5. TRANZYSTORY
W UKŁADACH ELEMENTARNYCH

5.1. Zasady działania tranzystorów

Tranzystory to elementy, które w odróżnieniu od diod mają co najmniej trzy końcówki (elektrody, wyprowadzenia). Ich najważniejszą cechą jest zdolność wzmacniania sygnałów elektrycznych. Z tego punktu widzenia należą one do grupy elementów aktywnych, tzn. że ich sygnał wyjściowy może mieć moc większą od sygnału wejściowego. Tą cechą różnią się one od transformatorów, które mogą wprawdzie zwiększać napięcie lub prąd, ale ich moc wyjściowa jest zawsze mniejsza od mocy wejściowej.

Wzmocnienie mocy sygnału dawane przez tranzystor jest uzyskiwane kosztem mocy dostarczanej ze źródeł zasilania (polaryzowania) stałoprądowego, a łączna sprawność energetyczna działania, oceniana jako stosunek mocy wyjściowej sygnału do sumy mocy zasilania i sygnału wejściowego, jest oczywiście mniejsza od jedności.

Tranzystory pracują w układach, w których jedna końcówka jest wspólna dla obwodu wejściowego i wyjściowego, natomiast jedna z pozostałych końcówek stanowi końcówkę wejściową, a druga - wyjściową.

W zasadzie każda z trzech końcówek może pełnić rolę wspólnej lub wejściowej, czy wyjściowej. Zasady działania tranzystorów najłatwiej jest jednak prezentować przy założeniu, że końcówką wejściową jest ta, która w największym stopniu oddziaływuje na procesy przepływu największego prądu tranzystora, który z kolei przyjmuje się za prąd wyjściowy. Zgodnie z powyższym stwierdzeniem na rys.5.1. przedstawiono konfiguracje pracy zasadniczych typów tranzystorów: bipolarnego i polowego (MOS - ang. Metal Oxide Semiconductor).

Dla tranzystora bipolarnego elektrodą wejściową (sterującą) jest „baza” (B), elektrodą wspólną - „emiter” (E), natomiast wyjściową „kolektor” (C - ang. collector). Tranzystory polowe są sterowane „bramką” (G - ang. gate), elektrodą wspólną jest „źródło” (S - ang. source), a elektrodą wyjściową - dren (D).

Prąd wyjściowy tranzystora jest zależny bardzo mocno od napięcia wejściowego, co ilustruje rys.5.2. Przy tym, w pewnym zakresie napięć wyjściowych (tzw. zakresie aktywnym ZA) prąd ten nie zależy prawie od wartości napięcia wyjściowego.

Bardzo ważną cechą tranzystorów jest to, że ich prąd wyjściowy może osiągać duże wartości, w tranzystorach mocy mogą to być nawet kiloampery (kA), i osiąga się to bez poboru prądu wejściowego w tranzystorach polowych MOS, lub przy poborze przez bazę tranzystora bipolarnego prądu znacznie mniejszego od prądu wyjściowego ( od 9 do 900 razy mniejszego, a w tzw. tranzystorach Darlingtona nawet 2000 razy).

Zależność prądu wyjściowego od napięcia wyjściowego dla dwóch wartości napięć wejściowych, odpowiadających punktom A i B na charakterystykach sterowania (rys.5.2) przedstawia rys.5.3.

Jak widać na charakterystykach wyjściowych, jeżeli pominie się niewielki wzrost prądu wyjściowego przy dużych napięciach wyjściowych, to końcówki wyjściowe tranzystorów można traktować jako zaciski regulowanego źródła prądowego^*. Wydajność prądowa tego źródła zależy w zakresie aktywnym prawie wyłącznie od napięcia wejściowego.

Wykorzystanie wskazanych wyżej właściwości tranzystora możliwe jest w układzie, którego schemat przedstawia rys.5.4.

Na wejście tranzystora podaje się napięcie z suwaka potencjometru P. Wartość napięcia wejściowego zależy od położenia suwaka i wartości siły elektromotorycznej (SEM) źródła E₁. Jeżeli prąd pobierany przez potencjometr P ze źródła E₁ jest znacznie większy od prądu wejściowego tranzystora, to napięcie wejściowe określa wzór

u_we = E₁  
(5.1)

Napięcie wejściowe decyduje o prądzie wyjściowym zgodnie z charakterystyką sterowania (rys.5.2). Zmiana tego napięcia powoduje odpowiednią zmianę prądu wyjściowego, a to prowadzi do zmiany napięcia wyjściowego zgodnie ze wzorem

Δu_wy = - R Δi_wy(Δu_we) (5.2)

gdzie znak „-„ wynika z przyjętego za dodatni kierunku prądu i_wy.

