Elektronika W Zad cz 2 2

w Ciązynski - ELEKTRONIKA W ZADANIACH

CzęSi J Analiza malmygnalowa układów poi przewodnikowych

Dla naszych aktualnych rozważań ważniejszy jest jednak fakt, że dla małych wartości dodatnich sygnału wejściowego nie możemy twierdzić, że tranzystor T2 znajduje się w stanie odcięcia, a więc nie możemy go wyeliminować ze schematu zastępczego przedstawionego na rysunku 3.23.4. W takim przypadku bowiem prąd tranzystora f ] wzrasta ponad wartość prądu spoczynkowego (oszacowaną powyżej na 100 mA). _aprąd tranzystora T2 maleje od tej wartości. Tranzystor T2 możemy uważać za odcięty dopiero od momentu, gdy jego prąd spadnie do zera. Prąd Tl wyniesie już wtedy 200 mA, a to odpowiada napięciu wyjściowemu 200 mA-8 Q = 1,6 V. Tak więc dla wartości u_m mniejszych od 1,6 V schemat zastępczy powinien uwzględniać małosygnaiowc modele obydwu tranzystorów, jak to pokazano na rysunku 3.23.8.

w Ciązynski - ELEKTRONIKA W ZADANIACH

CzęSi J Analiza malmygnalowa układów poi przewodnikowych

Przy pełnej symetrii tego schematu możemy stwierdzić, że napięcia Ubi i są jednakowe. Schemat jest zatem równoważny takiemu, w którym punkty odpowiadające bazom tranzystorów zostaną ze sobą zwarte. Oznacza to, że zostaną zwarte trzy pary odpowiednich rezystancji i schemat przekształci się do postaci pokazanej na rysunku 3.23.9, pozwalającej na powtórzenie obliczeń w sposób przedstawiony powyżej w rozwiązaniu 1 (patrz wyrażenia (3.23.1) i (3.23.2)).

Napięcie na bazach oznaczone na ostatnim rysunku jako ut wynika z rezystancji zastępczej dla równoległego połączenia R = 2,5 kfl i V-Jiu_e+( 1 + h₂u) Rt. =81312. Wynosi ona /?z=613f2. Rezystancja wejściowa jest więc teraz równa Rz+r_D = 618 f2 (nieco mniejsza od uzyskanej w rozwiązaniu 1 wartości 624 fl), a dla ui, mamy:

(3.23.4)

R₂ 613 _Aftn.

u,, =--—u„ =-= 0,992 u

r„ + R, " 618 '

Napięcie wyjściowe wynika z podziału napięcia u_h na kolejnych dwu rezystancjach:

u„. =----_u = ₌ 0,994 u, = 0,994 • 0,992 = 0,986 u,_t (3.23.5)

Oznacza to wzmocnienie napięciowe k_u dla małych wartości sygnału wejściowego równe 0,986, a więc większe o 1,2% od wyznaczonej w rozwiązaniu 1 wartości wzmocnienia równej 0,974. Przy wzmacnianiu sygnału sinusoidalnego, np. o amplitudzie 5 V jego fragmenty o w'artościach leżących pomiędzy poziomami -1,6 V a +1,6 V (przy których prąd płynie przez obydwa tranzystory) byłyby przenoszone ze współczynnikiem 0,986, a wierzchołki sygnału przenoszone ze współczynnikiem 0,974 byłyby nieco „spłaszczone”. W sygnale wyjściowym pojawiłyby się pewne niewielkie zniekształcenia nieliniowe (rozkład na szereg Fouriera ujawniłby zawartość nieparzystych harmonicznych sygnału wejściowego).

Mi sio!

Przy wszystkich zastrzeżeniach, dotyczących niepełnej wartości zastosowanego _modelu tranzystora do analizy układu wzmacniacza mocy pracującego przy dużych amplitudach sygnału, możemy jednak z powyższej analizy wyciągnąć pewne wnioski, jeśli nie ilościowe to na pewno jakościowe. Tak więc, aby wspomniane zniekształcenia minimalizować, należy w rzeczywistych układach:

. stosować tranzystory o dużym wzmocnieniu h₂u, lub układy Darlingtona (dwuelementowe tranzystory złożone, rozpatrywane w zadaniach 1.7 do 1.9). Wtedy w obydwu rozważanych sytuacjach wzmocnienie napięciowe osiąga wartości bardzo bliskie jedności, a rezystancja wejściowa jest prawie taka sama i duża;

• dążyć do stosowania małych wartości prądu spoczynkowego, czyli do pracy tranzystorów w klasie B. Ze względu na zagrożenie wystąpienia zniekształceń skrośnych w praktyce oznacza to balansowanie na granicy przewodzenia tranzystorów, trudne w realizacji jeśli wzmacniacz ma pracować w szerokim zakresie temperatur;

• lub wręcz przeciwnie przejść do pracy w klasie A (tzn. przyjąć punkty pracy tranzystorów w taki sposób, aby obydwa tranzystory przewodziły nawet przy największym poziomie sygnału wejściowego). Współcześnie wzmacniacze mocy stosowane w elektroakustyce, spełniające najwyższe wymagania dotyczące zniekształceń są realizowane właśnie w klasie A.

Rozwiązanie 2

Ad 1. Rozwiązanie metodą macierzy admitancyjnej rozpoczniemy od utworzenia macierzy dla zawierającego trzy węzły schematu zastępczego z rysunku 3.23.5, odpowiadającego założeniu zerowego prądu spoczynkowego. W macierzy pokazanej na rysunku 3.23.10 przez Yb2 oznaczono l/(rc2 + R₂) = 0,2 mS. Postać liczbową tej macierzy, gdzie wszystkie wartości wyrażono w mS przedstawia rysunek 3.23.11.

	©	© (BI)	© (El)		©	© (BI)	® (El)
®	ł«j+ yoi	-yoi	0	©	100,2	-100	0
© (BI)	-\Yd/	Yi + y//+ yoi	-yu	© BI)	- 100	200,2	-100
® (El)	0	-yn-yu	.V// + .Vjy+łt	®(E1)	0	- 10 100	10 225

Rys. 3.23.10 Macierz admitancyjna układu z rysunku 3.23.5

Rys. 3.23.11 Postać liczbowa macierzy admitancyjnej z rysunku 3.23.10

Dopełnienia algebraiczne potrzebne do obliczenia wzmocnienia sygnału wejściowego (gdy wejście a = 1, a wyjście b = 3), to:

A„ = (-l)^lu”

- 100	200,2
0	-10 100

A„ = (-!)"

200,2	- 100
-10 100	10 225

*„ = **=-

= 0,974 (3.23.6)

Wzmocnienie k wyliczamy zgodnie ze wzorem Nr 2 podanym w tabeli W3.7 jako: (-100)(-10100) (/złS)² _ 1,01 -S²

A„ 200,210225—(-100M-10100)(m5r 1.037 5

Uzyskany wynik dokładnie pokrywa się z wynikiem z rozwiązania 1 (patrz zależność 3.23.2). Należy podkreślić, że podobnie szybko jak wynik liczbowy tą metodą moglibyśmy uzyskać rozwiązanie na ogólnych symbolach, także wtedy gdybyśmy

- 123-