa
napięcie na kondensatorze, a rozładowuje się w czasie, gdy napięcie prostownika spada poniżej napięcia na
kondensatorze.

Aby zapewnić małą amplitudę tętnień, wartość kondensatora C dobiera się tak, aby był spełniony warunek:

R

L

—C>>1/f

gdzie: f - częstotliwością tętnień (100Hz)

Diody

Zastosowanie prostownika mostkowego w zasilaczu sieciowym

Aby obliczyć

przybliżoną wartość międzyszczytową napięcia tętnień

można wykorzystać zależność:

∆∆∆∆

U = (I / C) —

∆∆∆∆

t

- dla prostownika jednopołówkowego:

∆∆∆∆

t = T = 1/f

- dla prostownika dwupołówkowego:

∆∆∆∆

t = 0,5T = 0,5 (1/f)

gdzie: T - okres napięcia sieciowego (20ms), f – częstotliwość napięcia sieciowego (50Hz),

Stąd zależności na napięcia tętnień:

- dla prostownika jednopołówkowego:

- dla prostownika dwupołówkowego:

Powyższe wzory pozwalają obliczyć

właściwą wartość pojemności dla kondensatora filtrującego

w

zasilaczu sieciowym, przy założeniu dopuszczalnej wartości napięcia tętnień i maksymalnego prądu
obciążenia.

Diody

PRZYKŁAD:

Obliczyć jaki należy zastosować kondensator filtrujący w zasilaczu z prostownikiem jednopołówkowym,

tak aby wartość tętnień napięcia wyjściowego nie przekraczała 1V, przy prądzie obciążenia równym 20mA.

Rozwiązanie

Aby obliczyć wartość tego kondensatora należy skorzystać ze wzoru:

C = I

L

/ (f —

∆∆∆∆

U) = 0,020 / (50 — 1) [A/(Hz—V)] = 0,0004 [(F—V/s)/(V/s)] = 400µF

Diody

PRZYKŁAD:

Obliczyć jaki należy zastosować kondensator filtrujący w zasilaczu z prostownikiem dwupołówkowym,

tak aby wartość tętnień napięcia wyjściowego nie przekraczała 1V przy prądzie obciążenia równym 20mA.

Rozwiązanie

Aby obliczyć wartość tego kondensatora należy skorzystać ze wzoru:

C = I

L

/ (2f —

∆∆∆∆

U) = 0,020 / 2—(50 — 1) [A/(Hz—V)] = 0,0002 [(F—V/s)/(V/s)] = 200µF

Diody

Prostownik dwupołówkowy z kondensatorem filtrującym

Jeżeli do wyjścia prostownika nie jest dołączone obciążenie R

L

(praca w biegu jałowym), to kondensator C

zostaje naładowany w czasie dodatniej połówki sinusoidy napięcia u

0

(t) do wartości maksymalnej biegu

jałowego równej

U

wy0

= 1,41 — U

0sk

- 2 — U

D

gdzie: U

D

- napięcie przewodzenia diody, U

0sk

- wartość skuteczna napięcia uzwojenia wtórnego transformatora bez

obciążenia.

Zakładając napięcie tętnień 0,5V przy prądzie 1,5A obliczona wartość pojemności kondensatora filtrującego
wyniesie

C = 30000µF !

,

C = I

wy

/(2—f—U

tpp

)

Diody

Ogranicznik diodowy

PRZYKŁAD:

Układ ma za zadanie ograniczanie wzrostu napięcia wyjściowego powyżej napięcia +4,6V



Na katodzie diody występuje napięcie 4V (z dzielnika napięcia).



Jeżeli napięcie wejściowe wzrośnie powyżej 4,6V to dioda zacznie przewodzić i na wyjściu układu napięcie
będzie ograniczone do wartości:

Uwy= 4V + 0,6V = 4,6V



Tak długo jak długo napięcie wejściowe będzie większe od 4,6V napięcie wyjściowe będzie ograniczone do
tej właśnie wartości.



Dla napięć wejściowych mniejszych od 4,6V napięcie na wyjściu będzie równe wejściowemu.



Rezystory R2 i R3 muszą mieć taką wartość aby ich rezystancja zastępcza (czyli rezystancja połączonych
równolegle R2 i R3) była mała w porównaniu z rezystorem R1, gdyż to pozwoli na zmniejszenie niestałości
źródła napięcia odniesienia opartego na dzielniku napięcia (R2 i R3).

Diody

Tranzystory bipolarne

Tranzystory są elementami aktywnymi

- w odróżnieniu od elementów pasywnych mają możliwość

wzmacniania mocy (na wyjściu takiego elementu jest wytwarzany sygnał o mocy większej niż sygnał na jego
wejściu)

Tranzystor jest elementem o trzech końcówkach (elektrodach) i służy do

wzmacniania

lub

przełączania

sygnałów.

Uproszczona struktura i symbol tranzystora

npn

Uproszczona struktura i symbol

tranzystora

pnp

Tranzystory

Tranzystory bipolarne

Tranzystory

1956 rok - zespołowa Nagroda Nobla

dla J. Bardeen’a, W.

Brattain’a i W. Shockley’a

za odkrycie i opracowanie

teorii tranzystora bipolarnego.

1947 rok - odkrycie TRANZYSTORA przez

John’a Bardeen’a i Walter’a Brattain’a

w Bell Telephone Laboratories w USA.

•

Budowa i zasada działania

Tranzystory

Zasada działania tranzystora bipolarnego od strony 'u

ż

ytkowej' polega na sterowaniu warto

ś

ci

ą

pr

ą

du

kolektora za pomoc

ą

pr

ą

du bazy.

Pr

ą

d kolektora jest wprost proporcjonalny do pr

ą

du bazy, współczynnik proporcjonalno

ś

ci nazywamy

wzmocnieniem tranzystora i oznaczamy symbolem hFE lub greck

ą

liter

ą β

Stany pracy tranzystora

Rozróżnia się cztery stany pracy tranzystora bipolarnego:

stan zatkania (odcięcia): złącza BE i CB spolaryzowane są w kierunku zaporowym,

stan nasycenia: złącza BE i CB spolaryzowane są w kierunku przewodzenia,
Stany nasycenia i zatkania stosowane są w technice impulsowej, jak również w układach cyfrowych.

stan aktywny: złącze BE spolaryzowane w kierunku przewodzenia, zaś złącze CB zaporowo,
Stan aktywny tranzystora jest podstawowym stanem pracy wykorzystywanym we wzmacniaczach; w tym zakresie
pracy tranzystor charakteryzuje się dużym wzmocnieniem prądowym (kilkadziesiąt-kilkaset).

stan aktywny inwersyjny: BE zaporowo, CB w kierunku przewodzenia (odwrotnie niż stanie aktywnym).
Stan aktywny inwersyjny nie jest powszechnie stosowany, ponieważ ze względów konstrukcyjnych tranzystor
charakteryzuje się wówczas gorszymi parametrami niż w stanie aktywnym (normalnym), m.in. mniejszym
wzmocnieniem prądowym.

Tranzystory

Tranzystory

Układy pracy tranzystora:



wspólnego emitera OE,



wspólnej bazy OB,



wspólnego kolektora OC,

Parametr

OC

OE

OB

Rezystancja wejściowa

duża

średnia

mała

Wzmocnienie napięciowe

równe jedności

duże

średnie

Wzmocnienie prądowe

duże

średnie

mniejsze od jedności

Oporność wyjściowa

mała

duża

duża

Nr

Wzmacniacz o :

WSPÓLNYM

EMITERZE

WSPÓLNYM

KOLEKTORZE

WSPÓLNEJ

BAZIE

1 Wzmocnienie napięciowe

duże

< 1

duże

2 Wzmocnienie prądowe

duże

duże

< 1

3 Przesunięcie fazowe

między sygnałem
wejściowym i wyjściowym

180

0

0

0

0

0

4 Pasmo przenoszenia

małe

ś

rednie

duże

Aby tranzystor znajdował się w stanie aktywnym (

normalnej pracy)

to muszą być spełnione następujące

warunki:



dla tranzystora npn potencjał kolektora musi być wyższy od potencjału emitera,



dla tranzystora pnp potencjał kolektora musi być niższy od potencjału emitera,



złącze

baza-emiter

musi być spolaryzowane w

kierunku przewodzenia

, a złącze

kolektor-baza

w

kierunku zaporowym

,



nie mogą zostać przekroczone maksymalne wartości: I

C

, I

B

, U

CE

, U

BE

, moc wydzielana na kolektorze I

C

—

U

CE

, temperatura pracy.