Przy tym w zakresie aktywnym zmiana prądu wyjściowego zachodzi niezależnie od zmiany napięcia wyjściowego. Możemy więc dobierać duże rezystancje i w ten sposób uzyskiwać duże wartości Δu_wy i duże stosunki
, co nazywamy wzmocnieniem napięciowym.

Efekt wzmocnienia pełniej określimy przy omawianiu wzmacniacza i wtórnika napięciowego w następnym punkcie tego rozdziału.

Obecnie zajmiemy się wyjaśnieniem, dlaczego prąd wyjściowy tranzystora bardzo silnie zależy od napięcia wejściowego i prawie zupełnie nie zależy od napięcia wyjściowego w zakresie aktywnym. Musimy to czynić odrębnie dla tranzystora bipolarnego i polowego. Działanie ich jest bowiem wynikiem innych zjawisk fizycznych i budowa znacznie odmienna.

Tranzystor bipolarny ma kryształ półprzewodnikowy uformowany tak, że znajdują się w nim dwa blisko siebie, równolegle położone złącza p-n. Tworzą one strukturę n-p-n lub p-n-p i w zależności od tego wyodrębniamy dwa zasadnicze typy tranzystorów bipolarnych: NPN i PNP. Działanie obu typów jest różne tylko tym, że o ile w tranzystorze NPN główny prąd tworzony jest przez elektrony, to w tranzystorze PNP jest on tworzony przez dziury. Konsekwencją tego są przeciwne kierunki przepływu prądów i przeciwne biegunowości napięć międzyelektrodowych konieczne do porównywalnego działania. Z tego też względu dalszy opis ograniczymy do tranzystora NPN. Schemat budowy takiego tranzystora przedstawia rys.5.5.

Struktura składa się z silnie do­mieszkowanego donorami obszaru emi­tera (n⁺), wąskiej bazy typu p, oddzielają­cej od emitera obszar kolektora typu n.

W czasie normalnego wykorzysty­wania tranzystora jego złącza p-n są pola­ryzowane odmiennie: złącze emiter-baza (złącze emiterowe) - w kierunku przewo­dzenia, natomiast złącze baza-kolektor (złącze kolektorowe) - w kierunku wstecznym.

Przykładowo, złącze emiterowe polaryzujemy napięciem u_BE = 0,7 V, tj. potencjał bazy zwiększamy o 0,7 V w stosunku do emitera, a złącze kolektorowe polaryzujemy wstecznie napięciem u_CB = +10 V, tzn. potencjał kolektora zwiększamy o 10 V w stosunku do bazy. W praktyce, jeżeli tranzystor stosujemy w układzie z rys.5.1.a, to ustalamy napięcie u_CE (kolektor-emiter), które, by otrzymać u_CB = 10 V, musi mieć wartość

u_CE = u_CB + u_BE = 10,7 V

Przy takiej (normalnej) polaryzacji następuje obniżenie bariery potencjału złącza emiterowego o 0,7  V i z emitera wypływa duży strumień elektronów w kierunku kolektora. Strumień ten, nieznacznie jedynie zmniejszony wskutek rekombinacji z dziurami, dociera do złącza kolektorowego. Bariera potencjału złącza kolektorowego, podwyższona o napięcie u_CB = 10 V, stanowi obszar pola elektrycznego, którego siły działają na elektrony omawianego strumienia w kierunku do kolektora, zapewniając, że przenika on do kolektora i tworzy prąd kolektorowy.

Strumień elektronów przenikający z emitera do kolektora nie zależy w zasadzie od wysokości bariery złącza kolektorowego. Z barierą tą związane są bowiem siły oddziałujące na elektrony w kierunku ruchu strumienia. Tak więc cały strumień docierający do złącza kolektorowego wnika do kolektora zarówno przy małej barierze, jak i przy dużej. W powyższym rozumowaniu pomijamy przypadek tak dużych barier, że możliwe staje się występowanie zjawiska jonizacji zderzeniowej prowadzącego do przebicia złącza i objawiającego się wzrostem prądu kolektorowego.

Zgodnie z powyższym rozumowaniem możemy zapisać

i_C = I_CB0 +  i_E (5.3)

gdzie:  - współczynnik uwzględniający zmniejszenie strumienia elektronów z powodu rekombinacji w bazie, I_CB0 - tzw. prąd zerowy kolektora; prąd płynący od kolektora do bazy przy zerowym prądzie emitera.

Współczynnik  ma wartość bardzo bliską jedności, natomiast prąd zerowy I_CB0 ma wartość często pomijalnie małą w porównaniu z prądem całkowitym kolektora, tj. i_C ≈ ·i_E. Część strumienia elektronów wypływających z emitera, która rekombinuje w bazie, łącznie ze strumieniem dziur przepływających z bazy przez obniżoną barierę złącza emiterowego do emitera tworzy prąd bazy. Można więc uważać, że prąd emitera dzieli się na prąd kolektora i prąd bazy, tj.

i_E = i_C + i_B (5.4)

Wykorzystując zależność (5.4) w (5.3) otrzymujemy inny użyteczny opis prądu kolektora:

i_C = I_CE0 +  i_B (5.5)

gdzie: I_CE0 = 
,  = 
 >> 1

Jak widać prąd kolektora jest warunkowany prądem bazy i wartością współczynnika , która może być równa w różnych tranzystorach od 9 do 2000. Współczynnik  jest nazywany współczynnikiem wzmocnienia prądowego tranzystora.

Tranzystor polowy znamienny jest tym, że jego bramka jest odizolowana od części kryształu półprzewodnikowego, która przewodzi prąd wyjściowy. Część kryształu przewodząca prąd jest nazywana kanałem tranzystora. W tranzystorach polowych powszechnie stosowanych w mikroukładach scalonych izolacją bramki od kanału jest cienka warstwa dwutlenku krzemu (siO₂). Izolacją tą w tzw. złączowych tranzystorach polowych jest złącze p-n spolaryzowane zaporowo.

Wyjaśnienie, dlaczego prąd wyjściowy tranzystora polowego również bardzo silnie zależy od napięcia wejściowego, a więc bramki, i w zakresie aktywnym prawie zupełnie nie zależy od napięcia wyjściowego, tj. drenu, ograniczymy do tranzystorów z izolacją tlenkową, od niej zwanych tranzystorami MOS (ang. Metal-Oxide-Semiconductor).

Tranzystory te mogą mieć kanał typu p (PMOS) lub typu n (NMOS), przy czym zasada działania obu typów jest taka sama, a różnią się one tym, że prąd wyjściowy w pierwszych tworzą dziury, zaś w drugich - elektrony. W konsekwencji tego prądy i napięcia w tych tranzystorach bedą miały przeciwny znak (przeciwny kierunek).

Istotną okolicznością jest to, że niezależnie od typu kanału możemy mieć dwa rodzaje tranzystorów: 1 - z kanałem wbudowanym w procesie wytwarzania tranzystora, 2 - z kanałem indukowanym w wyniku polaryzacji tranzystora.

Dalszy opis ograniczymy do tranzystora z kanałem indukowanym, zwanym również tranzystorem z kanałem wzbogacanym lub EMOS (ang. Enhancement MOS), licząc, że objaśnienia dotyczące tranzystorów z kanałem wbudowanym studenci będą w stanie odnaleźć samodzielnie, wykorzystując analogie.

Tranzystory EMOS przy zerowej polaryzacji bramki (przy u_GS = 0) nie mogą przewodzić prądu, bo nie posiadają kanału. Rezystancja widziana z końcówek dren-źródło przy u_GS = 0 ma wartość rzędu 10 GΩ. Jest więc tak duża, że nawet przy dużych napięciach u_DS prąd wyjściowy jest pomijalnie mały.

Przyłożenie napięcia pomiędzy bramkę i źródło (u_GS) wytwarza pole elektryczne o natężeniu prostopadłym do powierzchni półprzewodnika. Pole to częściowo wnika do warstwy przypowierzchniowej półprzewodnika. Jeżeli napięcie u_GS > 0, to natężenie wnikającego pola jest tak skierowane, że z warstwy przypowierzchniowej w głąb półprzewodnika wyciskane są dziury, a do warstwy tej przyciągane są z głębi elektrony. W rezultacie, jeżeli półprzewodnik był typu p, to przy u_GS > U_P, gdzie U_P jest napięciem progowym, dochodzi do sytuacji charakteryzującej się większą koncentracją elektronów od koncentracji dziur, tzn. występuje inwersja (odwrócenie) typu przewodnictwa z dziurowego na elektronowe.