UWAGA!

Analizując diodowy model zastępczy tranzystora nie należy mylić prądu kolektora z prądem przewodzenia
złącza kolektor-baza, gdyż jest ono spolaryzowane zaporowo, a płynący prąd kolektora jest wynikiem
„działania tranzystora„.

Prąd kolektora I

C

i prąd bazy I

B

wpływające do tranzystora łączą się w jego wnętrzu i wypływają w postaci

prądu emitera I

E

.

Tranzystory

Jeżeli tranzystor jest w stanie normalnej pracy, to prawdziwa jest zależność:

I

C

= h

FE

— I

B

=

β

β

β

β

— I

B

gdzie h

FE

- współczynnikiem wzmocnienia prądowego (nazywany również betą ~ 50 do 300A/A).

Z zależności przedstawionej wyżej wynika ważna cecha tranzystorów jaką jest

sterowanie przez mały prąd

wpływający do bazy dużym prądem wpływającym do kolektora

.

Tranzystory

Charakterystyki tranzystora

do wywołania

dużych zmian prądu kolektora

∆∆∆∆

I

C

wystarczą

małe zmiany napięcia baza-emiter

∆∆∆∆

U

BE

.

punkt, w którym następuje zagięcie charakterystyki wyjściowej nazywany jest

napięciem nasycenia

kolektor-emiter U

CEsat

.

powyżej

napięcia nasycenia U

CEsat

,

prąd kolektora

I

C

prawie

nie zależy

od napięcia

U

CE

,

dla tranzystora współczynnik korekcyjny m ≈ 1, stąd wzór opisujący charakterystykę przejściową ma postać:

Tranzystory

Charakterystyka

przej

ś

ciowa

Charakterystyka

wyj

ś

ciowa

dla I

C

>> I

C0

Zmianę prądu I

C,

wynikającą ze zmiany napięcia U

BE

charakteryzuje parametr nazywany

konduktancją

przenoszenia w przód

lub

transkonduktancją:

aby obliczyć g

m

należy zróżniczkować równanie opisujące charakterystykę przejściową [Tietze, Schenk]:









transkonduktancja jest proporcjonalna do prądu kolektora i nie zależy od indywidualnych właściwości

tranzystora.

Zależność prądu I

C

od napięcia U

CE

jest charakteryzowana przez parametr nazywany

różniczkową rezystancją

wyjściową

:









nachylenie charakterystyki przy większych I

C

rośnie, a więc rezystancja wyjściowa r

ce

maleje i w przybliżeniu

jest odwrotnie proporcjonalna do prądu kolektora I

C

, czyli

gdzie: U

Y

- współczynnik Early'ego - jego wartość można wyznaczyć w drodze pomiarów r

ce

(typowe wartości U

Y

wynoszą od 80 do 200V dla tranzystorów npn i od 40 do 150V dla tranzystorów pnp)

Tranzystory

Charakterystykę wejściową można opisać równaniem: (w którym m ≠ 1)

Parametrem ściśle związanym z charakterystyką wejściową jest

różniczkowa rezystancja wejściowa r

be

:

Aby wyliczyć jej wartość należy zróżniczkować równanie opisujące charakterystykę wejściową:

prąd I

C

jest w przybliżeniu proporcjonalny do prądu bazy I

C

=

β

I

B

.

Ponieważ I

B

(U

BE

) charakteryzuje m ≠ 1, stąd

β

nie jest stałe i zależy od I

C

małosygnałowy współczynnik wzmocnienia prądowego:

Tranzystory

β

– statyczny współczynnik wzmocnienia pr

ą

dowego

Charakterystyka

wej

ś

ciowa

Zale

ż

no

ść

I

C

od I

B

Zale

ż

no

ść

β

od I

C

Korzystając ze wzorów na współczynnik wzmocnienia prądowego

β

i transkonduktancję g

m

można wyprowadzić

wzór na rezystancję wejściową r

be

w postaci wygodnej do jej obliczeń:

Parametry graniczne tranzystora

Parametry graniczne – te wartości, które nie mogą być przekraczane podczas pracy tranzystora:

•

U

EB0max

- dopuszczalne napięcie wsteczne baza-emiter

•

U

CB0max

- dopuszczalne napięcie wsteczne kolektor-baza

•

U

CE0max

- maksymalne dopuszczalne napięcie kolektor-emiter

•

I

Cmax

- maksymalny prąd kolektora

•

I

Bmax

- maksymalny prąd bazy

•

P

strmax

- maksymalna dopuszczalna moc strat

Parametry

I

Cmax

, U

CE0max

, P

strmax

wyznaczają

dopuszczalny obszar pracy aktywnej

,

w skrócie

SOA

(safe operating area).

Tranzystory

Typowe parametry tranzystorów

Tranzystory oprócz parametrów granicznych posiadają również kilka innych parametrów, które są podawane przez
producentów na kartach katalogowych.

W poniższej tabelce podane są parametry dla tranzystora małej mocy i dla tranzystora mocy.

Tranzystory

Tranzystory

Tranzystor jako przełącznik

Po załączeniu włącznika W:

U

BE

= 0,6 V

U

R

= 9,4 V

stąd:

I

B

= 9,4mA

(I

B

= 0,94mA dla R = 10k

Ω

Ω

Ω

Ω

)

Dla

β

= 100:

I

C

= 940mA ?

NIE!

(I

C

= 94mA ? TAK)

I

C

= 100mA

(I

C

= 94mA)

Uwaga: rezystancja zimnej żarówki jest 5 do 10

razy mniejsza niż rozgrzanej

•

Dla obciążeń indukcyjnych tranzystor musi być
chroniony przez równoległe dołączenie diody do
obciążenia

W

1k

Ω

Ω

Ω

Ω

+10V

zarówka

10V, 0.1A

+Ucc

Tranzystory

Wtórnik emiterowy (układ ze wspólnym

kolektorem OC)

Wyjściem układu jest emiter tranzystora

Napięcie wyjściowe:

U

E

= U

B

– 0,6V

Brak rezystora w obwodzie kolektora

Impedancja wejściowa wtórnika emiterowego jest
znacznie większa niż impedancja wyjściowa

(transformacja impedancji)

Z

we

= (h

FE

+ 1) Z

OBC

Jeśli napięcie na bazie zmienimy o

∆

U

B

to:

∆∆∆∆

U

E

=

∆∆∆∆

U

B

∆∆∆∆

I

E

= (h

FE

+ 1)

∆∆∆∆

I

B

Wtórnik emiterowy jest wzmacniaczem
prądowym, nie ma natomiast wzmocnienia
napięciowego (k

U

= 1)

+Ucc

R

Uwe

R

Rc

Uwy

Stabilizator napi

ę

cia z diod

ą

Zenera

i wtórnikiem emiterowym,
zwi

ę

kszaj

ą

cym pr

ą

d wyj

ś

ciowy

Przykład:

Wzmacniacze sygnałowe

Tranzystory

+Ucc

R

E

R

2

R

1

C

1

C

2

Wtórnik emiterowy ze sprz

ęż

eniem

pojemno

ś

ciowym

Przy braku rezystorów R

1

i R

2

:

Konieczne jest zatem ustalenie

punktu pracy wtórnika

Przykład: projekt wtórnika dla sygnałów w paśmie od 20 Hz do 20 kHz,

zasilanie Ucc = +15V, prąd spoczynkowy emitera I

Es

= 1 mA, h

FE

= 100.

1.

Wybieramy wartość U

E

tak, aby uzyskać maksymalną amplitudę napięcia

zmiennego na wyjściu, bez obcinania wierzchołków:

U

E

= 0,5 U

CC

= 7,5V

2.