Warstwa przypowierzchniowa staje się warstwą inwersyjną, a więc typu „n”. Zmiana ta nie byłaby istotna, gdyby nie to, że wyprowadzenia źródła i drenu wykonane są w postaci wysepek typu n, jak na rys.5.6.

Pojawienie się warstwy typu n (inwersyjnej) pomiędzy wyspami n⁺ oznacza utworzenie kanału, przez który może przepłynąć prąd. Przed powstaniem kanału prąd nie mógł przepływać pomiędzy drenem i źródłem, bo w obwodzie występowały dwa złącza p-n i jedno z tych złączy przy dowolnej polaryzacji obszaru dren-źródło było spolaryzowane zaporowo.

Zakres aktywny tranzystora EMOS rozpoczyna się od napięcia

u_DS = u_GS - U_P (5.6)

Przy takim napięciu drenu grubość warstwy inwersyjnej w pobliżu drenu zmniejsza się prawie do zera. Napięcie u_DS zmniejsza bowiem różnicę potencjału miedzy bramką i częścią kanału w płaszczyźnie drenu, a więc zmniejsza natężenie pola prostopadłego do kanału. Jednocześnie trzeba zauważyć, że przy u_DS > 0 występuje pole podłużne w kanale. Pole podłużne rozpędza elektrony z pobliża źródła w kierunku do drenu. Strumień elektronów zagęszcza się (zmniejsza przekrój) w miarę zbliżania się do drenu. Prąd na całej długości kanału jest jednak taki sam, gdyż elektrony nie mogą zbierać się w żadnym punkcie obwodu. Obowiązuje bowiem powszechnie zasada ciągłości prądu, podobnie jak w hydraulice - ilość wody przepływającej w jednostce czasu musi być taka sama w różnych przekrojach rury nawet, gdy mają one różne powierzchnie.

Fakt zmniejszenia przekroju kanału w pobliżu drenu możemy interpretować analogicznie jak zaciśnięcie rury, przez którą przepływała woda. Takie zaciśnięcie powoduje wzrost prędkości wypływu, nie zmienia jednak ciągłości przepływu tzn. prąd wody jako ilość przepływająca w jednostce czasu przez dany przekrój, pozostaje taki sam wzdłuż całej długości kanału.

Wartość prądu elektrycznego kanału może być więc ustalona na podstawie przepływu w pobliżu źródła. W tym obszarze przekrój strumienia elektronów (przekrój kanału) jest uwarunkowany nadwyżką napięcia u_GS nad napięciem progowym, a prędkość unoszenia elektronów jest proporcjonalna do składowej wzdłużnej natężenia pola elektrycznego, która jest tam proporcjonalna do napięcia „zaciskającego” kanał w pobliżu drenu, a więc napięcia opisanego wzorem (5.6).

Przy wzroście napięcia drenu ponad wartość zaciskającą, nadwyżka napięcia odkłada się na części zaciśniętej, a wartość składowej wzdłużnej natężenia pola w pobliżu źródła nie zmienia się. W rezultacie, w zakresie aktywnym prąd kanału jest zależny tylko od napięcia efektywnego bramki

u_ef = u_GS - U_P (5.7)

Analiza ilościowa tego prądu dla zakresu aktywnego daje wzór

i_D = 
(5.8)

gdzie: B - współczynnik zależny od parametrów konstrukcyjnych tranzystora.

Ten wynik analizy jest zgodny z danymi eksperymentalnymi, które przedstawione zostały na rys.5.3.b. Niewielki wzrost prądu drenu od napięcia drenu w zakresie aktywnym obserwuje się dopiero przy dużych napięciach. Wzrost ten tłumaczy się zjawiskami przebicia i innymi, mającymi charakter drugorzędny.

5.2. Elementarny wzmacniacz tranzystorowy i wtórnik napięciowy

Wzmacniacz

Schemat ideowy elementarnego wzmacniacza tranzystorowego jest w zasadzie taki sam dla przypadku wykorzystywania tranzystora bipolarnego, jak i przypadku wykorzystywania tranzystora polowego. Ogólnie odpowiada on schematowi z rys.5.4. Niewielkie różnice wynikają z faktu, że bramka tranzystora polowego nie pobiera prądu, gdy tymczasem baza tranzystora bipolarnego pobiera pewien prąd.