Obliczamy R

E

dla I

Es

R

E

= 7,5V / 0,001A = 7,5k

Ω

Ω

Ω

Ω

3.

Dobieramy R

1

i R2,

które ustalą potencjał bazy (i emitera!)

U

B

= U

E

+ 0,6V = 8,1V

Z dzielnika napięcia: R

1

/R

2

= 0,85

Aby dzielnik był nieobciążony:

R

1

|| R

2

<< h

FE

R

E

 R

1

|| R

2

≈

0,1·100 ·7,5k

Ω

= 75k

Ω

Skąd

R

1

= 130k

Ω

Ω

Ω

Ω

, R

2

= 150k

Ω

Ω

Ω

Ω

4.

Obliczamy kondensator C

1

C

1

= 1 / (2

ππππ

f R) = 1,26 · 10

-7

≈≈≈≈

0,15

µµµµ

F

dla f = 20Hz, R = (h

FE

R

E

) || (R

1

|| R

2

) = 750k

Ω

|| 70k

Ω

= 64k

Ω

s. wej

ś

ciowy

s. wyj

ś

ciowy

5.

Obliczamy kondensator C

2

(zał. R

OBC

≥

R

E

)

C

2

= 1

µµµµ

F

dla R

OBC

= R

E

6.

Zwiększamy wartości pojemności

C

1

= 0,5

µµµµ

F, C

2

= 3,3

µµµµ

F

Wzmacniacze sygnałowe – wzmacniacz ze wspólnym emiterem (OE)

1.

Spoczynkowy prąd kolektora

I

Cs

= 1mA

- co wynika z potencjału bazy

U

B

i wartości R

E

2.

Potencjał kolektora

U

C

= U

CC

- U

Rc

= 20 – 10k

Ω

Ω

Ω

Ω

—1mA = 10V

3.

Do bazy doprowadzamy napięcie zmienne u

B

u

E

= u

B

Stąd

i

E

= u

E

/R

E

= u

B

/R

E

= i

C

4. Zmiana napięcia na bazie powoduje zmianę napięcia na kolektorze

u

C

= - i

C

R

C

= - u

B

(R

C

/R

E

)

5.

Układ jest wzmacniaczem napięcia o wzmocnieniu

k

U

= u

WY

/u

WE

= -R

C

/R

E

k

U

= -10000/1000 [V/V] = -10 [V/V]

Tranzystory

+Ucc

R

E

R

2

R

1

C

1

R

C

C

2

Wzmacniacz ze wspólnym

emiterem

U

CC

= 20V

R

1

= 110k

Ω

, R

2

= 10k

Ω

C

1

= 0,1

µ

F, C

2

= 1

µ

F

R

C

= 10k

Ω

, R

E

= 1k

Ω

1,6V

1,0V

10V

20V

Prosta obciążenia i punkt pracy tranzystora

Na podstawie II-go prawa Kirchhoffa:

U

CC

= U

Rc

+ U

CE

podstawiając U

Rc

= I

C

R

c

:

(RC – rezystancja obciążenia)

U

CC

= I

C

— R

C

+ U

CE

skąd

zależność między prądem kolektora I

C

a napięciem kolektor-emiter U

CE

:

można opisać funkcją liniową postaci:

y = -ax + b

nazywa się

prostą obciążenia

Tranzystory

prostą obciążenia

przedstawia się na tle

charakterystyk wyjściowych tranzystora,

obliczając położenie

dwóch skrajnych jej punktów: dla I

C

= 0 i U

CE

= 0:

dla I

C

= 0:

0 = -U

CE

/R

C

+ U

CC

/R

C

skąd punkt A jest określony:

U

CE

= U

CC

, I

C

= 0;

dla U

CE

= 0:

I

C

= U

CC

/R

C

, U

CE

= 0;

punkt P wyznacza

punkt pracy

tranzystora czyli prąd kolektora I

C

oraz napięcie U

CE

dla określonego prądu

bazy I

B

.

punkt pracy P może poruszać się po prostej obciążenia od punktu A' do B' w zależności od wartości prądu
bazy I

B

(tranzystor jest elementem sterowanym prądem bazy)

Punkty A i B nie są osiągalne

Tranzystory

stałoprądowy punkt pracy P tranzystora należy tak dobierać, aby zmiany sygnału sterującego I

B

nie

powodowały zniekształceń sygnału wyjściowego (napięcia na kolektorze).

jeżeli punkt pracy będzie zbyt blisko punktu B to przy np. sygnale sinusoidalnym mogą być obcinane górne
połówki sinusoidy, z kolei jeśli punkt P przesunąć w stronę A, to dla tego samego sygnału mogą być obcinane
dolne (ujemne) połówki sinusoidy.

Tranzystory

Przykład

Wyznaczyć

(1)

punkt pracy

(określony przez wartości stałego prądu kolektora I

C

i napięcia kolektor-emiter U

CE

)

oraz określić

(2)

maksymalną amplitudę niezniekształconego napięcia wyjściowego U

wy

tranzystora pracującego

jako wzmacniacz w układzie wspólnego emitera,

uwzględniając następujące warunki:

- napięcie U

BE

wynosi 600mV,

- prąd zerowy kolektora I

CE0

jest bardzo mały i może być pominięty,

- współczynnik wzmocnienia prądowego

β

= 50,

- prąd kolektora I

C

w obszarze aktywnym nie zależy od napięcia U

CE

,

- granicą między stanem aktywnym, a stanem nasycenia tranzystora jest warunek

U

CB

= 0.

Tranzystory

Rozwiązanie

(1)

Stały prąd bazy I

B

płynie od zasilania U

CC

przez rezystor R2 do bazy, stały prąd kolektora I

C

płynie od zasilania

U

CC

przez R1 do kolektora.

Na podstawie II-go prawa Kirchhoffa oraz z Prawa Ohma można obliczyć:









prąd bazy

I

B

= U

R2

/R2

U

R2

= U

CC

- U

BE

I

B

= (U

CC

- U

BE

)/R2 = (10 - 0,6)/9400 = 0,001A = 1mA









prąd kolektora

I

C

=

β

— I

B

I

C

=

β

— I

B

= 50 — 1 =

50mA









napięcia kolektor-emiter

U

CE

= U

CC

- U

R1

= U

CC

- (I

C

— R1) = 10 [V] - (50 — 100) [mA —

Ω

] = 10 [V] - 5000 [mV] =

5V

Przy obliczaniu prądu kolektora został użyty wzór I

C

=

β

— I

B

, prawdziwy dla stanu aktywnego tranzystora,

(złącze kolektor-baza spolaryzowane zaporowo U

CB

>0), czy tak jest faktycznie?

U

CB

= U

CE

– U

BE

= 5 [V] - 0,6 [V] = 4,4V

skąd widać, że warunek jest spełniony – tranzystor jest w stanie aktywnym.

Punkt pracy tranzystora jest określony przez

I

C

=50mA U

CE

=5V

Tranzystory

Rozwiązanie

(2)

Podanie

sinusoidalnego napięcia wejściowego U

we

powoduje, że

na stałą wartość prądu bazy I

B

=1mA

nakłada się

składowa zmienna.

Punkt pracy P przesuwa się po prostej obciążenia, co powoduje

zmiany prądu kolektora I

C

i napięcia U

CE

zgodnie z sygnałem

wejściowym.

Dla tranzystora znajdującego się w stanie aktywnym i dla niewielkich

zmian U

we,

kształt składowej zmiennej napięcia na kolektorze

nałożonej na stałe napięcie U

CE

= 5V jest taki sam jak napięcia

wejściowego,

Napięcie wyjściowe (na kolektorze) różni się od wejściowego amplitudą,

która jest większa i jest odwrócone w fazie o 180°

- dodatniej połówce sinusoidy na wejściu

odpowiada ujemna połówka sinusoidy

na wyjściu i odwrotnie.

Tranzystory

narastającemu napięciu wejściowemu odpowiada zwiększanie

prądu bazy I

B

ponad 1mA



co powoduje proporcjonalne (I

C

=

β

—I

B

)

zwiększanie prądu kolektora I

C



a co za tym idzie zwiększanie

spadku napięcia na rezystorze R1 (U

R1

= I

C

—R1)



w efekcie

spadek napięcie na kolektorze U

CE

poniżej wartości

U

CE

= 5V (U

C E

= U

CC

- U

R1

)

dla

większych prądów bazy

(w stosunku do I

B

) chwilowy punkt pracy

przesuwa się w kierunku

punktu B',

co się wiąże ze zmniejszaniem

napięcia U

CE

, a dla

mniejszych prądów bazy

chwilowy punkt pracy przesuwa

się w kierunku

punktu A',

co się wiąże ze zwiększaniem napięcia U

CE

.

aby uzyskać maksymalną amplitudę niezniekształconego napięcia

wyjściowego U

wy

, punkt pracy P powinien się mieścić w połowie zakresu

zmian U

CE

(niebieska sinusoida).

Tranzystory

na kolektorze może wystąpić maksymalnie napięcie (przy pominięciu prądu zerowego kolektora I

CE0

i dla I

B

=

0)

U

CE

= U

CC

= 10V

więc może się zwiększyć o

5V

minimalne napięcie, jakie może wystąpić na kolektorze (jeszcze dla stanu aktywnego) wynosi:

U

CE

= 0,6V

(bo U

CE

= U

BE

+ U

CB

, a U

CB

= 0)

więc może się zmniejszyć o

4,4V

.

Napięcie wyjściowe może mieć bez zniekształceń:

dodatnią amplitudę równą 5,0V

oraz

ujemną amplitudę równą 4,4V

Optymalnym rozwiązaniem jest wybranie punktu pracy, który będzie spełniał następujący warunek

U

CE

= 1/2(U

CC

+ U

CEs

) = 1/2(10 [V] + 0,6 [V]) = 5,3V

Aby założony w treści przykładu punkt pracy pozostał bez zmian (I

B

= 1mA oraz I

C

= 50mA) można

zmodyfikować wartość rezystora R1:

R1 = (U

CC

- U

CE

)/I

C

= (10 - 5,3)/50 [V/mA] = 94

Ω

Ω

Ω

Ω

Wówczas można uzyskać niezniekształcone napięcie wyjściowe

o amplitudzie równej 4,7V

.

Tranzystory

Tranzystory

Układ Darlingtona

Układ Darlingtona - układ wzmacniacza na tranzystorach bipolarnych o szczególnie du

ż

ym wzmocnieniu, w którym

emiter tranzystora w stopniu wst

ę

pnym poł

ą

czony jest galwanicznie z baz

ą

drugiego stopnia wzmacniaj

ą

cego, a

kolektory obu tranzystorów s

ą

poł

ą

czone ze sob

ą

. Pr

ą

d emitera pierwszego tranzystora równy jest wi

ę

c pr

ą

dowi

bazy drugiego, a pr

ą

dy kolektorów obu tranzystorów sumuj

ą

si

ę

.

Współczynnik wzmocnienia

β

Darlington

układu jest iloczynem współczynników

wzmocnienia obu tranzystorów wchodz

ą

cych w skład układu:

Wad

ą

takiego układu jest podwy

ż

szone napi

ę

cie polaryzacji bazy pierwszego

tranzystora wzgl

ę

dem emitera drugiego, które jest sum

ą

napi

ęć

polaryzacji obu

tranzystorów składowych:

V

BE

= V

BE1

+ V

BE2

Typowy przykład to tranzystor typ 2N6282, który przy wzmocnieniu

β

Darlington

= 2400 pracuje przy

pr

ą

dzie kolektora (wła

ś

ciwie: sumie pr

ą

dów obu kolektorów, przy czym pr

ą

d kolektora pierwszego

tranzystora jest pomijalnie mały) rz

ę

du 10 A.

Układ został opracowany w 1953 przez Sidneya Darlingtona (1906-1997), pracuj

ą

cego w Bell

Laboratories w USA

Tranzystory

Układ Darlingtona

Tranzystor Darlingtona

Tranzystory unipolarne – FET (Field Effect Transistor) [1,2,5,7]

Działanie polega na

sterowanym transporcie jednego rodzaju nośników

(elektronów lub dziur).

Sterowanie transportem tych nośników odbywa się w części tranzystora zwanej

kanałem

, za

pośrednictwem

zmian pola elektrycznego

przyłożonego do elektrody zwanej

bramką (G)

.

Bramka

jest

odizolowana

od

kanału

, a więc pomiędzy nią a pozostałymi elektrodami tranzystora

polowego –

źródłem (S)

oraz

drenem (D)

- występuje bardzo duża impedancja.

!

Tranzystory polowe zalicza się je do najczęściej stosowanych elementów dyskretnych, w wielu przypadkach

zajęły obecnie miejsce tranzystorów bipolarnych

Tranzystory

Tranzystory unipolarne

Podział:
-

złączowe

(

JFET

- Junction Field Effect

Transistor),

oddzielenie bramki od kanału jest
wykonane za po

ś

rednictwem zaporowo

spolaryzowanego zł

ą

cza p-n.

-

z izolowaną bramką

(

IGFET

- Insulated Gate

Field Effect Transistor), które dzielą się na:

- tranzystory MIS (Metal Insulator

Semiconduktor - metal izolator
półprzewodnik), MISFET, MOS (Metal

Oxide Semicondauctor - metal tlenek

półprzewodnik), MOSFET,

- tranzystory TFT (Thin Film Transistor –

tranzystor cienkowarstwowy).

bramka jest odizolowana od kanału cienk

ą

warstw

ą

izolatora, którym jest najcz

ęś

ciej

dwutlenek krzemu

Tranzystory

Tranzystory

Tranzystory unipolarne

Tranzystory

Tranzystory unipolarne

Zasada działania

Jednorodny obszar półprzewodnika wyst

ę

puj

ą

cy mi

ę

dzy drenem i

ź

ródłem stanowi kanał, przez który płynie

pr

ą

d i którego rezystancj

ę

mo

ż

na zmienia

ć

przez zmian

ę

szeroko

ś

ci kanału.

Zmian

ę

szeroko

ś

ci kanału uzyskuje si

ę

przez rozszerzenie lub zw

ęż

enie warstwy zaporowej zł

ą

cza p-n, a wi

ę

c

przez zmian

ę

napi

ę

cia U

GS

polaryzuj

ą

cego to zł

ą

cze w kierunku zaporowym.

Dalsze zwi

ę

kszanie napi

ę

cia U

GS

mo

ż

e spowodowa

ć

poł

ą

czenie si

ę

warstw zaporowych i zamkni

ę

cie kanału

- rezystancja kanału staje si

ę

bardzo du

ż

a

Tranzystor JFET stanowi swego rodzaju rezystor sterowany napi

ę

ciowo.

Tranzystory

Tranzystory unipolarne

Zasada działania tranzystora MOSFET z kanałem indukowanym typu n i podło

ż

em typu p.

W przypadku braku polaryzacji drenu i bramki (U

DS

=0 i U

GS

=0) nie wyst

ę

puje poł

ą

czenie elektryczne pomi

ę

dzy

drenem i

ź

ródłem – nie ma kanału.

Je

ż

eli zaczniemy polaryzowa

ć

bramk

ę

coraz wi

ę

kszym napi

ę

ciem U

GS

>0, to po przekroczeniu pewnej warto

ś

ci

tego napi

ę

cia, zwanej napi

ę

ciem progowym U

P

, dodatni ładunek bramki spowoduje powstanie pod jej powierzchni

ą

warstwy inwersyjnej, zło

ż

onej z elektronów swobodnych o du

ż

ej koncentracji - powstaje w ten sposób w warstwie

inwersyjnej poł

ą

czenie elektryczne pomi

ę

dzy drenem a

ź

ródłem.

Tranzystory

Tranzystory unipolarne

Przewodno

ść

tego poł

ą

czenia zale

ż

y od koncentracji elektronów w indukowanym kanale, czyli od napi

ę

cia U

GS

.