Inną zwykle występującą zmianą w stosunku do schematu z rys.5.4. jest stosowanie jednego źródła zasilania zamiast dwóch (E₁, E₂).

Mając powyższe na uwadze ograniczymy się do opisu wzmacniacza na tranzystorze bipolarnym. Schemat najprostszej wersji takiego wzmacniacza przedstawia rys.5.7.

Wzmacniacz zasilany jest ze źródła o napięciu U_Z. Rezystor R_B służy polaryzacji bazy odpowied­nim prądem. Na rezystorze R_C odkłada się napięcie wyjściowe wzmacniacza, przejmowane zwy­kle za pośrednictwem pojemności C₂. Pojemność C₁, pośrednicząca pomiędzy wejściem wzmacniacza i bazą tranzystora, pełni dwie role, podobnie jak i pojemność C₂. Pierwsza, to przeniesienie sygnału z wejścia i na wyjście wzmacnia­cza. Druga rola, to uniezależnienie spoczynkowego punktu pracy tranzystora od wpływu źródła sy­gnału i ewentualnego odbiornika sygnału. Wyjaśnijmy to na przy­kładzie źródła sygnału: Źródło takie mogłoby mieć zerową rezystancję dla prądu stałego (np.uzwojenie transformatora) i wówczas po dołączeniu bez pojemności C₁ nastąpiłoby zmniejszenie napięcia spoczynkowego bazy do zera (→ u_BE = 0). Powodowałoby to zmianę wzmocnienia i poważną deformację sygnału na wyjściu wzmacniacza.

W celu skonkretyzowania opisu wzmacniacza przyjmijmy że U_Z = 15 V, elementy są następujące: C₁ = C₂ = 1 F, R_B = 715 kΩ, R_C = 3,5 kΩ, a tranzystor ma parametry:  = 100, I_CE0 = 0 i charakterystykę wejściową taką, że spoczynkowy punkt pracy bazy ma współrzędne: U_BE = 0,7 V, I_B = 20 A. Ponadto przyjmijmy, że nachylenie charakterystyki sterowania (rys.5.2) w spoczynkowym punkcie pracy jest równe g_m = 
 = 80 
i że charakterystyka ta jest liniowa w przedziale Δu_BE = ±20 mV.

Prąd spoczynkowy bazy przepływając przez rezystor R_B odłoży na nim napięcie R_B·I_B = 14,3 V, a więc zgodnie z II prawem Kirchhoffa:

U_Z = U_BE + R_B I_B; 15 = 0,7 + 14,3 (5.9)

Prądowi I_B = 20 A odpowiada prąd spoczynkowy kolektora I_C =  I_C = 2 mA. Prąd ten przepływając przez rezystor R_C odłoży na nim napięcie stałe R_C I_C = 7 V, a więc napięcie spoczynkowe kolektora będzie równe:

U_CE = U_Z - R_C I_C = 8 V (5.10)

Tak więc, gdy na wejście wzmacniacza nie podaje się sygnału, to tranzystor pracuje w spoczynkowym punkcie pracy o współrzędnych: U_BE = 0,7 V, I_B = 20 A, U_CE = 8 V, I_C = 2 mA.

Gdy jednak na wejściu pojawi się sygnał, to punkt pracy tranzystora będzie zmieniał się, co jak niżej wykażemy da na wyjściu sygnał o większej amplitudzie i mocy.

Przyjmijmy, że sygnał wejściowy jest sinusoidalny o amplitudzie U_m1 = 20 mV i na tyle dużej częstotliwości, że wartości reaktancji pojemności C₁ i C₂ mogą być uznane za pomijalnie małe. Powoduje on przesuwanie punktu pracy w zakresie liniowym charakterystyki sterowania, w rezultacie czego pojawi się składowa sinusoidalna prądu kolektora o amplitudzie

I_mc = g_m U_m1 = 1,6 mA (5.11)

Składowa sinusoidalna prądu kolektora przepływając przez rezystor R_C odłoży na nim napięcie, w rezultacie czego napięcie kolektora będzie zmieniało się zgodnie z wzorem

u_CE = U_Z - R_C(I_C + I_mc sinωt) (5.12)

Stała składowa tego napięcia odłoży się na pojemności C₂, a na wyjściu wzmacniacza pojawi się tylko składowa zmienna

u_wy = -R_C I_mC sinωt = - U_m2 sinωt = U_m2 sin(ωt + π)  (5.13)

Otrzymamy wzmocnienie i przesunięcie fazy sygnału o π (odwrócenie sygnału).