Wielko

ść

pr

ą

du płyn

ą

cego powstałym kanałem zale

ż

y prawie liniowo od napi

ę

cia U

DS

.

Zale

ż

no

ść

ta nie jest jednak do ko

ń

ca liniowa, poniewa

ż

pr

ą

d ten zmienia stan polaryzacji bramki, na skutek

czego im bli

ż

ej drenu, tym ró

ż

nica potencjałów pomi

ę

dzy bramk

ą

i podło

ż

em jest mniejsza, a kanał płytszy.

Gdy w wyniku dalszego zwi

ę

kszania napi

ę

cia U

GS

przekroczona zostanie pewna jego warto

ść

zwana napi

ę

ciem

odci

ę

cia U

GSoff

, lub warto

ść

napi

ę

cia U

DS

zrówna si

ę

z poziomem napi

ę

cia U

GS

, powstały kanał całkowicie zniknie.

Dla małych warto

ś

ci napi

ę

cia dren-

ź

ródło tranzystor typu MOSFET stanowi liniowy

rezystor, którego rezystancj

ę

mo

ż

na regulowa

ć

za pomoc

ą

napi

ę

cia bramka-

ź

ródło.

Tranzystory

Tranzystory unipolarne - parametry

Napi

ę

cie odci

ę

cia bramka-

ź

ródło U

GS(OFF)

, czyli napi

ę

cie jakie nale

ż

y doprowadzi

ć

do bramki, aby przy ustalonym

napi

ę

ciu U

DS

nie płyn

ą

ł pr

ą

d drenu.

Napiecie progowe U

P

- napi

ę

cie jakie nale

ż

y doprowadzi

ć

, aby przez tranzystor popłyn

ą

ł pr

ą

d

Pr

ą

d nasycenia I

DSS

pr

ą

d drenu płyn

ą

cy przy napi

ę

ciu U

GS

=0 i okre

ś

lonym napi

ę

ciu U

DS

.

Pr

ą

d wył

ą

czenia I

D(OFF)

- pr

ą

d drenu płyn

ą

cy przy spolaryzowaniu bramki napi

ę

ciem |U

GS

| > |U

GS(OFF)

|

Rezystancja statyczna wł

ą

czenia R

DS(ON

) - rezystancja mi

ę

dzy drenem a

ź

ródłem tranzystora pracuj

ą

cego w

zakresie liniowym charakterystyki I

D

= f(U

DS

) przy U

GS

=0;

Resystancja statyczna wył

ą

czenia R

DS(OFF

) - rezystancja mi

ę

dzy drenem a

ź

ródłem tranzystora znajduj

ą

cego si

ę

w

stanie odci

ę

cia

Dopuszczalny pr

ą

d drenu I

Dmax

Dopuszczalny pr

ą

d bramki I

Gmax

Dopuszczalne napi

ę

cie dren-

ź

ródło U

DSmax

Dopuszczalne straty mocy P

tot max

W

ł

a

ś

ciwo

ś

ci wzmacniaj

ą

ce tranzystora okre

ś

la stosunek zmiany pr

ą

du I

D

do zmiany napi

ę

cia steruj

ą

cego U

GS

nazywany konduktancj

ą

wzajemn

ą

(transkonduktancj

ą

) g

m

:

Konduktancja drenu lub konduktancja wyj

ś

ciowa:

Wspó

ł

czynnikiem wzmocnienia napi

ę

ciowego:

Tranzystory

Tranzystory

unipolarne

- parametry

W zale

ż

no

ś

ci od sposobu polaryzacji tranzystora unipolarnego, mo

ż

e on pracowa

ć

w trzech ró

ż

nych obszarach:

w obszarze odci

ę

cia - gdy |U

GS

| > |U

P

| , U

DS

-dowolne

w obszarze aktywnym - gdy |U

GS

| < |U

P

| i |U

DS

| <= |U

DS SAT

|

w obszarze nasycenia - gdy |U

GS

| < |U

P

| i |U

DS

| > |U

DS SAT

|

gdzie U

DS SAT

- napi

ę

cie dren-

ź

ród

ł

o, dla którego nast

ę

puje wej

ś

cie charakterystyki pr

ą

du drenu do obszaru

nasycenia.

Tranzystory

Tranzystory unipolarne - polaryzacja

Przej

ś

ciowa - zale

ż

no

ść

pr

ą

du drenu (I

D

) od napi

ę

cia bramka-

ź

ród

ł

o (U

GS

) przy sta

ł

ym napi

ę

ciu dren-

ź

ród

ł

o (U

DS

).

Charakterystyka ta dla ró

ż

nych typów tranzystorów przedstawiona zosta

ł

a poni

ż

ej.

Tranzystory

Tranzystory unipolarne - charakterystyki

Charakterystyka Wyj

ś

ciowa - zale

ż

no

ść

pr

ą

du drenu (I

D

) od napi

ę

cia dren-

ź

ród

ł

o (U

DS

), przy sta

ł

ym napi

ę

ciu

bramka-

ź

ród

ł

o (U

GS

). Ca

ł

y obszar charakterystyki wyj

ś

ciowej mo

ż

na podzieli

ć

na dwie cz

ęś

ci: obszar nasycenia i

obszar nienasycenia (liniowy). Na poni

ż

szym rysunku obszary te s

ą

rozdzielone niebiesk

ą

lini

ą

, której kszta

ł

t

przypomina parabol

ę

.

W zakresie liniowym (nienasycenia) tranzystor unipolarny zachowuje si

ę

jak rezystor pó

ł

przewodnikowy. Pr

ą

d I

D

ze

wzrostem

napi

ę

cia

U

DS

wzrasta

w

przybli

ż

eniu

liniowo.

W zakresie nasycenia napi

ę

cie U

DS

bardzo nieznacznie wp

ł

ywa na warto

ść

pr

ą

du drenu, natomiast bramka

zachowuje w

ł

a

ś

ciwo

ś

ci steruj

ą

ce.

Tranzystory

Tranzystory unipolarne

- zastosowania

Tranzystory polowe znajduj

ą

zastosowanie przede wszystkim wówczas,
gdy jest wymagana bardzo du

ż

a

rezystancja wej

ś

ciowa elementu aktywnego.

Dotyczy to zwłaszcza wzmacniaczy o

du

ż

ej rezystancji wej

ś

ciowej, woltomierzy i

przeł

ą

czników sterowanych bezpr

ą

dowo.

Schemat blokowy zasilacza

Układy zasilające

Zasilacze – budowa [1,2,6]

Układy zasilające

Zasilacze – wybór transformatora i zabezpieczenia

Projektuj

ą

c zasilacz, nale

ż

e w pierwszym rz

ę

dzie okre

ś

li

ć

, z jakiego

ź

ródła pobierana b

ę

dzie energia – to umo

ż

liwi

zdecydowa

ć

, czy jest potrzebny transformator, a je

ś

li tak, to jakiego rodzaju.

Transformator to element bierny słu

żą

cy do zamiany przemiennych napi

ęć

i pr

ą

dów wej

ś

ciowych na przemienne

napi

ę

cia i pr

ą

dy wyj

ś

ciowe z reguły o innej warto

ś

ci.

Zamiana ta dokonuje si

ę

za po

ś

rednictwem pola magnetycznego i przy spełnieniu zasady zachowania energii

(element idealny nie wykazuje strat).

Oznacza to,

ż

e dysponuj

ą

c okre

ś

lon

ą

moc

ą

na wej

ś

ciu, nie mo

ż

emy uzyska

ć

wi

ę

kszej mocy na wyj

ś

ciu.

Podstawowymi parametrami transformatora s

ą

moc (wyra

ż

ana w VA) i przekładnia, która definiuje stosunek napi

ęć

i

pr

ą

dów po stronie pierwotnej (wej

ś

ciowej) i wtórnej (wyj

ś

ciowej):

(*)

gdzie U

p

i I

p

- przebiegi po stronie pierwotnej, U

w

i I

w

- przebiegi po stronie wtórnej.