U_m2 = R_C I_mC = R_C g_m U_m1 = 5,6 V (5.14)

Wzmocnienie napięciowe jest równe:

^∗2 (5.15)

Wzmacniacz pobiera ze źródła sygnału moc^*3

P₁ ≈ 
U_m1 I_mB = 160 W (5.16)

gdzie: I_mB - amplituda składowej zmiennej prądu bazy; I_mB = 
 I_mC = 16 μA.

Natomiast moc sygnału wyjściowego jest równa:

P₂ = 
 = 4,48 W (5.17)

Powyższe oznacza, że nastąpiło wzmocnienie mocy sygnału

(5.18)

Wtórnik napięciowy (bufor)

W przypadku gdy zachodzi potrzeba przekazania sygnału ze źródła o dużej rezystancji wewnętrznej na odbiornik o małej rezystancji, celowe jest stosowanie bufora. Buforem może być wtórnik napięciowy w układzie tzw. wtórnika emiterowego (rys.5.8).

Rezystory R_B, R_E służą do ustalenia spoczynkowego punktu pracy. Pojemności C₁, C₂ natomiast - do uniezależnienia tranzystora od wpływu źródła i obciążenia na spoczynkowy punkt pracy.

W celu skonkretyzowania opisu przyjmijmy, że korzystamy z takiego samego tranzystora jak w układzie z poprzedniego wzmacniacza, który miał rezystancję wejściową R_wej =
= 1250 Ω,  = 100, I_CE0 = 0. Te same są również pojemności i napięcie zasilania. Tranzystor pracuje z prądami spoczynkowymi: I_B = 20 A, I_C = 2 mA. Rezystancje układu są równe: R_E = 3,5 kΩ, R_B = 365 kΩ, R_i = 7,5 kΩ, R_L = 75 Ω, 1/ωC₁ << R_i, 1/ωC₂ << R_L.

Źródło sygnału ma SEM sinusoidalną o amplitudzie E_m = 200 mV.

Amplituda prądu wyjściowego układu (I_m2) jest praktycznie równa amplitudzie składowej zmiennej emitera, ponieważ R_L << R_E.

Dla uzyskania takiego prądu wyjściowego do bazy tranzystora trzeba wprowadzić prąd o amplitudzie

(5.19)

Wymaga to składowej zmiennej napięcia baza-emiter o amplitudzie

U_mBE ≈ U_m1 - U_m2 ≈ 
(5.20)

gdzie: U_m1 - amplituda napięcia sygnału na zaciskach 1-1,

U_m2 - amplituda napięcia na zaciskach 2-2.

Stąd U_m1 ≈ U_m2 + U_mBE = I_m2
(5.21)

Źródło sygnału widzi więc na zaciskach 1-1 konduktancję (wejściową wtórnika):

(5.22)

Jak widać z (5.22) konduktancja wejściowa może być wyrażona wzorem

(5.23)

Dlatego rezystancję wejściową wyrażamy wzorem

R_wej ≈ 
 ≈ 8840 Ω (5.24)

Źródło sygnału daje na tej rezystancji napięcie (wejściowe wtórnika) o amplitudzie:

(5.25)

Amplituda prądu bazy zgodnie z (5.21) i (5.24) wynosi

I_mB ≈ 
 ≈ 12,2 A, natomiast:

- prąd wyjściowy (zgodnie z 5.19): I_m2 ≈ 1,23 mA,

- napięcie wyjściowe: U_m2 = R_L I_m2 ≈ 92,6 mV.

Wzmocnienie napięciowe układu jest więc bliskie jedności, bo

K_u = 
 ≈ 0,86 (5.26)

i od tego wywodzi się nazwa układu „wtórnik napięciowy”.

Wzmocnienie prądowe układu wynosi

1 +  ≈  (5.27)

natomiast wzmocnienie mocy:

K_P = K_u K_i ≈ 87 (5.28)

5.3. Wzmacniacz różnicowy

Jedną z istotnych wad wzmacniacza elementarnego omawianego w poprzednim punkcie jest niestałość spoczynkowego punktu pracy przy zmianach temperatury wywołanych zarówno zmianą temperatury otoczenia jak i procesem samonagrzewania się tranzystora w czasie pracy.

Najbardziej kłopotliwa jest w tym względzie zmiana spadku napięcia baza-emiter występująca przy zmianie temperatury tranzystora. Zmianę tę przy stałym prądzie emitera szacuje się za pomocą temperaturowego współczynnika napięcia przewodzenia złącza, który wynosi ok. -2 mV/K.

Inne są powody niestałości temperaturowej spoczynkowego punktu pracy we wzmacniaczach na tranzystorach polowych. Są one jednak równie niepożądane.

Znaczną eliminację niepożądanego wpływu temperatury uzyskuje się we wzmacniaczach różnicowych. Wzmacniacze te mają również dodatkowe zalety, z których na wymienienie zasługują dwie:

1) eliminują zakłócenia wywołane tzw. sygnałami sumacyjnymi przy transmisji liniami symetrycznymi i w analogicznych warunkach,

2) pozwalają na praktyczną realizację koncepcji wzmacniacza operacyjnego, bardzo często stosowanego w technice analogowej.

Schemat ideowy wzmacniacza różnicowego na tranzystorach NPN przedstawia rys.5.9.

Schemat ten pozostaje w mocy, gdy zamiast tranzystorów NPN stosowane są inne bipolarne lub polowe, z tym zastrzeżeniem, że zmianie mogą ulec biegunowości napięć zasilających i wartości rezystorów. W każdym przypadku trzeba bowiem zapewnić pracę tranzystorów układu w zakresie aktywnym. Wzmacniacz ma dwie jednakowe gałęzie złożone z tranzystora i rezystora R_C. Emitery tranzystorów są polaryzowane ze źródła prądowego o stałej wydajności I. Występują tu dwa wejścia i dwa wyjścia niesymetryczne tj. względem masy jako potencjału odniesienia, oraz może być wykorzystywane wyjście symetryczne (Wy 3) i analogicznie wejście symetryczne^*3. Sygnały wyjściowe wzmacniacza są proporcjonalne do różnicy napięć wejściowych wejść niesymetrycznych (u_we1 - u_we2). Gdy różnica napięć wejściowych jest zerowa, oba tranzystory przewodzą taki sam prąd kolektora, równy
I. Gdy zaś u_we1 jest większe od u_we2, to tranzystor T₁ przejmuje większą część prądu I. Na rys.5.10 przedstawiona jest charakterystyka sterowania różnicą prądów kolektorów.

Wzmocnienie napięciowe różnicowe układu, gdy korzystamy z wyjścia symetrycznego (Wy 3), jest równe:

K_u = 
(5.29)

gdzie:  - współczynnik tranzystora (patrz wz.5.3), V_T - napięcie termiczne, równe ok. 25 mV dla T = 300 K.

Wzmocnienie różnicowe przy korzystaniu z wyjść niesymetrycznych jest o połowę mniejsze, z tym że może być dodatnie lub ujemne, tzn. faza sygnału wyjściowego jest zgodna lub odwrócona w stosunku do fazy wejściowego sygnału różnicowego.

Temperatura i sygnały współbieżne (sumacyjne) jednakowo wpływają na prądy obu tranzystorów, dlatego układ przy zachowaniu pełnej symetrii nie jest wrażliwy na te sygnały (oddziaływanie). W praktycznych konstrukcjach występują jednak pewne rozrzuty parametrów elementów oraz ich charakterystyk, dlatego pojawia się niewielka wrażliwość na oddziaływanie „sumacyjne”. Miarą tej wrażliwości jest parametr wzmacniacza zwany współczynnikiem tłumienia sygnału wspólnego (sumacyjnego, współbieżnego) CMRR (ang.Common Mode Rejection Ratio). Określa się go jako stosunek wzmocnienia różnicowego do sumacyjnego. Jego wartość w scalonych wzmacniaczach różnicowych mieści się w przedziale 60÷120 dB.

5.4. Klucz tranzystorowy

Podstawowym segmentem wszystkich układów cyfrowych, wchodzących w skład nie tylko komputerów ale również bardzo licznej grupy różnych urządzeń cyfrowych, jest klucz tranzystorowy. Jest to układ dwustanowy. Występują w nim dwa stany ustalone, zwane „stanem włączenia” i „stanem wyłączenia” oraz stany przejściowe w czasie zmiany stanu ustalonego.