Nale

ż

y pami

ę

ta

ć

,

ż

e producent podaje napi

ę

cia po stronie pierwotnej i wtórnej wyra

ż

one w warto

ś

ciach

skutecznych.

Układy zasilające

Zasilacze – wybór transformatora i zabezpieczenia

Napi

ę

cie po stronie wtórnej

nale

ż

y dobiera

ć

tak, aby było

co najmniej równe po

żą

danemu poziomowi

napi

ę

cia wyj

ś

ciowego

zasilacza (ta zale

ż

no

ść

jest jeszcze modyfikowana przez układy prostownika i filtra

t

ę

tnie

ń

).

W przypadku

wydajno

ś

ci pr

ą

dowej

zasad

ą

jest, aby

maksymalna wydajno

ść

pr

ą

dowa była przynajmniej 1,5

raza wi

ę

ksza od zakładanego obci

ąż

enia

(takie zało

ż

enie zapobiegnie ew. przegrzaniu i spaleniu

transformatora.

Oprócz tego warto zabezpieczy

ć

si

ę

przed spaleniem transformatora umieszczaj

ą

c po stronie pierwotnej

bezpiecznik

(po stronie wtórnej przewa

ż

nie istnieje inne zabezpieczenie).

Jego warto

ść

mo

ż

na obliczy

ć

ze wzoru (*) znaj

ą

c pr

ą

d obci

ąż

enia i mno

żą

c wynik przez kilkukrotny margines

(przynajmniej 2-3x).
Miejsce umieszczenia bezpiecznika jest wa

ż

ne – zaleca si

ę

umieszczanie zabezpieczenia przed głównym

wył

ą

cznikiem ze wzgl

ę

du na to, i

ż

istnieje ryzyko wyst

ą

pienia przebicia pomi

ę

dzy zerem a faz

ą

w obwodzie

przeł

ą

cznika (dotyczy to urz

ą

dze

ń

przeł

ą

czaj

ą

cych jednocze

ś

nie dwa bieguny zasilaj

ą

ce).

Układy zasilające

Zasilacze – wybór transformatora i zabezpieczenia

Układy zasilające

Zasilacze – wybór transformatora i zabezpieczenia

Je

ś

li chcemy uzyska

ć

pojedyncze napi

ę

cie zasilaj

ą

ce

, tj. mas

ę

i po

żą

dany poziom wyj

ś

ciowy V

out

, to stosujemy

klasyczny transformator z jednym uzwojeniem wtórnym bez odczepu.

W przypadku, gdy istnieje potrzeba uzyskania

napi

ę

cia dodatniego i ujemnego wzgl

ę

dem masy

(w szczególnym

wypadku na napi

ę

ciu symetrycznym) nale

ż

y zastosowa

ć

transformator z jednym uzwojeniem wtórnym i odczepem

lub kilkoma uzwojeniami wtórnymi, odpowiednio poł

ą

czonymi (rys. b), aby utworzy

ć

w

ę

zeł stanowi

ą

cy mas

ę

.

Układy zasilające

Zasilacze – wybór transformatora i zabezpieczenia

Istnieje równie

ż

inny sposób uzyskania symetrycznego napi

ę

cia bez konieczno

ś

ci u

ż

ycia transformatora z

odczepem lub kilkoma uzwojeniami wtórnymi.
Na rysunku pokazano aplikacj

ę

z prostownikiem jednopołówkowym, jednak ze wzgl

ę

du na nisk

ą

efektywno

ść

takie

rozwi

ą

zanie nie jest stosowane.

Przy takiej konstrukcji prostownika niezb

ę

dnym elementem jest filtr t

ę

tnie

ń

.

Układy zasilające

Zasilacze – parametry i rodzaje prostowników

Dla projektanta zasilacza najwa

ż

niejszymi parametrami prostowników s

ą

maksymalny pr

ą

d przewodzenia i

maksymalne napi

ę

cie wsteczne

.

W przypadku tego pierwszego istnieje zasada,

ż

e mostek powinien przepu

ś

ci

ć

pr

ą

d przynajmniej 1,5x wi

ę

kszy

od

zakładanego obci

ąż

enia.

Problem doboru maksymalnego napi

ę

cia wstecznego prostownika wi

ąż

e si

ę

z zastosowanym filtrem t

ę

tnie

ń

.

Układy zasilające

Zasilacze – parametry i rodzaje prostowników

Najcz

ęś

ciej w roli filtra t

ę

tnie

ń

wyst

ę

puje kondensator elektrolityczny o du

ż

ej pojemno

ś

ci. W czasie połowy okresu

napi

ę

cia wtórnego, w której amplituda jest dodatnia, napi

ę

cie na diodzie D3 jest bliskie zeru. Jednak w trakcie

trwania drugiej połowy, kiedy amplituda jest ujemna, na diodzie odkłada si

ę

napi

ę

cie równe dwóm warto

ś

ciom

szczytowym napi

ę

cia wtórnego. Z tego powodu napi

ę

cie rewersyjne powinno by

ć

przynajmniej 2,83x wi

ę

ksze od

warto

ś

ci skutecznej napi

ę

cia po stronie wtórnej (przewa

ż

nie stosuje si

ę

przelicznik 3,4x).

W przypadku braku filtra t

ę

tnie

ń

stosuje si

ę

zwykłe 20% margines bezpiecze

ń

stwa, tj. napi

ę

cie rewersyjne powinno

by

ć

przynajmniej 1,7x wi

ę

ksze od warto

ś

ci skutecznej napi

ę

cia po stronie wtórnej.

Ostatni

ą

wa

ż

n

ą

rzecz

ą

, o której nale

ż

y pami

ę

ta

ć

, jest wyst

ę

powanie pewnego spadku napi

ę

cia na prostowniku, co

powoduje, i

ż

na wyj

ś

ciu mamy troch

ę

ni

ż

szy potencjał ni

ż

ten uzyskiwany przez uzwojenie wtórne transformatora.

Parametry typowych mostków prostowniczych

V

RRM

– maksymalne powtarzalne napi

ę

cie wsteczne

V

RMS

– maksymalne skuteczne napi

ę

cie wej

ś

ciowe

V

DC

– maksymalne stałe napi

ę

cie wsteczne

I

(AV)

– maksymalny

ś

redni pr

ą

d przewodzenia

V

F

– napi

ę

cie przewodzenia

Układy zasilające

Zasilacze – filtrowanie tętnień

Kształt napi

ę

cia na wyj

ś

ciu prostownika jedno lub

dwupołówkowego jest daleki od idealnej, poziomej
linii.

Układy zasilające

Zasilacze – filtrowanie tętnień – filtr z kondensatorem

Zastosowanie kondensatora elektrolitycznego o odpowiednio du

ż

ej warto

ś

ci zaraz za prostownikiem mo

ż

e znacznie

zredukowa

ć

t

ę

tnienia.

Odpowiedni

ą

warto

ść

pojemno

ś

ci mo

ż

na obliczy

ć

z gotowego wzoru zakładaj

ą

c po

żą

dany współczynnik t

ę

tnie

ń

(zawsze poni

ż

ej 10%):

gdzie:

• f to cz

ę

stotliwo

ść

t

ę

tnie

ń

(50Hz dla prostownika dwupołówkowego i 100Hz dla jed-nopołówkowego),

•

Γ

to zakładany współczynnik t

ę

tnie

ń

,

• RL to warto

ść

rezystancji obci

ąż

enia: RL=UO/IO.

Istnieje równie

ż

bardziej praktyczna reguła, która mówi,

i

ż

na ka

ż

dy 1A pr

ą

du obci

ąż

enia nale

ż

y stosowa

ć

kondensator o pojemno

ś

ci co najmniej 1000

µ

F.

Wa

ż

nym krokiem jest dobór

maksymalnego napi

ę

cia roboczego kondensatora

.

Minimalny margines to 20% odchyłu od amplitudy napi

ę

cia (1,7x warto

ś

ci skutecznej).

Układy zasilające

Zasilacze – filtrowanie tętnień – filtr RC

Istniej

ą

urz

ą

dzenia o szczególnej wra

ż

liwo

ś

ci na wszelkiego rodzaju zakłócenia w napi

ę

ciu zasilaj

ą

cym. W takich

wypadkach stosowanie pojedynczego kondensatora jest cz

ę

sto niewystarczaj

ą

ce (ze wzgl

ę

du na konieczno

ść

u

ż

ycia

ogromnej pojemno

ś

ci).

Rozwi

ą

zaniem mo

ż

e by

ć

obwód filtruj

ą

cy RC.

Zapewnia on dalsz

ą

redukcj

ę

współczynnika t

ę

tnie

ń

, jednak odbywa si

ę

to kosztem zwi

ę

kszenia rezystancji

szeregowej o warto

ść

R1, co ogranicza stosowanie tego układu do urz

ą

dze

ń

o niskim i stałym poborze pr

ą

du (np.

przedwzmacniacze akustyczne).
Warto

ś

ci elementów dobiera si

ę

korzystaj

ą

c ze wzorów:

dla prostownika jednopołówkowego,

dla prostownika dwupołówkowego

Układy zasilające

Zasilacze – filtrowanie tętnień

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

W nowoczesnych zasilaczach stosowane s

ą

prawie wył

ą

cznie scalone stabilizatory napi

ę

cia.

Seria 78xx/79xx

S

ą

to najprostsze trójko

ń

cówkowe stabilizatory o ustalonym napi

ę

ciu wyj

ś

ciowym okre

ś

lonym przez ostatnie dwie

cyfry w oznaczeniu (05, 08, 10, 12, 15, 24).

Układy o numerach 78xx słu

żą

do stabilizacji napi

ęć

dodatnich wzgl

ę

dem masy, a 79xx do ujemnych.

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Kondensatory C2 i C3 słu

żą

do zwierania wysokocz

ę

stotliwo

ś

ciowych zakłóce

ń

i s

ą

standardem w aplikacjach

stabilizatorów – nale

ż

y je umieszcza

ć

jak najbli

ż

ej wyprowadze

ń

układu (w sensie fizycznym, a nie topologicznym na

schemacie).
Dioda D1 stanowi zabezpieczenie przeciwko zbyt wysokiemu napi

ę

ciu wyj

ś

ciowemu – taka sytuacja mo

ż

e mie

ć

miejsce zaraz po wył

ą

czeniu zasilania. Wtedy dioda zaczyna przewodzi

ć

i odprowadza „wsteczny” pr

ą

d z ko

ń

cówki

stabilizatora.
Dioda D2 stosowana jest do protekcji przed zmian

ą

polaryzacji napi

ę

cia na wyj

ś

ciu stabilizatora.

Rola poszczególnych elementów obwodu stabilizatora 79xx jest analogiczna do obwodu 78xx.

Oprócz zewn

ę

trznych zabezpiecze

ń

stabilizatory

posiadaj

ą

wbudowane układy zabezpieczaj

ą

ce przed

zwarciem na wyj

ś

ciu oraz przegrzaniem

.

Podstawow

ą

wad

ą

takich stabilizatorów jest

konieczno

ść

zapewnienia

ró

ż

nicy potencjałów

pomi

ę

dzy wej

ś

ciem a wyj

ś

ciem wynosz

ą

c

ą

co

najmniej 3V

.

Przy braku spełnienia tego warunku element nie b

ę

dzie

działał.
Maksymalna wydajno

ść

pr

ą

dowa w zale

ż

no

ś

ci od

obudowy mo

ż

e wynie

ść

do 1,5A.

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LM317/337

Stabilizatory ci

ą

głe LM317 i LM337 to podstawowe układy o

regulowanym napi

ę

ciu wyj

ś

ciowym

odpowiednio,

dodatnim i ujemnym wzgl

ę

dem masy.

Regulacj

ę

napi

ę

cia wyj

ś

ciowego uzyskuje si

ę

za pomoc

ą

ź

ródła referencyjnego 1,25V

(pomi

ę

dzy ko

ń

cówk

ą

Adjust i Output) i

dzielnika napi

ę

cia zło

ż

onego z rezystorów

R1 i R2.

Wzór na V

OUT

dla układu LM317:

gdzie za R1 zazwyczaj przyjmuje si

ę

240

Ω

, a I

ADJ

jest pomijalnie małe.

Analogicznie, dla układu LM337:

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LM317/337

Przykł

ą

d zastosowania stabilizatorów

LM317 i LM337 do układu z redukcj

ą

współczynnika t

ę

tnie

ń

i

zastosowaniem diod
zabezpieczaj

ą

cych.

Dioda D2 – jest to spowodowane
umieszczeniem kondensatora C7 w
obwodzie

ź

ródła referencyjnego o warto

ś

ci

1,25V. Jej podstawow

ą

funkcj

ą

jest

odprowa-dzanie pr

ą

dów rozładowania

kondensatora C7, natomiast sam element
pojemno

ś

ciowy słu

ż

y do redukcji zakłóce

ń

w napi

ę

ciu wyj

ś

ciowym. Zabezpieczenia

wewn

ę

trzne s

ą

takie same, jak w

przypadku stabilizatorów 78xx/79xx - pro-
tekcja termiczna i przeciwzwarciowa.
Równie

ż

minimalna ró

ż

nica potencjałów

pomi

ę

dzy wej

ś

ciem, a wyj

ś

ciem wynosi

3V.

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LDO

W układach 78/79xx oraz LM317/337 napi

ę

cie pomi

ę

dzy wej

ś

ciem, a wyj

ś

ciem (tzw. Dropo-ut Voltage) musi

wynosi

ć

co najmniej 3V. Poni

ż

ej tej warto

ś

ci stabilizator w ogóle nie za-działa, co jest podstawow

ą

wad

ą

tych

elementów – ze wzgl

ę

du na straty mocy nie nadaj

ą

si

ę

do zastosowania we współczesnych urz

ą

dzeniach

zasilanych bateryjnie. Tymczasem układy LDO (Low Dropout Voltage) umo

ż

liwiaj

ą

spadek tego potencjału nawet do

kilku-dziesi

ę

ciu miliwoltów (np. MAX8563 – 56mV).

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LDO

Jest to mo

ż

liwe dzi

ę

ki zastosowaniu tranzystora PMOS jako elementu przepuszczaj

ą

cego pr

ą

d, który po

przekroczeniu minimalnej warto

ś

ci Dropout Voltage staje si

ę

rezystorem o warto

ś

ci RDSON i przepuszcza napi

ę

cie

wej

ś

ciowe na wyj

ś

cie z uwzgl

ę

dnieniem spadku na RDSON (URDSON=IO*RDSON). Dzi

ę

ki temu nie musimy dba

ć

o odpowiedni

ą

wyso-ko

ść

potencjału wej

ś

ciowego i jednocze

ś

nie obawia

ć

si

ę

strat mocy. Ta zaleta bezpo

ś

rednio

wskazuje potencjalne zastosowanie – zasilacze bazuj

ą

ce na bateriach, akumulatorach itp.

Jednym z bardziej rozbudowanych (i zarazem dro

ż

szych) programowalnych stabilizatorów LDO jest układ

MAX667. Dost

ę

pny w obudowie DIP-8 posiada szereg interesuj

ą

cych wej

ść

i wyj

ść

steruj

ą

cych, takich jak opcja

wył

ą

czenia, sygnalizacji zu

ż

ycia baterii i wyboru napi

ę

cia wyj

ś

ciowego z zakresu 3,5-16,5V. Rysunek przedstawia

przykładow

ą

aplikacj

ę

tego sta-bilizatora.