Stany ustalone mogą być traktowane jako stany logiczne prawdy i fałszu, co powszechnie stosuje się w technice cyfrowej. Klucze tranzystorowe mają jednak szersze zastosowanie wszędzie tam, gdzie niezbędne jest szybkie wielokrotne przełączanie.

Schemat ideowy klucza tranzystorowego przedstawia rys.5.11.

Napięcie wejściowe takiego klucza powinno zmieniać się od wartości zapewniającej silne przewodzenie tranzystora (włączenie) do wartości wymuszającej zablokowanie przewodzenia prądu przez tranzystor (wyłączenie).

W stanie włączenia napięcie wejściowe ma zwykle poziom wysoki, natomiast napięcie wyjściowe - poziom niski, gdyż prąd i daje duży spadek napięcia na rezystancji R, co obniża potencjał wyjścia.

W stanie wyłączenia napięcie wejściowe ma zwykle poziom niski, prąd i nie występuje, a wobec tego napięcie wyjściowe jest równe napięciu zasilania (U_Z). Klucz jest więc zwykle inwerterem, tzn. układem odwracającym sygnał przełączania.

Przejście pomiędzy stanami ma przebieg zależny od szybkości zmian napięcia wejściowego oraz od tempa przeładowywania pojemności klucza, z których największe znaczenie mają pojemności tranzystora. Z punktu widzenia procesu przełączania są to pojemności pasożytnicze. Określają one z rezystancją klucza (R) stałe czasowe, które determinują takie istotne parametry klucza jak: szybkość narastania odpowiedzi, czas narastania i opadania napięcia wyjściowego oraz czas opóźnienia odpowiedzi (czas propagacji). Czasy te są zilustrowane na rys.5.12.

Najszybsze przełączniki tranzystorowe mają czasy propagacji i czasy przełączania (t_n, t_o) równe pojedynczym nanosekundom.

^* Źródło prądowe, to źródło elektryczne dające prąd o natężeniu niezależnym od napięcia na jego zaciskach, zatem i od obciążenia tego źródła.

^∗2 W ogólnym przypadku wzmocnienie określa się jako stosunek amplitud zespolonych napięć wyjściowego i wejściowego (patrz p.3.3, wzory 3.23, 3.26 i 3.27), tj. K_U = 
^; U^*_m1 =U_m1, U^*_m2 =U_m2 ·e^jϕ, gdzie ϕ - przesunięcie fazowe wnoszone przez wzmacniacz. W rozpatrywanym (uproszczonym) przypadku ϕ = π, tj. U^*_m2 = - U_m2.

^*3 Pomijamy moc wydzielaną w rezystorze R_B. Jest ona bowiem znacznie mniejsza od mocy pobieranej przez bazę P_RB  
 ≈ 0,28 nW << 160 μW

^*3 Wejście symetryczne ma zaciski: We1 i We2 (patrz rys.5.9).

1

75

Rys.5.1. Konfiguracje pracy tranzystorów: bipolarnego typu npn (a), polowego MOS z kanałem indukowanym typu n (b1) oraz polowego MOS z kanałem wbudowanym typu n (b2), przyjęte do prezentacji zasad działania

Rys.5.2. Charakterystyki sterowania tranzystorów z rys.5.1 w zakresie aktywnym (ZA)

Rys.5.3. Charakterystyki wyjściowe tranzystorów: bipolarnego (a), polowego (b)

Rys.5.4. Schemat sterowania tranzystora

Rys.5.5. Schemat struktury półprzewodnikowej tranzystora NPN

Rys.5.6. Schemat konstrukcyjny tranzystora z kanałem indukowanym typu n

Rys.5.7. Schemat wzmacniacza na tranzystorze bipolarnym w układzie ze wspólnym emiterem

Rys.5.8. Wtórnik emiterowy wraz ze źródłem sygnału e(t) i obciążeniem (R_L)

Rys.5.9. Schemat ideowy wzmacniacza różnicowego na tranzystorach NPN

Rys.5.10. Charakterystyka sterowania różnicą prądów kolektorów wzmacniacza różnicowego (V_T = kT/q)

Rys.5.11. Schemat ideowy klucza tranzystorowego

Rys.5.12. Sposób określania czasów propagacji t_pLH, t_pHL oraz czasu narastania odpowiedzi (t_n) i czasu opadania(t_o).

---