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LDO – przykładowa aplikacja

Regulacj

ę

napi

ę

cia wyj

ś

ciowego uzyskuje si

ę

podł

ą

czaj

ą

c dzielnik rezystorowy (R1, R2) SET, którego

potencjał ustalony jest na poziomie 1,22 V. Napi

ę

cie

wyj

ś

cio-we wyra

ż

a si

ę

wzorem:

Ze wzgl

ę

du na niski pobór pr

ą

du wej

ś

cia SET (ok. 10nA)

warto

ś

ci rezystorów mog

ą

by

ć

znaczne - typowo R1

wynosi 1M

Ω

. Gdy SET zostanie podł

ą

czone

bezpo

ś

rednio do masy, to napi

ę

cie wyj

ś

ciowe ustali si

ę

na poziomie 5V.
Stabilizator MAX667 mo

ż

e zosta

ć

wprowadzony w tryb

czuwania poprzez podanie na wej-

ś

cie SHDN napi

ę

cia

wi

ę

kszego ni

ż

1,5V. W tym trybie wyj

ś

cie OUT jest

odł

ą

czone i pobór pr

ą

du układu spada poni

ż

ej 1

µ

A.

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LDO – przykładowa aplikacja

Bardzo u

ż

yteczn

ą

funkcj

ą

jest detekcja niskiego poziomu

naładowania baterii. Je

ś

li napi

ę

cie na wej

ś

ciu LBI

spadnie poni

ż

ej warto

ś

ci referencyjnej 1,22V, to

tranzystor FET na rys. zostanie wł

ą

czony i zewrze

wyj

ś

cie LBO do masy. Zastosowanie dzielnika

rezystorowego (R3 i R4) umo

ż

liwia regulacj

ę

poziomu

napi

ę

cia odniesienia zgodnie ze wzorem:

Podobnie jak dla wej

ś

cia SET, niski pr

ą

d wej

ś

ciowy LBI (ok.

10nA) umo

ż

liwia zastosowanie sporych rezystancji R3 i R4.

Układy zasilające

Zasilacze – stabilizatory scalone

Stabilizatory ci

ą

głe LDO – przykładowa aplikacja

Ostatnim wa

ż

nym wyprowadzeniem jest wyj

ś

cie DD (pin nr

1). Ko

ń

cówka ta poł

ą

czona jest z otwartym kolektorem

wewn

ę

trznego tranzystora PNP i zwi

ą

zana z funkcj

ą

detektora spadku napi

ę

cia Dropout Voltage . Gdy ró

ż

nica

potencjałów pomi

ę

dzy wej

ś

ciem, a wyj

ś

ciem spada poni

ż

ej

300mV (co jest równoznaczne z ko

ń

cem czasu

ż

ycia

baterii), to tranzystor PNP zaczyna przewodzi

ć

.

Podł

ą

czenie wyprowadzenia DD poprzez rezystor o

warto

ś

ci ok. 100k

Ω

do masy umo

ż

liwia monitorowanie

napi

ę

cia Dropout Voltage przez zewn

ę

trzne obwody.

Rysunek przedstawia inne zastosowanie wyj

ś

cia DD.

Zasada działania powy

ż

szego obwodu jest nast

ę

puj

ą

ca:

spadek Dropout Voltage (np. na sku-tek rozładowania
baterii) spowoduje odpowiednio obni

ż

enie potencjału VSET

i napi

ę

cia wyj-

ś

ciowego VOUT. Jest to konieczne,

poniewa

ż

w przypadku, gdy ustalone VOUT zaczyna by

ć

wi

ę

ksze od VIN, to stabilizator pobiera pr

ą

d dochodz

ą

cy do

10mA – jest to konsekwencja wewn

ę

trznej konstrukcji

układu. Rozwi

ą

zanie z rysunku zapobiega nadmierne-mu

wzrostowi pobieranego pr

ą

du i umo

ż

liwia wykorzystanie

baterii do granic mo

ż

liwo

ś

ci.

Układy zasilające

Zasilacze – zabezpieczenia

Napi

ę

cie wej

ś

ciowe stabilizatora jest zawsze wy

ż

sze od napi

ę

cia wyj

ś

ciowego. Gdyby doszło do przepi

ę

cia, tj.

przyło

ż

enia potencjału z wej

ś

cia na wyj

ś

cie, mogłoby doj

ść

do uszkodzenia zasilanego urz

ą

dzenia (takie sytuacje

zdarzaj

ą

si

ę

, gdy np. spalimy stabilizator). Aby unikn

ąć

powa

ż

nych konsekwencji stosuje si

ę

moduły

zabezpieczaj

ą

ce podł

ą

czone do wyj

ś

cia stabili-zatora. Jednym z prostych obwodów przeciwprzepi

ę

ciowych jest

układ z diod

ą

Zenera i tyrystorem. Gdy napi

ę

cie wej

ś

ciowe przekroczy napi

ę

cie Zenera, dojdzie do zał

ą

czenia

(zwar-cia) tyrystora, co spowoduje przepalenie bezpiecznika F1.

Układy zasilające

Zasilacze – sygnalizacja

W projektowanych urz

ą

dzeniach warto zastosowa

ć

sygnalizatory napi

ęć

wyj

ś

ciowych i prze-

palonych bezpieczników, poniewa

ż

w przypadku wyst

ą

pienia awarii potrafi

ą

szybko wskaza

ć

lub wyeliminowa

ć

przyczyn

ę

ze strony obwodu zasilaj

ą

cego.

Typowy układ wska

ź

nika napi

ę

cia wyj

ś

ciowego przedstawia rysunek.

Elementem sygnalizacyjnym jest dioda LED D1 poł

ą

czona szeregowo z rezystorem ograni-

czaj

ą

cym pr

ą

d R1. Warto

ść

rezystora nale

ż

y dobra

ć

tak, aby przy znanym napi

ę

ciu zasilaj

ą

-

cym UO i napi

ę

ciu przewodzenia diody UD przepływał przez ni

ą

pr

ą

d ID z zakresu 10-15mA

(dokładne warto

ś

ci znajduj

ą

si

ę

w kartach katalogowych producenta diody). Odpowiedni wzór

opisuj

ą

cy te zale

ż

no

ś

ci mo

ż

na wyprowadzi

ć

za pomoc

ą

napi

ę

ciowego prawa Kirchoffa:

Układy zasilające

Zasilacze – sygnalizacja

W przypadku zasilaczy wysokonapi

ę

ciowych

sygnalizatorem s

ą

lampki neonowe, których napi

ę

cie

pracy przekracza 67V (w zale

ż

no

ś

ci od typu). Schemat

obwodu i sposób wyznacza-nia warto

ś

ci rezystora R1

jest taki sam, jak w przypadku wska

ź

nika z diod

ą

LED.

Rysunek przedstawia obwody sygnalizatorów
przepalonych bezpieczników dla napi

ę

cia zmiennego i

stałego. Gdy bezpiecznik nie jest przepalony, zwiera
obwód lampki neonowej (LMP1) lub diody LED i
sygnalizator nie

ś

wieci si

ę

. Po przepaleniu bezpiecznika

na jego zaciskach wyst

ą

pi ró

ż

nica potencjałów, o czym

poinformuje zastosowany wska

ź

nik.

W obwodzie z rysunku zastosowano rezystor R3, aby
zapewni

ć

kontakt z mas

ą

w przy-padku, gdy stabilizator

ulegnie nietypowemu uszkodzeniu. W takiej
konfiguracji:

Układy zasilające

Zasilacze – chłodzenie

Nadmierna temperatura jest jedn

ą

z głównych przyczyn uszkodze

ń

elementów elektronicz-nych. Praktyka

wskazuje,

ż

e zwi

ę

kszenie temperatury pracy urz

ą

dzenia o 10oC powoduje skrócenie

ś

redniego czasu

mi

ę

dzyawaryjnego (MTBF) o połow

ę

. W urz

ą

dzeniach o wysokiej wydajno

ś

ci pr

ą

dowej i o du

ż

ym poborze mocy

musz

ą

by

ć

stosowane systemy chłodzenia, aby nie przekroczy

ć

dopuszczalnej temperatury pracy

wykorzystywanych elementów.
Istniej

ą

trzy sposoby utrzymywania optymalnej temperatury pracy urz

ą

dze

ń

:

1. zastosowanie/poprawienie naturalnej wentylacji,
2. rozproszenie wi

ę

kszej ilo

ś

ci ciepła za pomoc

ą

radiatorów,

3. zastosowanie aktywnego systemu chłodzenia powietrzem lub wod

ą

.

KONIEC